CN102577116B - 共模滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明要解决的技术问题是在超高速差动传输线路中使超高速差动信号通过，并且让共模信号充分衰减。本发明采用的技术手段是：在电介质层（3）的单面上平行形成一对导电线路（1A）、（1B）。在电介质层（3）的另一个面上按照与导电线路（1A）、（1B）对置的方式形成凸起接地极（5）。凸起接地极（5）不与外部的共同接地极（7）连接而独立形成。凸起接地极（5）的连接点（9）和共同接地极（7）之间连接有由无源电路元件构成的无源2端子电路CM1。

Description

共模滤波器

技术领域

本发明涉及一种共模滤波器，尤其涉及一种新型共模滤波器，其能够确保超高速差动信号在超高速差动传输线路中传输，同时还能衰减共模信号。

背景技术

近年来“HDTV（high definition television）：高清电视”和“蓝光光盘（Blu-ray Disc）”等高清晰影像内容非常普及。为了支持这些影像内容，需要高速传输大量的数字数据，也就是说需要运用高速串行传输。

在高速串行传输中，为了缩短脉冲上升时间，需要减小电压振幅，由此导致其抗噪性能（noise immunity）变差。因此，为了提高抗噪性能，普遍使用差动传输的方式。

上述差动传输方式就是在成对的2条线路中分别同时传输正相和反相的差动信号，由此既能确保高速的传输速度，又能减小振幅从而降低电力消耗，同时还能衰减外来噪音等共模信号。

不过，这种差动传输方式中，使得外来噪音等共模信号衰减的性能并不充分，为了避免不利影响，在差动传输线路中插入共模扼流圈而应对。

现有共模扼流圈（未图示）已公知是采用在磁性线圈骨架（bobbin）上以相同圈数缠绕两条导线的结构。图26示出了其电路图。

这种结构的共模扼流圈中，由于流经两条导线的差动信号彼此反相，其产生的磁通量彼此抵消，因此保证了两条导线的阻抗较低，从而使差动信号轻易通过。

另一方面，共模信号在两条导线中以同相流经，在磁体中产生的磁通量充分一致，所以使得两条导线的阻抗变高而难于通过。因此，能够实现共模信号的衰减。

特开2000-58343号公报（专利文献1）中记载的差动传输线路用共模扼流圈就是相应于上述图26结构的技术方案。

上述专利文献1中公开了如下技术方案：上述方案结构是将缠绕在环形磁芯线圈上的2条线圈导体容纳于由壳体与其盖部所构成的树脂制外装壳体内，在上述壳体的外周壁外侧面、底部外表面以及盖部外表面上均镀有接地导体，在接地导体上还形成了绝缘膜，在上述绝缘膜上分别连接有端子板，端子板与线圈导体的端部焊接，上述方案通过使得特性阻抗与传输线路相一致来抑制信号的反射。

现有技术

专利文献1：特开2000-58343号公报。

发明内容

技术问题

近年来，在上述差动传输方式中一直寻求实现3G～6G比特（Bit）/秒的信号传输速度，但在不远的将来应该需要实现8G～16G比特（Bit）/秒的传输速度。

然而，在上述如图26所示结构的共模扼流圈中，即使是让其形成与最高频率相对应的结构，也只能得到如图27所示的差动信号通过特性Sdd21以及共模信号通过特性Scc21。

从图27中可以看出，共模信号的通过特性Scc21呈V字形，在2～3GHz处可实现-20dB程度的衰减，而在8～10GHz处衰减量很少，也就是说共模信号很难实现充分的衰减。

换句话说，如图26的现有结构中，共模信号通过特性Scc21已经接近极限，其难以应对今后需要实现的超高速差动信号良好的传输需求。

而且，无法通过的共模信号，在共模扼流圈的输入端处反射并向线路的反方向传播，在多重反射期间有可能向外部放射电磁干扰，这也是容易产生噪音的原因。

尤其是在GHz频带范围的信号，由于波长短，其波长成为电路布线长度整数倍的可能性也随之升高，即将电路布线作为天线而导致电磁干扰的可能性升高。

因此，在不需要担心电磁干扰的低频信号的情况下，共模信号即使在输入端反射，对于实际应用也不会产生太大问题，但是对于频率较高的共模信号而言，就不能无视这种反射，形成了新的技术问题。

本发明就是为了解决上述技术问题而提出的技术方案，其目的在于提供一种共模滤波器，其可在超高速差动传输线路中，让所希望的超高速差动信号良好通过的同时，不但能通过反射方式阻断不需要的共模信号，还能够通过内部吸收的方式来实现衰减。

技术方案

为了解决上述技术问题，本发明的第1发明中所述的共模滤波器具备：形成在第1电介质层上的用于传输差动信号的一对导电线路；隔着上述第1电介质层与上述导电线路对置形成的第1凸起接地极，该第1凸起接地极与外部接地电位分离，并且该第1凸起接地极与上述导电线路一起形成了相对于上述差动信号的分布常数型差动传输线路；在该第1凸起接地极以及上述外部接地电位之间连接有1个以上的第1无源2端子电路，上述第1无源2端子电路在与上述第1凸起接地极之间的连接点处的在上述导电线路方向上相隔最远的两点之间的距离为，上述第1凸起接地极在上述导电线路方向上的1/2以下。

本发明的第2发明中所述的共模滤波器，构成为：上述第1凸起接地极沿着上述导电线路长度方向分割成多个，这些分割凸起接地极的全部或者其中的任意一个分别与上述外部接地电位之间连接有上述第1无源2端子电路。

本发明的第3发明中所述的共模滤波器，构成为：还具有，在与上述第1凸起接地极的同一个平面上，隔着上述第1无源2端子电路配置的方式相连于上述外部接地极的共同接地极，上述第1无源2端子电路连接在上述第1凸起接地极和第1共同接地极的各个端部之间。

本发明的第4发明中所述的共模滤波器，构成为：在与上述第1凸起接地极的同一个平面上夹着上述第1凸起接地极而在左右位置上配置有它的共同接地极，在上述左右位置上的上述第1凸起接地极与上述共同接地极的各个端部之间连接有上述第1无源2端子电路。

本发明的第6发明中所述的共模滤波器，构成为：具有按照隔着第2电介质层与上述导电线路对置的方式形成的与上述外部接地电位分离的第2凸起接地极，由此形成上述分布常数型差动传输线路。

本发明的第7发明中所述的共模滤波器，构成为：具有连接于上述第2凸起接地极以及上述外部接地电位之间的1个以上第2无源2端子电路。

本发明的第8发明中所述的共模滤波器，构成为：上述第2凸起接地极沿着上述导电线路长度方向分割成多个，这些分割凸起接地极的全部或者其中的任意一个分别与上述外部接地电位之间连接有上述第2无源2端子电路。

本发明的第9发明中所述的共模滤波器，构成为：还具有，在与上述第2凸起接地极的同一个平面上，隔着上述第2无源2端子电路的配置方式相连于上述外部接地极的共同接地极，上述第2无源2端子电路连接在上述第2凸起接地极和存在于上述第2凸起接地极的同一个平面上的上述共同接地极的各个端部之间。

本发明的第10发明中所述的共模滤波器，构成为：在与上述第2凸起接地极的同一个平面上夹着上述第2凸起接地极而在左右位置上配置有上述共同接地极，在上述左右位置上的上述第2凸起接地极和存在于上述第2凸起接地极的同一个平面上的上述共同接地极的各个端部之间连接有上述第2无源2端子电路。

本发明的第12发明中所述的共模滤波器，构成为：上述第1以及第2无源2端子电路为短路线路。

本发明的第13发明中所述的共模滤波器，构成为：上述第1以及第2无源2端子电路为作为无源元件的电感器、电容、阻抗或者它们的组合。

发明效果

具有如上结构的本发明的第1发明所涉及的共模滤波器中，通过由导电线路和第1凸起接地极所形成的分布常数型差动传输线路以及连接在这些第1凸起接地极以及外部接地电位之间的第1无源2端子电路，阻断、吸收了共模信号，根据该微带式线状（microstripline）结构，使得超高速差动信号良好通过，并且让共模信号获得充分衰减。

在本发明的第2发明所述的共模滤波器中，由于将上述第1凸起接地极在导电线路长度方向上分割成了多个，在这些各个分割凸起接地极和外部接地电位之间连接了第1无源2端子电路，所以形成微带式线状结构，由此容易获得对共模信号进行阻断、吸收等各种衰减特性。

在本发明的第3发明所述的共模滤波器中，由于具有隔着上述第1无源2端子电路的配置方式相连于上述外部接地极的第1共同接地极，且将上述第1无源2端子电路连接在上述第1凸起接地极和第1共同接地极的各个端部之间，所以除了上述技术效果之外，还容易获得平面性结构，并且容易简化结构。

在本发明的第4发明所述的共模滤波器中，由于在上述第1凸起接地极的对置位置上配置有上述第1共同接地极，在上述对置位置上各个端部之间连接有上述第1无源2端子电路，所以同样的容易得到平面性结构，并且容易简化结构。

在本发明的第5发明所述的共模滤波器中，由于在上述被分割的第1凸起接地极中相邻的全部或一部分上述分割凸起接地极之间连接有上述第1无源2端子电路，所以共模信号按照经由相邻的凸起接地极返回到共同接地极的线路传输，在该线路内串联连接有更多的无源2端子电路，所以更有效率的获得了对共模信号进行阻断、吸收的各种衰减特性。

在本发明的第6发明所述的共模滤波器中，由于具有按照隔着第2电介质层与上述导电线路对置的方式形成的与上述外部接地电位分离的第2凸起接地极，并由此形成上述分布常数型差动传输线路，所以根据该带式线状结构，可得到可让共模信号获得充分衰减的衰减特性。

在本发明的第7发明所述的共模滤波器中，由于在上述第2凸起接地极以及外部接地电位之间连接了1个以上的第2无源2端子电路，所以根据该带式线状结构，容易获得对共模信号实现阻断、吸收等效果的各种衰减特性。

在本发明的第8发明所述的共模滤波器中，由于上述第2凸起接地极在导电线路长度方向上分割成多个，这些分割凸起接地极的全部或任意一个与外部接地电位之间还连接有上述第2无源2端子电路，所以，同样的，可容易获得对共模信号实现阻断、吸收等效果的各种衰减特性。

在本发明的第9发明所述的共模滤波器中，由于具有隔着上述第2无源2端子电路的配置方式相连于上述外部接地极的第2共同接地极，且将上述第2无源2端子电路连接在上述第2凸起接地极和第2共同接地极的各个端部之间，所以除了上述技术效果之外，还容易获得平面性结构，并且容易简化结构。

在本发明的第10发明所述的共模滤波器中，由于在上述第2凸起接地极的对置位置上配置有上述第2共同接地极，在上述对置位置上各个端部之间连接有上述第2无源2端子电路，所以同样的容易获得平面性结构，并且容易简化结构。

在本发明的第11发明所述的共模滤波器中，由于在上述被分割的第2凸起接地极中相邻的全部或一部分上述分割凸起接地极之间连接有上述第2无源2端子电路，所以根据该带式线状结构，共模信号按照经由相邻的第2凸起接地极返回到第2共同接地极的线路传输，在该线路内串联连接有更多的无源2端子电路，所以更有效的获得对共模信号进行阻断、吸收的各种衰减特性。

在本发明的第12发明所述的共模滤波器中，由于上述第1以及第2无源2端子电路为短路线路，所以能够进一步可靠获得良好的衰减特性。

在本发明的第13发明所述的共模滤波器中，由于上述第1以及第2无源2端子电路为作为无源元件的电感器、电容、阻抗或者它们的组合，，所以即使是使用了多个第1以及第2无源2端子电路的结构，也能够进一步可靠获得良好的衰减特性。

图1是用于说明本发明共模滤波器基本结构的横截面图。

图2是表示本发明共模滤波器实施例的分解立体图。

附图说明

图3是表示图2的共模滤波器的通过特性图。

图4是表示图2的共模滤波器的通过特性图。

图5是表示图2的共模滤波器的电力分配特性图。

图6是表示图2的共模滤波器的电力分配特性图。

图7是表示对图2的共模滤波器的另一个实施例进行说明的关键部位平面图。

图8是表示图7的共模滤波器的通过特性图。

图9是表示图7的共模滤波器的通过特性图。

图10是表示图7的共模滤波器的通过特性图。

图11表示对图2的共模滤波器的又一个实施例进行说明的关键部位平面图。

图12是表示图11的共模滤波器的通过特性图。

图13是表示图11的共模滤波器的通过特性图。

图14是表示图11的共模滤波器的通过特性图。

图15是表示对本发明共模滤波器的又一个实施例进行说明的关键部位平面图。

图16是表示图15的共模滤波器的通过特性图。

图17是表示图15的共模滤波器的通过特性图。

图18是表示图15的共模滤波器的电力分配特性图。

图19是对本发明共模滤波器的又一个实施例进行说明的关键部位平面图。

图20是表示图19的共模过滤器的通过特性图。

图21是表示图19的共模滤波器的电力分配特性图。

图22是表示本发明共模滤波器的又一个实施例的横截面图。

图23是表示对图22的共模滤波器的变形形态的横截面图。

图24是表示图22的共模滤波器的关键部位立体图。

图25是表示本发明共模滤波器的又一个实施例的横截面图。

图26是表示现有共模滤波器的电路图。

图27是表示图26所示的现有共模滤波器的特性图。

附图标记说明

1A、1B 导电线路

3 电介质层（第1电介质层）

5 凸起接地极（第1凸起接地极）

5A、5B、5C、5D、5E 分割凸起接地极（第1凸起接地极）

7、7A、7B 共同接地极

9、9A、9B、9C、9D、9E、9b、9c、9d、9e 连接点

9a 通孔（连接点）

11A、11B 输入端子

13A、13B 输出端子

15A、15B 输入侧接地端子

17A、17B 输出侧接地端子

19 电介质层（第2电介质层）

21 凸起接地极（第2凸起接地极）

CM1、CM1A、CM1B 无源2端子电路（第1无源2端子电路）

CM2C、CM2D 无源2端子电路（第2无源2端子电路）

CM2 无源2端子电路（第2无源2端子电路）

F 共模滤波器。

具体实施方式

下面参考附图对本发明具体实施例进行说明。

图1是表示本发明所述共模滤波器F的基本结构的概略横截面图，图2是以透视图方式表示其形态的分解立体图。图2中还一并表示了外部电路。

在图1及图2中，一对带状的导线线路1A、1B在方形比如长方形的薄板状电介质层3的单面（图中为上表面）之上，按照相等间隔隔开且平行的方式形成。

在电介质层3的另一个面（图中为下表面）上，按照与导电线路1A、1B对置的方式在整个面上形成导电性的凸起接地极5，由此构成微带状分布常数型的差动传输线路。凸起接地极5的功能在后说明。

针对凸起接地极5，在导电线路1A、1B的相反侧上（图中为下侧），通过未图示的树脂基板或者陶瓷基板按照与其对置的方式配置有形状与凸起接地极5相同的共同接地极7。该共同接地极7与外部接地电位连接。

外部接地电位就是配备于共模滤波器F上的未图示的电子设备内的共同电位。

电介质层3、凸起接地极5以及无源2端子电路CM1与后述实施例之间的关系就是，它们实现第1电介质层、第1凸起接地极以及第1无源2端子电路的功能。

在凸起接地极5中，位于导电线路1A、1B之间的中央，导电线路1A、1B的长度方向的中央部成为连接点9，该连接点9与共同接地极7的中央部处直接连接有由无源电路元件构成的无源2端子电路CM1，如此构成本发明的共模滤波器F。

形成无源2端子电路CM1的无源电路元件可以是电感器、电容器、阻抗或者是它们的组合，还可以考虑使用短路线路。

在凸起接地极5中，连接点9处仅连接了无源2端子电路CM1，由于凸起接地极5上并未连接终端阻抗，所以导电线路1A、1B、电介质层3以及凸起接地极5相对于共模信号而言形成了终端开放线路，起到了终端开放型的分布常数线路共振器的作用。

凸起接地极5与在连接点9处所连接的无源2端子电路CM1组合在一起，形成了组合性串联共振电路，与分布常数线路共振器一起发挥作用，针对高频共模信号实现了频带衰减滤波器的作用。详细内容在后说明。

图2中，附图标记11A、11B作为共模滤波器F的输入端子与导电线路1A、1B的输入端连接，附图标记13A、13B作为输出端子与导电线路1A、1B的输出端连接。附图标记15A、15B作为输入侧接地端子连接至共同接地极7中导电线路1A、1B的输入端附近。附图标记17A、17B作为输出侧接地端子连接至共同接地极7中导电线路1A、1B的输出端附近。

接着，对上述图2的共模滤波器F的工作流程进行说明。

图2中，一旦从电源向共模滤波器F的输入端子11A、11B中输入电源阻抗Zo的差动信号+vd、-vd，差动信号+vd、-vd经过导电线路1A、1B的传输，从输出端子13A、13B输出至各个负载Zo。

此时，反相差动信号+vd、-vd在无源2端子电路CM1中相互彼此抵消而不流动。换句话说，图2结构的共模滤波器F中，无源2端子电路CM1相对于差动信号呈未存在状态，即使连接了无源2端子电路CM1，也仅相当于作为一个微带状分布常数型差动传输线路来执行。

另一方面，共模信号vc由于是从共模滤波器F的两个输入端子11A、11B处同相输入的，所以也流经无源2端子电路CM1。换句话说，无源2端子电路CM1只对共模信号vc作为有效元件而发挥作用。

而且，无源2端子电路CM1是电感器、电容器、阻抗或者它们的组合，而且还可以是用短路电路来形成，所以它与导电线路1A、1B、电介质层3以及凸起接地极5所形成的分布常数线路共振器形成了组合串联共振电路，其可相对于高频共模信号实现频带滤波器的功能。

为了确实上述事实，在图2结构中，设定了尺寸和形状使得导电线路1A、1B的传输延迟时间为30ps，考虑无源2端子电路CM1为理想电感器而让其呈从凸起接地极5的连接点9连接至共同接地极7的状态，在上述条件下进行电磁场分析。

这里，凸起接地极5的线路方向长度为3.4mm，线路与垂直方向的宽度为1.7mm，电介质层的电容率（dielectric constant）为7.1，凸起接地极5与共同接地极7之间的距离为0.5mm的情况下，可以得到如图3所示的通过特性。

本发明的共模滤波器F中，考虑在以输入端子11A、11B和输入侧接地端子15A、15B为输入侧，以输出端子13A、13B和输出侧接地端子17A、17B为输出侧的4端子电路时，图3中用附图标记Sdd21示出了相对于差动信号的通过特性，用附图标记Scc21示出了相对于共模信号的通过特性。

电磁分析的结果是，在图2的结构中，一方面其针对差动信号展现出了如Sdd21所示的良好通过特性，而且还可以发现它也针对共模信号展现出了如通过特性Scc21（1）～Scc21（3）所示的特性，其可实现以频率fl（1）～（3）为衰减极值形成共振电路，让共模信号衰减的共模滤波器的功能。

这里，Scc21（1）以及fl（1）是无源2端子电路CM1为10nH时，Scc21（2）以及fl（2）是无源2端子电路CM1为1nH时，Scc21（3）以及fl（3）是无源2端子电路CM1为1pH时，这三种情况下各自的通过特性以及共振频率。其中可见如果增大电感器可使得共振频率向较低方向转换并且还能使得衰减频带范围变小。

这是因为，如果作为无源2端子电路CM1连接理想电感器的话，通过让共振电路中所有电感器成分变大使得共振电路向较低方向转换，同时还增大了共振电路中理想电感器所占的比例，由此提高了共振电路的Q值，从而导致衰减频带范围变小。

接着，为了调整上述共振电路的Q值，将无源2端子电路CM1作为理想阻抗元件，进行同样的电磁分析。

图4是无源2端子电路CM1为阻抗时的共模滤波器F的频带特性图。其中，无源2端子电路CM1为0.1Ω时的共模信号通过特性为Scc21（1），1Ω时为Scc21（2），5Ω时为Scc21（3），50Ω时为Scc21（4）

阻抗值为0.1Ω时的共模信号通过特性Scc21（1）展示出与图3中电感器值为1pH的通过特性（3）接近的特性，这可以理解为两者均接近于理想状态的短路线路。换句话说，在无源2端子电路CM1为单纯的短路线路，且形成如图2所示结构中的共振电路时，这种情况下就示出了具有最深衰减极值的方案。

无源2端子电路CM1的阻抗值增大，共振电路的Q值就降低，使得衰减极值变浅。尤其是在无源2端子电路CM1为50Ω的时候，已经到了无法称其为共振特性的程度，衰减极值已经变得无法观察到。换句话说，通过在共振电路中加入阻抗的方式，使得共振电路的Q值下降的同时，能量也因为该阻抗而损失了。

而且，在无源2端子电路CM1为1pH的电感器时，以及其为50Ω阻抗时，调查了输入的共模信号电力以某种比率通过或反射。

图5表示了，在图2中无源2端子电路CM1为1pH的电感器时，将输入至共模滤波器F中的共模信号电力当作100%的情况下，每个频率下以何种比例通过，以何种比例反射。这里，从所有电力中减去通过电力以及反射电力所剩下的电力就是在共模滤波器F内吸收消耗的共模信号电力，将其定义为吸收电力。

另外，在图6中表示了，对于图2的结构，无源2端子电路CM1为50Ω的阻抗时，将输入至共模滤波器F中的共模信号电力当作100%的情况下，每个频率下的通过电力比例、反射电力比例以及吸收电力比例。

从上述图5和图6中可见，在无源2端子电路CM1为阻抗时，产生了吸收电力，而在无源2端子电路CM1为电感器时，基本不产生吸收电力，未通过共模滤波器F的电力基本上都得到反射。而且，在电感器为1pH时，由于很接近于理想短路线路，那么对于无源2端子电路CM1为短路线路时，未通过共模滤波器F的电力可以说基本上被反射了。

上述内容虽然是以将无源2端子电路CM1作为理想的电感器以及阻抗来进行的分析，但是如果想要针对图2的结构得到最深的衰减极值，那么需要让无源2端子电路CM1中电感器、阻抗取尽可能小的值，换句话说，由此可见适于短路线路。

该短路线路不是纯粹的短路线路，其对于高频共模信号，形成分布常数线路共振器同时形成串联共振电路。

不过，对于在实际上形成产品时的短路线路而言，最有可能的是形成导电性通孔，使其与在基板表面或内表面上的电极等贯通连接。但是由于在形成通孔时，其具有有限的截面积，按照如上所述的分析来看，想要在连接点9处实现点接触很困难。

因此，下面对图2中以无源2端子电路CM1为方形通孔的情形进行电磁场分析。

图7是表示角型通孔9a和凸起接地极5。导电线路1A、1B线路方向的通孔9a宽度为A，与上述线路成直角方向的宽度为B，凸起接地极5的线路方向长度为L，与上述线路相垂直方向的凸起接地极5的宽度为W，使得上述比率A/L以及B/W发生变化，求出共模信号的通过特性。其结果如图9～图10所示。各个曲线具有如表1所示的特征。

【表1】

其中，L=3.4mm、W=1.7mm。

而且，附图标记fs（1）在各个图中为A=85μm处的共振频率。另外，Sdd21是差动信号通过特性，其在所有图中均展现出良好的特性。

在上述图中可见，通孔9a的A尺寸以及B尺寸越大，衰减极值越浅，且共振频率向高频区域转换，共模信号通过带宽范围变宽。不过，如果A/L≤0.25，那么无论B值如何，此时可以得到较深衰减极值和较宽衰减带宽范围。

另外，在B=85μm时，在A/L≤0.5的范围内可以获得良好的Scc21特性。

另一方面在A/L=0.75时，与B值无关，衰减极值变得很浅，而且共振频率也向高频范围移动，作为共模滤波器而言，其特性变得难于使用。上所述内容总结起来可见如下表述。

A/L≤0.25：能可靠作为共模滤波器工作

A/L≤0.5：能作为共模滤波器工作

A/L≥0.75：难以作为共模滤波器工作

所以，可以这么说，想要作为共模滤波器使用的最低条件是A/L≤0.5。

在实际的积层产品中，在形成通孔9a之际，由于通常是通过小直径的钻头（drill）、冲孔（punching）或者激光等在电介质层上形成贯通孔并向其中填充导电材料等的方式来实现，所以对于1个通孔9a而言不再考虑会形成超出上述条件而具有更大截面积的情况。

所以，在通孔9a等无源2端子电路CM1仅在连接点9的一处连接时，图2的结构可作为共模滤波器F工作。

接着，继续考察无源2端子电路CM1与凸起接地极在更宽范围内具有多个连接的情况。

在这里，对于无源2端子电路CM1多个连接的情况验证一下，之前求出的根据A/L≤0.5来判断方形通孔情况下共模滤波器F可使用的条件是否仍能使用。

在之前分析的方形通孔情况下的分析结果等效于，在方形通孔9a的范围内添满了无数条很细的短路线路的方案，所以可通过相对于该方案降低短路线路密度的方式，来考虑可作为共模滤波器F使用的必要条件会发生何种变化。

因此，如图11所示，在方形的角落部分处配置连接点9b～9e，在线路方向上连接点间距为a，在与线路垂直方向的连接点间距为b，在各个连接点处作为无源2端子电路CM1连接理想短路线路，为了得到一个用于近似方形通孔的最低线路条数，按照与图7的情况相同的方式进行电磁场分析。其结果如图12～图14所示。

将图12～图14与图8～图10对比可见，与b值无关，在a/L=0.75时也可得到较深衰减极值，如果a/L≤0.75，则必然可作为共模滤波器F使用。

根据上述内容，由于与方形通孔9a近似，在多条短路线路并联的时，可作为共模滤波器F使用的条件如下所示：

方形角落部位处有4条 ：a/L≤0.75

多条短路线路布满方形区域 ：a/L≤0.5

由此预测到，随着短路线路数量的增加，a/L的上限从0.75下降到0.5。

因此，只要设计成至少为a/L≤0.5，那么就可满足其可作为共模滤波器F使用的条件。

另外，虽未图示，对于通孔9a为大圆柱的情况时可作为共模滤波器F使用的条件也是，假设通孔直径为a时，则a/L≤0.5；即，用多条短路线路去近似设定大圆柱时，可作为共模滤波器F使用的条件也是a/L≤0.5。

根据上述内容，无源2端子电路不限定于通孔或短路线路，还包括电感器、电容以及阻抗等，还可以是它们的随机多个并联，这些情况下可作为共模滤波器使用的条件均为，在多个现存的无源2端子电路连接点中，在导电线路1A、1B线路方向上相距最远的2个连接点之间的距离要在凸起接地极5的线路方向长度的1/2以下。

而且，虽然凸起接地极5与共同接地极7的宽度在图1以及图2中为了制图方便采用同样的尺寸来描述，但是实际上共同接地极7的宽度相对于凸起接地极5的宽度而言发生增减时则也可使共模信号的衰减特性发生变化。所以可依据目的特性来任意增减上述两者的宽度尺寸关系。

另外，虽未图示，如果连接点9从凸起接地极5中央部处沿着线路方向向端部移动，则共振频率则会变低。所以，如此可实现对共振频率的微调。

而且，虽未图示，在图2的结构中，线路方向长度若变长，延迟时间变得比30ps更长，则共振频率降低。换句话说，对于以更低方式设定共振频率而言，延迟时间变长的方案是最有效的。

接着，对本发明共模滤波器F的另一个实施例进行说明。

图15是本发明共模滤波器F的另一个实施例进行说明的关键部位说明图，其示出了凸起接地极5的分解结构。

图15所示的共模滤波器F的基本结构与图2相同，仅是凸起接地极5和与其连接的无源2端子电路CM1的连接点位置不同。其他结构与图2相同。

换句话说，在图15所示的结构是，从具有延迟时间为150ps的导电线路1A、1B的微带状分布常数型差动传输线路中，仅取出凸起接地极5来进行展示的示意图，仅是为了增加延迟时间而使导电线路1A、1B的长度以及凸起接地极5的长度变长。

该结构是在凸起接地极5的长度方向上将该凸起接地极5分割，形成长度彼此不同的5个分割凸起接地极5A、5B、5C、5D、5E，上述5个各个分割凸起接地极5A～5E与共同接地极7之间，分别通过无源2端子电路CM1一个个连接（共同接地极7和无源2端子电路CM1未图示）。

该分割方法是，如果将凸起接地极5的整体长度设定为100%的话，从图15的左边开始，分割凸起接地极5A为10%、5B为14.7%、5C为19.1%、5D为24.4%、5E为30.6%。

分割凸起接地极5A～5E彼此用相等间隔的间隙分割，上述间隙的间隔总计占1.2%。

各个分割凸起接地极5A～5E中，形成了与各个无源2端子电路CM1的连接点9A、9B、9C、9D、9E，图中左端的凸起接地极5A的连接点9A设置在其中央部，最右端的凸起接地极5E的连接点9E选定在其最右端处，中间的凸起接地极5B～5D中按照从其中央部依次向右移动一些的位置来选定连接点9B～9D。

在如上结构中，各个导电线路1A、1B线路长度变长程度，共振频率也下降了，除此之外，将凸起接地极5分割后分出了共振点，如此易于在更宽频率范围内实现对共模信号的衰减。

图16是图15的结构中，全部用短路线路构成的无源2端子电路CM1与连接点9A～9E连接时的特性图，衰减极值fs1为4.1GHz、fs2为5.0GHz、fs3为6.6GHz、fs4为8.1GHz、fs5为10.8GHz。

其结果，共模信号的通过特性是，在4GHz到11.8GHz的范围内呈U字形特性且能获得-20dB以上衰减值。

图16中，位于fs1～fs5的5个衰减极值之间波峰高度大致接近于-20dB，它们的特性是通过如图15所示的凸起接地极5的分割方法以及在分割凸起接地极中各个2端子电路连接点9A～9E的位置设定所确定的。

如此，在图15的结构中，将凸起接地极5分割成分割凸起接地极5A～5E，每一个均用无源2端子电路CM1连接，获得多个不同的共振频率，其优点是可在很宽的带宽范围内实现对共模信号的衰减。

此外，虽未具体图示，还可以使与如图15所示的分割凸起接地极5A～5E的连接点9A～9E所连接的无源2端子电路CM1的一部分或者全部均具有几欧姆到几十欧姆左右的阻抗，图17为其特性图。

而且，该方案还可以具有如下结构，分割凸起接地极5A～5E的全部或者任何一个与无源2端子电路CM1连接。

图17所示特性如下，使所有无源2端子电路CM1为10Ω的阻抗，并在共振电路中加入阻抗使无源2端子电路CM1的Q值降低，让衰减极值的波谷深度变浅，让衰减极值之间波峰的部分反过来变低。

结果是，共模信号衰减特性成U字型，一方面在4GHz附近处的衰减量劣化到-12dB左右，另一方面在12GHz以上的带宽范围处波峰变低，改善了广带宽范围使其具有均匀的衰减特性。

根据使用目的考察的话，本发明的共模滤波器F所需要的共模信号通过特性为：仅通过特定衰减极值频率相对于获得深的衰减而可获得平均衰减值，即在更宽范围的频率带宽范围内获得一定的衰减量。

如上所述内容中的重要一点是：如图6所示，无源2端子电路CM1中如果使用了阻抗，那么所阻断的共模信号的一部分被该阻抗吸收，可以减少反射电力。

在此，将图17的特性换成通过电力、反射电力以及吸收电力比率的形式在图18中示出。由于大部分在内部被吸收，所以图中可见反射电力被抑制。

因此，例如，代替如上述那样的通过单纯电感器或者短路电路的方案实现较深衰减值的效果的方案，将上述作为无源2端子电路CM1的电感器或者短路线路与具有适当阻值的阻抗串联连接，使共振电路的Q值下降，通过该阻抗使共模电力因吸收而损失。如此，得到了一种倾卸（dump）效果，在较宽频率内获得了一定的衰减曲线的同时，还能够对共模信号的通过特性进行改善。

如上虽然是以导电线路1A、1B为直线的情况进行的说明，但从增大延迟时间的意义而言，优选导电线路1A、1B为折返线路。

此外，在上述结构中，所有无源2端子电路CM1虽然都是连接在凸起接地极5和共同接地极7之间的，但是本发明中，其还可以连接在分割凸起接地极5A～5E的相邻的全部或者任意两者之间。相应实施例如图19所示。

图19是保持图2中凸起接地极5的尺寸不变，而导电线路1A、1B为折返线路，凸起接地极5与导电线路1A、1B的折返周期配合，按照1个周期程度分割给分割凸起接地极5A、3个周期程度分割给分割凸起接地极5B以及1个周期程度分割给分割凸起接地极5C的方式来分割。仅在中央分割凸起接地极5B和共同接地极7之间通过直径85μm的通孔与无源2端子电路CM1连接，两侧的分割凸起接地极5A、5C通过作为无源2端子电路的阻抗膜与中央凸起接地极5B部分连接。阻抗膜的阻抗值为20Ω。该结构的电磁场分析结果如图20所示。

图20中Scc21（1）是图19结构的共模信号通过特性，Scc21（2）是作为参考的图2中无源2端子电路CM1为直径85μm的通孔时的共模信号通过特性，Sdd21是图19结构中的差动信号通过特性。

如上所述，虽然图19中凸起接地极5与图2中凸起接地极5具有相同外形尺寸，但通过将其分割成分割凸起接地极5A～5C，可让共模衰减带宽变宽，大幅度改善了衰减特性。而且，虽然Sdd21在25GHz以上具有很大衰减，但是在实际使用中该通过特性不会产生问题。

图21是针对具有如图20的通过特性Scc21（1）的共模信号电力，求出其通过电力、反射电力以及吸收电力比率的图。如此，即使作为无源2端子电路CM1的阻抗连接于分割凸起接地极5A～5C之间，也可实现对共模电力的吸收。

如上所述的本申请中，虽然共同接地极7与凸起接地极5是对置的结构，但是本发明也不限于共同接地极7与凸起接地极5对置的结构。

例如，图22所示的结构就是在凸起接地极5的同一平面上的左右两个外侧配置了相同的共同接地极7A、7B的实施例。

该结构中，凸起接地极5的左右相对端形成连接点9F、9G，在连接点9F与共同接地极7A之间连接有无源2端子电路CM1A，在连接点9G与共同接地极7B之间连接有另一个无源2端子电路CM1B。

换句话说，与凸起接地极5一端连接的无源2端子电路CM1A的另一端连接于共同接地极7A，在相对位置处，与凸起接地极5一端连接的无源2端子电路CM1B的另一端连接于共同接地极7B。

而且，输入输出侧的共同接地极7A、7B与外部接地极连接，除此之外的其他结构与上述图2相同。

另外，在如图23所示的结构是在图22的结构基础上使得共同接地极7A或者7B的其中一个分别与无源2端子电路CM1A或者CM1B连接的结构，该图中省略共同接地极7B或者7A、无源2端子电路CM1B或者CM1A中的一个。

换句话说，仅对无源2端子电路CM1A，其一端与凸起接地极5、另一端与共同接地极7A连接的结构。

而且，图23相当于在图22结构的基础上让无源2端子电路CM1A或者CM1B的其中之一为阻抗值无限大的阻抗的结构。

图23的结构中，导电线路1A、1B上施加了相等的共模信号，其向共同接地极7A返回，由于从导电线路1B的返回经过（pass）比导电线路1A更长，所以导电线路1A的共模信号通过特性与导电线路1B的共模信号通过特性存在若干差异。

不过，对于共模滤波器F必要的是，使共模信号的振幅绝对值得到衰减。最初，导电线路1A和导电线路1B中所传输的共模信号频率成分和振幅均不完全相同，所以其特性存在若干的不平衡（unbalance），即使这样只要共模信号振幅绝对值降低了，这种不平衡所导致的影响也可以忽略不计。

图24是将图22的结构以透视图方式来表示的分解立体图，其中共同接地极7A、7B显示为板状框架。虽然在图示中省略了，但是可得到与图2结构相同的共模信号通过特性。

而且，存在多个无源2端子电路CM1A、CM1B时，通过电磁场分析的方法可以确认，只要多个连接点9F、9G彼此之间相隔最远的两点间距离小于凸起接地极5线路方向长度的1/2时，就可维持作为共模滤波器工作的性能。

另外，无源2端子电路CM1A、CM1B为具有一定宽度的短路线路（连接片等）时，根据图2中通孔的例子，可将其解释为是连接片宽度等于连接点9F、9G彼此之间相隔最远的两点间距离的情况。

所以，对于图24的结构，不限于连接片或短路线路的方案，即使是多个无源2端子电路并联时，作为共模滤波器F来使用的条件是，所存在的多个无源2端子电路的连接点之中，在线路方向上相距最远的两个连接点的线路方向距离在凸起接地极的线路方向长度的1/2以下。

在如上说明中，本发明所涉及的共模滤波器F是以微带状分布常数型差动传输线路为例来说明分布常数型差动传输线路。

不过，本发明共模滤波器F也可以采用以一对导电线路夹着电介质体的方式具有对置接地极的分布常数型差动传输线路的结构，换句话说，也可以是采用了带状（strip）分布常数型的差动导电线路的结构。

接着，对本发明所涉及的共模滤波器F采用了带状分布常数型差动导电线路的结构进行说明。

图25是表示使用了带状分布常数型差动导电线路的本发明共模滤波器F的横截面图。

即，图22所示电介质层（第1电介质层）3上形成了与其相同的电介质层（第2电介质层）19，由此包夹导电线路1A、1B，在电介质层19的整个外表面上形成与凸起接地极5（第1凸起接地极）相同的凸起接地极21（第2凸起接地极），在与该凸起接地极21的相同平面上，在左右外侧处配置了与共同接地极7A、7B相同的共同接地极7C、7D。

此外，凸起接地极21的左右对置端构成了连接点9H、9I，在连接点9H与共同接地极7C之间连接了无源2端子电路CM2C，在连接点9I与共同接地极7D之间连接有另一个无源2端子电路CM2D，由此构成共模滤波器F。除此之外的其他结构与上述图22相同。

而且，图25所示共模滤波器F中的凸起接地极21（第2凸起接地极）、无源2端子电路（第2无源2端子电路）CM2C、CM2D也可适用上述图1、图2、图7、图11、图15、图19、图23以及图24的结构，也可考虑使用与凸起接地极5（第1凸起接地极）、无源2端子电路（第1无源2端子电路）CM1、CM1A、CM1B相同的结构。

在如上实施例中，在一个共模滤波器F中使用了多个无源阻抗2端子电路CM1时，既可以全部为相同种类的无源元件，或者也可以是阻抗和短路线路的组合。

即，示出了在图11的结构中使用了2个至4个短路线路的例子，在图15结构中使用了5个短路线路或5个阻抗的例子，在图19中使用了1个短路线路和2个阻抗的例子。

不过，本发明中，1个共模滤波器F中的无源2端子电路CM1、第2无源2端子电路CM2也可以是电感器、短路线路、电容器、阻抗进行任意组合所形成的方案。

而且，本发明的共模滤波器F不仅可以是单独的一个产品还可以与具有其他功能的产品一起形成。

比如，在作为电子产品的差动延迟线路中组装有本发明共模滤波器F时，差动延迟线路的延迟时间在作为共模滤波器F所需要的延迟时间以上时，可根据所需要的延迟时间程度形成必要数目的分割凸起接地极与相等数量的无源2端子电路CM1连接，剩下的部分不与无源2端子电路CM1连接而直接作为凸起接地极5。

另外，对于一对导电线路1A、1B被电介质层3包夹并具有对置的凸起接地极5的分布常数型差动导电线路的例子仅举例示出了微带式线状、带式线状两种。

不过，基于本发明的理论思想，一对导电线路的剖面形状并非一定要是在同一个平面上平行配置的平面状矩形，而且一对导电线路被电介质体包夹的情况下对置接地极也并不一定是平面。

例如，通过绝缘物来发挥电介质体效果，用该绝缘物覆盖形成为双绞线状的覆盖导线，在其周边覆盖有作为接地极的导体，对于这种方案，上述接地极可相当于凸起接地极5，而且让其形成像分割凸起接地极的种种方案也可实现本发明的技术效果。

而且，在本发明中，一对导电线路1A、1B虽然是按照具有相同延迟时间的方案来进行分析的，但是导电线路1A、1B实际上也可以具有一定延迟时间差。如此，在差动信号之间产生了相位偏移时，可通过共模滤波器F来对相位偏移进行校正还可同时获得共模信号衰减的效果。

Claims (11)

1.一种共模滤波器，其特征在于具备：

形成在第1电介质层上的用于传输差动信号的一对导电线路；

隔着上述第1电介质层与上述导电线路对置方式形成的第1凸起接地极，上述第1凸起接地极与外部接地电位分离，并且上述第1凸起接地极与上述导电线路一起形成了相对于上述差动信号的分布常数型差动传输线路；

在该第1凸起接地极以及上述外部接地电位之间连接有1个以上的第1无源2端子电路，该第1无源2端子电路为短路线路，上述第1无源2端子电路与上述第1凸起接地极之间连接点处的在上述导电线路方向上的宽度或者多个上述第1无源2端子电路与上述第1凸起接地极之间的这些连接点中，在上述导电线路方向上相隔最远的两点之间的距离是上述第1凸起接地极在上述导电线路方向上的长度的1/2以下。

2.根据权利要求1所述的共模滤波器，其特征在于：上述第1凸起接地极沿着上述导电线路长度方向分割成多个，这些被分割的第1凸起接地极的全部或者其中的任意一个分别与上述外部接地电位之间连接有上述第1无源2端子电路。

3.根据权利要求1或2所述的共模滤波器，其特征在于：还具有，在与上述第1凸起接地极的同一个平面上，隔着上述第1无源2端子电路的配置方式相连于上述外部接地电位的共同接地极，上述第1无源2端子电路连接在上述第1凸起接地极和第1共同接地极的各个端部之间。

4.根据权利要求3所述的共模滤波器，其特征在于：与上述第1凸起接地极的同一个平面的方式，中间夹着上述第1凸起接地极并且在上述第1凸起接地极的左右位置上配置有上述共同接地极，在上述左右位置上的上述第1凸起接地极与上述共同接地极的各个端部之间连接有上述第1无源2端子电路。

5.根据权利要求2所述的共模滤波器，其特征在于：上述被分割的第1凸起接地极中相邻的全部或一部分上述被分割的第1凸起接地极之间连接有上述第1无源2端子电路。

6.根据权利要求1或2所述的共模滤波器，其特征在于：具有按照隔着第2电介质层与上述导电线路对置的方式形成的与上述外部接地电位分离的第2凸起接地极，由此形成上述分布常数型差动传输线路。

7.根据权利要求6所述的共模滤波器，其特征在于：具有连接于上述第2凸起接地极以及上述外部接地电位之间的1个以上第2无源2端子电路。

8.根据权利要求7所述的共模滤波器，其特征在于：上述第2凸起接地极沿着上述导电线路长度方向分割成多个，这些被分割的第2凸起接地极的全部或者其中的任意一个分别与上述外部接地电位之间连接有上述第2无源2端子电路。

9.根据权利要求7或8所述的共模滤波器，其特征在于：还具有，在与上述第2凸起接地极的同一个平面上，隔着上述第2无源2端子电路的配置方式相连于上述外部接地电位的共同接地极，上述第2无源2端子电路连接在上述第2凸起接地极和存在于上述第2凸起接地极的同一个平面上的上述共同接地极的各个端部之间。

10.根据权利要求9所述的共模滤波器，其特征在于：与上述第2凸起接地极的同一个平面的方式，中间夹着上述第2凸起接地极并且在上述第2凸起接地极的左右位置上配置有上述共同接地极，在上述左右位置上的上述第2凸起接地极和存在于上述第2凸起接地极的同一个平面上的上述共同接地极的各个端部之间连接有上述第2无源2端子电路。

11.根据权利要求8所述的共模滤波器，其特征在于：上述被分割的第2凸起接地极中相邻的全部或一部分上述被分割的第2凸起接地极之间连接有上述第2无源2端子电路。