JP2012227887A - 差動伝送線路、及び通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コスト増大を抑制しつつ、差動伝送信号を出力する駆動回路のスイッチングノイズに起因する不要電磁波の放射が抑制される、差動伝送線路、及びそれを用いた通信装置の提供。
【解決手段】接地導体層と、１対の伝送線導体と、前記接地導体層と前記１対の伝送線導体との間に設けられる導体膜と、前記接地導体層と前記導体膜とを接続するバイアホールと、を備え、所定のビットレートで駆動する駆動回路が出力する差動伝送信号を伝送する差動伝送線路であって、前記１対の伝送線導体が第１の幅で互いに平行してそれぞれ延伸する直線領域と、前記１対の伝送線導体が前記導体膜と平面的に重なるとともに、前記第１の幅より短い第２の幅で互いに平行してそれぞれ延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する帯域阻止フィルタ領域と、を含む。
【選択図】図３

Description

本発明は、差動伝送線路、及びそれを用いた通信装置に関し、特に、差動伝送線路より放射される不要電磁波の抑制に関する。

シリアルデータの高速デジタル伝送には、伝送線路が用いられている。例えば、数百Ｍｂｉｔ／ｓ以上のシリアルデータ伝送には、シングルエンド伝送ではなく、差動伝送を用いるのが一般的であり、差動伝送を行うための伝送線路が差動伝送線路である。差動伝送線路は、一般に、接地導体層と、接地導体層の一方側に誘電体層を介して設けられストリップ状に延伸する１対の（２つの）伝送線導体とで、形成される。

差動伝送線路に、例えば、所定のビットレートで駆動する駆動回路より、差動伝送信号が出力される。理想的な差動伝送信号は、クロック信号とは異なり、繰り返しの信号パタンを含まないため、周波数スペクトル上では大きなピーク強度を持たない。しかしながら、実際には、駆動回路において、トランジスタの非線形性に起因してスイッチングノイズが発生する。その結果、差動伝送線路に出力される差動伝送信号のコモンモード信号成分の周波数スペクトルには、駆動回路が駆動するシリアルデータのビットレートに対応する周波数及びその高調波となる周波数に、すなわち、駆動回路が駆動するシリアルデータのビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数に、大きなピークがノイズとして観測される場合がある。シリアルデータのビットレートに対応する周波数とは、例えばビットレート１０Ｇｂｉｔ／ｓの二値変調のシリアルデータの場合には周波数１０ＧＨｚである。コモンモード信号成分のこれら周波数におけるスイッチングノイズは、差動伝送信号が差動伝送線路を伝送される間に、一部が放射損失として空間に伝搬し、不要電磁波がこれら周波数に発生する。

従来技術において、金属ケース（あるいは金属筐体）で差動伝送線路及び駆動回路を含む装置を覆い、さらにその金属ケースの組み立てに伴う間隙（あるいは穴)を極めて小さいものとすることにより電磁波の空間伝搬を遮蔽し、さらに、金属ケースの内部に電波吸収材料を配置することにより電磁波の空間伝搬をさらに減衰させている。さらに、特許文献１及び非特許文献１に、差動伝送線路にコモンモードチョークコイルを挿入することによりコモンモードに対するインピーダンスを高くして、コモンモード信号成分の伝搬を抑圧するという手法が開示されている。他に、特許文献２に、差動増幅ＩＣの差動出力回路の工夫によりスイッチングノイズの発生を抑制してコモンモード信号成分の伝導伝搬を抑制し、ひいては不要な電磁波の発生を抑制するという手法が開示されている。

特開２００６−３３２３０２号公報 特開２０１０−４１２２８号公報

"ＵＳＢ３．０ SuperSpeedに対応 チップコモンモードチョークコイルの商品化"、［ｏｎｌｉｎｅ］、株式会社村田製作所 ［インターネット検索２０１１年３月３１日］ インターネット＜http://www.murata.co.jp/new/news_release/2010/0625/index.html＞

近年、装置の小型化や集積化に伴って、許容される不要電磁波の強度はますます小さく、より厳しいものとなっている。差動伝送線路等を金属ケースで覆う従来技術において、不要電磁波の強度を小さくするために、間隙を極めて小さくした金属ケースで差動伝送線路及び駆動回路を覆う必要があり、ケース構造部品の作製に寸法精度の高い加工手段を用いることとなり、ケース構造部品のコスト増加が問題となる。また、金属ケースの内部に配置する電波吸収材料の体積をさらに増加することにより、不要電磁波の強度を小さくすることが可能であるが、比較的高価な電波吸収材料が増加すると、それに伴うコストの増加が問題となる。

特許文献１及び非特許文献１に記載された技術では、コモンモードチョークコイルが伝送できる周波数帯域には上限があり，高い周波数（あるいは高いビットレート）におけるデジタル伝送は困難である。また、特許文献２に記載された技術では、従来のシンプルな差動駆動ＩＣと比較して、差動増幅ＩＣの回路規模が大きくなり、ＩＣサイズの大型化及びＩＣの消費電力の増大が問題となる。

本発明は、係る事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、コスト増大を抑制しつつ、差動伝送信号を出力する駆動回路のスイッチングノイズに起因する不要電磁波の放射が抑制される、差動伝送線路、及びそれを用いた通信装置を提供することにある。

（１）上記課題を解決するために、本発明に係る差動伝送線路は、接地導体層と、前記接地導体層の一方側に誘電体層を介して設けられる、１対の伝送線導体と、前記接地導体層と前記１対の伝送線導体との間に設けられる、所定の形状の導体膜と、前記接地導体層と前記導体膜とを接続する、バイアホールと、を備え、所定のビットレートで駆動する駆動回路が出力する差動伝送信号を伝送する、差動伝送線路であって、前記１対の伝送線導体が第１の幅で互いに平行してそれぞれ延伸する、直線領域と、前記接地導体層の上方より見て、前記１対の伝送線導体が前記導体膜と平面的に重なるとともに、前記第１の幅より短い第２の幅で互いに平行してそれぞれ延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する、帯域阻止フィルタ領域と、を含む、ことを特徴とする。

（２）上記（１）に記載の差動伝送路であって、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記帯域阻止フィルタ領域における前記１対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線によって貫かれていてもよい。

（３）上記（１）に記載の差動伝送線路であって、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記帯域阻止フィルタ領域の延伸方向の両端の中心線によって貫かれていてもよい。

（４）上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路であって、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、前記所定のビットレートに対応する周波数の前記差動伝送線路における伝搬波長の０．３５倍以下の距離の点を含んでいてもよい。

（５）上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路であって、前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される帯域の中心周波数が２０ＧＨｚ以上であり、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、２．８ｍｍ以下の距離の点を含んでいてもよい。

（６）上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路であって、前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される帯域の中心周波数が１０ＧＨｚ以上であり、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、５．６ｍｍ以下の距離の点を含んでいてもよい。

（７）上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路であって、前記接地導体層と前記１対の伝送線導体との間に設けられる、所定の形状の他の導体膜と、前記接地導体層と前記他の導体膜とを接続する、他のバイアホールと、をさらに、備え、前記接地導体層の上方より見て、前記１対の伝送線導体が前記他の導体膜と平面的に重なるとともに、前記第１の幅より短い第３の幅で互いに平行して延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する、他の帯域阻止フィルタ領域と、をさらに、含んでいてもよい。

（８）上記（７）に記載の差動伝送線路であって、前記帯域阻止フィルタ領域と前記他の帯域阻止フィルタ領域の一方において、前記所定のビットレートに対応する周波数における前記差動伝送信号のコモンモードが減衰され、前記帯域阻止フィルタ領域と前記他の帯域阻止フィルタ領域の他方において、該周波数の２倍となる周波数における前記差動伝送信号のコモンモードが減衰されていてもよい。

（９）本発明に係る通信装置は、上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路とを、備えていてもよい。

（１０）本発明に係る通信装置は、上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の出力側に、差動入力端子が電気的に接続される、光変調器と、を備え、前記光変調器が、差動入力のコモンモード動作に対し開放端であってもよい。

（１１）本発明に係る通信装置は、上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の出力側に、差動入力端子が電気的に接続される、光送信モジュールと、を備え、前記光送信モジュールが、差動入力のコモンモード動作に対し開放端であってもよい。

（１２）本発明に係る通信装置は、上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の一方の伝送線導体の出力側に、シングルエンド入力端子が電気的に接続される、光送信モジュールと、該差動伝送線路の他方の伝送線導体の出力側に電気的に接続される終端抵抗と、を備えていてもよい。

（１３）本発明に係る通信装置は、上記（１）乃至（３）のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、前記駆動回路と、前記差動伝送線路の前記帯域阻止フィルタ領域とを含む領域を覆う、シールド蓋と、を備えていてもよい。

（１４）本発明に係る通信装置は、上記（７）又は（８）に記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、前記駆動回路と、前記差動伝送線路の前記帯域阻止フィルタ領域及び前記他の帯域阻止フィルタ領域と、を含む領域を覆う、シールド蓋と、を備えていてもよい。

本発明により、コスト増大を抑制しつつ、差動伝送信号を出力する駆動回路のスイッチングノイズに起因する不要電磁波の放射が抑制される、差動伝送線路、及びそれを用いた通信装置が提供される。

本発明の第１の実施形態に係る通信装置のブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る通信装置の差動伝送線路付近を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係る差動伝送線路の上面図である。 本発明の第１の実施形態に係る差動伝送線路の断面図である。 本発明の第１の実施形態に係る差動伝送線路の解析結果を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る差動伝送線路より放射される不要電磁波の強度の、距離Ｌｖｉａ依存性を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る差動伝送線路より放射される不要電磁波の強度の、距離Ｌｖｉａ依存性を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る差動伝送線路より放射される不要電磁波の強度の、距離Ｌｖｉａ依存性を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る差動伝送線路より放射される不要電磁波の強度の、距離Ｌｖｉａ依存性を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る差動伝送線路の上面図である。 本発明の第２の実施形態に係る差動伝送線路の解析結果を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る差動伝送線路の上面図である。 本発明の第３の実施形態に係る差動伝送線路の解析結果を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る通信装置の差動伝送線路付近を示す斜視図である。 本発明の第４の実施形態に係る通信装置の送信ブロックの回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る差動伝送線路の上面図である。 本発明の第４の実施形態に係る差動伝送線路の解析結果を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る通信装置の半導体レーザダイオードにおける電流波形を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る通信装置の差動伝送線路付近を示す斜視図である。 本発明の第６の実施形態に係る通信装置の差動伝送線路付近を示す斜視図である。 本発明の第６の実施形態に係る通信装置の差動伝送線路付近の概略斜視図である。 本発明の第７の実施形態に係る通信装置の差動伝送線路付近を示す斜視図である。 本発明の第７の実施形態に係る差動伝送線路の上面図である。 本発明の第７の実施形態に係る差動伝送線路の解析結果を示す図である。 本発明の第１の実施形態の比較例である、従来例１に係る差動伝送線路の上面図である。 本発明の第４の実施形態の比較例である、従来例２に係る通信装置の差動伝送線路付近を示す斜視図である。 本発明の第６の実施形態の比較例である、従来例３に係る通信装置の差動伝送線路付近の概略斜視図である。 本発明の第７の実施形態の比較例である、従来例４に係る通信装置の差動伝送線路付近を示す斜視図である

本発明に係る実施形態について、以下に、詳細な説明をする。ただし、以下に示す図は、あくまで、各実施形態の実施例を説明するものであって、図の大きさと本実施例記載の縮尺は必ずしも一致するものではない。

［第１の実施形態］
本発明の第１の実施形態に係る差動伝送線路及び通信装置について説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る通信装置１００のブロック図である。当該実施形態に係る通信装置１００は、駆動集積回路１（ドライバＩＣ）と、ＣＤＲ（Clock Data Recovery）機能を有する送信用ＣＤＲ集積回路２及び受信用ＣＤＲ集積回路３と、受信回路４と、送信回路５と、制御部１１と、伝送装置１３とを、備えている。また、通信装置１００は、伝送装置１３に接続されている。

駆動集積回路１と受信回路４との間に、伝送路が配置される。ここで、後述する通り、伝送路は、差動伝送線路６を含んでいる。さらに、送信用ＣＤＲ集積回路２と駆動集積回路１との間に、送信側差動出力伝送線路７が配置され、伝送装置１３と送信用ＣＤＲ集積回路２との間に、送信側差動入力伝送線路８が配置される。シリアルデータである電気出力信号が、伝送装置１３より送信用ＣＤＲ集積回路２へ、差動伝送信号として送信側差動入力伝送線路８上を伝送される。送信用ＣＤＲ集積回路２が電気出力信号に波形整形などを加えた（ＣＤＲ機能）後に、送信側差動出力伝送線路７を介して、電気出力信号が、駆動集積回路１へ伝送される。駆動集積回路１が、電気出力信号を増幅して、差動伝送線路６などの伝送路を介して、電気出力信号が受信回路４へ伝送される。

ここで、駆動集積回路１は、シリアルデータ信号を増幅する駆動回路である。通信装置１００のデジタル変調が二値の振幅変調であり、そのビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓである場合、駆動集積回路１は１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで駆動する駆動回路である。そして、駆動集積回路１により、そのビットレートに対応する周波数である１０ＧＨｚの自然数倍、すなわち、１０ＧＨｚ、２０ＧＨｚ…の周波数の不要電磁波が発生する。また、ここで、駆動集積回路１はドライバＩＣであるが、駆動回路はドライバＩＣに限定されることはなく、所定のビットレートで駆動する駆動回路であればよい。

受信用ＣＤＲ集積回路３と送信回路５との間に、伝送線路が配置され、伝送線路は、受信側差動入力伝送線路９を含んでいる。さらに、伝送装置１３と受信用ＣＤＲ集積回路３との間に、受信側差動出力伝送線路１０が配置される。送信回路５が出力する電気信号が伝送路を伝送し、受信側差動入力伝送線路９上を差動信号として、受信用ＣＤＲ集積回路３へ伝送される。そして、受信用ＣＤＲ集積回路３に入力される電気入力信号に波形整形などを加えた後に、電気入力信号が受信側差動出力伝送線路１０上を伝送装置１３へ伝送される。

制御部１１に、伝送装置１３より、デジタル通信インターフェース１２を介して、制御信号が入力され、入力される制御信号に基づき、制御部１１は、駆動集積回路１、送信用ＣＤＲ集積回路２、及び受信用ＣＤＲ集積回路３の駆動制御を行う。なお、当該実施形態に係る通信装置１００は、送信用ＣＤＲ集積回路２と受信用ＣＤＲ集積回路３が別々に設けられているが、送受信一体型ＣＤＲ集積回路を備える通信装置であってもよい。

図２は、当該実施形態に係る通信装置１００の差動伝送線路６付近を示す斜視図である。図２は、図１に波線で囲われる領域IIを示している。図２が示す部分は、通信装置１００のシリアルデータである電気信号を伝送する電子回路部分であり、プリント回路基板２０上に、前述の集積回路や差動伝送線路が配置されている。

本発明の主な特徴は差動伝送線路６の構成にある。差動伝送線路６は、接地導体層１１０（図示せず）と、接地導体層１１０の一方側（ここでは上側）に誘電体層３５（図示せず）を介して同一層状に設けられる、１対の伝送線導体とで構成される、１対の（２本の）マイクロストリップ伝送線路である。ここで、１対の伝送線導体とは、第１のストリップ導体１０１及び第２のストリップ導体１０２である。さらに、差動伝送線路６の途中に、中間導体膜１０３とバイアホール１０４とが配置され、１対の伝送線導体と接地導体層１１０との間に、共振回路が構成される。

図２に示す通り、差動伝送線路６の１対の伝送線導体の一端（左端）は1対の接続パッドにそれぞれ接続し、接続パッドにおいて駆動集積回路１の１対の送信側差動出力端子２３とそれぞれハンダ接続される。また、１対の伝送線導体の他端（右端）が、ＦＰＣ（Flexible Printed Circuits：フレキシブルプリント基板）接続端子２１に接続される。駆動集積回路１が差動伝送線路６に出力する電気出力信号は、ＦＰＣ接続端子２１に接続されるＦＰＣ（図示せず）を介して、受信回路４（図示せず）へ伝送される。

また、同様に、受信側差動入力伝送線路９の１対の伝送線導体の一端（左端）は１対の接続パッドにそれぞれ接続し、接続パッドにおいて受信用ＣＤＲ集積回路の１対の受信側差動入力端子とそれぞれハンダ接続され、１対の伝送線導体の他端（右端）がＦＰＣ接続端子２２に接続される。送信回路５（図示せず）が出力する電気信号は、ＦＰＣ（図示せず）上を伝送され、さらに、ＦＰＣ接続端子２２を介して、受信側差動入力伝送線路９上を差動信号として、受信用ＣＤＲ集積回路３へ伝送される。

駆動集積回路１に接続される送信側差動出力伝送線路７の２本の伝送線導体に、ＤＣカット容量２４，２５がそれぞれ備えられている。同様に、受信用ＣＤＲ集積回路３に接続される受信側差動出力伝送線路１０の２本の伝送線導体に、ＤＣカット容量２６，２７がそれぞれ備えられている。これらＤＣカット容量は、例えば、容量値０．１μＦの１００５サイズの表面実装型キャパシタであるが、必要がない場合には削除してもよい。

図３は、当該実施形態に係る差動伝送線路６の上面図である。図３は、図２に破線で示す領域ＩＩＩを示している。差動伝送線路６は、プリント回路基板２０上に形成されており、前述の通り、第１のストリップ導体１０１と、第２のストリップ導体１０２と、中間導体膜１０３と、バイアホール１０４と、接地導体層１１０とで構成される。また、図３に示す通り、差動伝送線路６は、第１の直線領域ＳＬ１（直線領域）と、帯域阻止フィルタ領域ＦＬと、第２の直線領域ＳＬ２とを、含んでいる。

図３に示す通り、１対の伝送線導体である、第１のストリップ導体１０１及び第２のストリップ導体１０２は、駆動集積回路１の送信側差動出力端子２３（図示せず）が接続される１対の接続パッドより、互いに平行してそれぞれ右方向に延伸している。第１のストリップ導体１０１と第２のストリップ導体１０２との間隔Ｓ０は、図３に示す通り一定である。ここで、間隔Ｓ０とは、１対の伝送線導体それぞれの内縁との距離であり、第１のストリップ導体１０１の下側縁から、第２のストリップ導体１０２の上側縁までの距離である。第１のストリップ導体１０１及び第２のストリップ導体１０２の幅はそれぞれ等しく、第１の直線領域ＳＬ１において、ともに、第１の幅である幅Ｗ０である。第１の直線領域ＳＬ１と帯域阻止フィルタ領域ＦＬとの間で、右側に延伸するにつれて、当該幅はそれぞれ徐々に短くなり、帯域阻止フィルタ領域ＦＬにおいて、当該幅は、ともに、第２の幅である幅ＷＦである。さらに、帯域阻止フィルタ領域ＦＬと第２の直線領域ＳＬ２との間で、右側に延伸するにつれて、当該幅は徐々に太くなり、第２の直線領域ＳＬ２において、当該幅は、ともに、第１の幅である幅Ｗ０である。また、帯域阻止フィルタ領域ＦＬにおいて、１対の伝送線導体と、接地導体層１１０との間に、図３に示す通り、所定の形状である矩形状の中間導体膜１０３が配置され、中間導体膜１０３と接地導体層１１０とがバイアホール１０４によって接続される。接地導体層１１０の上方より見て、帯域阻止フィルタ領域ＦＬでは、１対の伝送線導体と中間導体膜１０３とが平面的に重なっている。また、ここで、帯域阻止フィルタ領域ＦＬの延伸方向（図の横方向）の両端とは、１対の伝送線導体と中間導体膜１０３と平面的に重なっている領域で、かつ、１対の伝送線導体がともに第２の幅で延伸している部分の両端をいうこととする。図３には、帯域阻止フィルタ領域ＦＬの延伸方向の両端が、それぞれ縦線にて示されている。当該両端の中心線は、図３にＩＶ−ＩＶ線として示されている。

差動伝送線路６を構成する各部の寸法はプリント回路基板２０の層構成、誘電体層３５の比誘電率などに応じて設計すれば良いが、その一例を以下に実施例として示す。１対の伝送線導体の間隔Ｓ０は０．４９５ｍｍであり、差動伝送線路６の線路長Ｌ０は、接続パットからＦＰＣ接続端子２１までの距離であり、ここでは１４ｍｍである。第１の直線領域ＳＬ１及び第２の直線領域ＳＬ２における１対の伝送線導体それぞれの幅である第１の幅（幅Ｗ０）は、０．３９ｍｍであり、帯域阻止フィルタ領域ＦＬにおける当該幅である第２の幅（幅ＷＦ）は、０．１ｍｍであり、第２の幅は第１の幅より短くなっている。各領域における１対の伝送線導体それぞれの幅は、所望の特性インピーダンスが得られるよう、定められている。ここでは、差動モードにおける特性インピーダンスＺｄｉｆｆが１００Ωとなるように定められている。

また、前述の通り、帯域阻止フィルタ領域ＦＬにおいて、１対の伝送線導体と、中間導体膜１０３と、バイアホール１０４と、接地導体層１１０とで、共振回路が構成されており、中間導体膜１０３のサイズとバイアホール１０４のサイズは、共振回路の共振周波数が所望の値になるよう、定められる。ここでは、共振周波数を２１ＧＨｚ近傍にするべく、中間導体膜１０３の形状は１．５ｍｍ×１．５ｍｍの矩形状とし、その中央に、直径０．２ｍｍのバイアホール１０４が配置されている。すなわち、接地導体層１１０の上方より見て、バイアホール１０４の中心は、帯域阻止フィルタ領域ＦＬの左右両端（１対の伝送線導体の延伸方向の両端）の中心線上にあり、バイアホール１０４の断面は、帯域阻止フィルタ領域ＦＬの両端の中心線によって貫かれている。また、接地導体層１１０の上方より見て、バイアホール１０４の中心は、帯域阻止フィルタ領域ＦＬにおける１対の伝導線導体の中心線上にあり、バイアホール１０４の断面は、１対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線によって貫かれている。

さらに、差動伝送線路６の一端（左端）すなわち接続パッドからバイアホール１０４の中心までの距離Ｌｖｉａは、２．２ｍｍとなっている。この距離Ｌｖｉａは、差動伝送線路における伝搬波長λｇに対して、周波数１９．９ＧＨｚにおいて０．２６×λｇ、周波数２２．６ＧＨｚにおいて０．３０×λｇに相当する長さである。

図４は、当該実施形態に係る差動伝送線路６の断面図である。図４は、図３に示すＩＶ−ＩＶ線における断面を示しており、プリント回路基板２０の縦構造を表している。差動伝送線路６は、プリント回路基板２０の表面（上側の面）に形成されている。前述の通り、１対の伝送線導体である、第１のストリップ導体１０１及び第２のストリップ導体１０２は、接地導体層１１０の一方側（ここでは上側）に、誘電体層３５を介して配置されている。さらに、中間導体膜１０３は、１対の伝送線導体と接地導体層１１０との間に配置される。

誘電体層３５は、ガラス布基材とエポキシ樹脂からなる材料によって形成され、ここでは、その材料の比誘電率は３．６である。そして、接地導体層１１０と１対の伝送線導体との間隔は０．２７９ｍｍであり、接地導体層１１０と中間導体膜１０３との間隔は０．１９２ｍｍである。なお、これら間隔の値は、中間導体膜１０３のサイズやバイアホール１０４のサイズと同様に、共振回路の共振周波数が所望の値になるよう、定められる。１対の伝送線導体、中間導体膜１０３、及び接地導体層１１０は、銅箔が積層された後に所望の形状にパターニングして形成される。ここでは、１対の伝送線導体である、第１のストリップ導体１０１及び第２のストリップ導体１０２の厚さは、０．０５３ｍｍであり、中間導体膜１０３の厚さは０．０３３ｍｍである。

プリント回路基板２０において、接地導体層１１０の下側には、複数の接地導体層３１，３２，３３，３４が、誘電体層３５を介して配置され、それら接地導体層の間に、導体からなる配線がそれぞれ設けられている。バイアホール１０４は、中間導体膜１０３と接地導体層１１０とを電気的に接続している。図４に示す通り、さらに、バイアホール１０４は、接地導体層１１０と、他の接地導体層３１，３２，３３，３４とを電気的に接続しており、これら接地導体層は、バイアホール１０４により、より安定的に接地電圧が維持される。バイアホール１０４は円筒状の導体であり、ドリルにより形成した穴に銅メッキを施して形成される。バイアホール１０４は、レーザ加工による貫通穴を利用したレーザバイアホールであってもよい。さらに、プリント回路基板２０の上下両側の表面それぞれに、ソルダーレジストと呼ばれる保護膜３６が配置されているが、必要がない場合には削除しても良い。ここでは、保護膜３６は、比誘電率４．４の材料によって形成されており、厚さは０．０８２ｍｍである。

差動伝送線路６の１対の伝送線導体は、伝送損失軽減の観点から、同一層状に形成されるのが望ましい。さらに、１対の伝送線導体の幅や厚みは、ともに等しいのが望ましい。また、第１のストリップ導体１０１と第２のストリップ導体との間隔Ｓ０は、直線領域においても、帯域阻止フィルタ領域においても、ともに等しく、一定であるのが望ましい。しかし、これに限定されることなく、帯域阻止フィルタ領域における間隔Ｓ０が、直線領域における間隔Ｓ０と異なっていても構わない。その場合であっても、１対の伝送線導体は、中心線に対して対称的に延伸しているのが望ましい。すなわち、１対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線は直線となっているのが望ましい。

また、伝送損失軽減の観点から、バイアホール１０４の中心は、１対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線上にあるのが望ましいが、これに限定されることはない。同様に、バイアホール１０４の中心は、帯域阻止フィルタ領域の延伸方向の両端の中心線上にあるのが望ましいが、これに限定されることはない。

当該実施形態に係る通信装置１００は、ＦＰＣ接続端子２１と受信回路４との間を、ＦＰＣからなる伝送路を介して、シリアルデータが送信されるとしたが、伝送路はＦＰＣに限定されることはなく、同軸線路やＦＦＣ（フレキシブルフラットケーブル）、撚り対線などであってもよい。それら伝送路に応じて、ＦＰＣ接続端子２１，２２は、対応する変換コネクタに変えればよい。

また、当該実施形態に係る通信装置１００は、ＦＰＣ接続端子２１に接続されるＦＰＣからなる伝送路を介して電気信号としてシリアルデータを送信する通信装置としたが、これに限定されることはない。たとえば、ＦＰＣ接続端子２１に光送信モジュールを、ＦＰＣ接続端子２２に光受信モジュールを接続して、光ファイバからなる伝送路を介して光信号としてシリアルデータを送信する光送受信機と呼ばれる通信装置としてもよい。

以上、当該実施形態に係る差動伝送線路６及び通信装置１００の構成について、説明した。次に、当該実施形態に係る差動伝送線路６の効果を説明する。

図５は、当該実施形態に係る差動伝送線路６の解析結果を示す図であり、差動伝送線路６の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果である。図５には、コモンモード通過特性（Ｓｃｃ２１）及び差動モード通過特性（Ｓｄｄ２１）の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード２０１、差動モード２１１として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては１００Ω、コモンモードに対しては２５Ωに設定して解析を行っている。

図５に示す通り、差動モード２１１は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード２０１は、周波数２０．５ＧＨｚにおいて−３５ｄＢと深いディップを示しており、２０．５ＧＨｚを中心周波数とした急峻な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置１００において、ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓ、より詳しくは９．９５Ｇｂｉｔ／ｓ以上１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ以下のいずれかのビットレートの、電気出力信号を伝送する場合に、駆動集積回路１が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数の２倍の周波数（１９．９ＧＨｚ以上２２．６ＧＨｚ以下の周波数）におけるコモンモードが、差動伝送線路６を伝導伝搬することが阻止され、不要電磁波の低減と伝送信号の信号品位の確保が両立される。

前述の通り、コモンモードノイズは、駆動回路が駆動する所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数で発生する。帯域阻止フィルタ領域で構成される共振回路の共振周波数が、所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数に等しいか、その近傍の周波数となるように、中間導体膜やバイアホールを配置すれば、差動伝送線路の帯域阻止フィルタ領域により、所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のコモンモードノイズが軽減される。とくに、コモンモードノイズで問題となるのは、所定のビットレートに対応する周波数（１倍）や該周波数の２倍となる周波数なので、該周波数か、該周波数の２倍の周波数か、いずれかの周波数のコモンモードノイズが軽減出来るよう、帯域阻止フィルタ領域を備えるのが、さらに望ましい。

当該実施形態に係る差動伝送線路６では、接続パッドからバイアホール１０４の中心までの距離Ｌｖｉａを２．２ｍｍとしたが、この値に限定されることはなく、次の説明に基づいて得られる範囲の値を選択すればよい。

前述の通り、当該実施形態に係る差動伝送線路６の帯域阻止フィルタ領域ＦＬに構成される共振回路により、差動伝送線路６には、周波数２０．５ＧＨｚを中心周波数とする帯域阻止フィルタ回路特性が得られ、差動伝送線路６の帯域阻止フィルタ領域ＦＬは、この周波数近傍におけるコモンモードノイズの伝導伝搬を阻止するコモンモード帯域阻止フィルタ回路の機能を有している。

帯域阻止フィルタ領域ＦＬにおけるコモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心位置はバイアホール１０４の位置に相当する。駆動集積回路１から見て、差動伝送線路６の、コモンモード帯域阻止フィルタ回路の以遠の領域（第２の直線領域ＳＬ２）においては、コモンモード信号成分の対応する周波数のノイズが差動伝送線路６を伝導伝搬することが阻止され、差動伝送線路６からの放射損失によって生じる不要電磁波の放射は低減される。一方、駆動集積回路１の送信側差動出力端子２３からコモンモード帯域阻止フィルタ回路までの領域における不要電磁波の放射に注目すると、不要電磁波の強度は、それ以遠での電磁放射強度に比較して小さいことが望まれる。コモンモード帯域阻止フィルタ回路は、コモンモード信号に対してその中心周波数（共振周波数）において短絡するように作用する。単純化したモデルで考えると、駆動集積回路１が出力する差動伝送信号のコモンモード信号成分は、送信側差動出力端子２３から、１対の伝送線導体、バイアホール１０４、及び接地導体層１１０を経由して、再び駆動集積回路１に戻るというループを描く。このループ経路の長さがもし伝搬波長λｇの整数倍に一致した場合、入力インピーダンスが０となり、良好なループアンテナを構成してしまう恐れがある。その場合、差動伝送線路６のうち、送信側差動出力端子２３からコモンモード帯域阻止フィルタ回路までの領域（第１の直線領域ＳＬ１及び帯域阻止フィルタ領域ＳＬ）における放射効率が高まり、不要電磁波の放射が増大してしまう可能性がある。当該ループのループ長は、接続パッドからバイアホール１０４の中心までの距離Ｌｖｉａのほぼ２倍の長さであり、Ｌｖｉａの値としてλｇ／２の整数倍付近となることは避けるべき事態であることがまず予想される。

次に、この経路が入力インピーダンス０の良好なループアンテナを構成したと仮定した場合の電磁放射の強度を、単純なモデルが提供する数式により概算する。このモデルを、ループアンテナモデルとする。理想的なループアンテナが放射する遠方界での最大電界強度Ｅは、一般に知られている通り、次式で表される。この式を、数式１とする。

ここで、Ｚｏは自由空間インピーダンス（３７７Ω）、Ｉはループ電流、Ａはループ面積、λｇは伝搬波長，Ｄは観測地点までの距離（３ｍ）である。当該実施形態に係る差動伝送線路６の場合，接地導体層１１０から１対の伝送線導体までの誘電体の高さをｈ（０．２７９ｍｍ），接続パッドからバイアホール１０４の中心までの距離Ｌｖｉａとすると、ループ経路は高さｈ，長さＬｖｉａの矩形に相当し，そのループ面積Ａは、Ａ＝ｈ×Ｌｖｉａと記述できる。また、差動伝送線路６の群速度をｖｇとすると，伝搬波長（周波数ｆにより変化する）λｇはｖｇ／ｆと記述できる。ｖｇは、誘電体層３５の比誘電率が一定ならば周波数に依存せず一定値を取り，差動伝送線路６の断面構造より比較的容易に算出できる。当該実施形態に係る差動伝送線路６の構造を有する場合には、ｖｇは１．６６×１０^８ｍ／ｓである。これらの記述を上記数式１に代入すると，次式が得られる。この式を、数式２とする。

図６から図８は、当該実施形態に係る差動伝送線路６より放射される不要電磁波の強度の、距離Ｌｖｉａ依存性を示す図である。すなわち、当該実施形態に係る差動伝送線路６に駆動集積回路１より差動伝送信号が出力される場合に、差動伝送線路６より放射される不要電磁波のうち、コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数付近における代表的な周波数の不要電磁波の遠方界強度の、距離Ｌｖｉａ依存性を示している。代表的な周波数として、図６は周波数ｆが１９．９ＧＨｚである場合について、図７は周波数ｆが２０．６ＧＨｚである場合について、図８は周波数ｆが２２．６ＧＨｚである場合について、表している。

まず、駆動集積回路１のコモンモード出力インピーダンスを２５Ω，出力電圧を１Ｖと仮定し，ループ電流Ｉとして０．０４Ａをして、それぞれの周波数においてループアンテナモデルが提供する数式２より得られる最大電界強度Ｅの特性（モデル特性）が、図６にはモデル特性３０１として、図７にはモデル特性３０２として、図８にはモデル特性３０３として、それぞれ破線で示されている。一例として、Ｌｖｉａ／λｇが０．５であるとき，周波数ｆが１９．９ＧＨｚの場合は、モデル特性３０１は１０８ｄＢ（μＶ／ｍ）が得られ、同様に、周波数ｆが２０．６ＧＨｚの場合は、モデル特性３０２は１０９ｄＢ（μＶ／ｍ）が得られ、周波数ｆが２２．６ＧＨｚの場合は、モデル特性３０３は１１０ｄＢ（μＶ／ｍ）が得られる。

図２５は、当該実施形態の比較例である、従来例１に係る差動伝送線路の上面図である。図２５に示す従来例１に係る差動伝送線路は、当該実施形態に係る差動伝送線路６と異なり、１対の伝送線導体それぞれの幅はすべての領域において第１の幅（幅Ｗ０）であり、中間導体膜１０３及びバイアホール１０４を有さず、帯域阻止フィルタ領域ＦＬが存在していない。それ以外の各部分の寸法（幅Ｗ０、間隔Ｓ０、線路長Ｌ０や断面構造など）は、当該実施形態の差動伝送線路６と同じである。

従来例１に係る差動伝送線路が接続される場合の距離３ｍにおける最大電界強度Ｅが、同様に、三次元構造解析ツールを用いて算出され，算出された最大電界強度Ｅは以下の通りである。周波数ｆが１９．９ＧＨｚの場合は、最大電界強度Ｅは９８ｄＢ（μＶ／ｍ）であり従来例特性３１１として、図６には実線で示されている。同様に、周波数ｆが２０．６ＧＨｚの場合は、最大電界強度Ｅは９７ｄＢ（μＶ／ｍ）であり従来例特性３１２として、周波数ｆが２１．６ＧＨｚの場合は、最大電界強度Ｅは９８ｄＢ（μＶ／ｍ）であり従来例特性３１３として、図７及び図８にそれぞれ実線で示されている。

さらに、当該実施形態に係る差動伝送線路６において、接続パッドからバイアホール１０４の中心までの距離Ｌｖｉａを変化させた場合の電磁放射を、それぞれ三次元電磁界構造解析ツールにより解析し，解析によって得られる最大電界強度Ｅの算出結果が、図６から図８にそれぞれ菱型印で示されており、それぞれ実施形態特性２２１，２２２，２２３として表されている。

当該実施形態に係る差動伝送線路６より得られる実施形態特性と、従来例１の差動伝送線路より得られる従来例特性とを比較すると、コモンモード帯域阻止フィルタ回路までの領域からの電磁放射は、例えばＬｖｉａ／λｇが１／２付近において、すなわち良好なループアンテナが構成される状態では、従来例１の差動伝送線路（直線領域）からの電磁放射より、当該実施形態に係る実施形態特性の最大電界強度Ｅが増加している。よってＬｖｉａの値としてλｇ／２の整数倍付近となることは避けるべきということが明確に示されている。

上記にて説明した通り、当該実施形態の実施例に係る差動伝送線路６においては、距離Ｌｖｉａを２．２ｍｍとしており，この距離Ｌｖｉａは差動伝送線路６における伝搬波長λｇに対し，周波数１９．９ＧＨｚにおいて０．２６×λｇ，周波数２２．６ＧＨｚにおいて０．３０×λｇに相当する長さであり、共にλｇ／２より小さい値である。この位置にコモンモード帯域阻止フィルタ回路を配置した場合，差動伝送線路６からの電磁放射による最大電界強度Ｅは、周波数ｆが１９．９ＧＨｚ，２０．６ＧＨｚ，２２．６ＧＨｚの場合において、それぞれ、９１，９１，９２ｄＢ（μＶ／ｍ）の値が算出される。よって、当該実施形態に係る差動伝送線路６では、従来例１に係る差動伝送線路と比較して、最大電界強度Ｅに６〜７ｄＢの低下が得られ，不要電磁放射を低減する効果が得られている。

さらに、当該実施形態に係る差動伝送線路６において、距離Ｌｖｉａを変化させた場合について注目する。図６から図８が示す通り、最大電界強度Ｅは、Ｌｖｉａ／λｇが０．５，１，１．５の近傍でピークを示し，Ｌｖｉａ／λｇが０．５，１のピークでの最大電界強度Ｅの値は、ループアンテナモデルが提供する数式２の値（モデル特性）に良く一致している。よって、コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数における電磁放射の動作がループアンテナモデルで良く説明されることを示している。また、図６から図８において、当該実施形態に係る特性を、従来例１に係る特性と比較すると、距離Ｌｖｉａが０．３５×λｇ以下であれば、コモンモード帯域阻止フィルタ回路が対応する周波数範囲（１９．９ＧＨｚ〜２０．６ＧＨｚ）においては周波数によらず、不要電磁放射を低減する効果が得られることを明確に示している。

よって、当該実施形態の実施例では、距離Ｌｖｉａを２．２ｍｍとしたが，この値に限定される必要はなく、０．３５×λｇ以下の範囲であれば、その値に変更してもよい。

図９は、当該実施形態に係る差動伝送線路６より放射される不要電磁波の強度の、距離Ｌｖｉａ依存性を示す図である。図６〜図８にそれぞれ示す代表的な周波数における当該実施形態に係る差動伝送線路６の特性（実施形態特性２２１，２２２，２２３）を重ねて
示している。コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数を２０．５ＧＨｚと、２０ＧＨｚ以上の周波数に設定すればこれらの周波数範囲に対応でき，図９が示す通り、距離Ｌｖｉａが２．８ｍｍ以下であれば、従来例１に係る差動伝送線路と比べて、不要電磁放射を低減する効果が得られる。よって、当該実施形態の実施例において、距離Ｌｖｉａを２．２ｍｍとしたが，この値は２．８ｍｍ以下の範囲であればその値に変更してもよい。

［第２の実施形態］
本発明の第２の実施形態に係る通信装置１００の基本的な構成は、第１の実施形態に係る通信装置１００の構成と同じであるが、当該実施形態に係る差動伝送線路６の差動モードにおける所望の特性インピーダンスＺｄｉｆｆが５０Ωである点と、コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数が１０ＧＨｚ付近である点が、第１の実施形態と異なっている。

図１０は、当該実施形態に係る差動伝送線路６の上面図である。図３と同様に、差動伝送線路６は、第１のストリップ導体１１１、第２のストリップ導体１１２、中間導体膜１１３、バイアホール１１４、接地導体層１１０とで構成される。差動伝送線路６を構成する各部の寸法の一例を、以下に実施例として示す。１対の伝送線導体の間隔Ｓ０は、０．１６ｍｍであり、差動伝送線路６の線路長Ｌ０は１４ｍｍである。差動モードにおける特性インピーダンスＺｄｉｆｆとして５０Ωが得られるよう、直線領域における１対の伝送線導体それぞれの幅である第１の幅（幅Ｗ０）は０．９７５ｍｍであり、帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第２の幅（幅ＷＦ）は０．２５ｍｍであり、第２の幅は第１の幅より短くなっている。さらに、共振周波数を１０．５ＧＨｚ近傍にするべく，中間導体膜１１３の形状は幅（図の縦方向）２．５ｍｍで長さ（図の横方向）３．０ｍｍの矩形状とし，その中央に、直径０．２ｍｍのバイアホール１１４が配置されている。接続パッドからバイアホール１１４の中心までの距離Ｌｖｉａは、２．５ｍｍとなっている。距離Ｌｖｉａは、差動伝送線路における伝搬波長λｇに対して，周波数９．９５ＧＨｚにおいて０．１５×λｇ，周波数１１．３ＧＨｚにおいて０．１７×λｇに相当する長さである。

図１１は、当該実施形態に係る差動伝送線路６の解析結果を示す図であり、図５と同様に、差動伝送線路６の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果であり、図１１には、コモンモード通過特性（Ｓｃｃ２１）及び差動モード通過特性（Ｓｄｄ２１）の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード２０２、差動モード２１２として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては５０Ω、コモンモードに対しては１２．５Ωに設定して解析を行っている。

図１１に示す通り、差動モード２１２は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード２０２は、周波数１０．７ＧＨｚにおいて−３９ｄＢと深いディップを示しており、１０．７ＧＨｚを中心周波数とした急峻な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置１００において、差動出力インピーダンスが５０Ωの駆動集積回路１より、ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓ、より詳しくは９．９５Ｇｂｉｔ／ｓ以上１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ以下のいずれかのビットレートの、電気出力信号を伝送する場合に、駆動集積回路１が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数（９．９５ＧＨｚ以上１１．３ＧＨｚ以下の周波数）におけるコモンモードが、差動伝送線路６を伝導伝搬することが阻止され、不要電磁波の低減と伝送信号の信号品位の確保が両立される。

当該実施形態の実施例において、接続パッドからバイアホール１１４の中心までの距離Ｌｖｉａを２．５ｍｍとしているが，コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数を１０．７ＧＨｚと１０ＧＨｚ以上に設定しているので，距離Ｌｖｉａの値は５．６ｍｍ以下の範囲であればその値に変更してもよい。

［第３の実施形態］
本発明の第３の実施形態に係る通信装置１００の基本的な構成は、第１の実施形態に係る通信装置１００の構成と同じであるが、当該実施形態に係る差動伝送線路６は、直列に並ぶ２個の帯域阻止フィルタ領域を含んでいる点が、第１の実施形態と異なっている。

図１２は、当該実施形態に係る差動伝送線路６の上面図である。差動伝送線路６は、第１のストリップ導体１２１、第２のストリップ導体１２２、第１の中間導体膜１２３、第２の中間導体膜１２５、第１のバイアホール１２４、第２のバイアホール１２６とで構成される。ここで、２個の帯域阻止フィルタ領域を、接続パッド（左側）から見て順に、第１の帯域阻止フィルタ領域、第２の帯域阻止フィルタ領域とする。

差動伝送線路６を構成する各部の寸法の一例を、以下に実施例として示す。１対の伝送線導体の間隔Ｓ０は、０．４９５ｍｍであり、差動伝送線路６の線路長Ｌ０は１４ｍｍである。差動モードにおける特性インピーダンスＺｄｉｆｆとして１００Ωが得られるよう、直線領域における１対の伝送線導体それぞれの幅である第１の幅（幅Ｗ０）は０．３９ｍｍである。第１の帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第２の幅（幅ＷＦ）は０．１ｍｍであり、第２の幅は第１の幅より短くなっている。同様に、第２の帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第３の幅（幅ＷＧ）は０．１ｍｍであり、第３の幅は第１の幅より短くなっている。第１及び第２の帯域阻止フィルタ領域の共振回路の共振周波数が、駆動集積回路１が駆動するビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかの近傍となるのが望ましく、かつ、第１及び第２の帯域阻止フィルタ領域で、ビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数が互いに異なっているのがさらに望ましい。

ここでは、第２の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数を２１ＧＨｚ近傍にするべく、第２の中間導体膜１２５の形状は１．５ｍｍ×１．５ｍｍの矩形とし，その中央に直径０．２ｍｍの第２のバイアホール１２６が配置されている。第１の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数を２２．５ＧＨｚ近傍にするべく、第１の中間導体膜１２３の形状は幅１．２ｍｍで長さ１．５ｍｍの矩形とし，その中央に直径０．２ｍｍの第１のバイアホール１２４が配置される。第１の実施形態と同様に、第１のバイアホール１２４の中心及び第２のバイアホール１２６の中心は、ともに、１対の伝送線導体の中心線上にある。ここで、距離Ｌｖｉａを、接続パッドから第１のバイアホール１２６の中心までの距離とすると、距離Ｌｖｉａが１．２５ｍｍとなっている。この距離Ｌｖｉａは差動伝送線路６における伝搬波長λｇに対し，周波数１９．９ＧＨｚにおいて０．１５×λｇ，周波数２２．６ＧＨｚにおいて０．１７×λｇに相当する長さであり、ともにλｇ／２より小さい値である。なお。、第１のバイアホール１２４の中心から第２のバイアホール１２６の中心までの距離は２．２５ｍｍである。

図１３は、当該実施形態に係る差動伝送線路６の解析結果を示す図であり、図５と同様に、差動伝送線路６の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果であり、図１３には、コモンモード通過特性（Ｓｃｃ２１）及び差動モード通過特性（Ｓｄｄ２１）の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード２０３、差動モード２１３として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては１００Ω、コモンモードに対しては２５Ωに設定して解析を行っている。

図１３に示す通り、差動モード２１３は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード２０３は、周波数２１ＧＨｚと周波数２２．５ＧＨｚに谷を持つ深いディップを示しており、１９．９ＧＨｚから２２．６ＧＨｚの周波数範囲にわたって、−３５ｄＢ以下となるさらに強力な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置１００において、差動出力インピーダンスが１００Ωの駆動集積回路１より、ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓ、より詳しくは９．９５Ｇｂｉｔ／ｓ以上１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ以下のいずれかのビットレートの、電気出力信号を伝送する場合に、駆動集積回路１が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても，ビットレートに対応する周波数の２倍の周波数成分（１９．９ＧＨｚ以上２２．６ＧＨｚ以下の周波数）におけるコモンモードが、差動伝送線路を伝導伝搬することがより強力に阻止される。

［第４の実施形態］
本発明の第４の実施形態に係る通信装置１００は、光ファイバ伝送路に光信号としてシリアルデータを送信する光送受信機と呼ばれる通信装置である。当該実施形態に係る通信装置１００の主な構成は、図１に示す第１の実施形態に係る通信装置１００のうち、受信回路４を光送信モジュール４２に、送信回路５を光受信モジュールに、それぞれ置き換えたものである。

図１４は、当該実施形態に係る通信装置１００の差動伝送線路１６付近を示す斜視図である。図１４が示す部分は、図２と同様に、通信装置１００のシリアルデータである電気信号を伝送する電子回路部分であり、プリント回路基板２０上に、駆動集積回路１５や差動伝送線路１６などが配置されている。

図２と同様に、図１４に示す通り、差動伝送線路１６の１対の伝送線導体の一端（左端
は１対の接続パッドにそれぞれ接続し、接続パッドにおいて駆動集積回路１５の１対の送信側差動出力端子とそれぞれハンダ接続される。また、１対の伝送線導体の他端（右端）が、ＦＰＣ接続端子２１に接続され、差動伝送線路１６の出力側は、ＦＰＣ４１を介して、光送信モジュール４２の差動入力端子と電気的に接続されている。

駆動集積回路１５は、送信側差動出力伝送線路７を介して入力された電気出力信号を増幅し、差動伝送線路１６に出力する。ここで、駆動集積回路１５は、その差動出力インピーダンスが５０Ωに近いものが好適である。さらに、電気出力信号は、ＦＰＣ接続端子２１に接続されるＦＰＣ４１上の差動伝送線路を介して、光送信モジュール４２へ伝送される。入力される電気出力信号により、光送信モジュール４２が、電気的に駆動される。差動伝送線路１６には、第１の実施形態に係る差動伝送線路６と同様に、接地導体層１１０（図示せず）と、１対の伝送線導体である、第１のストリップ導体１３１及び第２のストリップ導体１３２と、中間導体膜１３３と、バイアホール１３４とが配置されている。

さらに、差動伝送線路１６の第１のストリップ導体１３１及び第２のストリップ導体１３２に、ＤＣカット容量１３５，１３６がそれぞれ備えられている。ＤＣカット容量１３５，１３６は、例えば、容量値０．１μＦの１００５サイズの表面実装型キャパシタである。また、第１のストリップ導体１３１及び第２のストリップ導体１３２に、チョークインダクタ１３７，１３８がそれぞれ備えられている。

光送信モジュール４２は、電気信号を光信号に変換し，光ファイバ伝送路に光信号としてシリアルデータを送信する。光送信モジュール４２には、光変調器として例えば直接変調型の半導体レーザダイオードが搭載されている。チョークインダクタ１３７，１３８を介して、半導体レーザダイオードにＤＣバイアス電流を供給する。

図１５は、当該実施形態に係る通信装置１００の送信ブロックの回路図である。差動伝送線路１６の一端（左端）は駆動集積回路１５の差動出力端子に接続し，差動伝送線路１６の他端（右端）はＦＰＣ接続端子２１に接続し、差動伝送線路１６は、ＦＰＣ４１上の差動伝送線路を介して、光送信モジュール４２の差動入力端子４３に接続している。ここで、差動伝送線路１６の他端（出力側）が、光送信モジュール４２の差動入力端子４３と電気的に接続されていれば、差動伝送線路１６と差動入力端子４３が直接接続されていても、ＦＰＣ４１上の差動伝送線路を介して接続されていてもよい。さらに、光送信モジュール４２の内部において，差動入力端子４３の両端は半導体レーザダイオード４４の両端（アノード端子とカソード端子）に接続する。この光送信モジュール４２では、差動入力の差動モード動作に対して半導体レーザダイオード４４の直列抵抗成分が終端負荷として働く。そして半導体レーザダイオード４４の電流Ｉｄｉｏｄｅが変調されて光変調信号を生じる。一方、差動入力のコモンモード動作に対して半導体レーザダイオード４４は開放端となっている。コモンモード信号は半導体レーザダイオード４４の電流Ｉｄｉｏｄｅを変調することが無い。駆動集積回路１５の差動出力信号のコモンモードノイズがもし光送信モジュール４２の差動入力端子４３に達する場合には，光変調信号には影響しないものの、コモンモード信号成分は半導体レーザダイオード４４の位置で全反射してＦＰＣ４１上の差動伝送線路を伝送し，さらに差動伝送線路１６を伝送する。その場合不要電磁波を生じやすい。よって、差動入力の差動モード動作に対して開口端となっている素子（例えば、光送信モジュール４２、半導体レーザダイオード４４）が、差動伝送線路の出力側の両端子に接続されている場合、本発明の効果はさらに高まることとなる。なお、図１５において，コモンモード帯域阻止フィルタ回路を構成する共振回路１３９をＬＣ集中定数回路で記載したが，これは正確な記述ではなく概念的に表現したものである。

図１６は、当該実施形態に係る差動伝送線路１６の上面図である。図３と同様に、差動伝送線路１６は、第１のストリップ導体１３１、第２のストリップ導体１３２、中間導体膜１３３、バイアホール１３４、接地導体層１１０とで構成される。なお、説明を簡単とするために、図１６に示す差動伝送線路１６には、ＤＣカット容量１３５，１３６及びチョークインダクタ１３７，１３８の記載は省略している。差動伝送線路１６を構成する各部の寸法の一例を、以下に実施例として示す。１対の伝送線導体の間隔Ｓ０は、０．１６ｍｍであり、差動伝送線路１６の線路長Ｌ０は１４ｍｍである。差動モードにおける特性インピーダンスＺｄｉｆｆとして５０Ωが得られるよう、直線領域における１対の伝送線導体それぞれの幅である第１の幅（幅Ｗ０）は０．９７５ｍｍであり、帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第２の幅（幅ＷＦ）は０．２５ｍｍであり、第２の幅は第１の幅より短くなっている。さらに、共振周波数を２１ＧＨｚ近傍にするべく，中間導体膜１３３の形状は幅１．５ｍｍで長さ１．２５ｍｍの矩形とし，その中央に、直径０．２ｍｍのバイアホール１３４が配置されている。接続パッドからバイアホール１３４の中心までの距離Ｌｖｉａは、１．６ｍｍとなっている。距離Ｌｖｉａは、差動伝送線路における伝搬波長λｇに対して，周波数１９．９ＧＨｚにおいて０．１９×λｇ，周波数２２．６ＧＨｚにおいて０．２２×λｇに相当する長さである。

図１７は、当該実施形態に係る差動伝送線路１６の解析結果を示す図であり、図５と同様に、差動伝送線路１６の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果であり、図１７には、コモンモード通過特性（Ｓｃｃ２１）及び差動モード通過特性（Ｓｄｄ２１）の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード２０４、差動モード２１４として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては５０Ω、コモンモードに対しては１２．５Ωに設定して解析を行っている。

図１７に示す通り、差動モード２１４は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード２０４は、周波数２０．７ＧＨｚにおいて−４１ｄＢと深いディップが生じ、２０．７ＧＨｚを中心周波数とした急峻な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。

図１８は、当該実施形態に係る通信装置１００の半導体レーザダイオード４４における電流波形を示す図である。通信装置１００の小信号特性を三次元電磁界構造解析ツールにより求め，その小信号特性を基に回路シミュレーションにより算出することにより、半導体レーザダイオード４４における電流波形を得ている。図１８に示す通り、ジッタが少なく開口度の高い良好なアイダイアグラムが得られている。

図２６は、当該実施形態の比較例である、従来例２に係る通信装置の差動伝送線路５００付近を示す斜視図である。図２６に示す従来例２に係る差動伝送線路５００は、当該実施形態に係る差動伝送線路１６と異なり、１対の伝送線導体である、第１のストリップ導体５１１及び第２のストリップ導体５１２それぞれの幅はすべての領域において第１の幅（幅Ｗ０）であり、中間導体膜１３３及びバイアホール１３４を有さず、帯域阻止フィルタ領域が存在していない。それ以外の構成は、当該実施形態と同じである。

当該実施形態に係る通信装置１００と従来例２に係る通信装置に対して、それぞれの電磁放射による最大電界強度Ｅを算出し，比較した結果を次の表１に示す。

最大電界強度Ｅの算出には三次元電磁界構造解析ツールを用い，駆動集積回路１５のコモンモード出力インピーダンスを１２．５Ω，出力電圧を１Ｖと仮定して，代表的な周波数ｆがそれぞれ、１９．９ＧＨｚ、２０．６ＧＨｚ、２２．６ＧＨｚである場合に、観測地点までの距離Ｄが３ｍとなる観測点における最大電界強度Ｅを求めた。表１が示す通り，当該実施形態に係る通信装置１００は、従来例２と比較して、最大電界強度Ｅを１８ｄＢから２１ｄＢと、大幅に抑制する効果が得られている。

よって、当該実施形態に係る通信装置１００では、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である光送信モジュール４２を用いる場合であっても，ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓ，より詳しくは９．９５Ｇｂｉｔ／ｓ以上１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ以下のいずれかのビットレートの、電気出力信号を伝送する場合に、駆動集積回路１が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても，ビットレートに対応する周波数の２倍となる周波数成分（１９．９ＧＨｚ以上２２．６ＧＨｚ以下）が差動伝送線路１６を伝導伝搬することが阻止され，不要電磁波の低減と光ファイバ伝送におけるシリアルデータの信号品位の確保を両立できる効果がある。

当該実施形態に係る通信装置１００では、距離Ｌｖｉａを１．６ｍｍとしたが，この値はコモンモード阻止フィルタ回路が対応する周波数範囲（１９．９ＧＨｚ以上２０．６ＧＨｚ以下）において０．３５×λｇ以下の範囲であればその値に変更してもよい。また，この値は２．８ｍｍ以下の範囲であればその値に変更しても良い。

当該実施形態における通信装置１００では、差動伝送線路１６を図１６に示す構造としたが、これに限定されることはない。例えば、図１０に示す第２の実施形態に係る差動伝送線路６であってもよい。この場合、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である光送信モジュール４２を適用しても，ビットレートに対応する周波数成分（９．９５ＧＨｚ以上１１．３ＧＨｚ以下）が差動伝送線路を伝導伝搬することが阻止され，不要電磁波の低減と光ファイバ伝送におけるシリアルデータの信号品位の確保を両立できる効果がある。

光ファイバ伝送用の光送受信機（光トランシーバモジュール）は、近年のブロードバンドネットワークの普及と共に高速化、小型・低コスト化が図られ、高速化に関しては現在ではビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓのものが広く用いられている。小型・低コスト化に関しては旧世代の３００ｐｉｎ ＭＳＡ（Multi Source Agreement）規格からＸＥＮＰＡＫ、Ｘ２、ＸＦＰ、ＳＦＰ＋（各ＭＳＡ規格）へとケース体積の縮小化・部品数の削減化が進んでいる。一方、光送受信機が搭載される伝送装置には、その装置が発生する不要電磁波の強度を法規に定められた限度値以下に抑えることが求められている。例えば、米国ではＦＣＣ Ｐａｒｔ １５ Ｓｕｂｐａｒｔ Ｂ規格に定められた限度値５３．９ｄＢ（μＶ／ｍ）（Ｃｌａｓｓ Ｂ規格、距離３ｍ、周波数範囲１ＧＨｚ〜４０ＧＨｚの場合）以下を満足する必要がある。本発明を光送受信機に適用することにより、光送受信機の内蔵ＩＣのスイッチングノイズ等に起因して発生する、高周波数における不要電磁波の装置外部への放射を低減することができ、本発明の効果はさらに高まっている。

［第５の実施形態］
本発明の第５の実施形態に係る通信装置１００の基本的な構成は、第４の実施形態に係る通信装置１００と同じであるが、当該実施形態に係る差動伝送線路１７の構造が、第４の実施形態と異なっている。差動伝送線路１７の１対の伝送線導体の一方は、光送信モジュール４２のシングルエンド入力端子に、ＦＰＣ４１を介して接続され、他方は終端抵抗１４７に接続される。

図１９は、当該実施形態に係る通信装置１００の差動伝送線路１７付近を示す斜視図である。図１９が示す部分は、図２と同様に、通信装置１００のシリアルデータである電気信号を伝送する電子回路部分であり、プリント回路基板２０上に、駆動集積回路１５や差動伝送線路１７などが配置されている。

差動伝送線路１７には、接地導体層１１０（図示せず）と、１対の伝送線導体である、第１のストリップ導体１４１及び第２のストリップ導体１４２と、中間導体膜１４３と、バイアホール１４４とが配置されている。さらに、差動伝送線路１７の第１のストリップ導体１４１及び第２のストリップ導体１４２に、ＤＣカット容量１４５，１４６がそれぞれ備えられている。ＤＣカット容量１４５，１４６は、例えば、容量値０．１μＦの１００５サイズの表面実装型キャパシタであるが、これらは必要がない場合には削除してもよい。

図１９に示す通り、第２のストリップ導体１４２は，ＦＰＣ接続端子２１に接続したＦＰＣ４１上のシングルエンド伝送線路を介して，光送信モジュール４２のシングルエンド入力端子に接続する。ここで、第２のストリップ導体１４２の出力側（他端）が、光送信モジュール４２のシングルエンド入力端子と電気的に接続されていれば、第２のストリップ導体と光送信モジュール４２のシングルエンド入力端子が直接接続されていても、ＦＰＣ４１上の差動伝送線路を介して接続されていてもよい。第１のストリップ導体１４１は終端抵抗１４７の一端に接続する。終端抵抗１４７の他端は接地パッド１４９に接続し，終端抵抗を構成している。終端抵抗１４７は、例えば、抵抗値５０Ωの１００５サイズの表面実装型抵抗である。

ＦＰＣ４１上のシングルエンド伝送線路は、特性インピーダンスが５０Ωのものを用いるのが好適である。光送信モジュール４２には、光変調器として例えば直接変調型の半導体レーザダイオードが搭載されている。半導体レーザダイオードへのシングルエンド入力インピーダンスは５０Ω近傍であることが好適であり，例えば光送信モジュール４２の内部に入力インピーダンス５０ΩのドライバＩＣが配置され，これにより半導体レーザを駆動しても良い。

当該実施形態に係る通信装置１００によれば、駆動集積回路１５が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数の２倍の周波数成分（１９．９ＧＨｚ以上２２．６ＧＨｚ以下の周波数）におけるコモンモードが、
帯域阻止フィルタ領域で阻止され、それ以遠のシングルエンド伝送線路への伝導伝搬が阻止されることにより、不要電磁波を低減する効果が得られる。なお、当該実施形態に係る光送信モジュール４２に、直接変調型の半導体レーザダイオードが光変調器として搭載されるとしたが，光変調器はＭＺ（マッハツェンダー）型光変調器であっても良い。ＭＺ型光変調器により、より長距離までの光ファイバ伝送が可能となる。

［第６の実施形態］
本発明の第６の実施形態に係る通信装置１００の基本的な構成は、第１の実施形態に係る通信装置１００と同じであるが、当該実施形態に係る通信装置１００には、駆動集積回路１及び差動伝送線路６の一部を覆う、シールド蓋１５１が備えられる点が、異なっている。シールド蓋１５１は、駆動集積回路１に加えて、図３に示す差動伝送線路６のうち、第１の直線領域ＳＬ１及び帯域阻止フィルタ領域ＦＬを含む領域を覆うように配置される。

図２０は、当該実施形態に係る通信装置１００の差動伝送線路６付近を示す斜視図である。図２１は、当該実施形態に係る通信装置１００の差動伝送線路６付近の概略斜視図である。シールド蓋１５１は板金を加工して形成される。なお、シールド蓋１５１と駆動集積回路１との間に、電磁吸収体を配置してもよい。シールド蓋１５１の内部空間の大きさにより共振の有無，共振周波数が左右されるが，電磁吸収体を配置することによりシールド蓋１５１の内部で生じる空洞共振を低減する効果が期待できる場合もある。電磁吸収体の材料は、電磁吸収メカニズムとして誘電損失，抵抗損失，磁気損失を持つものを選択して用いればよい。シールド蓋１５１は接地電位に固定することが好適であり，バイアホール（図示せず）を介して接地導体層１１０に接続される。

シールド蓋１５１は、駆動集積回路１と、差動伝送線路６のうち、第１の直線領域ＳＬ１及び帯域阻止フィルタ領域ＦＬを含む領域とにおける、空間へ放射される電磁波を遮蔽する。接続パッドからバイアホール１０４の中心までの距離Ｌｖｉａをλｇ／２の整数倍付近とした場合、前述の通り、駆動集積回路１から帯域阻止フィルタ領域ＦＬまでがループアンテナを構成してしまう。第１の実施形態に係る通信装置１００では、距離Ｌｖｉａの範囲を限定する必要があったが、当該実施形態に係る差動伝送線路６にはその必要がなく、帯域阻止フィルタ領域ＦＬがシールド蓋１５１の内部に位置していれば、任意の位置に配置することが可能となり、設計に自由度が増す。当該実施形態に係る差動伝送線路６は、帯域阻止フィルタ領域ＦＬにより、それ以遠の領域（第２の直線領域ＳＬ２）において、コモンモード信号成分の対応する周波数のノイズが差動伝送線路６を伝導伝搬することが阻止されるので、それ以遠の領域をシールド蓋１５１で覆う必要がなく、従来技術と比べて、シールド蓋１５１を小さくすることが出来る。さらに、シールド蓋１５１の内部に電磁吸収体を配置する場合、シールド蓋１５１が小さくなるのに伴い、電磁吸収体の軽減することが出来る。

一例として以下に実施例として示す。ここで、距離Ｌｖｉａが４．２ｍｍである。この距離Ｌｖｉａは、差動伝送線路における伝搬波長λｇに対し，周波数１９．９ＧＨｚにおいて０．５０×λｇ，周波数２２．６ＧＨｚにおいて０．５７×λｇに相当する長さである。図６に示す通り、この距離Ｌｖｉａは、周波数１９．９ＧＨｚにおいて最大電界強度Ｅがピークを示す点に相当する。すなわち、駆動集積回路１から差動伝送線路６の帯域阻止フィルタ領域ＦＬまでが良好なループアンテナを形成する条件となっている。

図２７は、当該実施形態の比較例である、従来例３に係る通信装置の差動伝送線路付近の概略斜視図である。図に示す差動伝送線路は、図２５に示す従来例１に係る差動伝送線路と同じであり、駆動集積回路１（図示せず）と、差動伝送線路の一部を、シールド蓋５５１が覆っている。

当該実施形態に係る通信装置１００と従来例３に係る通信装置に対して、それぞれの電磁放射による最大電界強度Ｅを算出し，比較した結果を次の表２に示す。

最大電界強度Ｅの算出には三次元電磁界構造解析ツールを用い，駆動集積回路１５のコモンモード出力インピーダンスを２５Ω，出力電圧を１Ｖと仮定して，周波数ｆがそれぞれ、１９．９ＧＨｚ、２０．６ＧＨｚ、２２．６ＧＨｚである場合に、観測地点までの距離Ｄが３ｍとなる観測点における最大電界強度Ｅを求めた。表２が示す通り、当該実施例に係る通信装置１００は、従来例３と比較して、最大電界強度Ｅを１０ｄＢから２２ｄＢと、大幅に抑制する効果が得られている。

よって、当該実施形態に係る通信装置１００では、差動伝送線路６の帯域阻止フィルタ領域を任意の位置に配置することができ、設計の自由度が増す。そして、駆動集積回路１が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数の２倍の周波数成分（１９．９ＧＨｚ以上２２．６ＧＨｚ以下）を、帯域阻止フィルタ領域で阻止し、それ以遠の差動伝送線路への伝導伝搬が抑制されることで不要電磁波を低減する効果が得られる。

［第７の実施形態］
本発明の第７の実施形態に係る通信装置１００の基本的な構成は、第４の実施形態に係る通信装置１００と同じであるが、当該実施形態に係る差動伝送線路１８は、直列に並ぶ２個の帯域阻止フィルタ領域を含んでいる点と、シールド蓋１５２が、駆動集積回路１５に加えて、差動伝送線路１８のうち、２個の帯域阻止フィルタ領域を含む領域を覆うように配置される点が、第４の実施形態と異なっている。

図２２は、当該実施形態に係る通信装置１００の差動伝送線路１８付近を示す斜視図である。前述の通り、シールド蓋１５２が、駆動集積回路１５と差動伝送線路１８の一部を覆っている。

図２３は、当該実施形態に係る差動伝送線路１８の上面図である。差動伝送線路１８は、第１のストリップ導体１６１、第２のストリップ導体１６２、第１の中間導体膜１６３、第２の中間導体膜１６５、第１のバイアホール１６４、第２のバイアホール１６６とで構成される。ここで、２個の帯域阻止フィルタ領域を、接続パッド（左側）から見て順に、第１の帯域阻止フィルタ領域、第２の帯域阻止フィルタ領域とする。なお、説明を簡単とするために、図２３に示す差動伝送線路１８には、ＤＣカット容量１３５，１３６及びチョークインダクタ１３７，１３８の記載は省略している。

差動伝送線路１８を構成する各部の寸法の一例を、以下に実施例として示す。１対の伝送線導体の間隔Ｓ０は、０．１６ｍｍであり、差動伝送線路１８の線路長Ｌ０は１４ｍｍである。差動モードにおける特性インピーダンスＺｄｉｆｆとして５０Ωが得られるよう、直線領域における１対の伝送線導体それぞれの幅である第１の幅（幅Ｗ０）は０．９７５ｍｍである。第１の帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第２の幅（幅ＷＦ）は０．２５ｍｍであり、第２の幅は第１の幅より短くなっている。同様に、第２の帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第３の幅（幅ＷＧ）は０．２５ｍｍであり、第３の幅は第１の幅より短くなっている。

ここでは、第１の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数が、駆動集積回路１５が出力するシリアルデータ伝送のビットレートに対応する周波数付近になるよう設定され、第２の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数が該周波数の２倍となる周波数付近になるよう設定されている。第１の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振振動数を１０．５ＧＨｚ近傍にするべく、第１の中間導体膜１６３の形状は幅２．５ｍｍで長さ３．０ｍｍの矩形とし、その中央に直径０．２ｍｍの第１のバイアホール１６４が配置されている。第２の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数を２１ＧＨｚ近傍にするべく、第２の中間導体膜１６５の形状は幅１．５ｍｍで長さ１．２５ｍｍの矩形とし、その中央に直径０．２ｍｍの第２のバイアホール１６６が配置される。第１の実施形態と同様に、第１のバイアホール１６４の中心及び第２のバイアホール１６６の中心は、ともに、１対の伝送線導体の中心線上にある。ここで、距離Ｌｖｉａを、接続パッドから第１のバイアホール１６４の中心までの距離とすると、距離Ｌｖｉａに特に限定は必要ないが、ここでは、距離Ｌｖｉａを２．５ｍｍとする。また、第１のバイアホール１６４の中心から第２のバイアホール１６６の中心までの距離は４．０ｍｍとする。

図２４は、当該実施形態に係る差動伝送線路６の解析結果を示す図であり、図５と同様に、差動伝送線路１８の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果であり、図２４には、コモンモード通過特性（Ｓｃｃ２１）及び差動モード通過特性（Ｓｄｄ２１）の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード２０５、差動モード２１５として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては５０Ω、コモンモードに対しては１２．５Ωに設定して解析を行っている。

図２４に示す通り、差動モード２１５は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード２０５は、周波数１０．７ＧＨｚにおいて−３３ｄＢと深いディップを示しており、さらに、周波数２０．７ＧＨｚにおいて−４１ｄＢとさらに深いディップを示している。このように、２つの周波数１０．７ＧＨｚと２０．７ＧＨｚを中心とした急峻な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。

図２８は、当該実施形態の比較例である、従来例４に係る通信装置の差動伝送線路５００付近を示す斜視図である。図２８に示す差動伝送線路５００は、図２６に示す従来例２に係る差動伝送線路５００と同じであり、駆動集積回路１５と、差動伝送線路５００の一部を、シールド蓋５５２が覆っている。ここで、シールド蓋５５２の形状は、シールド蓋１５２の形状と同じである。また、従来例４に係る通信装置は、差動伝送線路５００が帯域阻止フィルタ領域を含んでいない点で、当該実施形態と異なっているが、それ以外の構成は当該実施形態と同じである。

当該実施形態に係る通信装置１００と従来例４に係る通信装置に対して、それぞれの電磁放射による最大電界強度Ｅを算出し、比較した結果を次の表３に示す。

最大電界強度Ｅの算出には三次元電磁界構造解析ツールを用い、駆動集積回路１５のコモンモード出力インピーダンスを１２．５Ω、出力電圧を１Ｖと仮定して、周波数ｆがそれぞれ、ビットレート１０．３Ｇｂｉｔ／ｓに対応する周波数１０．３ＧＨｚとその２倍の周波数２０．６ＧＨｚである場合に、観測地点までの距離Ｄが３ｍとなる観測点における最大電界強度Ｅを求めた。表３が示す通り、当該実施形態に係る通信装置１００は、従来例４と比較して、最大電界強度Ｅを周波数１０．３ＧＨｚでは２８ｄＢ、周波数２０．６ＧＨｚでは２０ｄＢと大幅に抑制する効果が得られている。

よって、当該実施形態に係る通信装置１００では、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である光送信モジュール４２を適用しても、ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓのシリアルデータを伝送した場合、駆動集積回路１５が出力する差動伝送信号にコモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数およびその２倍の周波数成分が差動伝送線路を伝導伝搬することを阻止でき、不要電磁波の低減と光ファイバ伝送におけるシリアルデータの信号品位の確保を両立できる効果がある。

以上、本発明に係る差動伝送線路、及びそれを用いた通信装置について説明した。通信装置の送信側の差動伝送線路を例に説明したがこれに限定されないのは、言うまでもない。所定のビットレートで駆動する駆動回路が出力する差動伝送信号を伝送する差動伝送線路に、広く本発明は適用することが出来る。また、本発明に係る通信装置は、伝送装置を含む通信装置に限定されることはなく、駆動回路と差動伝送線路を有する通信用のモジュールに、本発明は広く適用することが出来る。

１ 駆動集積回路、２ 送信用ＣＤＲ集積回路、３ 受信用ＣＤＲ集積回路、４ 受信回路、５ 送信回路、６ 差動伝送線路、７ 送信側差動出力伝送線路、８ 送信側差動入力伝送線路、９ 受信側差動入力伝送線路、１０ 受信側差動出力伝送線路、１１ 制御部、１２ デジタル通信インターフェース、１３ 伝送装置、１５ 駆動集積回路、１６，１７，１８ 差動伝送線路、２０ プリント回路基板、２１，２２ ＦＰＣ接続端子、２３ 送信側差動出力端子、２４，２５，２６，２７ ＤＣカット容量、３１，３２，３３，３４ 接地導体層、３５ 誘電体層、３６ 保護膜、４１ ＦＰＣ、４２ 光送信モジュール、４３ 差動入力端子、４４ 半導体レーザダイオード、１００ 通信装置、１０１，１１１，１２１，１３１，１４１ 第１のストリップ導体、１０２，１１２，１２２，１３２，１４２ 第２のストリップ導体、１０３，１１３，１３３，１４３ 中間導体膜、１０４，１１４，１３４，１４４ バイアホール、１１０ 接地導体層、１２３，１６３ 第１の中間導体膜、１２４，１６４ 第１のバイアホール，１２５，１６５ 第２の中間導体膜，１２６，１６６ 第２のバイアホール、１３５，１３６，１４５，１４６ ＤＣカット容量、１３７，１３８ チョークインダクタ、１３９ 共振回路、１４７ 終端抵抗、１４９ 接地パッド、１５１，１５２ シール蓋、２０１，２０２，２０３，２０４，２０５ コモンモード、２１１，２１２，２１３，２１４，２１５ 差動モード、２２１，２２２，２２３ 実施形態特性、３０１，３０２，３０３ モデル特性、３１１，３１２，３１３ 従来例特性、５００ 差動伝送線路、５０１，５１１ 第１のストリップ導体、５０２，５０３ 第２のストリップ導体、５５１，５５２ シールド蓋、ＳＬ１ 第１の直線領域、ＳＬ２ 第２の直線領域、ＦＬ 帯域阻止フィルタ領域。

Claims (14)

1. 接地導体層と、
   前記接地導体層の一方側に誘電体層を介して設けられる、１対の伝送線導体と、
   前記接地導体層と前記１対の伝送線導体との間に設けられる、所定の形状の導体膜と、
   前記接地導体層と前記導体膜とを接続する、バイアホールと、
   を備え、所定のビットレートで駆動する駆動回路が出力する差動伝送信号を伝送する、差動伝送線路であって、
   前記１対の伝送線導体が第１の幅で互いに平行してそれぞれ延伸する、直線領域と、
   前記接地導体層の上方より見て、前記１対の伝送線導体が前記導体膜と平面的に重なるとともに、前記第１の幅より短い第２の幅で互いに平行してそれぞれ延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する、帯域阻止フィルタ領域と、
   を含む、
   ことを特徴とする、差動伝送線路。
2. 前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記帯域阻止フィルタ領域における前記１対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線によって貫かれる、
   ことを特徴とする、請求項１に記載の差動伝送線路。
3. 前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記帯域阻止フィルタ領域の延伸方向の両端の中心線によって貫かれる、
   ことを特徴とする、請求項１に記載の差動伝送線路。
4. 前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、前記所定のビットレートに対応する周波数の前記差動伝送線路における伝搬波長の０．３５倍以下の距離の点を含んでいる、
   ことを特徴とする、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路。
5. 前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される帯域の中心周波数が２０ＧＨｚ以上であり、
   前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、２．８ｍｍ以下の距離の点を含んでいる、
   ことを特徴とする、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路。
6. 前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される帯域の中心周波数が１０ＧＨｚ以上であり、
   前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、５．６ｍｍ以下の距離の点を含んでいる、
   ことを特徴とする、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路。
7. 前記接地導体層と前記１対の伝送線導体との間に設けられる、所定の形状の他の導体膜と、
   前記接地導体層と前記他の導体膜とを接続する、他のバイアホールと、
   をさらに、備え、
   前記接地導体層の上方より見て、前記１対の伝送線導体が前記他の導体膜と平面的に重なるとともに、前記第１の幅より短い第３の幅で互いに平行して延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する、他の帯域阻止フィルタ領域と、
   をさらに、含む、
   ことを特徴とする、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路。
8. 前記帯域阻止フィルタ領域と前記他の帯域阻止フィルタ領域の一方において、前記所定のビットレートに対応する周波数における前記差動伝送信号のコモンモードが減衰され、
   前記帯域阻止フィルタ領域と前記他の帯域阻止フィルタ領域の他方において、該周波数の２倍となる周波数における前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される、
   ことを特徴とする、請求項７に記載の差動伝送線路。
9. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路と、
   前記駆動回路とを、
   備える、通信装置。
10. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路と、
    前記駆動回路と、
    該差動伝送線路の出力側に、差動入力端子が電気的に接続される、光変調器と、
    を備え、
    前記光変調器が、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である、
    ことを特徴とする、通信装置。
11. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路と、
    前記駆動回路と、
    該差動伝送線路の出力側に、差動入力端子が電気的に接続される、光送信モジュールと、
    を備え、
    前記光送信モジュールが、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である、
    ことを特徴とする、通信装置。
12. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路と、
    前記駆動回路と、
    該差動伝送線路の一方の伝送線導体の出力側に、シングルエンド入力端子が電気的に接続される、光送信モジュールと、
    該差動伝送線路の他方の伝送線導体の出力側に電気的に接続される終端抵抗と、
    を備える、通信装置。
13. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の差動伝送線路と、
    前記駆動回路と、
    前記駆動回路と、前記差動伝送線路の前記帯域阻止フィルタ領域とを含む領域を覆う、シールド蓋と、
    を備える、通信装置。
14. 請求項７又は請求項８に記載の差動伝送線路と、
    前記駆動回路と、
    前記駆動回路と、前記差動伝送線路の前記帯域阻止フィルタ領域及び前記他の帯域阻止フィルタ領域と、を含む領域を覆う、シールド蓋と、
    を備える、通信装置。

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