WO2007099971A1 - 測定装置、試験装置、電子デバイス、プログラム、及び記録媒体 - Google Patents

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signal under
signal
jitter
strobe
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PCT/JP2007/053682
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Harry Hou
Takahiro Yamaguchi
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Advantest Corporation
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/317—Testing of digital circuits
    • G01R31/31725—Timing aspects, e.g. clock distribution, skew, propagation delay
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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    • G01R31/317—Testing of digital circuits
    • G01R31/3181—Functional testing
    • G01R31/319—Tester hardware, i.e. output processing circuits
    • G01R31/3193—Tester hardware, i.e. output processing circuits with comparison between actual response and known fault free response
    • G01R31/31937—Timing aspects, e.g. measuring propagation delay

Definitions

  • Patent Document 1 US Patent Application Publication No. 2005Z0069031
  • One aspect of the present invention solves the problem of how to efficiently and accurately obtain characteristics such as jitter of a signal under measurement from measurement data of the signal under measurement.
  • characteristics such as jitter of a signal under measurement from measurement data of the signal under measurement.
  • non-coherent sampling it is possible to supply a reference signal with high waveform quality from an external oscillator to the device under test, and provide an apparatus that can test the performance limits of the device under test.
  • the error signal is a comparison result between the expected value data and the input logic data. Therefore, in order to efficiently observe the error signal with the technology disclosed in Patent Document 2, the sampling timing offset time is adjusted so that the timing point where the bit value transitions can be critically sampled. Must.
  • a measuring device for measuring a signal under measurement, a strobe timing generator for sequentially generating strobes arranged at approximately equal time intervals, and a strobe timing sequentially applied.
  • Bell comparison unit capture memory for sequentially storing signal levels detected by the level comparison unit, and logic for outputting a data string of comparison results indicating whether or not the respective signal level forces stored in the capture memory match the expected value.
  • the jitter value of the signal under measurement based on the comparison unit, the frequency domain conversion unit that converts the data string into the frequency domain spectrum, and the value obtained by integrating the level of the frequency component in the predetermined frequency range of the spectrum.
  • a jitter calculation unit that calculates the above.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of a test apparatus 100 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of the digital signal processing unit 60.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a data sequence xa (t) of a signal under measurement stored in the capture memory 40 and a window function w (t) that the window function multiplier 402 multiplies.
  • FIG. 10 (A) is a diagram showing an example of waveforms of a real part and an imaginary part of the analysis signal generated by the analysis signal generation unit 414.
  • Fig. 10 (B) shows an example of the instantaneous phase ⁇ (t)
  • FIG. 18 is a diagram showing an example of a spectrum sideband output by the frequency domain converter 502.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an example of a spectrum carrier and both sidebands output from the frequency domain conversion unit 502.
  • FIG. 24 is a diagram showing an example of operations of the level comparison unit 520 and the strobe timing generator 30 shown in FIG.
  • FIG. 26 is a flowchart showing an example of a method for correcting an error in sampling timing.
  • ⁇ 28] A diagram showing an example of a configuration of an electronic device 400 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 32 is a diagram showing an example of the measurement error of the jitter value calculated for each period resolution ( ⁇ ).
  • FIG. 33A shows an example of a probability density function p (t) of jitter included in a signal under measurement.
  • FIG. 33B is a diagram showing an example of the waveform of the function shown in Equation (3).
  • FIG. 38 is a diagram comparing a jitter measurement result of the test apparatus 100 with a jitter measurement result using a signal source analyzer E5052A.
  • FIG. 40 is a diagram showing an example of strobe generated by the strobe timing generator 30.
  • FIG. 43 is a diagram illustrating an example of a configuration of a code control unit 610.
  • FIG. 47 is a timing chart showing an example of operations of the level comparison unit 520 and the code control unit 610 shown in FIG. 46.
  • the digital signal processing unit 60 calculates the jitter of the signal under measurement based on the comparison result data string stored in the captcha memory 40. The detailed operation of the digital signal processing unit 60 will be described later with reference to FIG.
  • the level comparison unit 520 outputs the logical value output from the comparator 22 as a comparison result.
  • the digital signal converter 50 converts the comparison results High and Low into, for example, 1 and 1 digital values, respectively.
  • the level comparison unit 520 shown in FIG. 3C has a plurality of comparators 22. Each comparator 22 is given a different reference voltage VT1, VT2,. Further, the signal under measurement is branched and input to each comparator 22. Each comparator 22 is supplied with strobe force strobe timing generator 30 having substantially the same timing.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the configuration of the digital signal processing unit 60.
  • the digital signal processing unit 60 includes a window function multiplication unit 402, a frequency domain conversion unit 404, an instantaneous phase noise calculation unit 406, a correction unit 408, and a jitter calculation unit 410.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of the digital signal processing unit 60.
  • the digital signal processing unit 60 in this example further includes a band limiting unit 412, an analysis signal generation unit 414, and an instantaneous phase calculation unit 416.
  • the window function multiplication unit 402 the frequency domain conversion unit 404, the correction unit 408, and the jitter calculation unit 410 shown in FIG. 5 are omitted.
  • the instantaneous phase noise ⁇ (t) in radians is converted into the instantaneous phase noise ⁇ (t) in time units (S1012).
  • the correction unit 408 may obtain the instantaneous phase noise ⁇ (t) in time units by dividing the instantaneous phase noise ⁇ (t) in radians by 2 ⁇ ⁇ .
  • the band limiting unit 412 smoothes the spectrum of the frequency outside the frequency range (a frequency smaller than fc-a or a frequency larger than fc + a), and performs a smoothed scan.
  • the threshold described above may be generated from the spectrum. For example, a value obtained by adding a predetermined offset value to the level of the smoothed spectrum may be generated as the above-described threshold value. Then, using the generated threshold value, frequency components having a level higher than the threshold value in the spectrum before smoothing may be removed.
  • band limiting section 412 may use a different threshold value for each predetermined frequency range.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of threshold values given to the band limiting unit 412.
  • the band limiting unit 412 in this example is given different threshold values for each frequency range as described above. For example, for the frequency range of fc + a 1 to fc + a2, the threshold value TH 1, fc + a2 to fc + a3 A threshold TH2 is given for the range, and a threshold 13 ⁇ 43 is given for the frequency range of & + & 3 to & + & 4.
  • the threshold may be reduced according to the frequency difference an from the carrier frequency.
  • the band limiter 412 may use a threshold value corresponding to the average value of the level of the frequency component in each frequency range.
  • FIG. 18 and FIG. 19 are diagrams illustrating an example of a spectrum output from the frequency domain conversion unit 502.
  • the jitter calculator 504 calculates the jitter value of the signal under measurement based on the level of the frequency component in a predetermined frequency range (fmin to fmax) of the spectrum.
  • ⁇ ⁇ is the frequency resolution determined by the product of Tb and FFT size (for example, the number of data to be processed by FFT), G (f) is the spectrum, and enob is the equivalent noise bandwidth determined by the window function
  • the strobe timing generator 30 may include, for example, an oscillation circuit that generates strobes arranged at predetermined time intervals and a delay circuit that delays the output of the oscillation circuit. In this case, the oscillation circuit sequentially generates strobe A and strobe B.
  • FIG. 22 is a diagram showing another example of the configuration of the measuring apparatus 10.
  • the measurement apparatus 10 in this example further includes a clock regenerator 25 in addition to the configuration of the measurement apparatus 10 described with reference to FIG.
  • the other configuration is the same as that of the measurement apparatus 10 described in relation to FIGS. 1 to 21, and thus the description thereof is omitted.
  • the clock regenerator 25 generates a regenerated clock synchronized with the signal under measurement based on the signal under measurement, and inputs the regenerated clock as a trigger signal to the strobe timing generator 30. With such a configuration, it is possible to generate the strobe A and the strobe B having a predetermined phase difference by controlling the generation start timing of the strobe A and the strobe B described in FIG.
  • the strobe A shown in FIG. 21 is input to the level comparison unit 520-1, and the strobe B shown in FIG. 21 is input to the level comparison unit 520-2. input.
  • interleave sampling can be performed using the two level comparison units 520, and the signal under measurement can be measured at a frequency twice the strobe generation frequency.
  • the power described in the example having two level comparison units 520 may be provided with more level comparison units 520 in other examples.
  • higher frequency numbers can be measured.
  • a cross spectrum between the spectrum of the reference data string and the spectrum of the comparison target data string is calculated.
  • the cross spectrum can be obtained by complex multiplication of the complex conjugate spectrum of the reference data string spectrum and the spectrum of the comparison target data string.
  • the phase difference is calculated using the cross spectrum of the two data strings, but the phase difference may be calculated by another method.
  • the phase difference may be calculated based on the cross-correlation of the spectra of two data strings.
  • timing error correction is performed on all data strings, data strings with corrected timing errors are generated in the data string generation step S322.
  • a data string in which the timing error is corrected can be obtained by performing inverse fast Fourier transform on the spectrum of each data string in which the timing error is corrected.
  • the respective data strings are aligned.
  • each data is aligned according to the sampling timing of each data.
  • the non-turn generator 65 inputs a test signal having a predetermined logic pattern to the device under test 200 when performing a function test of the device under test.
  • Level comparison unit 5 20 detects the logical pattern of the signal under measurement by comparing the voltage value of the signal under measurement output from the device under test 200 with a predetermined reference voltage at a given strobe timing.
  • the strobe timing generator 30 generates a strobe.
  • the strobe timing generator 30 When performing a function test, the strobe timing generator 30 generates a strobe according to a test rate synchronized with the period of the signal under measurement. For example, the strobe timing generator 30 generates one strobe at approximately the center timing of each test rate. Thereby, the level comparison unit 520 detects a logical value in each period of the signal under measurement.
  • the strobe timing generator 30 may generate a strobe independent of the test rate.
  • the strobe timing generator 30 has, for example, an oscillation circuit that generates a strobe, and when performing a jitter test by controlling the operation of the oscillation circuit according to a test rate when performing a function test, The operation of the circuit need not be controlled by the test rate.
  • the strobe timing generator 30 may include a first oscillation circuit that generates a strobe when performing a function test and a second oscillation circuit that generates a strobe when performing a jitter test. In this case, the operation of the first oscillation circuit is controlled by the test rate, and the second oscillation circuit operates independently of the test rate.
  • the logic determination unit 75 determines pass / fail of the device under test 200 based on the comparison result in the pattern comparison unit 55.
  • the digital signal conversion unit 50, the digital signal processing unit, and the determination unit 70 may be a computer in which software is incorporated.
  • the test apparatus 100 can also perform a jitter test without adding hardware using a conventional test apparatus for function tests. Therefore, the device under test 200 can be tested at a low cost.
  • the subsequent circuit of the cappty memory 40 is asynchronous to the signal under measurement (non-real time). May work with. For example, after the input of a series of test signals to the device under test 200 is completed and the logical values of the series of signals under measurement are stored in the captcha memory 40, the pattern comparison unit 55, the digital signal conversion unit 50, the digital The signal processing unit 60 and the determination unit 70 may process the data stored in the capsule memory 40.
  • the test apparatus 100 also inputs the next test signal to the device under test 200 while the pattern comparison unit 55, the digital signal conversion unit 50, the digital signal processing unit 60, and the determination unit 70 process data. You can do it.
  • FIG. 28 is a diagram showing an example of the configuration of the electronic device 400 according to the embodiment of the present invention.
  • the electronic device 400 includes an operation circuit 440 that generates a signal under measurement and the measurement apparatus 10.
  • the electronic device 400 may include a configuration of the operation circuit 440 and a part of the measurement apparatus 10 inside a package such as a resin or ceramic.
  • the electronic device 400 When the strobe is generated inside the electronic device 400, the electronic device 400 preferably further includes a stove timing generator 30. As described with reference to FIGS. 1 to 26, the capture memory 40 stores measurement results obtained by measuring the signal under measurement at an equivalently high frequency.
  • FIG. 30 shows an example of instantaneous phase noise ⁇ (t) calculated when the difference value between the period of the signal under measurement and the period of the strobe (hereinafter referred to as period resolution) is changed.
  • period resolution period resolution
  • instantaneous phase noise is shown when the periodic resolution ( ⁇ ) is 5ps, 10ps, 20ps, and 40ps.
  • the periodic resolution ( ⁇ ) is set to the random number of the signal under measurement. It is desirable to select a value that is equivalent to the jitter value, its standard deviation, or its rms value.
  • FIG. 32 is a diagram showing an example of the measurement error of the jitter value calculated for each period resolution ( ⁇ ).
  • the true value is the measured value when the periodic resolution ( ⁇ ) is 5 ps.
  • the measurement error of the jitter value increases rapidly as the periodic resolution ( ⁇ ) increases.
  • the jitter value at the time resolution can be calculated more accurately.
  • the period resolution ( ⁇ ) may be determined based on the standard deviation of the probability density distribution of jitter included in the signal under measurement. In the following, an example of a procedure for determining the periodic resolution ( ⁇ ), that is, an equivalent sampling interval based on the standard deviation will be described.
  • FIG. 33B is a diagram showing an example of the waveform of the function shown in Equation (3).
  • the periodic resolution ( ⁇ ) of the stove and signal under measurement, that is, the measurement interval is 2 ⁇
  • the second term on the right side of Equation (1) is almost zero, and the bias error of the measurement error is removed Jitter components can be accurately measured.
  • the irregular error of the measurement error shown in the first term on the right side of Equation (1) can be reduced by increasing the number of measurement data sufficiently.
  • the strobe timing generator 30 has a cycle resolution ( ⁇ ) that is closest to twice the standard deviation ⁇ .
  • the period of the strobe may be selected.
  • the probability density distribution of jitter included in the signal under measurement is a Gaussian distribution
  • the jitter of the force measurement target described above is not limited to the Gaussian distribution jitter. Even with other distributions of jitter, the strobe period can be appropriately set based on the standard deviation of jitter in the same procedure as described with reference to FIGS.
  • the test apparatus 100 when the test apparatus 100 measures the determinate skew or irregular skew described in FIG. 36 and FIG. 37, the test apparatus 100 preferably includes two level comparison units 520 in parallel. Then, the signals K and J to be measured are simultaneously input to these level comparison units 520. Further, the same strobe is given to these level comparison sections 520. That is, the test apparatus 100 undersamples two signals under measurement input to the level comparison unit 520 at the same time.
  • the strobe timing generator 30 in this example is arranged at approximately equal time intervals and sequentially generates strobes at intervals larger than the bit time interval of the signal under measurement.
  • the bit time interval of the signal under measurement may be a cycle in which the signal level of the signal under measurement transitions.
  • the signal under measurement is a signal whose signal level alternately changes to H level or L level at every bit time interval.
  • the sign control unit 610 may alternately invert the data value of the data string stored in the cap- ture memory 40 with reference to the intermediate level of the signal under measurement.
  • the code control unit 610 may invert the data values of the even number sequence or odd number sequence!
  • the data value may be a value representing a digital value of a level such as a voltage value of the signal under measurement.
  • the sign control unit 610 may alternately invert the logical values of the data string stored in the capsule memory 40.
  • the sign control unit 610 may invert the data value or the logical value of the data string by multiplying the data string stored in the capsule memory 40 by cos ( ⁇ .
  • FIG. 41 is a diagram showing an example of the operation of the digital signal processing unit 60.
  • a case will be described in which a signal under measurement whose logic value alternates between H level and L level at every bit time interval is measured. Note that the signal under measurement in this example has no jitter (jitter free). 0
  • the operation of the strobe timing generator 30 is the same as that of the strobe timing generator 30 described in FIG.
  • the first, third, fifth, seventh, ninth,... Keep the original value of the data.
  • the value of the second, fourth, sixth, eighth, tenth, '' th data is inverted with reference to the intermediate level of the signal under measurement (0 level in this example) (in this example, the data of logical value 1) Convert the value to logical 1 and convert the data value of logical 1 to logical 1).
  • the right diagram in FIG. 41C is an example of a spectrum obtained by Fourier transforming the data string shown in the left diagram in FIG. 41C.
  • the digital signal processing unit 60 can calculate the spectrum of the signal under measurement by performing a Fourier transform on the data sequence shown in the left diagram of FIG. 41 (C).
  • the digital signal processing unit 60 multiplies each data value by cos ( ⁇ k) as a process of inverting the data value described above (where k is a data number in the data string). Shows). Since the process of inverting the data value on the time axis is equivalent to cos (multiplication by ⁇ ⁇ , it is equivalent to shifting the frequency by ⁇ on the frequency axis.
  • Fig. 41 (C) The spectrum shown in Fig. 41 can also be calculated by ⁇ -shifting the frequency of the spectrum shown in Fig. 41 (B)
  • the digital signal processing unit 60 is the data before performing the process of inverting the data value.
  • the spectrum of the signal under measurement Fig.
  • FIG. 42 is a diagram showing a case where processing similar to that described in FIG. 41 is performed on a signal under measurement to which jitter is applied.
  • FIG. 42 (A) is a diagram showing an example of a data string input to the digital signal processing unit 60 when jitter is applied to the signal under measurement.
  • FIGS. 42B and 42C are diagrams showing an example of data processing in the digital signal processing unit 60 when jitter is applied to the signal under measurement.
  • the jitter component appears in the data string.
  • a jitter component corresponding to the jitter frequency also appears in the vicinity of the carrier frequency of the spectrum obtained by Fourier transforming the data string.
  • the digital signal processor 60 may calculate the jitter of the signal under measurement based on the spectrum.
  • the example in which the signal under measurement is sampled with a period slightly larger than the bit time interval of the signal under measurement has been described.
  • the data value of the sampled signal under measurement is alternately inverted with the intermediate level of the signal under measurement as a reference at every bit time interval (the odd-numbered or even-numbered data value is inverted). ).
  • the sampled signal value of the signal under measurement is inverted one by one.
  • the logical value of the sampled signal under measurement may be alternately inverted every bit time interval. In other words, every other logical value of the sampled signal under measurement may be inverted.
  • the inversion of the logical value may be a process of converting the logical value H into the logical value L and converting the logical value L into the logical value H, for example.
  • the inversion of the data value may be, for example, a process of inverting the level (eg, voltage value) of the signal under measurement based on the intermediate level (eg, zero voltage) of the signal under measurement.
  • FIG. 44 shows an example of the operation of the test apparatus 100 when the code control unit 610 shown in FIG. 43 is used. It is a figure which shows an example. In the measurement apparatus 10 in this example, the logical value of each bit of the signal under measurement is
  • a comparison result indicating whether or not the value matches a predetermined expected value is generated.
  • FIG. 45 shows an example of a comparison result series obtained by the processing described in FIG.
  • the measuring apparatus 10 inverts the expected value (expected logical value) alternately at every bit time interval and compares it with the logical value of the signal under measurement. For example, the measuring device 10 inverts the expected value every other one.
  • a comparison result series equivalent to the data string shown in the left diagram of FIG. 42 (C) can be obtained.
  • the comparison result for the case where the logical value of the signal under test matches the expected value is indicated by a logical value 1
  • the comparison result for a case where they do not match is indicated by -1.
  • the measuring apparatus 10 may obtain the comparison result series by fixing the expected value to the logical value H, for example, without inverting the expected value.
  • the comparison result series is equivalent to the data string shown in the left diagram of FIG.
  • the measuring apparatus 10 may obtain the spectrum of the signal under measurement by shifting the spectrum obtained by Fourier transforming the comparison result series by ⁇ frequency. Further, the jitter of the signal under measurement may be calculated based on the frequency component in the vicinity of one of the peaks of the spectrum obtained by Fourier-transforming the comparison result series.
  • the measuring apparatus 10 may alternately invert the logical value of the sampled signal under measurement at every bit time interval. That is, every other logical value of the sampled signal under measurement may be inverted.
  • FIG. 46 is a diagram showing another configuration example of the level comparison unit 520 and the code control unit 610.
  • FIG. 47 is a timing chart showing an example of operations of level comparison section 520 and sign control section 610 shown in FIG.
  • the expected value generator 612 of the code controller 610 in this example is Then, an expected value is generated based on the signal under measurement.
  • the level comparison unit 520 includes a variable delay circuit 522, a flip-flop 524, and a comparator 526.
  • the comparator 526 outputs a comparison result obtained by comparing the signal under measurement with a preset reference value VOH. For example, the comparator 526 may output an H logic when the level of the signal under measurement is greater than the reference value VOH, and may output an L logic when it is less than the reference value VOH.
  • the flip-flop 524 samples the signal under measurement equivalently with the sampling period ⁇ as shown in FIG.
  • the expected value generation unit 612 includes a variable delay circuit 617, a flip-flop 616, and a comparator 615.
  • Comparator 615 outputs a comparison result obtained by comparing the signal under measurement with a preset reference value VOH.
  • the reference value set in the comparator 615 and the reference value set in the comparator 526 may be the same.
  • the flip-flop 616 samples the output of the comparator 615 in accordance with the synchronization signal supplied via the variable delay circuit 617.
  • the synchronization signal is a signal having substantially the same period as the signal under measurement.
  • variable delay circuit 617 generates the synchronization signal so that the phase of each edge of the synchronization signal is arranged at approximately the center of each bit time interval of the signal under measurement. Delay. In other words, the flip-flop 616 is approximately the center of the eye opening of the signal under measurement. Then, the logic value of the signal under measurement is sampled.
  • the logical comparison unit 614 has a logical value of the signal under measurement detected by the level comparison unit 520 and a logical value obtained by inverting the logical value of the signal under measurement detected by the expected value generation unit 612 in the previous cycle. -Judge whether to match. In other words, the logic comparison unit 614 uses the logic value of the signal under measurement detected by the expectation value generation unit 612 in the previous cycle as the expected value, thereby determining the state of the signal under measurement (whether the logic value matches the expected value). Sampling).
  • the exclusive OR of the output of the expected value generation unit 612 and the output of the level comparison unit 520 may be inverted and output. With such a configuration, the state of the signal under measurement can be measured with a simple configuration.
  • FIG. 48 shows an example of the spectrum of the signal under measurement measured using the measuring apparatus 10 having the code control unit 610 shown in FIG. 48 shows the spectrum measured by changing the period difference ⁇ between the signal under measurement and the stove to 1, 2, 4, and 8 times.
  • the horizontal axis in FIG. 48 indicates the offset frequency from the carrier frequency.
  • the spectrum in Figure 48 shows the spectrum of the jitter component.
  • FIG. 48 it is understood that the jitter of the signal under measurement can be measured even when the bit error rate measuring apparatus 10 is used. Similar to the explanation in FIGS. 31 and 32, if the period difference between the signal under measurement and the strobe is increased, the measurement resolution is increased and the measurement error is increased. In this example, if the period difference is multiplied by 8, the jitter component is not detected. For this reason, it is preferable that the period difference is smaller.
  • FIG. 49 is a diagram showing another example of the operation of the test apparatus 100 in the case using the measurement apparatus 10 having the code control unit 610 shown in FIG.
  • the strobe timing generator 30 in this example generates a strobe with a period of 2T + ⁇ for the bit time interval T of the signal under measurement.
  • the expected value generation unit 612 in this example generates an expected value fixed to a predetermined logical value. For example, as shown in FIG. 49A, an expected value fixed to logic H may be generated. By such processing, a series of comparison results as shown in FIG. 49B can be obtained.
  • FIG. 50 is a diagram showing another example of the measuring apparatus 10. As shown in FIG. The measuring apparatus 10 in this example further includes a function of measuring a jitter transfer function gain between input and output of the device under test 200 in addition to the functions of the measuring apparatus 10 described in FIGS.
  • the digital signal processing unit 60 calculates the respective jitters of the input signal and the output signal based on the respective data strings of the input signal and the output signal. Based on the ratio between the jitter value of the input signal and the jitter value of the output signal, the gain of the jitter transfer function between the input and output of the device under test 200 can be obtained.
  • the program may cause the CPU 2000 to function as the digital signal conversion unit 50 and the digital signal processing unit 60.
  • the program includes a group of instructions for causing the CPU 2000 to execute data processing to be performed by the digital signal conversion unit 50 and the digital signal processing unit 60 described with reference to FIGS.
  • the jitter can be measured without being limited to the edge type for which the jitter is to be measured.
  • a jitter test can be performed using the hardware configuration of the current test apparatus. In other words, jitter can be measured by comparing the sample value with the expected value without performing pattern matching.
  • the jitter of the signal under measurement can be accurately measured without performing a calibration rate for making the measurement value correspond to the jitter. Furthermore, the jitter of the signal under measurement can be accurately measured without adjusting the offset time of the sampling timing.

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Abstract

　被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が順次検出する信号レベルのデータ列を格納するキャプチャメモリと、データ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、スペクトラムの予め定められた周波数範囲における周波数成分のレベルを積分した値に基づいて、被測定信号のジッタ値を算出するジッタ算出部とを備える測定装置を提供する。

Description

明 細 書
測定装置、試験装置、電子デバイス、プログラム、及び記録媒体 技術分野
[0001] 本発明は、被測定信号を測定する測定装置、被試験デバイスを試験する試験装置
、電子デバイス、測定装置に用いられるプログラム、及びプログラムを記憶した記録 媒体に関する。特に本発明は、被試験デバイスが出力する被測定信号のジッタを測 定する測定装置等に関する。本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献の 参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容 を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。
出願番号 US 11/362, 536 出願曰 2006年 2月 27曰
出願番号 US11Z550, 811 出願日 2006年 10月 19日
出願番号 US11Z623, 101 出願曰 2007年 1月 15曰
背景技術
[0002] 半導体回路等の電子デバイスの試験項目として、電子デバイスが出力する被測定 信号のジッタを測定する試験が考えられる。例えば、被測定信号をタイムインターバ ルアナライザ、オシロスコープ等に入力することにより、被測定信号のジッタを測定し ている。タイムインターノ レアナライザ等を用いる場合、例えば被測定信号のエッジ の位相誤差を測定することにより、ジッタを算出することができる。
[0003] また、電子デバイスの試験項目として、電子デバイスが出力する被測定信号のバタ ーンが、期待値パターンと一致するか否かを判定するファンクション試験も考えられる 。当該試験は、電子デバイスに所定の試験パターンを入力したときに電子デバイスが 出力する被測定信号の電圧値を閾値電圧と比較することにより、被測定信号のデー タパターンを検出する。そして、当該データパターン力 期待値パターンと一致する か否かを判定する。
尚、関連する先行技術文献として、下記の文献がある。
特許文献 1 :米国特許出願公開第 2005Z0069031号明細書
特許文献 2：米国特許出願公開第 2005Z0243950号明細書 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] このように、ジッタ試験及びファンクション試験を行う場合、ジッタ測定用の装置と、 ファンクション試験用の装置とを用意する必要がある。このため、ジッタ試験にはコスト がかかってしまう。
[0005] また、ファンクション試験用の装置は、被測定信号の電圧値を、設定されるタイミン グで閾値電圧と比較する。このため、当該タイミングを徐々にずらすことにより、被測 定信号の論理値が遷移するタイミングを検出し、被測定信号のエッジを検出すること ができる。このため、当該機能を利用して、ファンクション試験用の装置を用いてジッ タを 定することも考えられる。
[0006] しかし、従来のファンクション試験用の装置は、被測定信号の周期に同期したテスト レートにおける、サンプリングタイミングを設定するものである。このため、各テストレー ト内において、被測定信号に対するサンプリングタイミングの相対位相を徐々にずら すためには、それぞれのテストレートに対して、サンプリングタイミングの位相を設定 する必要がある。
[0007] このため、ジッタ試験を行う場合には煩雑なタイミング設定をしなければならず、試 験時間も非常に長くなつていた。また、相対位相に応じてタイミングをシフトさせるの で、その測定精度は試験に適するものではない。本発明の一つの側面においては、 例えばファンクション試験用の装置を用いて、被測定信号をどのようなタイミングでサ ンプリングすれば、被測定信号のジッタ等を効率よく且つ精度よく測定できるか、とい う課題を解決する。
[0008] また、例えば上記の課題を解決することにより、被測定信号のジッタ等の情報を保 持した測定データが得られた場合に、測定データをどのように処理すれば、被測定 信号のジッタ等の特性を効率よく且つ精度よく求めることができるの力も知られていな い。
また、取得した測定データのデータ長が、被測定信号の周期の整数倍とならない 場合も考えられる。測定データをフーリエ変換して周波数領域でデータ処理を行う場 合、係る測定データに窓関数を乗算してフーリエ変換することが考えられる。しかし、 当該測定データは、窓関数により振幅が変調されているので、当該測定データから ジッタを求めると測定誤差が生じてしまう。
[0009] またコヒーレントのサンプリングにおいては、一般に基準信号を被試験デバイスに供 給して、被試験デバイスが当該基準信号にコヒーレントな論理系列を出力する。この ため、被試験デバイスの出力論理系列/信号の波形品質は試験装置が生成可能な 基準信号の波形品質に制限され、被試験デバイスの性能限界を試験できない。
[0010] 本発明の一つの側面にぉ 、ては、被測定信号の測定データから、如何にして被測 定信号のジッタ等の特性を効率よく且つ精度よく求めるか、という課題を解決する。さ らに、ノンコヒーレントなサンプリングにより、外部発振器から高い波形品質の基準信 号を被試験デバイスに供給することを可能とし、被試験デバイスの性能限界を試験で きる装置を提供する。
[0011] また、オシロスコープ等を用いてジッタを測定する場合、入力される被測定信号に はタイミングノイズ成分に加え、振幅ノイズ成分が含まれている。このため、被測定信 号のタイミングノイズのみを精度よく測定することが困難である。本発明の一つの側面 においては、例えばファンクション試験用の装置に設けられるレベル比較器を用いる ことにより、被測定信号の振幅ノイズ成分の影響を排除して、被測定信号のタイミング ノイズを精度よく測定できることを明らかにする。更に、レベル比較器を用いて、被測 定信号の状態 (被測定信号の論理値が、期待される論理値であるか否かを示す状態 )をサンプリングできることを明らかにする。
[0012] また、多数の測定ピンが設けられたファンクション試験用の装置等を用いることによ り、より多様な測定を行うことができることを明らかにする。例えば、複数の被測定信 号間の確定スキュー、不規則 (random)スキュー等を、効率よく且つ精度よく測定でき ることを明らかにする。
[0013] 特許文献 1には、アンダーサンプリングを利用して被測定信号のジッタの確率密度 関数を求める技術が開示されている。
しかし、特許文献 1に開示された発明は、ひとつのエッジタイプのジッタのみを検出 すること（例えば、特許文献 1の段落 0131における、 jitter for only one edge type is measured and the other edge is ignored)を目的として ヽる。こ のため、ほかのタイプのエッジタイプのジッタは測定できな 、と 、う欠点をもって 、る。 また、累積密度分布を測定する方式のため、パターンマッチングを必要とし、状態遷 移マシーンをインプリメントする必要がある。例えば、 01のビットパターン（立ち上がり エッジ)を検出する場合、 2bitのパターンを比較できる状態遷移マシーンをインプリメ ントする必要がある。さらに特許文献 1に開示された発明は、ジッタを時間領域や周 波数領域で測定できない。
[0014] たとえば、立ち上がりエッジのジッタを測定するときには、隣り合うビットを調べ、く 0 1 >のパターンを検出する必要がある（特許文献 1の段落 0131)。最初に、特許文献 1の図 9に示されている汎用回路（general purpose circuit) 100の 2Jビットのシフ トレジスタにビート周波数信号 Q (beat frequency signal Q)がサンプリング周波 数 fsに対応して供給される (is fed into) (特許文献 1の段落 0076)。このとき、ビッ トパターンがく 01 >であれば、「1」がシフトレジスタに供給される（特許文献 1の段落 0076)。
[0015] 次に、特許文献 1の図 9及び図 8Bに図示されている状態遷移マシーン（state ma chine) 110は、カウンタ 132をもち!/、て、連続して入力する「1」（ = < 01 >に対応） のビット数を計数し続ける（=状態 2)。予め定められた数の「1」のビットが連続して入 力されると、カウンタ 132のキャリー coutがカウンタ 134に出力され、中央（middle o f rising edge)状態 3を認識する。さらにカウンタ 134がキャリー Coutをカウンタ 13 6に出力すると、累積密度分布 CDFのビン位置のカウンタ 136における計数値を増 カロさせる。カウンタ 132の値がカウンタ 136の値に等しいとき、累積密度分布 CDFの ビン値のカウンタ 138の計数値は + 1される。このようにして、累積密度分布 CDFが 測定される (特許文献 1の段落 0102)。
[0016] 以上のように、特許文献 1に開示された発明は、電子デバイスの試験装置向きでは ない。すなわち、試験装置においては、エッジタイプに限定されずにジッタを測定で きる（たとえば、ジッタは本願明細書の図 34Cのインパルスが隣り合って複数あらわれ る)方法が望まれる。
[0017] また、確率密度関数 PDFに限らず、ジッタを時間領域や周波数領域で測定できる ことが望まれる。最後に、現在の試験装置の構成を変えないでジッタ試験を可能にす るには、パターンマッチング (例えば、状態遷移マシーンが必要となる）を必要とせず
、 1ビットのサンプル値と 1ビットの期待値比較のみでジッタを測定する必要がある。
[0018] また、特許文献 1の段落 0129には、試験装置のメモリ及びコンピュータを利用する と、ジッタを解析できるという説明がある。しかし、どのようにジッタを解析するかについ ては開示されていない。
[0019] 特許文献 2には、ビット誤り測定システムにおいて、クリティカル ·サンプリングを利用 したエラー信号のスペクトル分析法が開示されている。特許文献 2の図 1のように、ビ ット時間間隔当たり 1ポイントをサンプルする。つまり、 1周期当たり 2ポイントをサンプ ルするから、クリティカル ·サンプリングである。
[0020] 特許文献 2では、ジッタスペクトルを測定する方法を提供することが主張されている 。しかし、測定値をジッタに対応させるには、校正信号によりクロック等を位相変調さ せてキヤリブレートしなければならないという本質的欠点がある。これは、クリティカル- サンプリングでは、ジッタ測定にとり非常に重要である信号レベル測定、クロック成分 の信号レベルを精確に測定できず、雑音であるジッタに対する比を定められな 、から である。
[0021] ところでエラー信号は、期待値データ及び入力論理データの比較結果である。した がって、特許文献 2に開示された技術で、エラー信号を効率的に観測するには、ビッ ト値が遷移するタイミングポイントをクリティカル 'サンプリングできるように、サンプリン グタイミングのオフセット時間を調整しなければならない。
[0022] しかし、従来の測定方法では、検出した変化点力 立ち上がりエッジであるか、又は 立ち下がりエッジであるかを判定していない。このため、例えば被測定信号の立ち上 力 Sりエッジを検出し、当該エッジのジッタ量を算出する試験において、被測定信号の 立ち下がりエッジを立ち上がりエッジとして誤検出してしまう場合がある。
[0023] また、近年のデバイスの高速ィ匕に伴 、、被測定信号のパルス幅は小さくなつて 、る 。このため、立ち上がりエッジを検出するべぐ立ち上がりエッジの近傍に複数のスト ローブを生成した場合であっても、当該複数のストローブにより、立ち下がりエッジを も検出してしまう場合がある。この場合、被測定信号の同一周期において二つの変 化点が検出されてしまう。 [0024] このように、従来の測定方法では、立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジのいずれ か所望のエッジを検出することが困難であった。このため、例えばジッタの計測値に 誤差が生じ、被試験デバイスを精度よく試験することができな力つた。
[0025] そこで本発明の一つの側面においては、上記の課題を解決することができる測定 装置、試験装置、電子デバイス、プログラム、及び記録媒体を提供することを目的と する。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達 成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
課題を解決するための手段
[0026] 上記課題を解決するために、本発明の第 1の形態においては、被測定信号を測定 する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するスト口 ーブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングに応じて、被測定信 号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が順次検出する信号レ ベルのデータ列を格納するキヤプチヤメモリと、データ列を周波数領域のスペクトラム に変換する周波数領域変換部と、スペクトラムの予め定められた周波数範囲におけ る周波数成分のレベルを積分した値に基づ ヽて、被測定信号のジッタ値を算出する ジッタ算出部とを備える測定装置を提供する。
[0027] 本発明の第 2の形態においては、被測定信号を測定する測定装置であって、略等 時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次 与えられるストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出するレ ベル比較部と、レベル比較部が検出したそれぞれの信号レベルが、期待値と一致す るか否かを示す比較結果のデータ列を出力する論理比較部と、論理比較部が出力 するデータ列を格納するキヤプチヤメモリと、データ列を周波数領域のスペクトラムに 変換する周波数領域変換部と、スペクトラムの予め定められた周波数範囲における 周波数成分のレベルを積分した値に基づ 、て、被測定信号のジッタ値を算出するジ ッタ算出部とを備える測定装置を提供する。
[0028] 本発明の第 3の形態においては、被測定信号を測定する測定装置であって、略等 時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次 与えられるストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出するレ ベル比較部と、レベル比較部が順次検出する信号レベルを順次格納するキヤプチャ メモリと、キヤプチヤメモリが格納したそれぞれの信号レベル力 期待値と一致するか 否かを示す比較結果のデータ列を出力する論理比較部と、データ列を周波数領域 のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、スペクトラムの予め定められた周波 数範囲における周波数成分のレベルを積分した値に基づ ヽて、被測定信号のジッタ 値を算出するジッタ算出部とを備える測定装置を提供する。
[0029] 本発明の第 4の形態においては、被試験デバイスを試験する試験装置であって、 被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する、第 1から第 3の形態のいずれか の測定装置と、測定装置における測定結果に基づいて、被試験デバイスの良否を判 定する判定部とを備える試験装置を提供する。
[0030] 本発明の第 5の形態においては、被測定信号を出力する電子デバイスであって、 被測定信号を生成する電子デバイスと、被測定信号を測定する、第 1から第 3の形態 のいずれかの測定装置とを備える電子デバイスを提供する。
[0031] 本発明の第 6の形態においては、第 1から第 3の形態のいずれかの測定装置に用 いられるプログラムであって、測定装置が備える演算装置を、周波数領域変換部及 びジッタ算出部として機能させるプログラムを提供する。
[0032] 本発明の第 7の形態においては、第 1から第 3の形態のいずれかの測定装置に用 いられるプログラムを記録した記録媒体であって、プログラムは、測定装置が備える 演算装置を、周波数領域変換部及びジッタ算出部として機能させる記録媒体を提供 する。
[0033] なお、上記の発明の概要は、本発明に必要な特徴の全てを列挙したものではなぐ これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
発明の効果
[0034] 本発明によれば、ノンコヒーレントのサンプリングで測定した被測定信号のジッタを 低コストで測定することができる。
図面の簡単な説明
[0035] [図 1]本発明の実施形態に係る試験装置 100の構成の一例を示す図である。
[図 2]ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブの例を示す図である。 [図 3]図 3 (A)、図 3 (B)、及び図 3 (C)は、レベル比較部 520の構成例を示す図であ る。
[図 4]は、図 3 (A)に示したレベル比較部 520を用いた場合の、測定装置 10の動作 の一例を示す図である。
[図 5]は、デジタル信号処理部 60の構成の一例を示す図である。
[図 6]は、デジタル信号処理部 60の詳細な構成の一例を示す図である。
[図 7]は、デジタル信号処理部 60の動作の一例を示すフローチャートである。
[図 8]は、キヤプチヤメモリ 40が格納した被測定信号のデータ列 xa (t)、及び窓関数 乗算部 402が乗算する窓関数 w(t)の一例を示す図である。
[図 9]図 9 (A)は、周波数領域変換部 404が算出するスペクトラムの一例を示す図で ある。図 9 (B)は、帯域制限部 412が抽出する周波数成分の一例を示す図である。
[図 10]図 10 (A)は、解析信号生成部 414が生成する解析信号の実数部及び虚数部 の波形の一例を示す図である。図 10 (B)は、瞬時位相 φ (t)の一例を示す図である
[図 11]図 11 (A)は、瞬時位相雑音 Δ φ (t)の一例を示す図である。図 11 (B)は、窓 関数 w (t)の一例を示す図である。
[図 12]図 12 (A)は、図 11の S 1006の処理にお!、て帯域制限部 412が抽出するスぺ タトラムの一例を示す図である。図 12 (B)は、帯域制限部 412が生成するスぺクトラ ムの一例を示す図である。
圆 13]帯域制限部 412に与えられる閾値の一例を示す図である。
[図 14]デジタル信号処理部 60の他の構成例を示す図である。
[図 15]図 14において説明したデジタル信号処理部 60の動作の一例を示すフローチ ヤートである。
[図 16]図 14にお 、て説明したデジタル信号処理部 60が有する帯域制限部 412の動 作の一例を示す図である。
[図 17]デジタル信号処理部 60の他の構成例を示す図である。
[図 18]周波数領域変換部 502が出力するスペクトラムのサイドバンドの一例を示す図 である。 [図 19]周波数領域変換部 502が出力するスペクトラムのキャリアと両サイドバンドの一 例を示す図である。
[図 20]は、図 1から図 19において説明した測定装置 10により測定したジッタ振幅値 の一例を示す図である。
[図 21]レベル比較部 520及びストローブタイミング発生器 30の動作の一例を示す図 である。
[図 22]測定装置 10の構成の他の例を示す図である。
[図 23]レベル比較部 520の構成の他の例を示す図である。
[図 24]図 23に示したレベル比較部 520及びストローブタイミング発生器 30の動作の 一例を示す図である。
[図 25]サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートであ る。
[図 26]サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートであ る。
[図 27]試験装置 100の構成の他の例を示す図である。
圆 28]本発明の実施形態に係る電子デバイス 400の構成の一例を示す図である。
[図 29]ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブの例を示す図である。
[図 30]被測定信号の周期と、ストローブの周期との差分値 (以下、周期分解能と称す る）を変化させた場合に算出される瞬時位相雑音 Δ φ (t)の一例を示す図である。 圆 31]それぞれの周期分解能（ Δ )に対して算出されるジッタ値の観測帯域幅依存 性を例示する図である。
[図 32]それぞれの周期分解能（ Δ )に対して算出したジッタ値の、測定誤差の一例を 示す図である。
[図 33]図 33 (A)は、被測定信号に含まれるジッタの確率密度関数 p (t)の一例を示 す図である。図 33 (B)は、式（3)に示した関数の波形の一例を示す図である。
圆 34]周期分解能（ Δ )と測定誤差との関係の一例を示す図である。
[図 35]図 27に示した試験装置 100が備えるパターン発生器 65の構成の一例を示す 図である。 [図 36]被測定信号 K及び被測定信号 Jの瞬時線形位相 φの一例を示す図である。
[図 37]図 37 (A)は、被測定信号 Kの瞬時位相雑音 Δ φ (t) の一例を示す図であ る。図 37 (B)は、被測定信号 Jの瞬時位相雑音 Δ φ (t) の一例を示す図である。図
」
37 (C)は、被測定信号 K及び Jの間の不規則スキューの一例を示す図である。
[図 38]は、試験装置 100のジッタ測定結果とシグナルソース解析器（signal source analyzer)E5052Aをもちいたジッタ測定結果とを比較する図である。
[図 39]試験装置 100の構成の他の例を示す図である。
[図 40]ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブの例を示す図である。
[図 41]図 41 (A)は、デジタル信号処理部 60に入力されるデータ列の一例を示す図 である。図 41 (B)及び図 41 (C)は、デジタル信号処理部 60におけるデータ処理の 一例を示す図である。
[図 42]図 42 (A)は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル 信号処理部 60に入力されるデータ列の一例を示す図である。図 42 (B)及び図 42 ( C)は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部 60 におけるデータ処理の一例を示す図である。
[図 43]符号制御部 610の構成の一例を示す図である。
[図 44]図 43に示した符号制御部 610を用いた場合の試験装置 100の動作の一例を 示す図である。
[図 45]図 45 (A)から（C)は、図 44において説明した処理により得られる比較結果系 列の一例を示す図である。
[図 46]レベル比較部 520及び符号制御部 610の他の構成例を示す図である。
[図 47]図 46に示したレベル比較部 520及び符号制御部 610の動作の一例を示すタ イミングチャートである。
[図 48]図 43に示した符号制御部 610を有する測定装置 10を用いて測定した被測定 信号のスペクトラムの一例を示す図である。
[図 49]図 43に示した符号制御部 610を有する測定装置 10を用いたケースにおける 、試験装置 100の動作の他の例を示す図である。
[図 50]測定装置 10の他の例を示す図である。 [図 51]本発明の一つの実施形態に係る演算装置 1900の構成の一例を示す図であ る。
符号の説明
[0036] 10·· '測定装置、 22· · '比較器、 25·· 'クロック再生器、 30· · 'ストローブタイミング 発生器、 40· · 'キヤプチヤメモリ、 50· · 'デジタル信号変換部、 55·· 'パターン比較 器、 60· · 'デジタル信号処理部、 65·· 'パターン発生器、 67· · 'パターン生成部、 6 9· · 'ドライバ、 70· · '判定部、 75· ··ロジック判定部、 77· · 'ジッタ判定部、 90· · '入 力部、 100· · '試験装置、 200· · '被試験デバイス、 400· · '電子デバイス、 402··· 窓関数乗算部、 404· · ·周波数領域変換部、 406· ··瞬時位相雑音算出部、 408·· •補正部、 410· · ·ジッタ算出部、 412· · ·帯域制限部、 414· · ·解析信号生成部、 41 6···瞬時位相算出部、 440· · ·動作回路、 502· · ·周波数領域変換部、 504· · ·ジッ タ算出部、 520· ··レベル比較部、 522· ··可変遅延回路、 524· · 'フリップフロップ、 526·· ·比較器、 610·· ·符号制御部、 612·· ·期待値生成部、 614· · ·論理比較部 , 615·· '比較器、 616· · 'フリップフロップ、 617· ··可変遅延回路、 1900· · '演算 装置、 2030· · '通信インターフェース、 2040· · 'ノヽードディスクドライブ、 2050· · 'フ レキシブルディスク 'ドライブ、 2060· · 'CD— ROMドライブ、 2070· ··入出力チップ 、 2075·· 'グラフィック 'コントローラ、 2080· · '表示装置、 2082· · 'ホスト'コントロー ラ、 2084· ··入出力コントローラ、 2090· · 'フレキシブルディスク
発明を実施するための最良の形態
[0037] 以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の 範隨こかかる発明を限定するものではなぐまた実施形態の中で説明されている特 徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
[0038] 図 1は、本発明の実施形態に係る試験装置 100の構成の一例を示す図である。試 験装置 100は、半導体回路等の被試験デバイス 200を試験する装置であって、測定 装置 10及び判定部 70を備える。測定装置 10は、被試験デバイス 200が出力する被 測定信号のジッタを測定する。ここで、被測定信号は、所定の周期を有する信号であ る。例えば、被測定信号は、クロック信号であってよぐまたデータ信号であってもよい 。また、測定装置 10は、被測定信号のタイミングジッタを測定してよい。 [0039] 判定部 70は、測定装置 10が測定した被測定信号のジッタに基づいて、被試験デ バイス 200の良否を判定する。例えば判定部 70は、被測定信号のタイミングジッタ量 力 予め定められた基準値以上である力否かに基づいて、被試験デバイス 200の良 否を判定してよい。当該基準値は、要求される被試験デバイス 200のスペック等によ り定められてよい。
[0040] 測定装置 10は、レベル比較部 520、ストローブタイミング発生器 30、キヤプチヤメモ リ 40、デジタル信号変換部 50、及びデジタル信号処理部 60を有する。レベル比較 部 520は、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号のレベルを 検出する。例えばレベル比較部 520は、それぞれのストローブのタイミングにおける 被測定信号のレベルと、与えられる参照レベルとを順次比較した比較結果のデータ 列を出力する。
[0041] ストローブタイミング発生器 30は、略等 、時間間隔で、ストローブを順次生成する 。ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期に同期して、ストローブを順次 生成してよい。
[0042] また、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期とは独立して、ストロー ブを順次生成してもよい。ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期とは 異なる周期でストローブを順次生成してもよ 、。
[0043] キヤプチヤメモリ 40は、レベル比較部 520が出力する比較結果のデータ列を格納 する。例えばキヤプチヤメモリ 40は、レベル比較部 520力 それぞれのストローブに 応じて順次出力する比較結果を、対応するストローブの位相に応じて整列して格納 する。
[0044] デジタル信号処理部 60は、キヤプチヤメモリ 40が格納した比較結果のデータ列に 基づいて、被測定信号のジッタを算出する。デジタル信号処理部 60の詳細な動作は 、図 5以降において後述する。
[0045] デジタル信号処理部 60には、デジタル信号処理部 60における信号処理の方法に 応じたデータを入力することが好ましい。例えば、デジタル信号処理部 60が、被測定 信号のゼロクロス点等に基づいて、被測定信号のジッタを算出する場合、デジタル信 号処理部 60には、振幅の絶対値が n (但し、 nは実数)より小さい範囲の離散的な値 を示す信号を入力することが好ま ヽ。
[0046] 本例における測定装置 10は、キヤプチヤメモリ 40が格納した比較結果を、デジタル 信号処理部 60に入力すべき離散信号 (discrete signal)に変換してよい。例えば、デ ジタル信号変換部 50は、キヤプチヤメモリ 40が格納する比較結果に基づいて、被測 定信号のそれぞれの電圧値を、その絶対値が n (但し nは実数)より小さ 、範囲のデ ジタル値に変換した離散信号を生成してよい。例えば、デジタル信号変換部 50は、 比較結果を、おおよそデジタル値 1から— 1の間のデジタル値に変換してよい。
[0047] 一例として、レベル比較部 520力 それぞれのストローブのタイミングにおける被測 定信号の電圧値をひとつの参照電圧と比較し、論理値 H又は論理値 Lを比較結果と して出力する場合を説明する。この場合、デジタル信号変換部 50は、論理値 Hをデ ジタル値 1に変換し、論理値 Lをデジタル値— 1に変換した離散信号を出力する。ま た、レベル比較部 520が、 3値の比較結果を出力する場合、デジタル信号変換部 50 は、それぞれの比較結果の論理値に応じて、それぞれの比較結果をデジタル値 1、 0 、 一 1に変換する。このような信号変換により、デジタル信号処理部 60における信号 処理を容易化できる。
[0048] 図 2は、ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブの例を示す図である。
本例においては、被測定信号の周期を Tとして説明する。上述したように、ストローブ タイミング発生器 30は、被測定信号の周期 Tに同期して、又は非同期で、ストローブ を略等 、時間間隔で順次生成する。
[0049] 一般に試験装置 100は、被測定信号の周期 Tと同期した動作周期 (テストレート）に 応じたサイクル毎 (T0、 Tl、 Τ2、 · · -)に動作する。ストローブタイミング発生器 30は 、図 2のストローブ（1)及び（2)に示すように、テストレートに応じたサイクル毎に、単 一のストローブを生成してよぐ複数のストローブを生成してもよい。
[0050] また、ストローブタイミング発生器 30は、図 2の（3)に示すようにテストレートと非同期 にストローブを生成してもよい。このとき、それぞれのサイクルに対して生成されるスト ローブの本数は、ストローブタイミング発生器 30がストローブを生成する周期、及びテ ストレートにより定まる。例えば、ストローブタイミング発生器 30は、試験装置 100にお ける動作周期とは独立して動作する発振回路であってよい。 [0051] また、被測定信号の周期 Tと、試験装置 100のテストレートは一致していてよぐ一 致していなくともよい。試験装置 100が、後述するファンクション試験をも行う場合に は、被測定信号の周期 τと、テストレートとは一致していることが好ましい。
[0052] 図 2の（3)に示すように、ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブの間隔 TSを設定することにより、被測定信号に対して位相が徐々にずれたストローブをも順 次生成することができる。また、ストローブタイミング発生器 30は、略等時間間隔にス トローブが配置されたストローブとして、（1)テストレート毎に、単一のストローブを配 置したストローブ、（2)テストレート毎に、複数のストローブを配置したストローブ、（3) テストレートに独立してストローブを配置したストローブ、の 、ずれかを生成してよ!、。 以上では、試験装置 100のテストレートが被測定信号の周期 Τと等しい例を示したが 、本発明におけるテストレートは、ファンクション試験を行わない場合、被測定信号の 周期 Τと等しい必要はなぐ周期 Τと独立に設定してよい。
[0053] 図 3 (Α)、図 3 (Β)、及び図 3 (C)は、レベル比較部 520の構成例を示す図である。
図 3 (A)に示すレベル比較部 520は、第 1の参照電圧 VOHと、第 2の参照電圧 VOL が与えられ、 3値の比較結果を出力する。本例においては、第 2の参照電圧 VOLが 、第 1の参照電圧 VOHより小さい場合を説明する。例えばレベル比較部 520は、被 測定信号の電圧値が第 1の参照電圧 VOHより大き 、場合、被測定信号の電圧値が 第 1の参照電圧 VOH以下であり且つ第 2の参照電圧 VOLより大きい場合、及び被 測定信号の電圧値が第 2の参照電圧 VOL以下である場合のそれぞれの場合にお いて、それぞれ異なる比較結果を出力する。
[0054] 当該レベル比較部 520は、第 1の比較器 22— 1及び第 2の比較器 22— 2を有する 。第 1の比較器 22— 1及び第 2の比較器 22— 2は、被測定信号が分岐して与えられ る。また第 1の比較器 22— 1及び第 2の比較器 22— 2には、ストローブタイミング発生 器 30から略同一のタイミングを示すストローブが与えられる。
[0055] 第 1の比較器 22— 1は、与えられるストローブ毎に、被測定信号の電圧値と第 1の 参照電圧 VOHとを比較する。例えば第 1の比較器 22— 1は、被測定信号の電圧値 が第 1の参照電圧 VOHより大きい場合に Highを示す論理値を出力し、被測定信号 の電圧値が第 1の参照電圧 VOH以下である場合に Lowを示す論理値を出力する。 [0056] 第 2の比較器 22— 2は、与えられるストローブ毎に、被測定信号の電圧値と第 2の 参照電圧 VOLとを比較する。例えば第 2の比較器 22— 2は、被測定信号の電圧値 が第 2の参照電圧 VOLより大きい場合に Highを示す論理値を出力し、被測定信号 の電圧値が第 2の参照電圧 VOL以下である場合に Lowを示す論理値を出力する。
[0057] レベル比較部 520は、第 1の比較器 22— 1が出力する論理値と、第 2の比較器 22 —2が出力する論理値との組み合わせを、比較結果として出力する。すなわち、レべ ル比較部 520は、第 1の比較器 22— 1が出力する論理値を Mとし、第 2の比較器 22 —2が出力する論理値を Nとすると、被測定信号の電圧値に応じて、 (M, N) = (Hig h、 High) , (Low, High) , (Low, Low)の 3値の比較結果を出力する。この場合、 デジタル信号変換部 50は、それぞれの比較結果 (High、 High) , (Low, High) , ( Low, Low)を、例えばそれぞれ 1、 0、 一 1のデジタル値に変換する。
[0058] 図 3 (B)に示すレベル比較部 520は、被測定信号の電圧値が与えられる参照電圧 値 VTより大きいか否かにより、それぞれ異なる比較結果を出力する。即ち、本例にお けるレベル比較部 520は、 2値の比較結果を出力する。当該レベル比較部 520は、 参照電圧 VTと、被測定信号とが入力される比較器 22を有する。比較器 22は、スト口 ーブタイミング発生器 30から与えられるストローブに応じて、被測定信号の電圧値と 参照電圧値 VTとを比較する。例えば、被測定信号の電圧値が参照電圧値 VTより大 きい場合、 Highを示す論理値を出力し、被測定信号の電圧値が参照電圧値 VT以 下である場合、 Lowを示す論理値を出力する。レベル比較部 520は、比較器 22が 出力する論理値を比較結果として出力する。この場合、デジタル信号変換部 50は、 それぞれの比較結果 High、 Lowを、例えばそれぞれ 1、 一 1のデジタル値に変換す る。
[0059] 図 3 (C)に示すレベル比較部 520は、複数の比較器 22を有する。それぞれの比較 器 22には、それぞれ異なる参照電圧 VT1、 VT2、 · · ·が与えられる。また、それぞれ の比較器 22には、被測定信号が分岐して入力される。また、それぞれの比較器 22 には、略同一のタイミングのストローブ力 ストローブタイミング発生器 30から与えられ る。
[0060] それぞれの比較器 22は、与えられるストローブに応じて、対応する参照電圧 VTxと 、被測定信号の電圧値とを比較する。それぞれの比較器 22の動作は、図 3 (B)に示 した比較器 22と同様である。レベル比較部 520は、それぞれの比較器 22が出力す る論理値の組み合わせを、比較結果として出力する。つまり、本例におけるレベル比 較部 520は、 3種類以上の異なる参照電圧 VTが与えられ、被測定信号の電圧値が 、隣接する 2つの参照電圧により規定されるそれぞれの電圧範囲のいずれに属する 力、により、それぞれ異なる比較結果を出力する。
[0061] 例えば、デジタル信号変換部 50は、全ての比較器 22が出力する論理値が Highを 示す比較結果を 1のデジタル値に変換し、全ての比較器 22が出力する論理値が Lo wを示す比較結果を 1のデジタル値に変換する。また、他の比較結果を、その論理 値に応じて 1から 1の間の所定のデジタル値に変換する。
[0062] 図 3 (A)から図 3 (C)において説明したレベル比較部 520に与えられるそれぞれの 参照電圧は、可変できることが好ましい。例えば、測定装置 10は、それぞれの参照 電圧を、被測定信号の測定すべき振幅レベルの情報に基づいて、制御してよい。
[0063] 図 4は、図 3 (A)に示したレベル比較部 520を用いた場合の、測定装置 10の動作 の一例を示す図である。測定装置 10には、図 4に示すような被測定信号が入力され る。当該入力信号には、時間方向のジッタであるタイミングノイズと、振幅方向の振幅 ノイズが含まれる。例えば、被測定信号のエッジ部分は、タイミングノイズによるジッタ が支配的となり、被測定信号の定常部分は、振幅ノイズが支配的となる。
[0064] 図 4に示すように、被測定信号の垂直方向のアイ開口度は振幅ノイズにより減少し 、水平方向のアイ開口度はタイミングノイズにより減少する。理想的には、被測定信号 の水平方向のアイ開口度は、タイミングノイズのみの影響を受ける。しかし、一種の振 幅変調一位相変調変換（a kind of AM- to- PM conversion)〖こより、振幅ノイズも、水 平方向のアイ開口に影響を与えてしまう。この結果、振幅ノイズは、比較的高い確率 でタイミングノイズに変換される。
[0065] 以上のことから、振幅ノイズによる影響を排除して、タイミングジッタを測定することが 望まれる。これに対し本例における測定装置 10は、第 1の参照電圧 VOHより大きい 被測定信号の電圧値をデジタル値 1に変換し、第 2の参照電圧 VOLより小さ 、被測 定信号の電圧値をデジタル値 1に変換する。これにより、振幅ノイズの影響を自動 的に排除できる。そして、第 1の参照電圧 VOH以下であり、且つ第 2の参照電圧 VO Lより大きい被測定信号の電圧値をデジタル値 0に変換する。当該デジタル値が検出 されるタイミングは、タイミングノイズのみにより与えられる。このため、レベル比較部 5 20の比較結果に基づいて、振幅ノイズの影響を排除し、タイミングノイズを精度よく測 定することができる。
[0066] また、図 4に示すように、レベル比較部 520に入力されるストローブは、被測定信号 の定常周期とは独立して、略等間隔に配置される。このため、タイミングノイズの時間 依存を除いた測定を行うことができる。例えば、ストローブは、被測定信号の各周期 に 4つ以上配置されてよい。但し、ストローブがレベル比較部 520に入力される周波 数は、ナイキスト周波数より大きい周波数に限定されない。ストローブがレベル比較部 520に入力される周波数は、ナイキスト周波数より小さくてもよ!/、。
[0067] 図 5は、デジタル信号処理部 60の構成の一例を示す図である。デジタル信号処理 部 60は、窓関数乗算部 402、周波数領域変換部 404、瞬時位相雑音算出部 406、 補正部 408、及びジッタ算出部 410を有する。
[0068] 窓関数乗算部 402は、キヤプチヤメモリ 40が格納したデータ列に窓関数を乗算す る。例えば窓関数乗算部 402は、ハユング (Hanning)窓関数等のように、両端の値 が略零となり、中央の値が略 1となる窓関数を、当該データ列に乗算する。これにより 、キヤプチヤメモリ 40が格納したデータ列のデータ長が被測定信号の周期の整数倍 でなくとも、データ列をフーリエ変換してスペクトラムを求めることができる。例えば、試 験装置 100は、被試験デバイス 200に入力する基準クロックと、ストローブの周期を 規定するクロックとを異なる発振器で生成してよい。この場合、測定装置 10は、被試 験デバイス 200が出力する信号をノンコヒーレントでサンプリングするが、窓関数乗算 部 402を設けることにより、サンプリング結果を周波数領域の信号に変換することがで きる。
[0069] 周波数領域変換部 404は、窓関数乗算部 402において窓関数が乗算されたデー タ列を受け取り、当該データ列をスペクトラムに変換する。例えば周波数領域変換部 404は、当該データ列を離散フーリエ変換することにより、周波数領域のスペクトラム を算出してよい。 [0070] 瞬時位相雑音算出部 406は、周波数領域変換部 404が算出したスペクトラムを受 け取り、当該スペクトラムに基づいて被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を 算出する。被測定信号の瞬時位相雑音の算出方法については、図 6から図 11にお いて後述する。デジタル信号処理部 60は、図 6に示すように、当該算出方法を実行 する構成を有してよい。
[0071] 補正部 408は、瞬時位相雑音算出部 406が算出した瞬時位相雑音を補正する。
瞬時位相雑音算出部 406が算出した瞬時位相雑音は、窓関数乗算部 402が窓関数 を乗算したことによる誤差を含む。補正部 408は、窓関数乗算部 402が乗算した窓 関数に基づいて、瞬時位相雑音を補正する。例えば補正部 408は、瞬時位相雑音 算出部 406が算出した時間軸の瞬時位相雑音 Δ φ (t)を、時間軸の窓関数 w (t)で 除算した結果（Δ φ (t) Zw (t) )を、補正後の瞬時位相雑音関数として出力してよい
[0072] ジッタ算出部 410は、補正部 408が補正した瞬時位相雑音に基づいて、被測定信 号のジッタを算出する。例えばジッタ算出部 410は、被測定信号のそれぞれの立ち 上がりエッジのタイミングにおける瞬時位相雑音の値を検出してょ 、。それぞれの瞬 時位相雑音の値が、それぞれのエッジのタイミングジッタに対応する。
[0073] このように、瞬時位相雑音 Δ φ (t)を、窓関数に基づいて補正することにより、被測 定信号の瞬時位相雑音及びジッタ等を精度よく測定することができる。測定装置 10 で被測定信号のタイミングジッタを測定した測定結果の一例を、図 20で後述する。
[0074] 図 6は、デジタル信号処理部 60の詳細な構成の一例を示す図である。本例におけ るデジタル信号処理部 60は、図 5に示したデジタル信号処理部 60の構成に加え、帯 域制限部 412、解析信号生成部 414、及び瞬時位相算出部 416を更に有する。尚、 図 6に示した構成では、図 5に示した窓関数乗算部 402、周波数領域変換部 404、 補正部 408、及びジッタ算出部 410を省略して記載して 、る。
[0075] 帯域制限部 412は、周波数領域変換部 404が算出したスペクトラムに対して、所定 の周波数範囲内の周波数成分を抽出して、解析信号生成部 414に出力する。例え ば帯域制限部 412は、負の周波数の成分を零としたスペクトラムを生成してよい。ま た帯域制限部 412は、被測定信号のキャリア周波数近傍の周波数成分を抽出してよ い。例えば帯域制限部 412は、被測定信号のキャリア周波数を中心とした所定の周 波数範囲内の周波数成分を抽出してよい。当該周波数範囲は、負の周波数を含ま ない範囲であってよい。
[0076] 解析信号生成部 414は、帯域制限部 412から受け取ったスペクトラムを時間領域 の関数に変換する。例えば解析信号生成部 414は、当該スペクトラムをフーリエ逆変 換してよい。帯域制限部 412において、当該スペクトラムの負の周波数成分が除去さ れる。このため、当該スペクトラムをフーリエ逆変換することにより、被測定信号の解析 信号を生成することができる。解析信号とは、例えば実数部と虚数部との位相が 90 度異なる信号であってよい。
[0077] 瞬時位相算出部 416は、解析信号生成部 414が生成した解析信号に基づいて、 被測定信号の瞬時位相 Φ (t)を算出する。例えば瞬時位相算出部 416は、解析信 号の実数部及び虚数部の逆正接を求めることにより、被測定信号の瞬時位相 φ (t) を算出してよい。
[0078] 瞬時位相雑音算出部 406は、瞬時位相算出部 416が算出した瞬時位相 φ (t)に 基づいて、被測定信号の瞬時位相雑音 Δ φ (t)を算出する。被測定信号の瞬時位 相雑音 Δ φ (t)は、理想的な位相に対する瞬時位相 φ (t)のずれをあらわす。瞬時 位相雑音算出部 406は、瞬時位相 φ (t)と、被測定信号の理想的な位相との差分を 求めることにより、瞬時位相雑音 Δ φ (t)を算出してよい。
[0079] 図 7は、デジタル信号処理部 60の動作の一例を示すフローチャートである。また、 デジタル信号処理部 60における信号処理を、図 8から図 11を用いて説明する。まず 、 S1002において、被測定信号の平均周波数 f を求める。デジタル信号処理部 60
0
は、被測定信号の周波数 f
0を測定する測定部を有してよい。また、被測定信号の周 波数 f は、被測定信号の平均周期 Tbの 2倍の逆数力も求めてよい。被測定信号の
0
平均周波数又は平均周期は、例えば使用者等から与えられてよい。また、 S 1002は 、図 7において最初のステップとして説明する力 必ずしも最初に行わなくともよい。
[0080] 窓関数乗算部 402は、キヤプチヤメモリ 40が格納したデータ列 xa (t)に窓関数 w(t )を乗算したデータ列 x(t)を生成する（S 1003)。図 8に、キヤプチヤメモリ 40が格納 した被測定信号のデータ列 xa (t)、及び窓関数乗算部 402が乗算する窓関数 w(t) の一例を示す。窓関数乗算部 402は、上述したようにハユング窓関数等をデータ列 X a (t)に乗算してよい。
[0081] 次に、周波数領域変換部 404は、窓関数をかけたデータ列 x (t) =w(t) * xa (t)を フーリエ変換したスペクトラム Sa (f)を算出する（S1004)。図 9 (A)に、周波数領域 変換部 404が算出するスペクトラムの一例を示す。図 9 (A)に示すように、当該スぺク トラムは、正及び負の周波数に、対称な周波数成分を有する。
[0082] 次に、解析信号生成部 414は、スペクトラム Sa (f)に基づ 、て、解析信号 Za (t)を 生成する（S1006)。上述したように解析信号生成部 414は、帯域制限部 412が抽 出した、スペクトラム Sa (f)の所定の周波数成分をフーリエ逆変換することにより解析 信号を生成してよい。図 9 (B)に、帯域制限部 412が抽出する周波数成分の一例を 示す。上述したように、帯域制限部 412は、正の周波数帯域における所定の周波数 成分を抽出してよい。また、図 10 (A)に、解析信号生成部 414が生成する解析信号 の実数部及び虚数部の波形の一例を示す。
[0083] 次に、瞬時位相算出部 416は、解析信号 Za (t)の実数成分と虚数成分との逆正接 arctan[Im(Za (t) ) ZRe (Za (t) ]を求め、瞬時位相 φ (t)を算出する（S 1008)。図 10 (B)に、瞬時位相 φ (t)の一例を示す。 ARG [Za (t) ]は、 一 πから πまでの値を 取るので、 πの次の値が πとなり、図 10 (B)の破線で示すように不連続な波形とな る。このため、瞬時位相算出部 416は、位相アンラップにより ARG[Za (t) ]から不連 続位相をのぞき、図 10 (B)の実線で示すような直線状の連続した波形を得る。例え ば瞬時位相算出部 416は、不連続位相 ARG[z (t) ]に 2 πを順次加算することによ a
り、位相アンラップを行うことができる。
[0084] 次に、瞬時位相雑音算出部 406は、瞬時位相 φ (t)から瞬時位相雑音 Δ φ (t)を 算出する（S1010)。図 11 (A)に、瞬時位相雑音 Δ φ (t)の一例を示す。上述したよ うに、瞬時位相 φ (t)から被測定信号の理想的な直線位相を減じることにより、瞬時 位相雑音 Δ φ (t)を算出することができる。例えば瞬時位相雑音算出部 406は、瞬 時位相 φ (t)から、直線成分 2 π f t+ を減じることにより、瞬時位相雑音 Δ φ (t beat 0
)を求めてよい。ここで、 f は、周期分解能（Δ )で等価的に被測定信号をサンプリン beat
グする周波数である。例えば、 [数 1] _ T 2 (Tb + A) であってよい。また、周期分解能は、被測定信号及びストローブの周期の差分であり 、 φ は、瞬時位相 φ (t)の初期位相角 (initial angle)である。
0
[0085] 瞬時位相雑音算出部 406は、被測定信号の周期 T及びストローブ周期（2 (Tb+ Δ ) )から f を求め、瞬時位相 φ ( から、直線成分 2 π ί t+ φ を減じてよい。また、 beat beat 0
瞬時位相雑音算出部 406は、例えば最小二乗法等により、瞬時位相 φ (t)の近似直 線を求め、瞬時位相 φ (t)から当該近似直線を減じてもよい。
[0086] 次に、補正部 408は、瞬時位相雑音 Δ φ (t)を窓関数 w(t)で除算することにより、 瞬時位相雑音 Δ φ (t)を補正する（S1011)。図 11 (B)に、窓関数 w(t)の一例を示 す。当該窓関数は、 S1003の処理で用いた窓関数と同一である。これにより、より精 度よく瞬時位相雑音 Δ φ (t)を算出することができる。
[0087] 次に、ラジアン単位の瞬時位相雑音 Δ φ (t)を、時間単位の瞬時位相雑音 Δ φ (t) に変換する（S1012)。例えば補正部 408は、ラジアン単位の瞬時位相雑音 Δ φ (t) を、 2 π ίで除算することにより、時間単位の瞬時位相雑音 Δ φ (t)を求めてよい。ま
0
た、補正部 408は、 S1011の処理に代えて、 S1012の処理により得られた瞬時位相 雑音 Δ φ (t)を、窓関数 w(t)で除算してもよい。
[0088] 図 12は、帯域制限部 412の他の動作例を説明する図である。図 12 (A)は、図 11 の S1006の処理において帯域制限部 412が抽出するスペクトラムの一例を示す。帯 域制限部 412は、当該スペクトラムから、確定的な雑音成分を除去する。確定的な雑 音成分とは、例えば線スペクトルのように、所定の条件により再現可能な確定的ジッ タ等であってよい。
[0089] 図 12 (B)は、帯域制限部 412が生成するスペクトラムの一例を示す。帯域制限部 4 12は、図 12 (A)に示すスペクトラムに対して、被測定信号のキャリア周波数 fcのサイ ドバンドにおける所定の周波数範囲内（fc a〜fc + a)の確定的な線スペクトル成分 を除去する。このとき、帯域制限部 412は、キャリア周波数 fcの周波数成分は除去し ない。このような処理により、キャリア周波数 fcの近傍の雑音成分を除去することがで きる。また、当該周波数範囲 (fc a〜fc + a)は、測定すべきジッタの周波数範囲等 に基づいて、使用者等により予め定められてよい。
[0090] また、帯域制限部 412は、当該周波数範囲の外側の周波数 (fc— aより小さい周波 数、又は fc + aより大きい周波数)のスペクトラムの波形に対して、予め定められた高 周波成分を除去してよい。例えば、帯域制限部 412は、 fc— aより小さい周波数、及 び fc + aより大きい周波数において、レベルが予め定められた閾値より大きい周波数 成分を除去してもよい。つまり、係る周波数成分を零に置き換えてよい。
[0091] このとき、帯域制限部 412は、当該周波数範囲の外側の周波数 (fc— aより小さい 周波数、又は fc + aより大きい周波数)のスペクトラムを平滑ィ匕して、平滑ィ匕したスぺク トラムから、上述した閾値を生成してよい。例えば、平滑ィ匕したスペクトラムのレベルに 、予め定められたオフセット値を加算した値を、上述した閾値として生成してよい。そ して、生成した閾値を用いて、平滑ィ匕前のスペクトラムにおける、当該閾値より大きい レベルの周波数成分を除去してよい。帯域制限部 412は、 fc— aより小さい周波数、 及び fc + aより大きい周波数におけるスペクトラムの波形データを、所定のカットオフ 周波数を有するローパスフィルタに入力することにより、平滑ィ匕したスペクトラムを生 成してよい。
[0092] 以上のような処理により、 fc aより小さい周波数、及び fc + aより大きい周波数にお けるスペクトラムの確定的な雑音成分を除去することができる。また、当該閾値は、使 用者等により予め定められてもよい。また、帯域制限部 412は、予め定められた周波 数範囲ごとに、異なる閾値を用いてよい。
[0093] また、帯域制限部 412は、スペクトラムの各周波数成分のレベルを、キャリア周波数 の周波数成分のレベルで除算して正規ィ匕してょ 、。サイドバンドの周波数成分のレ ベルを、キャリア周波数のレベルで除算することにより、キャリアパワーとサイドバンド 音のノヽヮ一との _b匕 (carrier— power— to— sideband— noise ratio)、良卩ち位ネ目 雑音を求めることができる。
[0094] 図 13は、帯域制限部 412に与えられる閾値の一例を示す図である。本例における 帯域制限部 412は、上述したように周波数範囲毎に、異なる閾値が与えられる。例え ば f c + a 1〜f c + a2の周波数範囲に対して閾値 TH 1、 fc + a2〜f c + a3の周波数範 囲に対して閾値 TH2、 & + &3〜& + &4の周波数範囲に対して閾値1¾3、 · · ·、が 与えられる。当該閾値は、キャリア周波数からの周波数差 anに応じて小さくなつてよ い。また、帯域制限部 412は、それぞれの周波数範囲における周波数成分のレベル の平均値に応じた閾値を用いてもょ 、。
[0095] また、帯域制限部 412は、それぞれの周波数範囲毎に、平滑ィ匕したスペクトラムを 用いて閾値を生成してよい。例えば、それぞれの周波数範囲における、平滑化した スペクトラムのレベルの平均値に、予め定められたオフセット値を加算した値を、当該 周波数範囲における閾値として用いてよい。前述したように、帯域制限部 412は、生 成した閾値を用いて、平滑ィ匕前のスペクトラムから、所定の周波数成分を除去してよ い。
[0096] このような処理により、所定の周波数でピークを有する確定的な雑音成分を除去す ることができる。そして、帯域制限部 412が出力するスペクトラムに基づいて、ジッタ算 出部 410がジッタを算出することにより、被測定信号のランダムジッタを求めることが できる。
[0097] 図 14は、デジタル信号処理部 60の他の構成例を示す図である。本例におけるデ ジタル信号処理部 60は、図 5及び図 6にお 、て説明したデジタル信号処理部 60の 構成に対し、補正部 408を設ける位置が異なる。本例における補正部 408は、解析 信号生成部 414と瞬時位相算出部 416との間に設けられ、解析信号生成部 414が 生成した解析信号を補正して、瞬時位相算出部 416に入力する。このような構成によ つても、フーリエ変換時に窓関数を乗算したことによる、瞬時位相雑音又はジッタ等 の算出誤差を補正することができる。
[0098] 図 15は、図 14において説明したデジタル信号処理部 60の動作の一例を示すフロ 一チャートである。本例における S1002〜S1006までの処理は、図 7において説明 した S1002〜S1006までの処理と同一であってよい。
[0099] 本例におけるデジタル信号処理部 60は、解析信号生成部 414が被測定信号の解 析信号を生成した後、補正部 408が解析信号を補正する（S1007)。例えば補正部 408は、解析信号 Za (t)の実数部及び虚数部を、それぞれ窓関数 w(t)で除算する ことにより、解析信号 Za (t)を補正してよい。これにより、被測定信号のデータ列を窓 関数で振幅変調したことによる、解析信号の振幅変調成分を補正することができる。
[0100] そして、デジタル信号処理部 60は、図 7において説明した S1008、 S1010、及び S 1012の処理を行う。このような処理によっても、フーリエ変換時に窓関数を乗算した ことによる、瞬時位相雑音又はジッタ等の算出誤差を補正することができる。また、図 12及び図 13において説明したように、帯域制限部 412は、周波数領域変換部 404 が出力するスペクトラムのうち、確定的な雑音の周波数成分を除去してよい。
[0101] 図 16は、図 14において説明したデジタル信号処理部 60が有する帯域制限部 412 の動作の一例を示す図である。帯域制限部 412は、図 12 (B)において説明したよう に、被測定信号のキャリア周波数 fcのサイドバンドにおける所定の周波数範囲内（fc a〜f c + a)の周波数成分を除去する。
[0102] このとき、図 12 (B)の例では、キャリア周波数 fcの周波数成分のみを残している。こ れに対し、本例における帯域制限部 412は、キャリア周波数 fcを含む第 1の周波数 範囲内 (A)の周波数成分を通過させる。第 1の周波数範囲 (A)は、少なくともキヤリ ァ周波数の周波数成分、及び当該周波数成分の両側に隣接する周波数成分を含 む。ここで、キャリア周波数成分の両側に隣接する周波数成分とは、離散フーリエ変 換により離散化された周波数のうち、キャリア周波数の両側において、キャリア周波数 に最も近い周波数の成分であってよい。また、第 1の周波数範囲 (A)は、キャリア周 波数 fcが略中心となるように、上下限の周波数が設定されることが好ましい。
[0103] また図 16に示すように、帯域制限部 412は、第 1の周波数範囲 (A)の外側に位置 する第 2の周波数範囲内（B)の周波数成分を除去する。第 2の周波数範囲 (B)は、 第 1の周波数範囲 (A)の両側に設けられる。また、第 1の周波数範囲 (A)の両側に おける、それぞれの第 2の周波数範囲（B)の周波数範囲幅は、略等しいことが好まし い。
[0104] また図 16に示すように、帯域制限部 412は、第 2の周波数範囲 (B)の外側に位置 する第 3の周波数範囲内（C)の周波数成分を通過させる。第 3の周波数範囲 (C)は 、第 2の周波数範囲 (B)の両側に設けられる。また、第 2の周波数範囲 (B)の両側に おける、それぞれの第 3の周波数範囲（C)の周波数範囲幅は、略等しいことが好まし い。第 1の周波数範囲 (A)、第 2の周波数範囲 (B)、及び第 3の周波数範囲 (C)は、 測定すべきジッタ周波数等に基づいて、使用者等により設定されてよい。
[0105] 図 15における S1003の処理のように、データ列に窓関数を乗算することにより、周 波数領域のスペクトラムにおいてキャリア周波数成分の両側に周波数成分が生じる。 このため、上述した帯域制限を行ったスペクトラムに基づ 、て生成した解析信号は、 窓関数を乗算したことによる影響が生じる。このため、当該解析信号を窓関数で除算 して補正することにより、被測定信号の瞬時位相雑音及びジッタをより精度よく算出 することができる。
[0106] 尚、図 12 (B)に関連して説明したように、キャリア周波数成分のみを残す処理では 、解析信号 za (t)の包絡線 I za (t) Iは一定となる。ここで包絡線とは、例えば解析 信号の波形の頂点を接続した線であってよい。つまり、キャリア周波数成分のみを残 す処理では、解析信号 za (t)の包絡線 I za (t) Iには、窓関数を乗算した影響があ らわれない。
[0107] このため、図 12 (B)に関連して説明した処理では、解析信号を窓関数で除算して も窓関数を乗算したことの影響を補正することができない。但し、解析信号の位相情 報には、窓関数を乗算したことにより影響が残存しているので、図 7に関連して説明し たように、解析信号に基づいて算出した瞬時位相雑音を窓関数で除算することにより 、窓関数を乗算したことによる影響を補正することができる。
[0108] 図 17は、デジタル信号処理部 60の他の構成例を示す図である。本例におけるデ ジタル信号処理部 60は、周波数領域変換部 502及びジッタ算出部 504を有する。 周波数領域変換部 502は、図 5に関連して説明した周波数領域変換部 404と同一で あってよい。周波数領域変換部 502は、キヤプチヤメモリ 40が格納したデータ列を、 周波数領域のスペクトラムに変換する。ジッタ算出部 504は、周波数領域変換部 502 が生成するスペクトラムの予め定められた周波数範囲における周波数成分のレベル に基づいて、被測定信号のジッタの振幅を算出する。
[0109] 図 18及び図 19は、周波数領域変換部 502が出力するスペクトラムの一例を示す 図である。ジッタ算出部 504は、当該スペクトラムの所定の周波数範囲（fmin〜fmax )における周波数成分のレベルに基づいて、被測定信号のジッタ値を算出する。
[0110] このとき、ジッタ算出部 504は、スペクトラムの各周波数成分のレベルを、キャリア周 波数の周波数成分のレベルで除算して正規ィ匕してよい。また、ジッタ算出部 504は、 所定の周波数範囲 (fmin fmax)における周波数成分のレベルを積分した値に基 づいて、被測定信号のジッタの振幅を算出してよい。例えばジッタ算出部 504は、下 記の式により被測定信号のタイミングジッタの振幅 TJ [sec]を算出してょ 、。
RMS
[数 2] logl。(/_ )^ Af - enob ,
1 J RMS ~ 但し Δ ίは、 Tb及び FFTサイズ (例えば、 FFT処理を行うデータ数）の積で決まる周 波数分解能、 G (f)はスペクトラム、 enobは窓関数により定まる等価雑音帯域幅
Δ φ Δ φ
を示す。
[0111] このような処理により、被測定信号のタイミングジッタの振幅を測定することができる 。また、ジッタ算出部 504は、図 12 (B)関連して説明したように、与えられるスぺクトラ ムの波形を平滑ィ匕してから、所定の周波数範囲の周波数成分のレベルを積分しても よい。尚、図 12 (B)に関連して説明した例では、平滑化前のスペクトラムをフーリエ逆 変換したが、本例の処理では、平滑ィ匕したスペクトラムを積分することによりジッタを 測定する。この場合、タイミングジッタのランダム成分の振幅を測定することができる。
[0112] 図 18は、周波数領域変換部 502が出力するスペクトラムのサイドバンドの一例を示 す図である。尚、図 18において点線で示す波形は、従来のスペクトラムアナライザに より測定した被測定信号のスペクトラムを示す。上述したように、ジッタ算出部 504は 、図 18において実線で示される、所定の周波数範囲内のスペクトラムを積分する。ま た、上述したように当該波形を平滑ィ匕した後に積分してもよい。
[0113] 図 20は、図 1から図 19において説明した測定装置 10により測定したジッタ値の一 例を示す図である。尚、図 20では、従来のスペクトラムアナライザによる測定結果と対 比して、図 17から図 19において説明した測定装置 10による測定結果を示す。また、 従来のオシロスコープによる測定結果と対比して、図 1から図 16において説明した測 定装置 10による測定結果を示す。また、図 20において Rateは、被測定信号のビット レートを示しており、 は、 fmaxと同様に、ジッタの周波数の上限値を示す。 [0114] 図 20に示すように、測定装置 10のいずれの測定結果も、従来のスペクトラムアナラ ィザ又はオシロスコープによる測定結果とよく一致している。このように、本例におけ る測定装置 10によれば、簡易な構成により被測定信号のジッタ振幅を精度よく測定 することができる。
[0115] 図 21は、レベル比較部 520及びストローブタイミング発生器 30の動作の一例を示 す図である。本例において測定装置 10は、被測定信号を繰り返し受け取り、それぞ れの被測定信号に対し、ストローブの位相をずらして測定することにより、等価的にス トローブの発生周波数の整数倍の周波数で被測定信号を測定する。本例にお 、て は、測定装置 10が同一の被測定信号を 2回 (被測定信号 A及び被測定信号 B)受け 取る場合を説明する。
[0116] まず、被測定信号 Aに対し、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期 又はテストレートと同期して (又は非同期で)、略等時間間隔に配置されたストローブ Aを生成する。ここで、ストローブタイミング発生器 30は、レベル比較部 520に対して 入力するストローブを、被測定信号に同期したトリガ信号の位相を基準として生成す る。例えばストローブタイミング発生器 30は、被測定信号 Aに対して所定の位相を有 するトリガ信号を基準として、所定のオフセット時間が経過してから、ストローブ Aの出 力を開始する。
[0117] そして、被測定信号 Aの次に受け取る被測定信号 Bに対して、ストローブタイミング 発生器 30は、同様にトリガ信号を基準として、所定のオフセット時間が経過してから、 ストローブ Bの出力を開始する。ストローブ Bは、ストローブ Aと同一の時間間隔でスト ローブが配置される。
[0118] ここで、被測定信号 Aの基準となるトリガ信号の位相と、被測定信号 Bの基準となる トリガ信号の位相は略同一であり、ストローブ A及びストローブ Bの各ストローブ間隔も 同一である。また、ストローブ Aのトリガ信号に対するオフセットと、ストローブ Bのトリガ 信号に対するオフセットは、ストローブ間隔の略半分異なってよい。即ち、ストローブ Aとストローブ Bとを重ね合わせた場合に、ストローブ Aとストローブ Bとが略等間隔で 交互に配置される。
[0119] 係るストローブ A及びストローブ Bを生成することにより、ひとつのレベル比較部 520 を用いて、ストローブの発生周波数の 2倍の周波数で等価的にサンプリングすること ができる。ストローブタイミング発生器 30は、例えば所定の時間間隔で配置されたスト ローブを生成する発振回路と、当該発振回路の出力を遅延させる遅延回路とを備え てよい。この場合発振回路は、ストローブ A及びストローブ Bを順次生成する。そして
、遅延回路は、それぞれのストローブが有するべきオフセットに応じて、それぞれのス トローブを順次遅延させる。
[0120] また、本例においては、ストローブ A及びストローブ Bを用いて説明した力 他の例 においては、ストローブタイミング発生器 30は、更に多くのストローブを順次生成して もよい。これらのストローブのオフセットを順次変化させることにより、より高周波数での 等価時間測定を行うことができる。
[0121] 図 22は、測定装置 10の構成の他の例を示す図である。本例における測定装置 10 は、図 1に関連して説明した測定装置 10の構成に加え、クロック再生器 25を更に備 える。他の構成については、図 1から図 21に関連して説明した測定装置 10と同一で あるので、その説明を省略する。クロック再生器 25は、被測定信号に基づいて、被測 定信号に同期した再生クロックを生成し、当該再生クロックをトリガ信号としてストロー ブタイミング発生器 30に入力する。このような構成により、図 21において説明したスト ローブ A及びストローブ Bの生成開始のタイミングを制御し、所定の位相差を有するス トローブ A及びストローブ Bを生成することができる。
[0122] 図 23は、レベル比較部 520の構成の他の例を示す図である。本例における測定装 置 10は、二つのレベル比較部（520—1、 520— 2、以下 520と総称する）を有する。 それぞれのレベル比較部 520は、図 3 (A)において説明したレベル比較部 520と同 一である。また、それぞれのレベル比較部 520には、同一の第 1の参照電圧 VOH及 び第 2の参照電圧 VOLが与えられる。また、それぞれのレベル比較部 520には、被 測定信号が分岐して入力される。測定装置 10は、被測定信号を分岐してそれぞれ のレベル比較部 520に並列に入力する入力部 90を更に備えてよい。この場合、スト ローブタイミング発生器 30は、それぞれのレベル比較部 520に対して、位相の異なる ストローブを入力する。例えば、レベル比較部 520— 1に対しては、図 21に示したスト ローブ Aを入力し、レベル比較部 520— 2に対しては、図 21に示したストローブ Bを 入力する。これにより、二つのレベル比較部 520を用いてインターリーブサンプリング を行うことができ、ストローブの発生周波数の 2倍の周波数で、被測定信号を測定す ることがでさる。
[0123] 図 24は、図 23に示したレベル比較部 520及びストローブタイミング発生器 30の動 作の一例を示す図である。上述したように、ストローブタイミング発生器 30は、ストロー ブ A(l、 2、 3、 · · 及びストローブ B (A、 B、 C、 · · を生成し、それぞれのレベル比 較部 520に入力する。
[0124] キヤプチヤメモリ 40は、二つのレベル比較部 520における比較結果を、対応するス トローブの位相に応じて整列して格納する。例えば、キヤプチヤメモリ 40は、図 14に 示すストローブ 1、ストローブ A、ストローブ 2、ストローブお · · ·に対応する比較結果 を順に整列させて格納する。係る場合、ストローブ A及びストローブ Bは同時に生成さ れるので、トリガ信号を基準としてそれぞれのストローブを生成しなくてもよい。スト口 ーブ A及びストローブ Bを重ね合わせたストローブ群が略等時間間隔に配置されれ ばよい。例えば、ストローブタイミング発生器 30は、ストローブ Aを生成する回路と、ス トローブ Aを遅延させてストローブ Bを生成する回路とを有してよい。
[0125] また、本例においては 2つのレベル比較部 520を有する例を説明した力 他の例に おいては、更に多くのレベル比較部 520を有してもよい。この場合、それぞれのレべ ル比較部 520に入力されるストローブのオフセットを異ならせることにより、より高周波 数の測定を行うことができる。
[0126] し力し、図 21から図 24に説明したサンプリング手法では、いずれかのストローブの 位相が、予め定められた位相に対して誤差を有すると、測定結果に誤差が生じてし まう。このため、ストローブの位相、即ちサンプリングタイミングの誤差に基づく測定誤 差を補正することが好ましい。
[0127] 図 25及び図 26は、サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフロ 一チャートである。当該補正は、デジタル信号処理部 60が行ってよい。まず、理想位 相差算出段階 S300において、それぞれのストローブに応じてサンプリングしたそれ ぞれのデータ列の、サンプリングタイミングの位相差の理想値を算出する。例えば、 当該位相差は、それぞれのストローブのオフセットの差分の理想値を A tとし、被測定 信号の平均周期を Tとすると、 2 π ( A tZT)で与えられる。
[0128] 次に、基準スペクトラム算出段階 S302において、複数のデータ列のうち、任意のデ 一タ列を基準として選択し、当該データ列のスペクトラムを算出する。当該スぺクトラ ムは、当該データ列の高速フーリエ変換で求めることができる。
[0129] 次に、比較スペクトラム算出段階 S304において、基準データ列とは異なるデータ 列を選択し、当該データ列のスペクトラムを算出する。当該スペクトラムは、当該デー タ列の高速フーリエ変換で求めることができる。
[0130] 次に、クロススペクトラム算出段階 S306において、基準データ列のスペクトラムと、 比較対象データ列のスペクトラムとのクロススペクトラムを算出する。当該クロススぺク トラムは、基準データ列のスペクトラムの複素共役スペクトラムと、比較対象データ列 のスペクトラムとの複素乗算により求めることができる。
[0131] 次に、位相差算出段階 S306において、基準データ列と、比較対象データ列との位 相差を算出する。当該位相差は、 S306において算出したクロススペクトラムに基づ いて算出することができる。つまり、当該クロススペクトラムの位相成分力 基準データ 列と比較対象データ列との位相差を示す。
[0132] S304及び S306においては、二つのデータ列のクロススペクトラムを用いて位相差 を算出したが、他の方法により当該位相差を算出してもよい。例えば、二つのデータ 列のスペクトラムの相互相関に基づ 、て、位相差を算出してもよ 、。
[0133] 次に、 S310において、全ての比較対象データ列に対して、位相差を算出したカゝ否 かを判定する。基準データ列との位相差を算出していないデータ列が存在する場合 、当該データ列に対して、 S304から S306の処理を繰り返す。
[0134] 全ての比較対象データ列に対して位相差を算出している場合、エラー訂正段階 S3 12において、それぞれの比較対象データ列の位相差に基づいて、測定誤差を補正 する。例えば、それぞれの比較対象データ列の位相差と、 S300において求めた理 想位相差との差分に基づ 、て、それぞれのデータ列を補正する。
[0135] 図 26は、エラー訂正段階 S312の処理の一例を示すフローチャートである。まず、 タイミングエラー算出段階 S314において、基準データ列と、比較対象データ列との 位相差に基づ 、て、比較対象データ列のサンプリングタイミングエラーを算出する。 当該タイミングエラーは、理想位相差に基づいて算出することができる。
[0136] 次に、比較段階 S316において、当該タイミングエラーが、所定の基準値より大きい か否かを判定する。タイミングエラーが基準値以下である場合、対応するデータ列に 対する補正を行わず、 S320の処理に移行する。また、タイミングエラーが基準値より 大きい場合、訂正段階 S318において、対応するデータ列を補正する。例えば、当該 データ列のスペクトラムの位相を、当該タイミングエラーに基づいてシフトすることによ り、当該データ列を補正してよい。
[0137] 次に、全てのデータ列について、タイミングエラーの訂正を行ったか否かを判定す る。タイミングエラーの訂正を行っていないデータ列が存在する場合、当該データ列 に対して S314力ら S318の処理を繰り返す。全てのデータ列に対してタイミングエラ 一の訂正を行った場合、データ列生成段階 S322において、それぞれタイミングエラ 一を訂正したデータ列を生成する。例えば、タイミングエラーの訂正を行ったそれぞ れのデータ列のスペクトラムを、高速フーリエ逆変換することにより、タイミングエラー が訂正されたデータ列を得ることができる。
[0138] そして、整列段階 S324において、それぞれのデータ列を整列させる。例えば、そ れぞれのデータのサンプリングタイミングに応じて、それぞれのデータを整列させる。 このような処理により、サンプリングタイミングの誤差により生じる測定誤差を補正する ことができる。このため、より精度よくジッタを測定することができる。
[0139] 図 27は、試験装置 100の構成の他の例を示す図である。本例における試験装置 1 00は、図 1から図 26において説明した試験装置 100が行うジッタ試験を行う機能に 加え、被試験デバイス 200のファンクション試験を行う機能を更に備える。
[0140] また、本例における試験装置 100は、図 1から図 26に関連して説明した試験装置 1 00の構成にカ卩え、パターン発生器 65、及びパターン比較部 55を更に備える。また、 判定部 70は、ロジック判定部 75及びジッタ判定部 77を有する。他の構成要素につ いては、図 1から図 26において同一の符号を付して説明した構成要素と同一又は同 様の機能及び構成を有する。
[0141] ノターン発生器 65は、被試験デバイスのファンクション試験を行う場合に、所定の 論理パターンを有する試験信号を被試験デバイス 200に入力する。レベル比較部 5 20は、被試験デバイス 200が出力する被測定信号の電圧値を、与えられるストロー ブのタイミングで所定の参照電圧と比較することにより、被測定信号の論理パターン を検出する。
[0142] このとき、ストローブタイミング発生器 30は、ストローブを生成する。ファンクション試 験を行う場合、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期に同期したテスト レートに応じて、ストローブを生成する。例えば、ストローブタイミング発生器 30は、各 テストレートの略中央のタイミングで、 1つのストローブを生成する。これにより、レベル 比較部 520は、被測定信号の各周期における論理値を検出する。
[0143] 上述したように、ジッタ試験を行う場合、ストローブタイミング発生器 30は、テストレ 一トとは独立したストローブを生成してよい。ストローブタイミング発生器 30は、例えば ストローブを生成する発振回路を有しており、ファンクション試験を行う場合に当該発 振回路の動作をテストレートにより制御してよぐジッタ試験を行う場合には当該発振 回路の動作をテストレートでは制御しなくてよい。また、ストローブタイミング発生器 30 は、ファンクション試験を行う場合のストローブを生成する第 1の発振回路と、ジッタ試 験を行う場合のストローブを生成する第 2の発振回路とを有してよい。この場合、第 1 の発振回路の動作はテストレートにより制御され、第 2の発振回路はテストレートとは 独立して動作する。
[0144] ファンクション試験を行う場合、パターン比較部 55は、キヤプチヤメモリ 40に格納さ れた比較結果により定まる被測定信号の論理パターンが、予め定められた期待値パ ターンと一致するか否かを比較する。当該期待値パターンは、パターン発生器 65が 試験信号の論理パターンに基づ 、て生成してょ 、。
[0145] ロジック判定部 75は、パターン比較部 55における比較結果に基づいて、被試験デ バイス 200の良否を判定する。デジタル信号変換部 50、デジタル信号処理部、及び 判定部 70は、ソフトウエアが組み込まれた計算機であってよい。この場合、試験装置 100は、従来のファンクション試験用の試験装置を用いて、ハードウェアを追加するこ となぐジッタ試験をも行うことができる。このため、被試験デバイス 200の試験を低コ ストで行うことができる。
[0146] 尚、キヤプチヤメモリ 40の後段の回路は、被測定信号に非同期（ノンリアルタイム） で動作してよい。例えば、被試験デバイス 200に対する一連の試験信号の入力が終 了して、一連の被測定信号の論理値がキヤプチヤメモリ 40に格納された後に、バタ ーン比較部 55、デジタル信号変換部 50、デジタル信号処理部 60、及び判定部 70 は、キヤプチヤメモリ 40が格納したデータを処理してよい。また、試験装置 100は、パ ターン比較部 55、デジタル信号変換部 50、デジタル信号処理部 60、及び判定部 70 がデータを処理している間に、次の試験信号を被試験デバイス 200に入力してもよ い。
[0147] 図 28は、本発明の実施形態に係る電子デバイス 400の構成の一例を示す図であ る。電子デバイス 400は、被測定信号を生成する動作回路 440と、測定装置 10とを 備える。例えば電子デバイス 400は、榭脂、セラミック等のパッケージの内部に、動作 回路 440、及び測定装置 10の一部の構成を備えてよい。
[0148] 動作回路 440は、例えば外部から入力される信号に応じて動作し、被測定信号を 外部に出力する。測定装置 10は、動作回路 440が出力する被測定信号を測定する 。測定装置 10は、図 1から図 26に関連して説明した測定装置 10と同様の機能及び 構成を有してよい。また、測定装置 10は、図 29から図 50に関連して説明する測定装 置 10と同様の機能及び構成を有してもよい。
[0149] また、測定装置 10は、図 1から図 26、又は図 29から図 50に示す測定装置 10の構 成のうちの、一部の構成を有してよい。例えば、測定装置 10は、レベル比較部 520 及びキヤプチヤメモリ 40を有してよい。この場合、レベル比較部 520には、図 1から図 26、又は図 29から図 50に関連して説明するストローブが与えられる。当該ストローブ は、外部から与えられてよぐ電子デバイス 400の内部で生成してもよい。
[0150] 電子デバイス 400の内部でストローブを生成する場合、電子デバイス 400は、スト口 ーブタイミング発生器 30を更に備えることが好ましい。図 1から図 26に関連して説明 したように、キヤプチヤメモリ 40には、等価的に高周波数で被測定信号を測定した測 定結果が格納される。
[0151] このため、キヤプチヤメモリ 40が格納した比較結果を読み出すことにより、電子デバ イス 400のジッタを精度よく算出することができる。この場合、外部の装置は、被測定 信号を高速に測定する必要がなぐ当該装置のコストを低減することができる。 [0152] 図 29は、ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブの例を示す図である。 本例におけるストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期 (T)に対して周期 分解能（ Δ )異なる周期 (T+ Δ )で、ストローブを順次生成する。つまり、ストローブタ イミング発生器 30は、被測定信号に対する相対位相が徐々に変化するストローブを 生成する。本例において被測定信号は、周期 (T)で略同一の波形を示す信号であ る。
[0153] また、本例におけるストローブタイミング発生器 30は、被測定信号に対してナイキス ト定理を満たさない周期でストローブを生成してよい。つまり、本例におけるストローブ タイミング発生器 30は、被測定信号をアンダーサンプリングする。例えば、ストローブ タイミング発生器 30は、被測定信号の周期の半分より大きい周期でストローブを生成 する。本例では、図 29に示すように、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号 の周期より大きい周期で等間隔のストローブを生成する。
[0154] このように、略同一の波形が繰り返される被測定信号に対して、ストローブの相対位 相を徐々に変化させて被測定信号を測定することにより、等価的に高い時間分解能 のサンプリングを行うことができる。
[0155] 例えば、被測定信号の周期が 400psであり、ストローブの周期が 405psである場合 、被測定信号に対するストローブの相対位相は、各サイクルで 5psずつ変化する。被 測定信号の各サイクルにおいて略同一の波形であるので、等価的に 5psの周期で被 測定信号をサンプリングすることができる。
[0156] キヤプチヤメモリ 40は、レベル比較部 520がストローブに応じて出力する比較結果 を時系列に格納してよい。デジタル信号変換部 50は、キヤプチヤメモリ 40が格納した 比較結果のうち、所定のポイント数の比較結果を取り出して離散信号に変換し、デジ タル信号処理部 60に入力してよい。
[0157] 図 30は、被測定信号の周期と、ストローブの周期との差分値 (以下、周期分解能と 称する）を変化させた場合に算出される瞬時位相雑音 Δ φ (t)の一例を示す。本例 では、周期分解能（Δ )を 5ps、 10ps、 20ps、 40psとしたときのそれぞれの瞬時位相 雑音を示す。図 22に示すように、周期分解能（Δ )を変化させた場合、算出される瞬 時位相雑音の波形が変化する。このため、周期分解能（Δ )を、被測定信号のランダ ムジッタ値やその標準偏差（standard deviation)、又はその実効値 (rms値）と同 程度の値を選ぶのが望まし 、。
[0158] 図 31は、それぞれの周期分解能（Δ )に対して算出されるジッタ値の観測帯域幅依 存性を例示する図である。本例においては、被測定信号に含まれるジッタ振幅の実 効値が 2psである場合に、それぞれの周期分解能（ Δ )に対して算出されるジッタ値 を示す。尚、図 31における横軸における周波数 fuは、キャリア周波数 fOを基準とした カットオフ周波数を示す。
[0159] 図 32は、それぞれの周期分解能（ Δ )に対して算出したジッタ値の、測定誤差の一 例を示す図である。本例にお!、ては、周期分解能（ Δ )が 5psである場合の測定値を 真値とする。図 31及び図 32に示すように、周期分解能（Δ )が大きくなるに従い、ジッ タ値の測定誤差が急激に増大する。
[0160] ストローブタイミング発生器 30は、周期分解能（ Δ )がより小さくなるように、ストロー ブの周期を設定してよい。例えば、ストローブタイミング発生器 30において、ストロー ブの周期として複数種類の周期が選択できる場合、ストローブタイミング発生器 30は 、当該周期分解能（ Δ )がより小さくなる周期を選択してよ!、。
[0161] また、ストローブタイミング発生器 30は、周期分解能が、測定すべきジッタの振幅、 又はジッタを算出すべき時間分解能に応じた値となるように、ストローブの周期を設 定してよい。例えば、ストローブタイミング発生器 30は、測定すべきジッタの振幅値又 は算出すべきジッタ値が与えられ、周期分解能が、ジッタの実効値の 2倍又は要求さ れる時間分解能の値と同程度になるように、ストローブを順次設定してよい。ここで、 測定すべきジッタ値は、タイミングジッタのピークッゥピーク値であってよい。また、スト ローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期の値が与えられることが好ま U、。
[0162] 被測定信号の各エッジのタイミングと、理想的なタイミングとのずれ (即ちタイミング ジッタ）の最大値は、タイミングジッタの値により定まる。つまり、被測定信号の各エツ ジが観測される確率は、理想的なタイミングの前後のそれぞれで、ジッタの値に応じ て変化する。このため、被測定信号の各エッジは、理想的なタイミングを中心として、 ジッタ値の 2〜3倍の幅で変化しうる。逆に、図 34で後述するように、周期分解能（Δ ) をジッタ値の 2倍程度とすることにより、被測定信号のタイミングのずれ (即ちタイミング ジッタ）をより精度よく検出することができる。
[0163] また、周期分解能（Δ )を、ジッタ値を算出すべき時間分解能より小さくすることによ り、当該時間分解能でのジッタ値をより精度よく算出することができる。また、周期分 解能（ Δ )を、被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に基づ!、て 定めてもよい。以下において、標準偏差に基づいて周期分解能（Δ )、即ち、等価的 なサンプリング間隔を定める手順の一例を説明する。
[0164] 図 33 (A)は、被測定信号に含まれるジッタの確率密度関数 p (t)の一例を示す図 である。但し、図 33 (A)において横軸は、確率密度関数 p (t)の標準偏差で正規ィ匕し た時間を示す。係るジッタ測定の、正規化 2乗誤差（normalized mean square error) は下式で与えられる。
[数 3] ε - ρ
Figure imgf000038_0001
式 (1)
ここで、式（1)の右辺第 1項は、測定誤差のうち、不規則誤差 (random error)を示 す。また、式（1)の右辺第 2項は、測定誤差のうち、バイアス誤差 (bias error)を示 す。また、 Wは、被測定信号を観測する間隔、即ち、周期分解能（ Δ )に比例する。ま た、 p" (t)は、確率密度関数 p (t)の 2階微分を示す。また、右辺第 1項の不規則誤差 の各定数は、下記の文献を参照されたい。
「Anaiysis and Measurement Procedure 3rd ed.」、pp. 290、 J. S. Bend at and A. G. Piersol
[0165] 式（1)から明らかなように、観測間隔 W、すなわち周期分解能（Δ )を十分に小さく すれば、被測定信号に含まれるジッタ成分を精度よく測定することができる。つまり、 式（1)の右辺第 2項が略零となり、バイアス誤差による測定誤差を除去して、ジッタ成 分を精度よく測定することができる。
[0166] 理論的には、ストローブの周期設定の分解能を十分に高くすることにより、周期分 解能（Δ )を十分に小さくすることができる。しかし、実際には、係るストローブを生成 できる回路を実現することは困難である。
[0167] また、係る回路を測定装置 10に設けることは、測定装置 10のコストを増大させてし まう。また、測定装置 10において、ストローブの周期として設定しうる値が制限されて V、る場合、周期分解能（ Δ )を十分に小さくすることは困難である。
[0168] 以下では、ストローブの周期として設定しうる値が制限されており、周期設定の分解 能が比較的低い場合であっても、ストローブの周期を適切に選択することにより、被 測定信号に含まれるジッタ成分を精度よく測定できることを説明する。被測定信号に 含まれるジッタがガウス分布を示す場合、確率密度関数 p (t)は、下式で与えられる。
[数 4]
Figure imgf000039_0001
式 (2)
但し、 σは被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差を示す。
式（2)から、式（1)の右辺第2項の因数 "（1 7 ( ）2は、下式で与えられる。
[数 5]
Figure imgf000039_0002
式 (3)
[0170] 図 33 (B)は、式（3)に示した関数の波形の一例を示す図である。式（3)及び図 33 ( Β)に示すように、 I t I = σのとき、式（1)の右辺第 2項は略零となる。つまり、スト口 ーブ及び被測定信号の周期分解能（ Δ )、即ち測定間隔が 2 σの場合、式 (1)の右 辺第 2項は略零となり、測定誤差のバイアス誤差を除去してジッタ成分を精度よく測 定することができる。また、式（1)の右辺第 1項に示される、測定誤差の不規則誤差 は、測定データ数を十分大きくすることにより、低減することができる。
[0171] 図 34は、周期分解能（Δ )と測定誤差との関係の一例を示す図である。図 34にお V、て、横軸は、 2 σで正規化した周期分解能（ Δ )を示す。また縦軸は、上述したバイ ァス誤差に対応する測定誤差を示す。また本例においては、丸印、四角印等に示す ように、 4回の測定を行い、測定結果を曲線で近似した。図 34に示すように、周期分 解能（ Δ )が 2 σとなる、即ち Δ Ζ2 σ = 1となる点の近傍で、測定誤差が十分に小さ くなることがわかる。
[0172] 本例における測定装置 10のストローブタイミング発生器 30は、被測定信号に含ま れるジッタの確率密度分布の標準偏差に基づ 、て、ストローブの周期を設定又は選 択してよい。例えば、ストローブタイミング発生器 30は、測定すべきジッタの標準偏差 σ、及び被測定信号の周期が予め与えられており、周期分解能（Δ )が、標準偏差 σの 2倍と略等しくなるように、ストローブの周期を設定してよい。また、ストローブタイ ミング発生器 30は、バイアス成分による測定誤差が許容される範囲内となるように、ス トローブの周期を設定してもよい。この場合、ストローブタイミング発生器 30は、周期 分解能（Δ )が、標準偏差 σの 2倍の近傍となるように、ストローブの周期を設定する ことが好ましい。
[0173] また、ストローブの周期として選択できる複数種類の周期が、予め定められている場 合、ストローブタイミング発生器 30は、周期分解能（Δ )が、標準偏差 σの 2倍に最も 近くなるように、ストローブの周期を選択してよい。尚、以上においては、被測定信号 に含まれるジッタの確率密度分布がガウス分布である場合にっ 、て説明した力 測 定対象のジッタは、ガウス分布のジッタに限定されない。他の分布のジッタであっても 、図 33及び図 34に関連して説明した手順と同様の手順で、ジッタの標準偏差に基 づいてストローブの周期を適切に設定することができる。
[0174] 以上、最適周期分解能（Δ )が 2 σであることを理論的に導き、図 34に示すように実 験的に検証した。ところで、式（1)及び式（3)は、サンプリングに関するパラメータは 観測間隔 Wのみであるから、式（1)及び式（3)はサンプリング手法に依存せず成立 する。つまり、式（1)及び式（3)は、等価的サンプリング (アンダーサンプリング）に限 らず、リアルタイムサンプリング (オーバーサンプリング）についても、等価的サンプリン グと同様に成立する。
[0175] 図 35は、図 27に示した試験装置 100が備えるパターン発生器 65の構成の一例を 示す図である。ノターン発生器 65は、試験信号の信号パターンを生成するパターン 生成部 67と、信号パターンに基づいて試験信号を出力するドライバ 69とを有する。ド ライバ 69は、予め定められたテストレートに応じて動作し、被試験デバイス 200にテス トレートまたはその整数倍のテストレートに応じた周期の被測定信号を出力させる。本 例では、ドライバ 69は、テストレート Tに応じた周期のタイミング信号が与えられ、被試 験デバイス 200に当該周期に応じた被測定信号を出力させる。
[0176] これに対し、ストローブタイミング発生器 30は、テストレート Tより所定値大きい周期 T+ Δでストローブを生成する。このような動作により、低い動作周期で、高速な被測 定信号を精度よく測定することができる。ストローブタイミング発生器 30には、テストレ ート Tに対して設定可能なストローブの周期の差分 Δが複数種類用意されることが好 ましい。例えば、ストローブタイミング発生器 30に対して設定可能なタイミングセットが 複数用意されており、それぞれのタイミングセットを設定した場合における、テストレー トとストローブとの周期の差分値 Δが予め測定されて 、てよ 、。
[0177] ストローブタイミング発生器 30は、これらのタイミングセットのうち、周期の差分値 Δ が最も小さくなるタイミングセットを選択してよい。また周期の差分値 Δが、測定すベ きジッタ値の 2倍より小さくなるタイミングセットを選択してもよい。
[0178] 図 36は、被測定信号 K及び被測定信号 Jの瞬時線形位相 φの一例を示す図であ る。試験装置 100は、 2つの被測定信号の瞬時位相 φ (t)のオフセット値 φ 及び
0— k φ に基づ!/、て、 2つの信号間の確定（deterministic)スキューを求めてよ!、。ここで
0」
、確定スキューとは、 2つの信号が伝播する経路の電気長の差であってよい。
[0179] 例えばデジタル信号変換部 50及びデジタル信号処理部 60は、 t=0における、 2 つの被測定信号の瞬時位相 φ (t)の値 φ 及び φ を求め、これらの差分を確定
0— k o」
スキューとして求めてよい。また、デジタル信号変換部 50及びデジタル信号処理部 6 0は、ラジアン単位で求めた確定スキューを 2 π ίで除算して、時間単位の確定スキュ
0
一を求めてもよい。また、ラジアン単位の瞬時位相 φ (t)を、時間単位の瞬時位相 φ (t)に変換して、それぞれの瞬時位相 φ (t)の初期値の差分から時間単位の確定ス キューを求めてもよい。また、デジタル信号変換部 50及びデジタル信号処理部 60は 、 2つの被測定信号の瞬時位相雑音 Δ φ (t)から、 2つの被測定信号の不規則 (rand om)スキューを求めてよ！ヽ。
[0180] 図 37は、被測定信号 K及び被測定信号 Jの間の不規則スキューを測定する方法を 説明する図である。図 37 (A)は、被測定信号 Kの瞬時位相雑音 Δ φ (t) の一例を
— K 示す。図 37 (B)は、被測定信号 Jの瞬時位相雑音 Δ φ (t) 」の一例を示す。図 37 (C
)は、被測定信号 K及び Jの間の不規則スキューの一例を示す。尚、図 37において、 瞬時位相雑音 Δ φ (t)は、瞬時位相 φ (t)の直線成分 2 π f を減じたものである。こ beat
こで、 f は、周期分解能（ Δ )で等価的に被測定信号をサンプリングする周波数で beat
ある。例えば、
[数 6] f =丄 1
J beat 2T 2 (Τ + Α であってよい。
[0181] 不規則スキューは、各時刻における、被測定信号 Κ及び Jの瞬時位相雑音 Δ φ (t) の差分に対応するので、図 37 (A)及び図 37 (B)に示した瞬時位相雑音 Δ φ (t)の 差分を求めることにより、図 37 (C)に示した不規則スキュー T (t)を求めることがで
Skew
きる。例えばデジタル信号変換部 50及びデジタル信号処理部 60が、不規則スキュ 一を求めてよい。
[0182] また、試験装置 100が、図 36及び図 37において説明した確定スキュー又は不規 則スキューを測定するとき、試験装置 100は、レベル比較部 520を並列に 2つ有する ことが好ましい。そして、これらのレベル比較部 520に同時に被測定信号 K及び Jを入 力する。また、これらのレベル比較部 520に同一のストローブを与える。つまり、試験 装置 100は、レベル比較部 520に入力する 2つの被測定信号を同時にアンダーサン プリングする。
[0183] そして、上述したように、それぞれの信号に対して瞬時位相 φ (t)を求め、それぞれ の瞬時位相 φ (t)について、所定の時刻（例えば t=0)のオフセット値を求める。求め た値の差分が確定スキューを示す。係る処理は、デジタル信号変換部 50及びデジタ ル信号処理部 60が行ってよい。また、試験装置 100は、 2つのレベル比較部 520に 対応して 2つのキヤプチヤメモリ 40を有してよ!、。デジタル信号変換部 50及びデジタ ル信号処理部 60は、 2つのキヤプチヤメモリ 40からデータを受け取り、上述した確定 スキューや不規則スキューを算出する。デジタル信号処理部 60は、確定スキュー及 び不規則スキューを測定する場合、図 12に関連して説明したように、確定ジッタ成分 を除去してよい。
[0184] 図 38は、試験装置 100のジッタ測定結果とシグナルソース解析器（signal source analyzer)E5052Aをもち!/、たジッタ測定結果とを比較する図である。図 38では、 シグナルソース解析器を用いたジッタ測定結果の範囲を点線で示す。シグナルソー ス解析器は、ジッタを測定する機能を有する一般的な測定器であってょ 、。
[0185] また、図 38では、試験装置 100のジッタ測定結果を丸印及び三角印でプロットした 。図 38に示すように、試験装置 100における測定結果は、ジッタを測定する目的で 用いられる測定器での測定結果とよくあつている。つまり、試験装置 100を用いてジッ タを高精度に測定できることが示されて 、る。
[0186] 図 39は、試験装置 100の構成の他の例を示す図である。本例における試験装置 1 00は、測定装置 10及び判定部 70を備える。また測定装置 10は、図 1に関連して説 明した測定装置 10の構成に加え、符号制御部 610を更に有する。本例において、 図 1の構成要素と同一の符号を付した構成要素は、図 1に関連して説明した当該構 成要素と同一の機能及び構成を有してよい。
[0187] 本例におけるストローブタイミング発生器 30は、略等時間間隔に配置され、且つ被 測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成する。被測定信号 のビット時間間隔とは、被測定信号の信号レベルが遷移する周期であってよい。また 、被測定信号は、ビット時間間隔毎に信号レベルが Hレベル又は Lレベルに交互に 遷移する信号であってょ 、。
[0188] レベル比較部 520は、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号 の信号レベルを検出する。レベル比較部 520は、図 1に関連して説明したレベル比 較部 520を用いて、被測定信号の信号レベルを検出してよい。レベル比較部 520は 、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の電圧値と、与えられ る参照電圧値とを順次比較してよい。例えばレベル比較部 520は、被測定信号の電 圧値が参照電圧値より大きいときに、論理値 1を出力し、被測定信号の電圧値が参 照電圧値より小さいときに、論理値— 1を出力してよい。また、レベル比較部 520は、 値の異なる複数の参照電圧値と被測定信号の電圧値とを比較してょ ヽ。この場合レ ベル比較部 520は、複数種類の比較結果に応じて複数種類の論理値を出力する。 キヤプチヤメモリ 40は、レベル比較部 520が出力する信号レベルを格納する。キヤプ チヤメモリ 40は、レベル比較部 520が順次出力する論理値を時系列に格納してよい
[0189] 符号制御部 610は、キヤプチヤメモリ 40が格納したデータ列のデータ値を、被測定 信号の中間レベルを基準として交互に反転させてよい。例えば符号制御部 610は、 データ列の偶数番目の系列又は奇数番目の系列の!/、ずれかの系列のデータ値を 反転させてよい。ここで、データ値とは、被測定信号の電圧値等のレベルをデジタル 値で表した値であってよい。また符号制御部 610は、キヤプチヤメモリ 40が格納した データ列の論理値を交互に反転させてもよい。符号制御部 610は、キヤプチヤメモリ 40が格納したデータ列に、 cos ( π ΐ を乗算することにより、データ列のデータ値又 は論理値を反転させてよい。
[0190] また、符号制御部 610は、図 43において後述するように、データ列の論理値と、期待 される論理値 (以下、期待値と称する）とを比較した比較結果を出力してよい。このと き、符号制御部 610は、データ列の各論理値と比較する期待値を、交互に反転させ てよい。
[0191] デジタル信号処理部 60は、キヤプチヤメモリ 40が格納したデータ列に基づ 、て、被 測定信号の測定結果を求める。データ列とは、例えば上述した時系列に整列された データ値又は論理値の列であってよい。また、デジタル信号処理部 60は、当該デー タ列に基づいて、被測定信号の波形、スペクトラム、ジッタ、瞬時位相、瞬時位相雑 音等を測定してよい。またデジタル信号処理部 60は、二つの被測定信号間のスキュ 一を求めてよい。更に、被試験デバイス 200の入出力間におけるジッタ伝達関数の ゲインを求めてもよい。またデジタル信号処理部 60は、被試験デバイス 200のビット 誤り率 (BER)を求めてもょ 、。それぞれの測定対象につ!、ての測定装置 10の動作 は、後述する。
[0192] 図 40は、ストローブタイミング発生器 30が生成するストローブの例を示す図である。
本例にお 、ては、被測定信号のビット時間間隔を Τとして説明する。本例における試 験装置 100は、被測定信号のビット時間間隔と略等しいテストレートで動作する。スト ローブタイミング発生器 30は、テストレート毎に、一つ以下のストローブを生成する。
[0193] また、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号のテストレート (T)に対して所 定値（ Δ )異なる周期 (T+ Δ )で、ストローブを順次生成する。また、ストローブタイミ ング発生器 30は、被測定信号に対してナイキスト定理 (Nyquist
sampling theorem)を満たさな!/、周期でストローブを出力してよ！、。
[0194] 例えば、被測定信号の論理値が、ビット時間間隔毎に Hレベル及び Lレベルと交互 に遷移するとき、ストローブの周期をビット時間間隔 (T)より小さくするとナイキスト定 理を満たす。ストローブタイミング発生器 30は、ビット時間間隔よりわずかに大きい周 期でストローブを順次出力してよい。このケースでは、図 32に示すように、レベル比 較部 520は、被測定信号の Hレベル及び Lレベルを、ほぼ交互に検出する。
[0195] 図 41は、デジタル信号処理部 60の動作の一例を示す図である。本例では、図 40 にお 、て説明したように、ビット時間間隔毎に論理値が Hレベル及び Lレベルに交互 に遷移する被測定信号を測定するケースを説明する。尚、本例での被測定信号は、 ジッタをもたない (jitter free)0また、ストローブタイミング発生器 30の動作は、図 40 において説明したストローブタイミング発生器 30と同一である。
[0196] 図 41 (A)は、デジタル信号処理部 60に入力されるデータ列の一例を示す。図 40 において説明したように、レベル比較部 520は、被測定信号が Hレベルを示すビット 区間と、 Lレベルを示すビット区間とをほぼ交互に検出する。
[0197] 図 41 (B)及び図 41 (C)は、デジタル信号処理部 60におけるデータ処理の一例を 示す図である。図 41 (B)の左図に示すように、デジタル信号処理部 60は、入力され るデータ列を、等価な時間波形に圧縮してよい。つまり、デジタル信号処理部 60は、 周期 T+ Δでサンプリングされたデータ列は、等価的に周期 Δでサンプリングされた ものとして処理できる。また、図 41 (B)の右図は、図 41 (B)の左図に示したデータ列 をフーリエ変換したスペクトラムの一例である。
[0198] 次に図 41 (C)の左図に示すように、デジタル信号処理部 60は、図 41 (B)の右図に 示したデータ列のデータのうち、奇数又は偶数番目のいずれかの系列に対応するデ 一タの値を、被測定信号の中間レベルを基準として反転させる。
[0199] 例えば、図 41 (A)及び図 41 (B)に示したデータのうち、 1、 3、 5、 7、 9、 · · ·番目の データのオリジナルの値を維持する。また、 2、 4、 6、 8、 10、 · · '番目のデータの値を 、被測定信号の中間レベル (本例では 0レベル)を基準として反転させる (本例では、 論理値 1のデータ値を論理値 1に変換し、論理値 1のデータ値を論理値 1に変 換する)。
[0200] 即ち、図 41 (C)に示すように、偶数番目又は奇数番目のいずれかのデータ列のデ 一タ値を反転させることにより、被測定信号をサンプリング周期 Δでサンプリングした ときと等価な波形を得ることができ、より高精度に被測定信号の波形を再現することが できる。
[0201] 尚、図 41 (C)の右図は、図 41 (C)の左図に示したデータ列をフーリエ変換したス ぺクトラムの一例である。図 41 (C)の左図に示したデータ列をフーリエ変換すること により、デジタル信号処理部 60は、被測定信号のスペクトラムを算出することができる
[0202] また、デジタル信号処理部 60は、上述したデータ値を反転させる処理として、それ ぞれのデータ値に cos ( π k)を乗算してょ 、（但し、 kはデータ列におけるデータ番号 を示す)。時間軸上におけるデータ値を反転させる処理は、 cos ( π ΐ を乗算すること と等価であるので、周波数軸上においては、周波数を πシフトすることと等価である。 つまり、図 41 (C)に示したスペクトラムは、図 41 (B)に示したスペクトラムの周波数を πシフトすることによつても算出することができる。デジタル信号処理部 60は、データ 値を反転させる処理を行う前のデータ列（図 41 (Β)の左図）をフーリエ変換することに より得たスペクトラム（図 41 (Β)の右図）を π周波数シフト（frequency shifting)する ことにより、被測定信号のスペクトラム（図 41 (C)の右図）を算出してもよい。更に、デ ジタル信号処理部 60は、このようにして算出した被測定信号のスペクトラムをフーリエ 逆変換することにより、被測定信号の波形 (図 41 (C)の左図)を算出してもよい。
[0203] 図 42は、ジッタが印加された被測定信号に対して、図 41において説明した処理と 同様の処理を行ったケースを示す図である。図 42 (A)は、被測定信号にジッタが印 カロされている場合における、デジタル信号処理部 60に入力されるデータ列の一例を 示す図である。また図 42 (B)及び図 42 (C)は、被測定信号にジッタが印加されてい る場合における、デジタル信号処理部 60におけるデータ処理の一例を示す図である [0204] 図 42 (B)及び図 42 (C)に示すように、被測定信号にジッタが印加されていると、デ ータ列に当該ジッタ成分が現れる。そして、当該データ列をフーリエ変換したスぺタト ラムのキャリア周波数近傍にも、ジッタ周波数に応じたジッタ成分が現れる。デジタル 信号処理部 60は、当該スペクトラムに基づいて、被測定信号のジッタを算出してよい
[0205] 本例においては、被測定信号のビット時間間隔よりわずかに大きい周期で、被測定 信号をサンプリングする例について説明した。この場合、上述したように、サンプリン グした被測定信号のデータ値を、ビット時間間隔毎に、被測定信号の中間レベルを 基準として交互に反転させる (奇数番目又は偶数番目のデータ値を反転させる)。例 えば、サンプリングした被測定信号のデータ値を、一つおきに (one by one)反転 させる。
[0206] 同様に、サンプリングした被測定信号の論理値を、ビット時間間隔毎に交互に反転 させてよい。つまり、サンプリングした被測定信号の論理値を、一つおきに反転させて よい。また、論理値の反転とは、例えば論理値 Hを論理値 Lに変換して、論理値 Lを 論理値 Hに変換する処理であってよい。これに対し、データ値の反転とは、例えば被 測定信号のレベル (例えば電圧値)を、被測定信号の中間レベル (例えば零電圧）を 基準として反転させる処理であってよ 、。
[0207] 図 43は、符号制御部 610の構成の一例を示す図である。上述したように、符号制 御部 610は、期待値を交互に反転させる。本例における符号制御部 610は、期待値 生成部 612及び論理比較部 614を有する。
[0208] 論理比較部 614は、レベル比較部 520が検出した被測定信号のそれぞれの論理 値と、与えられる期待値とがー致するか否かを示す比較結果を出力する。論理比較 部 614は、被測定信号の論理値と期待値との排他的論理和を出力する排他的論理 和回路を有してよい。期待値生成部 612は、被測定信号の論理値のデータ列にお いて、奇数又は偶数番目のデータの系列に対応する期待値を、直前の期待値を反 転させて論理比較部 614に供給する。
[0209] 図 44は、図 43に示した符号制御部 610を用いた場合の試験装置 100の動作の一 例を示す図である。本例における測定装置 10は、被測定信号の各ビットの論理値が
、予め定められた期待値と一致するか否かを示す比較結果を生成する。
[0210] 上述したように、期待値生成部 612は、被測定信号のデータ列において奇数又は 偶数番目のいずれかのデータに対応する期待値を反転させてよい。例えば期待値と して 2つの論理値を取りうる場合に、直前の期待値と異なる論理値を順次設定してよ い。このような処理により、被測定信号の各ビットの論理値と、予め定められた期待値 との比較結果が、図 41 (C)及び図 42 (C)の左図に示したデータ列に対応する。
[0211] 図 45は、図 44において説明した処理により得られる比較結果系列の一例を示す。
図 45 (A)に示すように、測定装置 10は、期待値 (期待される論理値)をビット時間間 隔毎に交互に反転させて、被測定信号の論理値と比較する。例えば測定装置 10は 、期待値を一つおきに（one by one)反転させる。
[0212] これにより、図 45 (B)に示すように、図 42 (C)の左図に示したデータ列と同等の比 較結果系列を得ることができる。尚、本例において、被測定信号の論理値と期待値と がー致したケースの比較結果を論理値 1で示し、一致しないケースの比較結果を— 1 で示す。
[0213] また、測定装置 10は、期待値を反転させずに、例えば論理値 Hに期待値を固定し て、比較結果系列を求めてもよい。このとき、比較結果系列は、図 42 (B)の左図に示 したデータ列と同等になる。上述したように、測定装置 10は、当該比較結果の系列を フーリエ変換したスペクトラムを π周波数シフトすることにより、被測定信号のスぺタト ラムを求めてよい。また、当該比較結果の系列をフーリエ変換したスペクトラムのいず れかのピーク近傍の周波数成分に基づいて、被測定信号のジッタ等を算出してもよ い。
[0214] 同様に、測定装置 10は、サンプリングした被測定信号の論理値を、ビット時間間隔 毎に交互に反転させてよい。つまり、サンプリングした被測定信号の論理値を、一つ おきに反転させてよい。
[0215] 図 46は、レベル比較部 520及び符号制御部 610の他の構成例を示す図である。ま た、図 47は、図 46に示したレベル比較部 520及び符号制御部 610の動作の一例を 示すタイミングチャートである。本例における符号制御部 610の期待値生成部 612は 、被測定信号に基づいて期待値を生成する。
[0216] 図 46に示すように、レベル比較部 520は、可変遅延回路 522、フリップフロップ 52 4、及び比較器 526を有する。比較器 526は、被測定信号と、予め設定される参照値 VOHとを比較した比較結果を出力する。例えば比較器 526は、被測定信号のレべ ルが、参照値 VOHより大きい場合に H論理を出力して、参照値 VOHより小さい場合 に L論理を出力してよい。
[0217] 可変遅延回路 522は、ストローブタイミング発生器 30が出力するストローブの位相 を調整する。可変遅延回路 522は、測定中は一定の遅延を生じさせてよい。フリップ フロップ 524は、可変遅延回路 522が出力するストローブに応じて、比較器 526が出 力する論理値をサンプリングする。これにより、被測定信号の論理値を、ストローブに 応じてサンプリングすることができる。
[0218] ストローブの周期は、被測定信号の周期 Tbより Δ大きいので、図 47に示すように、 フリップフロップ 524は、被測定信号を等価的にサンプリング周期 Δでサンプリングす る。図 46に示すように、期待値生成部 612は、可変遅延回路 617、フリップフロップ 6 16、及び比較器 615を有する。比較器 615は、被測定信号と、予め設定される参照 値 VOHとを比較した比較結果を出力する。比較器 615に設定される参照値と、比較 器 526に設定される参照値とは同一であってよい。
[0219] フリップフロップ 616は、可変遅延回路 617を介して与えられる同期信号に応じて、 比較器 615の出力をサンプリングする。同期信号は、被測定信号と略同一の周期を 有する信号である。
[0220] 測定装置 10は同期信号を生成する回路を有してよい。例えば測定装置 10は、発 振回路等を用いて同期信号を生成する回路を有してよい。また測定装置 10は、被測 定信号に基づいて、同期信号を生成する回路を有してもよい。例えば測定装置 10は 、 PLL回路等を用いて、被測定信号に同期したクロックを再生するクロック再生回路 を有してよい。
[0221] また図 47に示すように、可変遅延回路 617は、同期信号のそれぞれのエッジの位 相が、被測定信号のそれぞれのビット時間間隔の略中央に配置されるように、同期 信号を遅延させる。つまり、フリップフロップ 616は、被測定信号のアイ開口の略中央 で、被測定信号の論理値をサンプリングする。
[0222] 論理比較部 614は、レベル比較部 520が検出した被測定信号の論理値と、前サイ クルにおいて期待値生成部 612が検出した被測定信号の論理値を反転させた論理 値とがー致するか否かを判定する。つまり、論理比較部 614は、前サイクルにおいて 期待値生成部 612が検出した被測定信号の論理値を期待値として用いることにより、 被測定信号の状態 (論理値が期待値と一致するか否かを示す状態)をサンプリング する。
[0223] 上述したように、期待値生成部 612は、被測定信号のアイ開口の略中央で、被測 定信号の論理値をサンプリングする。このため、被測定信号に比較的大きなジッタが 印加されて ヽる場合であっても、被測定信号が当該サイクルにお ヽて示すべき論理 値を精度よく検出することができる。そして、被測定信号は各サイクルで論理値が反 転するクロック信号であるので、図 41に示すように、期待値生成部 612が当該サイク ルで検出した論理値を反転させることにより、次サイクルにおける期待値として用いる ことができる。
[0224] 論理比較部 614は、期待値生成部 612からの入力を反転させて受け取ってよい。
また、図 46に示すように、期待値生成部 612の出力と、レベル比較部 520の出力と の排他的論理和を反転させて出力してよい。このような構成により、被測定信号の状 態を簡易な構成で測定することができる。
[0225] 図 48は、図 43に示した符号制御部 610を有する測定装置 10を用いて測定した被 測定信号のスペクトラムの一例を示す。尚、図 48においては、被測定信号及びスト口 ーブの周期差 Δを、 1倍、 2倍、 4倍、 8倍に変化させて測定したスペクトラムを示す。 また、図 48の横軸は、キャリア周波数からのオフセット周波数を示す。つまり、図 48の スペクトラムは、ジッタ成分のスペクトラムを示す。
[0226] 図 48に示すように、ビット誤り率の測定装置 10を用いたときも、被測定信号のジッタ を測定できることがわかる。尚、図 31及び図 32における説明と同様に、被測定信号 及びストローブの周期差を大きくすると、測定分解能が大きくなるので、測定誤差が 大きくなる。本例では、当該周期差を 8倍にすると、ジッタ成分を検出しない。このた め、当該周期差は、より小さいことが好ましい。 [0227] 図 49は、図 43に示した符号制御部 610を有する測定装置 10を用いたケースにお ける、試験装置 100の動作の他の例を示す図である。本例におけるストローブタイミ ング発生器 30は、被測定信号のビット時間間隔 Tに対し、 2T+ Δの周期でストロー ブを生成する。例えば、被測定信号がクロック信号であると、被測定信号の周期は 2 Tとなる。このとき、ストローブタイミング発生器 30は、被測定信号の周期に所定の差 分値 Δを加えた周期でストローブを生成する。
[0228] また、本例における期待値生成部 612は、所定の論理値に固定された期待値を生 成する。例えば図 49Aに示すように、 H論理に固定された期待値を生成してよい。こ のような処理により、図 49Bに示すような、比較結果の系列を得ることができる。
[0229] ここで説明した周期（2T+ Δ )は、図 45に関連して説明したビット時間間隔 (T+ Δ )の約 2倍である。この場合、図 45において説明した、ビット時間間隔毎に（一つおき に)期待値を反転させる処理は、周期（2T+ Δ )の間に 2回行われることになる。この ため、図 49に示したように、周期（2T+ Δ )で被測定信号をサンプリングする例では 、期待値を反転させない処理が、図 45において説明した期待値を反転させる処理と 等価な処理になる。
[0230] つまり、周期（（2m— 1)Τ+ Δ )で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリ ングデータについて、上述した反転処理が（2m— 1)回、即ち奇数回行われるので、 期待値を一つおきに反転させる処理が、図 45において説明した期待値を反転させる 処理と等価な処理になる（但し、 mは 1以上の整数)。また、周期（2mT+ Δ )で被測 定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理 が偶数回行われるので、期待値を反転させない処理が、図 45において説明した期 待値を反転させる処理と等価な処理になる。
[0231] 尚、図 41に関連して説明した、ビット時間間隔毎に、サンプリングした被測定信号 のデータ値又は論理値を反転させる処理についても同様である。つまり、周期（（2m 1)Τ+ Δ )で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて 、上述した反転処理が奇数回行われるので、データ値又は論理値を一つおきに反転 させる処理が、図 41にお ヽて説明したデータ値又は論理値を反転させる処理と等価 な処理になる（但し、 mは 1以上の整数)。また、周期（2mT+ Δ )で被測定信号をサ ンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が偶数回行 われるので、データ値又は論理値を反転させない処理が、図 41において説明したデ ータ値又は論理値を反転させる処理と等価な処理になる。
[0232] 図 50は、測定装置 10の他の例を示す図である。本例における測定装置 10は、図 39から図 49において説明した測定装置 10の機能に加え、被試験デバイス 200の入 出力間のジッタ伝達関数ゲインを測定する機能を更に備える。
[0233] 本例におけるレベル比較部 520は、被試験デバイス 200への入力信号の信号と、 当該入力信号に対する被試験デバイス 200の出力信号の信号とを測定する。レベル 比較部 520は、当該入力信号及び当該出力信号を略同時に測定してよい。
[0234] ストローブタイミング発生器 30、キヤプチヤメモリ 40、及びデジタル信号処理部 60 は、図 39から図 39において同一の符号を付したものと同様の機能及び構成を有し てよい。尚、本例におけるキヤプチヤメモリ 40は、入力信号のデータ列と、出力信号 のデータ列とをそれぞれ格納する。
[0235] また、デジタル信号処理部 60は、入力信号及び出力信号のそれぞれのデータ列 に基づいて、入力信号及び出力信号のそれぞれのジッタを算出する。入力信号のジ ッタ値と、出力信号のジッタ値との比から、被試験デバイス 200の入出力間における ジッタ伝達関数のゲインを求めることができる。
[0236] また、デジタル信号処理部 60は、ゲイン算出部及び BER算出部を更に備えてよい 。ゲイン算出部を備える場合、ジッタ算出部は、被試験デバイス 200の入力信号のデ ータ列及び出力信号のデータ列のそれぞれに対して、ジッタを算出する。
[0237] ゲイン算出部は、ジッタ算出部が算出する入力信号のジッタ及び出力信号のジッタ に基づいて、被試験デバイス 200のジッタゲインを算出する。例えばゲイン算出部は 、入力信号のジッタ及び出力信号のジッタの比に基づいて、被試験デバイス 200の ジッタゲインを算出してよい。またゲイン算出部は、サイン波ジッタの周波数成分毎に 、ジッタゲインを算出してもよい。
[0238] BER算出部は、ゲイン算出部が算出したジッタゲインに基づ 、て、被試験デバイス 200のビット誤り率を算出する。ジッタ伝達関数のゲインから、所定の入力信号を被 試験デバイス 200に入力した場合に出力信号にあらわれるジッタの大きさが求められ るので、ビット誤り率を推定することができる。例えば、 BER算出部は、入力信号のジ ッタ振幅の確率密度が与えられ、出力信号の受信側で許容されるジッタ振幅が与え られてよい。 BER算出部は、入力信号のジッタの確率密度及びジッタゲインから、出 力信号のジッタの確率密度を求めてよい。そして、受信側で許容されないジッタ振幅 が出力信号にあらわれる確率を求めることにより、出力信号のビット誤り率を算出する ことができる。
[0239] 図 51は、本発明の一つの実施形態に係る演算装置 1900の構成の一例を示す図 である。演算装置 1900は、いわゆるコンピュータ、又は電子計算機であってよい。演 算装置 1900は、与えられるプログラムに基づいて、図 1から図 50において説明した 測定装置 10の少なくとも一部の構成要素として機能する。例えば演算装置 1900は 、図 1から図 50にお ヽて説明したデジタル信号変換部 50及びデジタル信号処理部 6 0として機能してよい。また演算装置 1900は、キヤプチヤメモリ 40として更に機能して よぐ判定部 70として更に機能してよぐ符号制御部 610として更に機能してよい。
[0240] 本実施形態に係る演算装置 1900は、 CPU周辺部、入出力部、及びレガシー入出 力部を備える。 CPU周辺部は、ホスト'コントローラ 2082により相互に接続される CP U2000、 RAM2020,グラフィック.コントローラ 2075、及び表示装置 2080を有する 。入出力部は、入出力コントローラ 2084によりホスト'コントローラ 2082に接続される 通信インターフェース 2030、ハードディスクドライブ 2040、及び CD— ROMドライブ 2060を有する。レガシー入出力部は、入出力コントローラ 2084に接続される ROM 2010、フレキシブルディスク'ドライブ 2050、及び入出力チップ 2070を有する。
[0241] ホスト'コントローラ 2082は、 RAM2020と、高い転送レートで RAM2020をァクセ スする CPU2000及びグラフィック 'コントローラ 2075とを接続する。 CPU2000は、 R OM2010及び RAM2020に格納されたプログラムに基づいて動作し、各部の制御 を行う。グラフィック 'コントローラ 2075は、 CPU2000等が RAM2020内に設けたフ レーム ·バッファ上に生成する画像データを取得し、表示装置 2080上に表示させる
。これに代えて、グラフィック 'コントローラ 2075は、 CPU2000等が生成する画像デ ータを格納するフレーム ·ノ ッファを、内部に含んでもょ ヽ。
[0242] 入出力コントローラ 2084は、ホスト'コントローラ 2082と、比較的高速な入出力装置 である通信インターフェース 2030、ハードディスクドライブ 2040、 CD— ROMドライ ブ 2060を接続する。通信インターフェース 2030は、ネットワークを介して他の装置と 通信する。ハードディスクドライブ 2040は、演算装置 1900内の CPU2000が使用す るプログラム及びデータを格納する。 CD—ROMドライブ 2060は、 CD—ROM209 5からプログラム又はデータを読み取り、 RAM2020を介してハードディスクドライブ 2 040に提供する。
[0243] また、入出力コントローラ 2084〖こは、 ROM2010と、フレキシブルディスク 'ドライブ 2050、及び入出力チップ 2070の比較的低速な入出力装置とが接続される。 ROM 2010は、演算装置 1900が起動時に実行するブート'プログラム、及び演算装置 19 00のハードウェアに依存するプログラム等を格納する。フレキシブルディスク ·ドライ ブ 2050は、フレキシブルディスク 2090からプログラム又はデータを読み取り、 RAM 2020を介してハードディスクドライブ 2040に提供する。入出力チップ 2070は、フレ キシブルディスク 'ドライブ 2050、及び例えばパラレル 'ポート、シリアル 'ポート、キー ボード'ポート、マウス'ポート等を介して各種の入出力装置を接続する。
[0244] RAM2020を介してハードディスクドライブ 2040に提供されるプログラムは、フレキ シブルディスク 2090、 CD-ROM2095,又は ICカード等の記録媒体に格納されて 利用者によって提供される。プログラムは、記録媒体から読み出され、 RAM2020を 介して演算装置 1900内のハードディスクドライブ 2040にインストールされ、 CPU20 00において実行される。
[0245] 当該プログラムは、演算装置 1900にインストールされる。 CPU2000が当該プログ ラムを実行することにより、演算装置 1900を、デジタル信号変換部 50、デジタル信 号処理部 60、キヤプチヤメモリ 40、判定部 70、符号制御部 610等として機能させる。
[0246] 例えば、プログラムは、 CPU2000を、デジタル信号変換部 50及びデジタル信号 処理部 60として機能させてよい。例えばプログラムは、 CPU2000に、図 1から図 50 において説明したデジタル信号変換部 50及びデジタル信号処理部 60が行うべきデ ータ処理を実行させる命令群を含んでょ 、。
[0247] また、プログラムは、 RAM2020を、キヤプチヤメモリ 40として機能させてよ!、。例え ばプログラムは、通信インターフェース 2030を介して、測定装置 10本体からのデー タを受け取らせ、 RAM2020に格納させてよい。プログラムは、演算装置 1900に係 る動作を行わせる命令群を含み、 CPU2000が当該命令群に応じて演算装置 1900 を制御することにより、 RAM2020をキヤプチヤメモリ 40として機能させてよい。
[0248] 以上に示したプログラムは、外部の記録媒体に格納されてもよい。記録媒体として は、フレキシブノレディスク 2090、 CD—ROM2095の他に、 DVDや CD等の光学記 録媒体、 MO等の光磁気記録媒体、テープ媒体、 ICカード等の半導体メモリ等を用 いることができる。また、専用通信ネットワークやインターネットに接続されたサーバシ ステムに設けたノヽードディスク又は RAM等の記憶装置を記録媒体として使用し、ネ ットワークを介してプログラムを演算装置 1900に提供してもよい。
[0249] 以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実 施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または 改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改 良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から 明らかである。
[0250] 例えば、ストローブタイミング発生器 30が、等時間間隔、且つビット時間間隔より大 きい時間間隔で、ストローブを順次生成する実施形態において、ストローブタイミング 発生器 30は、等時間間隔、且つビット時間間隔より小さい時間間隔でストローブを順 次生成してもよい。この場合、例えばデジタル信号処理部 60において、サンプリング したデータ、又は期待値と比較した比較結果を間引くことにより、等時間間隔、且つ ビット時間間隔より大きいデータ力もなるデータ列を生成してよい。これにより、実施 形態において説明した処理と同一の処理を行うことができる。
[0251] 以上から明らかなように、本発明の実施形態によれば、ンコヒーレントのサンプリン グで測定した被測定信号のジッタを低コストで測定することができる。またコヒーレント のサンプリングにおいては、一般に基準信号を被試験デバイスに供給して、被試験 デバイスが当該基準信号にコヒーレントな論理系列を出力する。このため、被試験デ バイスの出力論理系列/信号の波形品質は試験装置が生成可能な基準信号の波形 品質に制限され、被試験デバイスの性能限界を試験できな力つた。これに対し、上述 した測定装置 10はノンコヒーレントなサンプリングを行うので、外部発振器から基準信 号を被試験デバイスに供給することができる。したがって、高い波形品質の基準信号 をもち、ヽることができ、被試験デバイスの性能限界を試験できる。
[0252] また、タイミングノイズを振幅ノイズから分離して測定できるので、タイミングジッタを 精度よく測定することができる。また、ストローブタイミング発生器が発生できるストロー ブの最大周波数より高い周波数のクロックやデータのジッタ測定を行うことができる。
[0253] 特に、被測定信号のジッタの標準偏差 σの 2倍から、ストローブの最適な周期 (最 適周期分解能)を決定することができる。このため、文献 1に示されるように、被測定 信号の周期と 1Z1000程度まで一致した周期の信号を用いずに、被測定信号のジ ッタを精度よく測定することができる。
[0254] また、ジッタを測定すべきエッジタイプに限定されずにジッタを測定することができる 。また、現在の試験装置のハードウェア構成を用いて、ジッタ試験を行うことができる 。つまり、サンプル値と期待値との比較で、パターンマッチングを行わずにジッタを測 定することができる。
[0255] また、測定値をジッタに対応させるキヤリブレートを行わずに、被測定信号のジッタ を精度よく測定することができる。更に、サンプリングタイミングのオフセット時間を調 整せずに、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 被測定信号を測定する測定装置であって、
略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と
順次与えられる前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レべ ルを検出するレベル比較部と、
前記レベル比較部が順次検出する信号レベルのデータ列を格納するキヤプチヤメ モリと、
前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、 前記スペクトラムの予め定められた周波数範囲における周波数成分のレベルを積 分した値に基づいて、前記被測定信号のジッタ値を算出するジッタ算出部と を備える測定装置。
[2] 前記ジッタ算出部は、前記被測定信号のキャリア周波数のレベルで前記スぺクトラ ムのレベルを除算した後、当該スペクトラムを積分する
請求項 1に記載の測定装置。
[3] 前記ジッタ算出部は、前記スペクトラムの波形を平滑ィ匕した後、当該スペクトラムを 積分する
請求項 1に記載の測定装置。
[4] 前記キヤプチヤメモリが格納した前記データ列のデータ値を、前記被測定信号の中 間レベルを基準として交互に反転させる符号制御部を更に備え、
前記周波数領域変換部は、前記符号制御部がデータ値を交互に反転させた前記 データ列を周波数領域の前記スペクトラムに変換する
請求項 1に記載の測定装置。
[5] 前記レベル比較部は、前記被測定信号の信号レベルとして、前記被測定信号の論 理値を検出し、
前記測定装置は、前記キヤプチヤメモリが格納した前記データ列の論理値を交互 に反転させる符号制御部を更に備え、
前記周波数領域変換部は、前記符号制御部が論理値を交互に反転させた前記デ 一タ列を周波数領域の前記スペクトラムに変換する
請求項 1に記載の測定装置。
[6] 前記ストローブタイミング発生器は、前記ストローブの周期と、前記被測定信号の周 期との差分が、前記被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に応じ た値となるように、前記ストローブを略等時間間隔で順次出力する
請求項 1に記載の測定装置。
[7] 被測定信号を測定する測定装置であって、
略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と
順次与えられる前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レべ ルを検出するレベル比較部と、
前記レベル比較部が検出したそれぞれの前記信号レベルが、期待値と一致するか 否かを示す比較結果のデータ列を出力する論理比較部と、
前記論理比較部が出力するデータ列を格納するキヤプチヤメモリと、
前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、 前記スペクトラムの予め定められた周波数範囲における周波数成分のレベルを積 分した値に基づいて、前記被測定信号のジッタ値を算出するジッタ算出部と を備える測定装置。
[8] 前記論理比較部は、それぞれの前記ストローブに対して前記レベル比較部が検出 した前記信号レベルを、それぞれの前記ストローブに対応して交互に反転する期待 値と比較する
請求項 7に記載の測定装置。
[9] 被測定信号を測定する測定装置であって、
略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と
順次与えられる前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レべ ルを検出するレベル比較部と、
前記レベル比較部が順次検出する前記信号レベルを順次格納するキヤプチヤメモ リと、
前記キヤプチヤメモリが格納したそれぞれの信号レベルが、期待値と一致するか否 かを示す比較結果のデータ列を出力する論理比較部と、
前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、 前記スペクトラムの予め定められた周波数範囲における周波数成分のレベルを積 分した値に基づいて、前記被測定信号のジッタ値を算出するジッタ算出部と を備える測定装置。
[10] 被試験デバイスを試験する試験装置であって、
前記被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する、請求項 1、 7、又は 9のい ずれか一項に記載の測定装置と、
前記測定装置における測定結果に基づ!、て、前記被試験デバイスの良否を判定 する判定部と
を備える試験装置。
[11] 被測定信号を出力する電子デバイスであって、
前記被測定信号を生成する電子デバイスと、
前記被測定信号を測定する、請求項 1、 7、又は 9のいずれか一項に記載の測定装 置と
を備える電子デバイス。
[12] 請求項 1、 7、又は 9のいずれか一項に記載の測定装置に用いられるプログラムで あって、
前記測定装置が備える演算装置を、前記周波数領域変換部及び前記ジッタ算出 部として機能させるプログラム。
[13] 請求項 1、 7、又は 9のいずれか一項に記載の測定装置に用いられるプログラムを 記録した記録媒体であって、
前記プログラムは、前記測定装置が備える演算装置を、前記周波数領域変換部及 び前記ジッタ算出部として機能させる記録媒体。
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