JPWO2007099970A1 - 測定装置、試験装置、電子デバイス、測定方法、プログラム、及び記録媒体 - Google Patents

Abstract

被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が順次検出する信号レベルのデータ列を格納するキャプチャメモリと、データ列に窓関数を乗算する窓関数乗算部と、窓関数が乗算されたデータ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、スペクトラムに基づいて、被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する瞬時位相雑音算出部とを備える測定装置を提供する。

Description

本発明は、被測定信号を測定する測定装置並びに測定方法、被試験デバイスを試験する試験装置、電子デバイス、測定装置に用いられるプログラム、及びプログラムを記憶した記録媒体に関する。特に本発明は、被試験デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する測定装置等に関する。本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。
出願番号ＵＳ１１／３６２，５３６ 出願日 ２００６年２月２７日
出願番号ＵＳ１１／５５０，８１１ 出願日 ２００６年１０月１９日
出願番号ＵＳ１１／６２３，１０１ 出願日 ２００７年１月１５日

半導体回路等の電子デバイスの試験項目として、電子デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する試験が考えられる。例えば、被測定信号をタイムインターバルアナライザ、オシロスコープ等に入力することにより、被測定信号のジッタを測定している。タイムインターバルアナライザ等を用いる場合、例えば被測定信号のエッジの位相誤差を測定することにより、ジッタを算出することができる。

また、電子デバイスの試験項目として、電子デバイスが出力する被測定信号のパターンが、期待値パターンと一致するか否かを判定するファンクション試験も考えられる。当該試験は、電子デバイスに所定の試験パターンを入力したときに電子デバイスが出力する被測定信号の電圧値を閾値電圧と比較することにより、被測定信号のデータパターンを検出する。そして、当該データパターンが、期待値パターンと一致するか否かを判定する。
尚、関連する先行技術文献として、下記の文献がある。
米国特許出願公開第２００５／００６９０３１号明細書 米国特許出願公開第２００５／０２４３９５０号明細書

このように、ジッタ試験及びファンクション試験を行う場合、ジッタ測定用の装置と、ファンクション試験用の装置とを用意する必要がある。このため、ジッタ試験にはコストがかかってしまう。

また、ファンクション試験用の装置は、被測定信号の電圧値を、設定されるタイミングで閾値電圧と比較する。このため、当該タイミングを徐々にずらすことにより、被測定信号の論理値が遷移するタイミングを検出し、被測定信号のエッジを検出することができる。このため、当該機能を利用して、ファンクション試験用の装置を用いてジッタを測定することも考えられる。

しかし、従来のファンクション試験用の装置は、被測定信号の周期に同期したテストレートにおける、サンプリングタイミングを設定するものである。このため、各テストレート内において、被測定信号に対するサンプリングタイミングの相対位相を徐々にずらすためには、それぞれのテストレートに対して、サンプリングタイミングの位相を設定する必要がある。

このため、ジッタ試験を行う場合には煩雑なタイミング設定をしなければならず、試験時間も非常に長くなっていた。また、相対位相に応じてタイミングをシフトさせるので、その測定精度は試験に適するものではない。本発明の一つの側面においては、例えばファンクション試験用の装置を用いて、被測定信号をどのようなタイミングでサンプリングすれば、被測定信号のジッタ等を効率よく且つ精度よく測定できるか、という課題を解決する。

また、例えば上記の課題を解決することにより、被測定信号のジッタ等の情報を保持した測定データが得られた場合に、測定データをどのように処理すれば、被測定信号のジッタ等の特性を効率よく且つ精度よく求めることができるのかも知られていない。
また、取得した測定データのデータ長が、被測定信号の周期の整数倍とならない場合も考えられる。測定データをフーリエ変換して周波数領域でデータ処理を行う場合、係る測定データに窓関数を乗算してフーリエ変換することが考えられる。しかし、当該測定データは、窓関数により振幅が変調されているので、当該測定データからジッタを求めると測定誤差が生じてしまう。

またコヒーレントのサンプリングにおいては、一般に基準信号を被試験デバイスに供給して、被試験デバイスが当該基準信号にコヒーレントな論理系列を出力する。このため、被試験デバイスの出力論理系列/信号の波形品質は試験装置が生成可能な基準信号の波形品質に制限され、被試験デバイスの性能限界を試験できない。

本発明の一つの側面においては、被測定信号の測定データから、如何にして被測定信号のジッタ等の特性を効率よく且つ精度よく求めるか、という課題を解決する。さらに、ノンコヒーレントなサンプリングにより、外部発振器から高い波形品質の基準信号を被試験デバイスに供給することを可能とし、被試験デバイスの性能限界を試験できる装置を提供する。

また、オシロスコープ等を用いてジッタを測定する場合、入力される被測定信号にはタイミングノイズ成分に加え、振幅ノイズ成分が含まれている。このため、被測定信号のタイミングノイズのみを精度よく測定することが困難である。本発明の一つの側面においては、例えばファンクション試験用の装置に設けられるレベル比較器を用いることにより、被測定信号の振幅ノイズ成分の影響を排除して、被測定信号のタイミングノイズを精度よく測定できることを明らかにする。更に、レベル比較器を用いて、被測定信号の状態（被測定信号の論理値が、期待される論理値であるか否かを示す状態）をサンプリングできることを明らかにする。

また、多数の測定ピンが設けられたファンクション試験用の装置等を用いることにより、より多様な測定を行うことができることを明らかにする。例えば、複数の被測定信号間の確定スキュー、不規則（random）スキュー等を、効率よく且つ精度よく測定できることを明らかにする。

特許文献１には、アンダーサンプリングを利用して被測定信号のジッタの確率密度関数を求める技術が開示されている。
しかし、特許文献１に開示された発明は、ひとつのエッジタイプのジッタのみを検出すること（例えば、特許文献１の段落０１３１における、ｊｉｔｔｅｒ ｆｏｒ ｏｎｌｙ ｏｎｅ ｅｄｇｅ ｔｙｐｅ ｉｓ ｍｅａｓｕｒｅｄ ａｎｄ ｔｈｅ ｏｔｈｅｒ ｅｄｇｅ ｉｓ ｉｇｎｏｒｅｄ）を目的としている。このため、ほかのタイプのエッジタイプのジッタは測定できないという欠点をもっている。また、累積密度分布を測定する方式のため、パターンマッチングを必要とし、状態遷移マシーンをインプリメントする必要がある。例えば、０１のビットパターン（立ち上がりエッジ）を検出する場合、２ｂｉｔのパターンを比較できる状態遷移マシーンをインプリメントする必要がある。さらに特許文献１に開示された発明は、ジッタを時間領域や周波数領域で測定できない。

たとえば、立ち上がりエッジのジッタを測定するときには、隣り合うビットを調べ、＜０１＞のパターンを検出する必要がある（特許文献１の段落０１３１）。最初に、特許文献１の図９に示されている汎用回路（ｇｅｎｅｒａｌ ｐｕｒｐｏｓｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）１００の２Ｊビットのシフトレジスタにビート周波数信号Ｑ（ｂｅａｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｉｇｎａｌ Ｑ）がサンプリング周波数ｆｓに対応して供給される（ｉｓ ｆｅｄ ｉｎｔｏ）（特許文献１の段落００７６）。このとき、ビットパターンが＜０１＞であれば、「１」がシフトレジスタに供給される（特許文献１の段落００７６）。

次に、特許文献１の図９及び図８Ｂに図示されている状態遷移マシーン（ｓｔａｔｅ ｍａｃｈｉｎｅ）１１０は、カウンタ１３２をもちいて、連続して入力する「１」（＝＜０１＞に対応）のビット数を計数し続ける（＝状態２）。予め定められた数の「１」のビットが連続して入力されると、カウンタ１３２のキャリーｃｏｕｔがカウンタ１３４に出力され、中央（ｍｉｄｄｌｅ ｏｆ ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）状態３を認識する。さらにカウンタ１３４がキャリーＣｏｕｔをカウンタ１３６に出力すると、累積密度分布ＣＤＦのビン位置のカウンタ１３６における計数値を増加させる。カウンタ１３２の値がカウンタ１３６の値に等しいとき、累積密度分布ＣＤＦのビン値のカウンタ１３８の計数値は＋１される。このようにして、累積密度分布ＣＤＦが測定される（特許文献１の段落０１０２）。

以上のように、特許文献１に開示された発明は、電子デバイスの試験装置向きではない。すなわち、試験装置においては、エッジタイプに限定されずにジッタを測定できる（たとえば、ジッタは本願明細書の図３４Ｃのインパルスが隣り合って複数あらわれる）方法が望まれる。

また、確率密度関数ＰＤＦに限らず、ジッタを時間領域や周波数領域で測定できることが望まれる。最後に、現在の試験装置の構成を変えないでジッタ試験を可能にするには、パターンマッチング（例えば、状態遷移マシーンが必要となる）を必要とせず、１ビットのサンプル値と１ビットの期待値比較のみでジッタを測定する必要がある。

また、特許文献１の段落０１２９には、試験装置のメモリ及びコンピュータを利用すると、ジッタを解析できるという説明がある。しかし、どのようにジッタを解析するかについては開示されていない。

特許文献２には、ビット誤り測定システムにおいて、クリティカル・サンプリングを利用したエラー信号のスペクトル分析法が開示されている。特許文献２の図１のように、ビット時間間隔当たり１ポイントをサンプルする。つまり、１周期当たり２ポイントをサンプルするから、クリティカル・サンプリングである。

特許文献２では、ジッタスペクトルを測定する方法を提供することが主張されている。しかし、測定値をジッタに対応させるには、校正信号によりクロック等を位相変調させてキャリブレートしなければならないという本質的欠点がある。これは、クリティカル・サンプリングでは、ジッタ測定にとり非常に重要である信号レベル測定、クロック成分の信号レベルを精確に測定できず、雑音であるジッタに対する比を定められないからである。

ところでエラー信号は、期待値データ及び入力論理データの比較結果である。したがって、特許文献２に開示された技術で、エラー信号を効率的に観測するには、ビット値が遷移するタイミングポイントをクリティカル・サンプリングできるように、サンプリングタイミングのオフセット時間を調整しなければならない。

しかし、従来の測定方法では、検出した変化点が、立ち上がりエッジであるか、又は立ち下がりエッジであるかを判定していない。このため、例えば被測定信号の立ち上がりエッジを検出し、当該エッジのジッタ量を算出する試験において、被測定信号の立ち下がりエッジを立ち上がりエッジとして誤検出してしまう場合がある。

また、近年のデバイスの高速化に伴い、被測定信号のパルス幅は小さくなっている。このため、立ち上がりエッジを検出するべく、立ち上がりエッジの近傍に複数のストローブを生成した場合であっても、当該複数のストローブにより、立ち下がりエッジをも検出してしまう場合がある。この場合、被測定信号の同一周期において二つの変化点が検出されてしまう。

このように、従来の測定方法では、立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジのいずれか所望のエッジを検出することが困難であった。このため、例えばジッタの計測値に誤差が生じ、被試験デバイスを精度よく試験することができなかった。

そこで本発明の一つの側面においては、上記の課題を解決することができる測定装置、試験装置、電子デバイス、測定方法、プログラム、及び記録媒体を提供することを目的とする。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。

上記課題を解決するために、本発明の第１の形態においては、被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が順次検出する信号レベルのデータ列を格納するキャプチャメモリと、データ列に窓関数を乗算する窓関数乗算部と、窓関数が乗算されたデータ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、スペクトラムに基づいて、被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する瞬時位相雑音算出部とを備える測定装置を提供する。

本発明の第２の形態においては、被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が検出したそれぞれの信号レベルが、期待値と一致するか否かを示す比較結果のデータ列を出力する論理比較部と、論理比較部が出力するデータ列を格納するキャプチャメモリと、データ列に窓関数を乗算する窓関数乗算部と、窓関数が乗算されたデータ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、スペクトラムに基づいて、被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する瞬時位相雑音算出部とを備える測定装置を提供する。

本発明の第３の形態においては、被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が順次検出する信号レベルを順次格納するキャプチャメモリと、キャプチャメモリが格納したそれぞれの信号レベルが、期待値と一致するか否かを示す比較結果のデータ列を出力する論理比較部と、データ列に窓関数を乗算する窓関数乗算部と、窓関数が乗算されたデータ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、スペクトラムに基づいて、被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する瞬時位相雑音算出部とを備える測定装置を提供する。

本発明の第４の形態においては、被試験デバイスを試験する試験装置であって、被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する、第１から第３の形態のいずれかの測定装置と、測定装置における測定結果に基づいて、被試験デバイスの良否を判定する判定部とを備える試験装置を提供する。

本発明の第５の形態においては、被測定信号を出力する電子デバイスであって、被測定信号を生成する電子デバイスと、被測定信号を測定する、第１から第３の形態のいずれかの測定装置とを備える電子デバイスを提供する。

本発明の第６の形態においては、被測定信号を測定する測定方法であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成し、それぞれのストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出し、順次検出した信号レベルのデータ列をキャプチャメモリに格納し、キャプチャメモリに格納したデータ列に窓関数を乗算し、窓関数を乗算したデータ列を周波数領域のスペクトラムに変換し、スペクトラムに基づいて、被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する測定方法を提供する。

本発明の第７の形態においては、被測定信号を測定する測定方法であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成し、それぞれのストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出し、検出したそれぞれの信号レベルが、期待値と一致するか否かを示す比較結果のデータ列を生成し、比較結果のデータ列をキャプチャメモリに格納し、キャプチャメモリに格納したデータ列に窓関数を乗算し、窓関数を乗算したデータ列を周波数領域のスペクトラムに変換し、スペクトラムに基づいて、被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する測定方法を提供する。

本発明の第８の形態においては、被測定信号を測定する測定方法であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成し、それぞれのストローブのタイミングに応じて、被測定信号の信号レベルを検出し、順次検出した信号レベルを、キャプチャメモリに順次格納し、キャプチャメモリに格納したそれぞれの信号レベルが、期待値と一致するか否かを示す比較結果のデータ列を生成し、データ列に窓関数を乗算し、窓関数を乗算したデータ列を周波数領域のスペクトラムに変換し、スペクトラムに基づいて、被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する測定方法を提供する。

本発明の第９の形態においては、第１から第３の形態のいずれかの測定装置に用いられるプログラムであって、測定装置が備える演算装置を、窓関数乗算部、周波数領域変換部、及び瞬時位相雑音算出部として機能させるプログラムを提供する。

本発明の第１０の形態においては、第１から第３の形態のいずれかの測定装置に用いられるプログラムを格納した記録媒体であって、測定装置が備える演算装置を、窓関数乗算部、周波数領域変換部、及び瞬時位相雑音算出部として機能させるプログラムを格納した記録媒体を提供する。

なお、上記の発明の概要は、本発明に必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。

本発明によれば、ノンコヒーレントのサンプリングで測定した被測定信号のジッタを低コストで測定することができる。

本発明の実施形態に係る試験装置１００の構成の一例を示す図である。 ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）、及び図３（Ｃ）は、レベル比較部５２０の構成例を示す図である。 は、図３（Ａ）に示したレベル比較部５２０を用いた場合の、測定装置１０の動作の一例を示す図である。 は、デジタル信号処理部６０の構成の一例を示す図である。 は、デジタル信号処理部６０の詳細な構成の一例を示す図である。 は、デジタル信号処理部６０の動作の一例を示すフローチャートである。 は、キャプチャメモリ４０が格納した被測定信号のデータ列ｘａ（ｔ）、及び窓関数乗算部４０２が乗算する窓関数ｗ（ｔ）の一例を示す図である。 図９（Ａ）は、周波数領域変換部４０４が算出するスペクトラムの一例を示す図である。図９（Ｂ）は、帯域制限部４１２が抽出する周波数成分の一例を示す図である。 図１０（Ａ）は、解析信号生成部４１４が生成する解析信号の実数部及び虚数部の波形の一例を示す図である。図１０（Ｂ）は、瞬時位相φ（ｔ）の一例を示す図である。 図１１（Ａ）は、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の一例を示す図である。図１１（Ｂ）は、窓関数ｗ（ｔ）の一例を示す図である。 図１２（Ａ）は、図１１のＳ１００６の処理において帯域制限部４１２が抽出するスペクトラムの一例を示す図である。図１２（Ｂ）は、帯域制限部４１２が生成するスペクトラムの一例を示す図である。 帯域制限部４１２に与えられる閾値の一例を示す図である。 デジタル信号処理部６０の他の構成例を示す図である。 図１４において説明したデジタル信号処理部６０の動作の一例を示すフローチャートである。 図１４において説明したデジタル信号処理部６０が有する帯域制限部４１２の動作の一例を示す図である。 デジタル信号処理部６０の他の構成例を示す図である。 周波数領域変換部５０２が出力するスペクトラムのサイドバンドの一例を示す図である。 周波数領域変換部５０２が出力するスペクトラムのキャリアと両サイドバンドの一例を示す図である。 は、図１から図１９において説明した測定装置１０により測定したジッタ振幅値の一例を示す図である。 レベル比較部５２０及びストローブタイミング発生器３０の動作の一例を示す図である。 測定装置１０の構成の他の例を示す図である。 レベル比較部５２０の構成の他の例を示す図である。 図２３に示したレベル比較部５２０及びストローブタイミング発生器３０の動作の一例を示す図である。 サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートである。 サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートである。 試験装置１００の構成の他の例を示す図である。 本発明の実施形態に係る電子デバイス４００の構成の一例を示す図である。 ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。 被測定信号の周期と、ストローブの周期との差分値（以下、周期分解能と称する）を変化させた場合に算出される瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の一例を示す図である。 それぞれの周期分解能（Δ）に対して算出されるジッタ値の観測帯域幅依存性を例示する図である。 それぞれの周期分解能（Δ）に対して算出したジッタ値の、測定誤差の一例を示す図である。 図３３（Ａ）は、被測定信号に含まれるジッタの確率密度関数ｐ（ｔ）の一例を示す図である。図３３（Ｂ）は、式（３）に示した関数の波形の一例を示す図である。 周期分解能（Δ）と測定誤差との関係の一例を示す図である。 図２７に示した試験装置１００が備えるパターン発生器６５の構成の一例を示す図である。 被測定信号Ｋ及び被測定信号Ｊの瞬時線形位相φの一例を示す図である。 図３７（Ａ）は、被測定信号Ｋの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）_＿Ｋの一例を示す図である。図３７（Ｂ）は、被測定信号Ｊの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）_＿Ｊの一例を示す図である。図３７（Ｃ）は、被測定信号Ｋ及びＪの間の不規則スキューの一例を示す図である。 は、試験装置１００のジッタ測定結果とシグナルソース解析器（ｓｉｇｎａｌ ｓｏｕｒｃｅ ａｎａｌｙｚｅｒ)Ｅ５０５２Ａをもちいたジッタ測定結果とを比較する図である。 試験装置１００の構成の他の例を示す図である。 ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。 図４１（Ａ）は、デジタル信号処理部６０に入力されるデータ列の一例を示す図である。図４１（Ｂ）及び図４１（Ｃ）は、デジタル信号処理部６０におけるデータ処理の一例を示す図である。 図４２（Ａ）は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部６０に入力されるデータ列の一例を示す図である。図４２（Ｂ）及び図４２（Ｃ）は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部６０におけるデータ処理の一例を示す図である。 符号制御部６１０の構成の一例を示す図である。 図４３に示した符号制御部６１０を用いた場合の試験装置１００の動作の一例を示す図である。 図４５（Ａ）から（Ｃ）は、図４４において説明した処理により得られる比較結果系列の一例を示す図である。 レベル比較部５２０及び符号制御部６１０の他の構成例を示す図である。 図４６に示したレベル比較部５２０及び符号制御部６１０の動作の一例を示すタイミングチャートである。 図４３に示した符号制御部６１０を有する測定装置１０を用いて測定した被測定信号のスペクトラムの一例を示す図である。 図４３に示した符号制御部６１０を有する測定装置１０を用いたケースにおける、試験装置１００の動作の他の例を示す図である。 測定装置１０の他の例を示す図である。 本発明の一つの実施形態に係る演算装置１９００の構成の一例を示す図である。

符号の説明

１０・・・測定装置、２２・・・比較器、２５・・・クロック再生器、３０・・・ストローブタイミング発生器、４０・・・キャプチャメモリ、５０・・・デジタル信号変換部、５５・・・パターン比較器、６０・・・デジタル信号処理部、６５・・・パターン発生器、６７・・・パターン生成部、６９・・・ドライバ、７０・・・判定部、７５・・・ロジック判定部、７７・・・ジッタ判定部、９０・・・入力部、１００・・・試験装置、２００・・・被試験デバイス、４００・・・電子デバイス、４０２・・・窓関数乗算部、４０４・・・周波数領域変換部、４０６・・・瞬時位相雑音算出部、４０８・・・補正部、４１０・・・ジッタ算出部、４１２・・・帯域制限部、４１４・・・解析信号生成部、４１６・・・瞬時位相算出部、４４０・・・動作回路、５０２・・・周波数領域変換部、５０４・・・ジッタ算出部、５２０・・・レベル比較部、５２２・・・可変遅延回路、５２４・・・フリップフロップ、５２６・・・比較器、６１０・・・符号制御部、６１２・・・期待値生成部、６１４・・・論理比較部、６１５・・・比較器、６１６・・・フリップフロップ、６１７・・・可変遅延回路、１９００・・・演算装置、２０３０・・・通信インターフェース、２０４０・・・ハードディスクドライブ、２０５０・・・フレキシブルディスク・ドライブ、２０６０・・・ＣＤ−ＲＯＭドライブ、２０７０・・・入出力チップ、２０７５・・・グラフィック・コントローラ、２０８０・・・表示装置、２０８２・・・ホスト・コントローラ、２０８４・・・入出力コントローラ、２０９０・・・フレキシブルディスク

以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、また実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。

図１は、本発明の実施形態に係る試験装置１００の構成の一例を示す図である。試験装置１００は、半導体回路等の被試験デバイス２００を試験する装置であって、測定装置１０及び判定部７０を備える。測定装置１０は、被試験デバイス２００が出力する被測定信号のジッタを測定する。ここで、被測定信号は、所定の周期を有する信号である。例えば、被測定信号は、クロック信号であってよく、またデータ信号であってもよい。また、測定装置１０は、被測定信号のタイミングジッタを測定してよい。

判定部７０は、測定装置１０が測定した被測定信号のジッタに基づいて、被試験デバイス２００の良否を判定する。例えば判定部７０は、被測定信号のタイミングジッタ量が、予め定められた基準値以上であるか否かに基づいて、被試験デバイス２００の良否を判定してよい。当該基準値は、要求される被試験デバイス２００のスペック等により定められてよい。

測定装置１０は、レベル比較部５２０、ストローブタイミング発生器３０、キャプチャメモリ４０、デジタル信号変換部５０、及びデジタル信号処理部６０を有する。レベル比較部５２０は、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号のレベルを検出する。例えばレベル比較部５２０は、それぞれのストローブのタイミングにおける被測定信号のレベルと、与えられる参照レベルとを順次比較した比較結果のデータ列を出力する。

ストローブタイミング発生器３０は、略等しい時間間隔で、ストローブを順次生成する。ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期に同期して、ストローブを順次生成してよい。

また、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期とは独立して、ストローブを順次生成してもよい。ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期とは異なる周期でストローブを順次生成してもよい。

キャプチャメモリ４０は、レベル比較部５２０が出力する比較結果のデータ列を格納する。例えばキャプチャメモリ４０は、レベル比較部５２０が、それぞれのストローブに応じて順次出力する比較結果を、対応するストローブの位相に応じて整列して格納する。

デジタル信号処理部６０は、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果のデータ列に基づいて、被測定信号のジッタを算出する。デジタル信号処理部６０の詳細な動作は、図５以降において後述する。

デジタル信号処理部６０には、デジタル信号処理部６０における信号処理の方法に応じたデータを入力することが好ましい。例えば、デジタル信号処理部６０が、被測定信号のゼロクロス点等に基づいて、被測定信号のジッタを算出する場合、デジタル信号処理部６０には、振幅の絶対値がｎ（但し、ｎは実数）より小さい範囲の離散的な値を示す信号を入力することが好ましい。

本例における測定装置１０は、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果を、デジタル信号処理部６０に入力すべき離散信号（discrete signal）に変換してよい。例えば、デジタル信号変換部５０は、キャプチャメモリ４０が格納する比較結果に基づいて、被測定信号のそれぞれの電圧値を、その絶対値がｎ（但しｎは実数）より小さい範囲のデジタル値に変換した離散信号を生成してよい。例えば、デジタル信号変換部５０は、比較結果を、おおよそデジタル値１から−１の間のデジタル値に変換してよい。

一例として、レベル比較部５２０が、それぞれのストローブのタイミングにおける被測定信号の電圧値をひとつの参照電圧と比較し、論理値Ｈ又は論理値Ｌを比較結果として出力する場合を説明する。この場合、デジタル信号変換部５０は、論理値Ｈをデジタル値１に変換し、論理値Ｌをデジタル値−１に変換した離散信号を出力する。また、レベル比較部５２０が、３値の比較結果を出力する場合、デジタル信号変換部５０は、それぞれの比較結果の論理値に応じて、それぞれの比較結果をデジタル値１、０、−１に変換する。このような信号変換により、デジタル信号処理部６０における信号処理を容易化できる。

図２は、ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。本例においては、被測定信号の周期をＴとして説明する。上述したように、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期Ｔに同期して、又は非同期で、ストローブを略等しい時間間隔で順次生成する。

一般に試験装置１００は、被測定信号の周期Ｔと同期した動作周期（テストレート）に応じたサイクル毎（Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２、・・・）に動作する。ストローブタイミング発生器３０は、図２のストローブ（１）及び（２）に示すように、テストレートに応じたサイクル毎に、単一のストローブを生成してよく、複数のストローブを生成してもよい。

また、ストローブタイミング発生器３０は、図２の（３）に示すようにテストレートと非同期にストローブを生成してもよい。このとき、それぞれのサイクルに対して生成されるストローブの本数は、ストローブタイミング発生器３０がストローブを生成する周期、及びテストレートにより定まる。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、試験装置１００における動作周期とは独立して動作する発振回路であってよい。

また、被測定信号の周期Ｔと、試験装置１００のテストレートは一致していてよく、一致していなくともよい。試験装置１００が、後述するファンクション試験をも行う場合には、被測定信号の周期Ｔと、テストレートとは一致していることが好ましい。

図２の（３）に示すように、ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの間隔ＴＳを設定することにより、被測定信号に対して位相が徐々にずれたストローブをも順次生成することができる。また、ストローブタイミング発生器３０は、略等時間間隔にストローブが配置されたストローブとして、（１）テストレート毎に、単一のストローブを配置したストローブ、（２）テストレート毎に、複数のストローブを配置したストローブ、（３）テストレートに独立してストローブを配置したストローブ、のいずれかを生成してよい。以上では、試験装置１００のテストレートが被測定信号の周期Ｔと等しい例を示したが、本発明におけるテストレートは、ファンクション試験を行わない場合、被測定信号の周期Ｔと等しい必要はなく、周期Ｔと独立に設定してよい。

図３（Ａ）、図３（Ｂ）、及び図３（Ｃ）は、レベル比較部５２０の構成例を示す図である。図３（Ａ）に示すレベル比較部５２０は、第１の参照電圧ＶＯＨと、第２の参照電圧ＶＯＬが与えられ、３値の比較結果を出力する。本例においては、第２の参照電圧ＶＯＬが、第１の参照電圧ＶＯＨより小さい場合を説明する。例えばレベル比較部５２０は、被測定信号の電圧値が第１の参照電圧ＶＯＨより大きい場合、被測定信号の電圧値が第１の参照電圧ＶＯＨ以下であり且つ第２の参照電圧ＶＯＬより大きい場合、及び被測定信号の電圧値が第２の参照電圧ＶＯＬ以下である場合のそれぞれの場合において、それぞれ異なる比較結果を出力する。

当該レベル比較部５２０は、第１の比較器２２−１及び第２の比較器２２−２を有する。第１の比較器２２−１及び第２の比較器２２−２は、被測定信号が分岐して与えられる。また第１の比較器２２−１及び第２の比較器２２−２には、ストローブタイミング発生器３０から略同一のタイミングを示すストローブが与えられる。

第１の比較器２２−１は、与えられるストローブ毎に、被測定信号の電圧値と第１の参照電圧ＶＯＨとを比較する。例えば第１の比較器２２−１は、被測定信号の電圧値が第１の参照電圧ＶＯＨより大きい場合にＨｉｇｈを示す論理値を出力し、被測定信号の電圧値が第１の参照電圧ＶＯＨ以下である場合にＬｏｗを示す論理値を出力する。

第２の比較器２２−２は、与えられるストローブ毎に、被測定信号の電圧値と第２の参照電圧ＶＯＬとを比較する。例えば第２の比較器２２−２は、被測定信号の電圧値が第２の参照電圧ＶＯＬより大きい場合にＨｉｇｈを示す論理値を出力し、被測定信号の電圧値が第２の参照電圧ＶＯＬ以下である場合にＬｏｗを示す論理値を出力する。

レベル比較部５２０は、第１の比較器２２−１が出力する論理値と、第２の比較器２２−２が出力する論理値との組み合わせを、比較結果として出力する。すなわち、レベル比較部５２０は、第１の比較器２２−１が出力する論理値をＭとし、第２の比較器２２−２が出力する論理値をＮとすると、被測定信号の電圧値に応じて、（Ｍ，Ｎ）＝（Ｈｉｇｈ、Ｈｉｇｈ）、（Ｌｏｗ、Ｈｉｇｈ）、（Ｌｏｗ、Ｌｏｗ）の３値の比較結果を出力する。この場合、デジタル信号変換部５０は、それぞれの比較結果（Ｈｉｇｈ、Ｈｉｇｈ）、（Ｌｏｗ、Ｈｉｇｈ）、（Ｌｏｗ、Ｌｏｗ）を、例えばそれぞれ１、０、−１のデジタル値に変換する。

図３（Ｂ）に示すレベル比較部５２０は、被測定信号の電圧値が与えられる参照電圧値ＶＴより大きいか否かにより、それぞれ異なる比較結果を出力する。即ち、本例におけるレベル比較部５２０は、２値の比較結果を出力する。当該レベル比較部５２０は、参照電圧ＶＴと、被測定信号とが入力される比較器２２を有する。比較器２２は、ストローブタイミング発生器３０から与えられるストローブに応じて、被測定信号の電圧値と参照電圧値ＶＴとを比較する。例えば、被測定信号の電圧値が参照電圧値ＶＴより大きい場合、Ｈｉｇｈを示す論理値を出力し、被測定信号の電圧値が参照電圧値ＶＴ以下である場合、Ｌｏｗを示す論理値を出力する。レベル比較部５２０は、比較器２２が出力する論理値を比較結果として出力する。この場合、デジタル信号変換部５０は、それぞれの比較結果Ｈｉｇｈ、Ｌｏｗを、例えばそれぞれ１、−１のデジタル値に変換する。

図３（Ｃ）に示すレベル比較部５２０は、複数の比較器２２を有する。それぞれの比較器２２には、それぞれ異なる参照電圧ＶＴ１、ＶＴ２、・・・が与えられる。また、それぞれの比較器２２には、被測定信号が分岐して入力される。また、それぞれの比較器２２には、略同一のタイミングのストローブが、ストローブタイミング発生器３０から与えられる。

それぞれの比較器２２は、与えられるストローブに応じて、対応する参照電圧ＶＴｘと、被測定信号の電圧値とを比較する。それぞれの比較器２２の動作は、図３（Ｂ）に示した比較器２２と同様である。レベル比較部５２０は、それぞれの比較器２２が出力する論理値の組み合わせを、比較結果として出力する。つまり、本例におけるレベル比較部５２０は、３種類以上の異なる参照電圧ＶＴが与えられ、被測定信号の電圧値が、隣接する２つの参照電圧により規定されるそれぞれの電圧範囲のいずれに属するかにより、それぞれ異なる比較結果を出力する。

例えば、デジタル信号変換部５０は、全ての比較器２２が出力する論理値がＨｉｇｈを示す比較結果を１のデジタル値に変換し、全ての比較器２２が出力する論理値がＬｏｗを示す比較結果を−１のデジタル値に変換する。また、他の比較結果を、その論理値に応じて１から−１の間の所定のデジタル値に変換する。

図３（Ａ）から図３（Ｃ）において説明したレベル比較部５２０に与えられるそれぞれの参照電圧は、可変できることが好ましい。例えば、測定装置１０は、それぞれの参照電圧を、被測定信号の測定すべき振幅レベルの情報に基づいて、制御してよい。

図４は、図３（Ａ）に示したレベル比較部５２０を用いた場合の、測定装置１０の動作の一例を示す図である。測定装置１０には、図４に示すような被測定信号が入力される。当該入力信号には、時間方向のジッタであるタイミングノイズと、振幅方向の振幅ノイズが含まれる。例えば、被測定信号のエッジ部分は、タイミングノイズによるジッタが支配的となり、被測定信号の定常部分は、振幅ノイズが支配的となる。

図４に示すように、被測定信号の垂直方向のアイ開口度は振幅ノイズにより減少し、水平方向のアイ開口度はタイミングノイズにより減少する。理想的には、被測定信号の水平方向のアイ開口度は、タイミングノイズのみの影響を受ける。しかし、一種の振幅変調−位相変調変換（ａ ｋｉｎｄ ｏｆ ＡＭ−ｔｏＰＭ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）により、振幅ノイズも、水平方向のアイ開口に影響を与えてしまう。この結果、振幅ノイズは、比較的高い確率でタイミングノイズに変換される。

以上のことから、振幅ノイズによる影響を排除して、タイミングジッタを測定することが望まれる。これに対し本例における測定装置１０は、第１の参照電圧ＶＯＨより大きい被測定信号の電圧値をデジタル値１に変換し、第２の参照電圧ＶＯＬより小さい被測定信号の電圧値をデジタル値−１に変換する。これにより、振幅ノイズの影響を自動的に排除できる。そして、第１の参照電圧ＶＯＨ以下であり、且つ第２の参照電圧ＶＯＬより大きい被測定信号の電圧値をデジタル値０に変換する。当該デジタル値が検出されるタイミングは、タイミングノイズのみにより与えられる。このため、レベル比較部５２０の比較結果に基づいて、振幅ノイズの影響を排除し、タイミングノイズを精度よく測定することができる。

また、図４に示すように、レベル比較部５２０に入力されるストローブは、被測定信号の定常周期とは独立して、略等間隔に配置される。このため、タイミングノイズの時間依存を除いた測定を行うことができる。例えば、ストローブは、被測定信号の各周期に４つ以上配置されてよい。但し、ストローブがレベル比較部５２０に入力される周波数は、ナイキスト周波数より大きい周波数に限定されない。ストローブがレベル比較部５２０に入力される周波数は、ナイキスト周波数より小さくてもよい。

図５は、デジタル信号処理部６０の構成の一例を示す図である。デジタル信号処理部６０は、窓関数乗算部４０２、周波数領域変換部４０４、瞬時位相雑音算出部４０６、補正部４０８、及びジッタ算出部４１０を有する。

窓関数乗算部４０２は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ列に窓関数を乗算する。例えば窓関数乗算部４０２は、ハニング（Ｈａｎｎｉｎｇ）窓関数等のように、両端の値が略零となり、中央の値が略１となる窓関数を、当該データ列に乗算する。これにより、キャプチャメモリ４０が格納したデータ列のデータ長が被測定信号の周期の整数倍でなくとも、データ列をフーリエ変換してスペクトラムを求めることができる。例えば、試験装置１００は、被試験デバイス２００に入力する基準クロックと、ストローブの周期を規定するクロックとを異なる発振器で生成してよい。この場合、測定装置１０は、被試験デバイス２００が出力する信号をノンコヒーレントでサンプリングするが、窓関数乗算部４０２を設けることにより、サンプリング結果を周波数領域の信号に変換することができる。

周波数領域変換部４０４は、窓関数乗算部４０２において窓関数が乗算されたデータ列を受け取り、当該データ列をスペクトラムに変換する。例えば周波数領域変換部４０４は、当該データ列を離散フーリエ変換することにより、周波数領域のスペクトラムを算出してよい。

瞬時位相雑音算出部４０６は、周波数領域変換部４０４が算出したスペクトラムを受け取り、当該スペクトラムに基づいて被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する。被測定信号の瞬時位相雑音の算出方法については、図６から図１１において後述する。デジタル信号処理部６０は、図６に示すように、当該算出方法を実行する構成を有してよい。

補正部４０８は、瞬時位相雑音算出部４０６が算出した瞬時位相雑音を補正する。瞬時位相雑音算出部４０６が算出した瞬時位相雑音は、窓関数乗算部４０２が窓関数を乗算したことによる誤差を含む。補正部４０８は、窓関数乗算部４０２が乗算した窓関数に基づいて、瞬時位相雑音を補正する。例えば補正部４０８は、瞬時位相雑音算出部４０６が算出した時間軸の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、時間軸の窓関数ｗ（ｔ）で除算した結果（Δφ（ｔ）／ｗ（ｔ））を、補正後の瞬時位相雑音関数として出力してよい。

ジッタ算出部４１０は、補正部４０８が補正した瞬時位相雑音に基づいて、被測定信号のジッタを算出する。例えばジッタ算出部４１０は、被測定信号のそれぞれの立ち上がりエッジのタイミングにおける瞬時位相雑音の値を検出してよい。それぞれの瞬時位相雑音の値が、それぞれのエッジのタイミングジッタに対応する。

このように、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、窓関数に基づいて補正することにより、被測定信号の瞬時位相雑音及びジッタ等を精度よく測定することができる。測定装置１０で被測定信号のタイミングジッタを測定した測定結果の一例を、図２０で後述する。

図６は、デジタル信号処理部６０の詳細な構成の一例を示す図である。本例におけるデジタル信号処理部６０は、図５に示したデジタル信号処理部６０の構成に加え、帯域制限部４１２、解析信号生成部４１４、及び瞬時位相算出部４１６を更に有する。尚、図６に示した構成では、図５に示した窓関数乗算部４０２、周波数領域変換部４０４、補正部４０８、及びジッタ算出部４１０を省略して記載している。

帯域制限部４１２は、周波数領域変換部４０４が算出したスペクトラムに対して、所定の周波数範囲内の周波数成分を抽出して、解析信号生成部４１４に出力する。例えば帯域制限部４１２は、負の周波数の成分を零としたスペクトラムを生成してよい。また帯域制限部４１２は、被測定信号のキャリア周波数近傍の周波数成分を抽出してよい。例えば帯域制限部４１２は、被測定信号のキャリア周波数を中心とした所定の周波数範囲内の周波数成分を抽出してよい。当該周波数範囲は、負の周波数を含まない範囲であってよい。

解析信号生成部４１４は、帯域制限部４１２から受け取ったスペクトラムを時間領域の関数に変換する。例えば解析信号生成部４１４は、当該スペクトラムをフーリエ逆変換してよい。帯域制限部４１２において、当該スペクトラムの負の周波数成分が除去される。このため、当該スペクトラムをフーリエ逆変換することにより、被測定信号の解析信号を生成することができる。解析信号とは、例えば実数部と虚数部との位相が９０度異なる信号であってよい。

瞬時位相算出部４１６は、解析信号生成部４１４が生成した解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）を算出する。例えば瞬時位相算出部４１６は、解析信号の実数部及び虚数部の逆正接を求めることにより、被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）を算出してよい。

瞬時位相雑音算出部４０６は、瞬時位相算出部４１６が算出した瞬時位相φ（ｔ）に基づいて、被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を算出する。被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）は、理想的な位相に対する瞬時位相φ（ｔ）のずれをあらわす。瞬時位相雑音算出部４０６は、瞬時位相φ（ｔ）と、被測定信号の理想的な位相との差分を求めることにより、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を算出してよい。

図７は、デジタル信号処理部６０の動作の一例を示すフローチャートである。また、デジタル信号処理部６０における信号処理を、図８から図１１を用いて説明する。まず、Ｓ１００２において、被測定信号の平均周波数ｆ_０を求める。デジタル信号処理部６０は、被測定信号の周波数ｆ_０を測定する測定部を有してよい。また、被測定信号の周波数ｆ_０は、被測定信号の平均周期Ｔｂの２倍の逆数から求めてよい。被測定信号の平均周波数又は平均周期は、例えば使用者等から与えられてよい。また、Ｓ１００２は、図７において最初のステップとして説明するが、必ずしも最初に行わなくともよい。

窓関数乗算部４０２は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ列ｘａ（ｔ）に窓関数ｗ（ｔ）を乗算したデータ列ｘ（ｔ）を生成する（Ｓ１００３）。図８に、キャプチャメモリ４０が格納した被測定信号のデータ列ｘａ（ｔ）、及び窓関数乗算部４０２が乗算する窓関数ｗ（ｔ）の一例を示す。窓関数乗算部４０２は、上述したようにハニング窓関数等をデータ列ｘａ（ｔ）に乗算してよい。

次に、周波数領域変換部４０４は、窓関数をかけたデータ列ｘ（ｔ）＝ｗ（ｔ）＊ｘａ（ｔ）をフーリエ変換したスペクトラムＳａ（ｆ）を算出する（Ｓ１００４）。図９（Ａ）に、周波数領域変換部４０４が算出するスペクトラムの一例を示す。図９（Ａ）に示すように、当該スペクトラムは、正及び負の周波数に、対称な周波数成分を有する。

次に、解析信号生成部４１４は、スペクトラムＳａ（ｆ）に基づいて、解析信号Ｚａ（ｔ）を生成する（Ｓ１００６）。上述したように解析信号生成部４１４は、帯域制限部４１２が抽出した、スペクトラムＳａ（ｆ）の所定の周波数成分をフーリエ逆変換することにより解析信号を生成してよい。図９（Ｂ）に、帯域制限部４１２が抽出する周波数成分の一例を示す。上述したように、帯域制限部４１２は、正の周波数帯域における所定の周波数成分を抽出してよい。また、図１０（Ａ）に、解析信号生成部４１４が生成する解析信号の実数部及び虚数部の波形の一例を示す。

次に、瞬時位相算出部４１６は、解析信号Ｚａ（ｔ）の実数成分と虚数成分との逆正接ａｒｃｔａｎ［Ｉｍ（Ｚａ（ｔ））／Ｒｅ（Ｚａ（ｔ）］を求め、瞬時位相φ（ｔ）を算出する（Ｓ１００８）。図１０（Ｂ）に、瞬時位相φ（ｔ）の一例を示す。ＡＲＧ［Ｚａ（ｔ）］は、−πからπまでの値を取るので、πの次の値が−πとなり、図１０（Ｂ）の破線で示すように不連続な波形となる。このため、瞬時位相算出部４１６は、位相アンラップによりＡＲＧ［Ｚａ（ｔ）］から不連続位相をのぞき、図１０（Ｂ）の実線で示すような直線状の連続した波形を得る。例えば瞬時位相算出部４１６は、不連続位相ＡＲＧ［ｚ_ａ（ｔ）］に２πを順次加算することにより、位相アンラップを行うことができる。

次に、瞬時位相雑音算出部４０６は、瞬時位相φ（ｔ）から瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を算出する（Ｓ１０１０）。図１１（Ａ）に、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の一例を示す。上述したように、瞬時位相φ（ｔ）から被測定信号の理想的な直線位相を減じることにより、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を算出することができる。例えば瞬時位相雑音算出部４０６は、瞬時位相φ（ｔ）から、直線成分２πｆ_ｂｅａｔｔ＋φ_０を減じることにより、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を求めてよい。ここで、ｆ_ｂｅａｔは、周期分解能（Δ）で等価的に被測定信号をサンプリングする周波数である。例えば、

であってよい。また、周期分解能は、被測定信号及びストローブの周期の差分であり、φ_０は、瞬時位相φ（ｔ）の初期位相角(ｉｎｉｔｉａｌ ａｎｇｌｅ)である。

瞬時位相雑音算出部４０６は、被測定信号の周期Ｔ及びストローブ周期（２（Ｔｂ＋Δ））からｆ_ｂｅａｔを求め、瞬時位相φ（ｔ）から、直線成分２πｆ_ｂｅａｔｔ＋φ_０を減じてよい。また、瞬時位相雑音算出部４０６は、例えば最小二乗法等により、瞬時位相φ（ｔ）の近似直線を求め、瞬時位相φ（ｔ）から当該近似直線を減じてもよい。

次に、補正部４０８は、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を窓関数ｗ（ｔ）で除算することにより、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を補正する（Ｓ１０１１）。図１１（Ｂ）に、窓関数ｗ（ｔ）の一例を示す。当該窓関数は、Ｓ１００３の処理で用いた窓関数と同一である。これにより、より精度よく瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を算出することができる。

次に、ラジアン単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、時間単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）に変換する（Ｓ１０１２）。例えば補正部４０８は、ラジアン単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、２πｆ_０で除算することにより、時間単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を求めてよい。また、補正部４０８は、Ｓ１０１１の処理に代えて、Ｓ１０１２の処理により得られた瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、窓関数ｗ（ｔ）で除算してもよい。

図１２は、帯域制限部４１２の他の動作例を説明する図である。図１２（Ａ）は、図１１のＳ１００６の処理において帯域制限部４１２が抽出するスペクトラムの一例を示す。帯域制限部４１２は、当該スペクトラムから、確定的な雑音成分を除去する。確定的な雑音成分とは、例えば線スペクトルのように、所定の条件により再現可能な確定的ジッタ等であってよい。

図１２（Ｂ）は、帯域制限部４１２が生成するスペクトラムの一例を示す。帯域制限部４１２は、図１２（Ａ）に示すスペクトラムに対して、被測定信号のキャリア周波数ｆｃのサイドバンドにおける所定の周波数範囲内（ｆｃ−ａ〜ｆｃ＋ａ）の確定的な線スペクトル成分を除去する。このとき、帯域制限部４１２は、キャリア周波数ｆｃの周波数成分は除去しない。このような処理により、キャリア周波数ｆｃの近傍の雑音成分を除去することができる。また、当該周波数範囲（ｆｃ−ａ〜ｆｃ＋ａ）は、測定すべきジッタの周波数範囲等に基づいて、使用者等により予め定められてよい。

また、帯域制限部４１２は、当該周波数範囲の外側の周波数（ｆｃ−ａより小さい周波数、又はｆｃ＋ａより大きい周波数）のスペクトラムの波形に対して、予め定められた高周波成分を除去してよい。例えば、帯域制限部４１２は、ｆｃ−ａより小さい周波数、及びｆｃ＋ａより大きい周波数において、レベルが予め定められた閾値より大きい周波数成分を除去してもよい。つまり、係る周波数成分を零に置き換えてよい。

このとき、帯域制限部４１２は、当該周波数範囲の外側の周波数（ｆｃ−ａより小さい周波数、又はｆｃ＋ａより大きい周波数）のスペクトラムを平滑化して、平滑化したスペクトラムから、上述した閾値を生成してよい。例えば、平滑化したスペクトラムのレベルに、予め定められたオフセット値を加算した値を、上述した閾値として生成してよい。そして、生成した閾値を用いて、平滑化前のスペクトラムにおける、当該閾値より大きいレベルの周波数成分を除去してよい。帯域制限部４１２は、ｆｃ−ａより小さい周波数、及びｆｃ＋ａより大きい周波数におけるスペクトラムの波形データを、所定のカットオフ周波数を有するローパスフィルタに入力することにより、平滑化したスペクトラムを生成してよい。

以上のような処理により、ｆｃ−ａより小さい周波数、及びｆｃ＋ａより大きい周波数におけるスペクトラムの確定的な雑音成分を除去することができる。また、当該閾値は、使用者等により予め定められてもよい。また、帯域制限部４１２は、予め定められた周波数範囲ごとに、異なる閾値を用いてよい。

また、帯域制限部４１２は、スペクトラムの各周波数成分のレベルを、キャリア周波数の周波数成分のレベルで除算して正規化してよい。サイドバンドの周波数成分のレベルを、キャリア周波数のレベルで除算することにより、キャリアパワーとサイドバンド雑音のパワーとの比（ｃａｒｒｉｅｒ−ｐｏｗｅｒ−ｔｏ−ｓｉｄｅｂａｎｄ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）、即ち位相雑音を求めることができる。

図１３は、帯域制限部４１２に与えられる閾値の一例を示す図である。本例における帯域制限部４１２は、上述したように周波数範囲毎に、異なる閾値が与えられる。例えばｆｃ＋ａ１〜ｆｃ＋ａ２の周波数範囲に対して閾値ＴＨ１、ｆｃ＋ａ２〜ｆｃ＋ａ３の周波数範囲に対して閾値ＴＨ２、ｆｃ＋ａ３〜ｆｃ＋ａ４の周波数範囲に対して閾値ＴＨ３、・・・、が与えられる。当該閾値は、キャリア周波数からの周波数差ａｎに応じて小さくなってよい。また、帯域制限部４１２は、それぞれの周波数範囲における周波数成分のレベルの平均値に応じた閾値を用いてもよい。

また、帯域制限部４１２は、それぞれの周波数範囲毎に、平滑化したスペクトラムを用いて閾値を生成してよい。例えば、それぞれの周波数範囲における、平滑化したスペクトラムのレベルの平均値に、予め定められたオフセット値を加算した値を、当該周波数範囲における閾値として用いてよい。前述したように、帯域制限部４１２は、生成した閾値を用いて、平滑化前のスペクトラムから、所定の周波数成分を除去してよい。

このような処理により、所定の周波数でピークを有する確定的な雑音成分を除去することができる。そして、帯域制限部４１２が出力するスペクトラムに基づいて、ジッタ算出部４１０がジッタを算出することにより、被測定信号のランダムジッタを求めることができる。

図１４は、デジタル信号処理部６０の他の構成例を示す図である。本例におけるデジタル信号処理部６０は、図５及び図６において説明したデジタル信号処理部６０の構成に対し、補正部４０８を設ける位置が異なる。本例における補正部４０８は、解析信号生成部４１４と瞬時位相算出部４１６との間に設けられ、解析信号生成部４１４が生成した解析信号を補正して、瞬時位相算出部４１６に入力する。このような構成によっても、フーリエ変換時に窓関数を乗算したことによる、瞬時位相雑音又はジッタ等の算出誤差を補正することができる。

図１５は、図１４において説明したデジタル信号処理部６０の動作の一例を示すフローチャートである。本例におけるＳ１００２〜Ｓ１００６までの処理は、図７において説明したＳ１００２〜Ｓ１００６までの処理と同一であってよい。

本例におけるデジタル信号処理部６０は、解析信号生成部４１４が被測定信号の解析信号を生成した後、補正部４０８が解析信号を補正する（Ｓ１００７）。例えば補正部４０８は、解析信号Ｚａ（ｔ）の実数部及び虚数部を、それぞれ窓関数ｗ（ｔ）で除算することにより、解析信号Ｚａ（ｔ）を補正してよい。これにより、被測定信号のデータ列を窓関数で振幅変調したことによる、解析信号の振幅変調成分を補正することができる。

そして、デジタル信号処理部６０は、図７において説明したＳ１００８、Ｓ１０１０、及びＳ１０１２の処理を行う。このような処理によっても、フーリエ変換時に窓関数を乗算したことによる、瞬時位相雑音又はジッタ等の算出誤差を補正することができる。
また、図１２及び図１３において説明したように、帯域制限部４１２は、周波数領域変換部４０４が出力するスペクトラムのうち、確定的な雑音の周波数成分を除去してよい。

図１６は、図１４において説明したデジタル信号処理部６０が有する帯域制限部４１２の動作の一例を示す図である。帯域制限部４１２は、図１２（Ｂ）において説明したように、被測定信号のキャリア周波数ｆｃのサイドバンドにおける所定の周波数範囲内（ｆｃ−ａ〜ｆｃ＋ａ）の周波数成分を除去する。

このとき、図１２（Ｂ）の例では、キャリア周波数ｆｃの周波数成分のみを残している。これに対し、本例における帯域制限部４１２は、キャリア周波数ｆｃを含む第１の周波数範囲内（Ａ）の周波数成分を通過させる。第１の周波数範囲（Ａ）は、少なくともキャリア周波数の周波数成分、及び当該周波数成分の両側に隣接する周波数成分を含む。ここで、キャリア周波数成分の両側に隣接する周波数成分とは、離散フーリエ変換により離散化された周波数のうち、キャリア周波数の両側において、キャリア周波数に最も近い周波数の成分であってよい。また、第１の周波数範囲（Ａ）は、キャリア周波数ｆｃが略中心となるように、上下限の周波数が設定されることが好ましい。

また図１６に示すように、帯域制限部４１２は、第１の周波数範囲（Ａ）の外側に位置する第２の周波数範囲内（Ｂ）の周波数成分を除去する。第２の周波数範囲（Ｂ）は、第１の周波数範囲（Ａ）の両側に設けられる。また、第１の周波数範囲（Ａ）の両側における、それぞれの第２の周波数範囲（Ｂ）の周波数範囲幅は、略等しいことが好ましい。

また図１６に示すように、帯域制限部４１２は、第２の周波数範囲（Ｂ）の外側に位置する第３の周波数範囲内（Ｃ）の周波数成分を通過させる。第３の周波数範囲（Ｃ）は、第２の周波数範囲（Ｂ）の両側に設けられる。また、第２の周波数範囲（Ｂ）の両側における、それぞれの第３の周波数範囲（Ｃ）の周波数範囲幅は、略等しいことが好ましい。第１の周波数範囲（Ａ）、第２の周波数範囲（Ｂ）、及び第３の周波数範囲（Ｃ）は、測定すべきジッタ周波数等に基づいて、使用者等により設定されてよい。

図１５におけるＳ１００３の処理のように、データ列に窓関数を乗算することにより、周波数領域のスペクトラムにおいてキャリア周波数成分の両側に周波数成分が生じる。このため、上述した帯域制限を行ったスペクトラムに基づいて生成した解析信号は、窓関数を乗算したことによる影響が生じる。このため、当該解析信号を窓関数で除算して補正することにより、被測定信号の瞬時位相雑音及びジッタをより精度よく算出することができる。

尚、図１２（Ｂ）に関連して説明したように、キャリア周波数成分のみを残す処理では、解析信号ｚａ（ｔ）の包絡線｜ｚａ（ｔ）｜は一定となる。ここで包絡線とは、例えば解析信号の波形の頂点を接続した線であってよい。つまり、キャリア周波数成分のみを残す処理では、解析信号ｚａ（ｔ）の包絡線｜ｚａ（ｔ）｜には、窓関数を乗算した影響があらわれない。

このため、図１２（Ｂ）に関連して説明した処理では、解析信号を窓関数で除算しても窓関数を乗算したことの影響を補正することができない。但し、解析信号の位相情報には、窓関数を乗算したことにより影響が残存しているので、図７に関連して説明したように、解析信号に基づいて算出した瞬時位相雑音を窓関数で除算することにより、窓関数を乗算したことによる影響を補正することができる。

図１７は、デジタル信号処理部６０の他の構成例を示す図である。本例におけるデジタル信号処理部６０は、周波数領域変換部５０２及びジッタ算出部５０４を有する。周波数領域変換部５０２は、図５に関連して説明した周波数領域変換部４０４と同一であってよい。周波数領域変換部５０２は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ列を、周波数領域のスペクトラムに変換する。ジッタ算出部５０４は、周波数領域変換部５０２が生成するスペクトラムの予め定められた周波数範囲における周波数成分のレベルに基づいて、被測定信号のジッタの振幅を算出する。

図１８及び図１９は、周波数領域変換部５０２が出力するスペクトラムの一例を示す図である。ジッタ算出部５０４は、当該スペクトラムの所定の周波数範囲（ｆｍｉｎ〜ｆｍａｘ）における周波数成分のレベルに基づいて、被測定信号のジッタ値を算出する。

このとき、ジッタ算出部５０４は、スペクトラムの各周波数成分のレベルを、キャリア周波数の周波数成分のレベルで除算して正規化してよい。また、ジッタ算出部５０４は、所定の周波数範囲（ｆｍｉｎ〜ｆｍａｘ）における周波数成分のレベルを積分した値に基づいて、被測定信号のジッタの振幅を算出してよい。例えばジッタ算出部５０４は、下記の式により被測定信号のタイミングジッタの振幅ＴＪ_ＲＭＳ［ｓｅｃ］を算出してよい。

但しΔｆは、Ｔｂ及びＦＦＴサイズ（例えば、ＦＦＴ処理を行うデータ数）の積で決まる周波数分解能、Ｇ_ΔφΔφ（ｆ）はスペクトラム、ｅｎｏｂは窓関数により定まる等価雑音帯域幅を示す。

このような処理により、被測定信号のタイミングジッタの振幅を測定することができる。また、ジッタ算出部５０４は、図１２（Ｂ）関連して説明したように、与えられるスペクトラムの波形を平滑化してから、所定の周波数範囲の周波数成分のレベルを積分してもよい。尚、図１２（Ｂ）に関連して説明した例では、平滑化前のスペクトラムをフーリエ逆変換したが、本例の処理では、平滑化したスペクトラムを積分することによりジッタを測定する。この場合、タイミングジッタのランダム成分の振幅を測定することができる。

図１８は、周波数領域変換部５０２が出力するスペクトラムのサイドバンドの一例を示す図である。尚、図１８において点線で示す波形は、従来のスペクトラムアナライザにより測定した被測定信号のスペクトラムを示す。上述したように、ジッタ算出部５０４は、図１８において実線で示される、所定の周波数範囲内のスペクトラムを積分する。また、上述したように当該波形を平滑化した後に積分してもよい。

図２０は、図１から図１９において説明した測定装置１０により測定したジッタ値の一例を示す図である。尚、図２０では、従来のスペクトラムアナライザによる測定結果と対比して、図１７から図１９において説明した測定装置１０による測定結果を示す。また、従来のオシロスコープによる測定結果と対比して、図１から図１６において説明した測定装置１０による測定結果を示す。また、図２０においてＲａｔｅは、被測定信号のビットレートを示しており、ｆＪは、ｆｍａｘと同様に、ジッタの周波数の上限値を示す。

図２０に示すように、測定装置１０のいずれの測定結果も、従来のスペクトラムアナライザ又はオシロスコープによる測定結果とよく一致している。このように、本例における測定装置１０によれば、簡易な構成により被測定信号のジッタ振幅を精度よく測定することができる。

図２１は、レベル比較部５２０及びストローブタイミング発生器３０の動作の一例を示す図である。本例において測定装置１０は、被測定信号を繰り返し受け取り、それぞれの被測定信号に対し、ストローブの位相をずらして測定することにより、等価的にストローブの発生周波数の整数倍の周波数で被測定信号を測定する。本例においては、測定装置１０が同一の被測定信号を２回（被測定信号Ａ及び被測定信号Ｂ）受け取る場合を説明する。

まず、被測定信号Ａに対し、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期又はテストレートと同期して（又は非同期で）、略等時間間隔に配置されたストローブＡを生成する。ここで、ストローブタイミング発生器３０は、レベル比較部５２０に対して入力するストローブを、被測定信号に同期したトリガ信号の位相を基準として生成する。例えばストローブタイミング発生器３０は、被測定信号Ａに対して所定の位相を有するトリガ信号を基準として、所定のオフセット時間が経過してから、ストローブＡの出力を開始する。

そして、被測定信号Ａの次に受け取る被測定信号Ｂに対して、ストローブタイミング発生器３０は、同様にトリガ信号を基準として、所定のオフセット時間が経過してから、ストローブＢの出力を開始する。ストローブＢは、ストローブＡと同一の時間間隔でストローブが配置される。

ここで、被測定信号Ａの基準となるトリガ信号の位相と、被測定信号Ｂの基準となるトリガ信号の位相は略同一であり、ストローブＡ及びストローブＢの各ストローブ間隔も同一である。また、ストローブＡのトリガ信号に対するオフセットと、ストローブＢのトリガ信号に対するオフセットは、ストローブ間隔の略半分異なってよい。即ち、ストローブＡとストローブＢとを重ね合わせた場合に、ストローブＡとストローブＢとが略等間隔で交互に配置される。

係るストローブＡ及びストローブＢを生成することにより、ひとつのレベル比較部５２０を用いて、ストローブの発生周波数の２倍の周波数で等価的にサンプリングすることができる。ストローブタイミング発生器３０は、例えば所定の時間間隔で配置されたストローブを生成する発振回路と、当該発振回路の出力を遅延させる遅延回路とを備えてよい。この場合発振回路は、ストローブＡ及びストローブＢを順次生成する。そして、遅延回路は、それぞれのストローブが有するべきオフセットに応じて、それぞれのストローブを順次遅延させる。

また、本例においては、ストローブＡ及びストローブＢを用いて説明したが、他の例においては、ストローブタイミング発生器３０は、更に多くのストローブを順次生成してもよい。これらのストローブのオフセットを順次変化させることにより、より高周波数での等価時間測定を行うことができる。

図２２は、測定装置１０の構成の他の例を示す図である。本例における測定装置１０は、図１に関連して説明した測定装置１０の構成に加え、クロック再生器２５を更に備える。他の構成については、図１から図２１に関連して説明した測定装置１０と同一であるので、その説明を省略する。クロック再生器２５は、被測定信号に基づいて、被測定信号に同期した再生クロックを生成し、当該再生クロックをトリガ信号としてストローブタイミング発生器３０に入力する。このような構成により、図２１において説明したストローブＡ及びストローブＢの生成開始のタイミングを制御し、所定の位相差を有するストローブＡ及びストローブＢを生成することができる。

図２３は、レベル比較部５２０の構成の他の例を示す図である。本例における測定装置１０は、二つのレベル比較部（５２０−１、５２０−２、以下５２０と総称する）を有する。それぞれのレベル比較部５２０は、図３（Ａ）において説明したレベル比較部５２０と同一である。また、それぞれのレベル比較部５２０には、同一の第１の参照電圧ＶＯＨ及び第２の参照電圧ＶＯＬが与えられる。また、それぞれのレベル比較部５２０には、被測定信号が分岐して入力される。測定装置１０は、被測定信号を分岐してそれぞれのレベル比較部５２０に並列に入力する入力部９０を更に備えてよい。この場合、ストローブタイミング発生器３０は、それぞれのレベル比較部５２０に対して、位相の異なるストローブを入力する。例えば、レベル比較部５２０−１に対しては、図２１に示したストローブＡを入力し、レベル比較部５２０−２に対しては、図２１に示したストローブＢを入力する。これにより、二つのレベル比較部５２０を用いてインターリーブサンプリングを行うことができ、ストローブの発生周波数の２倍の周波数で、被測定信号を測定することができる。

図２４は、図２３に示したレベル比較部５２０及びストローブタイミング発生器３０の動作の一例を示す図である。上述したように、ストローブタイミング発生器３０は、ストローブＡ（１、２、３、・・・）及びストローブＢ（Ａ、Ｂ、Ｃ、・・・）を生成し、それぞれのレベル比較部５２０に入力する。

キャプチャメモリ４０は、二つのレベル比較部５２０における比較結果を、対応するストローブの位相に応じて整列して格納する。例えば、キャプチャメモリ４０は、図１４に示すストローブ１、ストローブＡ、ストローブ２、ストローブＢ、・・・に対応する比較結果を順に整列させて格納する。係る場合、ストローブＡ及びストローブＢは同時に生成されるので、トリガ信号を基準としてそれぞれのストローブを生成しなくてもよい。ストローブＡ及びストローブＢを重ね合わせたストローブ群が略等時間間隔に配置されればよい。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、ストローブＡを生成する回路と、ストローブＡを遅延させてストローブＢを生成する回路とを有してよい。

また、本例においては２つのレベル比較部５２０を有する例を説明したが、他の例においては、更に多くのレベル比較部５２０を有してもよい。この場合、それぞれのレベル比較部５２０に入力されるストローブのオフセットを異ならせることにより、より高周波数の測定を行うことができる。

しかし、図２１から図２４に説明したサンプリング手法では、いずれかのストローブの位相が、予め定められた位相に対して誤差を有すると、測定結果に誤差が生じてしまう。このため、ストローブの位相、即ちサンプリングタイミングの誤差に基づく測定誤差を補正することが好ましい。

図２５及び図２６は、サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートである。当該補正は、デジタル信号処理部６０が行ってよい。まず、理想位相差算出段階Ｓ３００において、それぞれのストローブに応じてサンプリングしたそれぞれのデータ列の、サンプリングタイミングの位相差の理想値を算出する。例えば、当該位相差は、それぞれのストローブのオフセットの差分の理想値をΔｔとし、被測定信号の平均周期をＴとすると、２π（Δｔ／Ｔ）で与えられる。

次に、基準スペクトラム算出段階Ｓ３０２において、複数のデータ列のうち、任意のデータ列を基準として選択し、当該データ列のスペクトラムを算出する。当該スペクトラムは、当該データ列の高速フーリエ変換で求めることができる。

次に、比較スペクトラム算出段階Ｓ３０４において、基準データ列とは異なるデータ列を選択し、当該データ列のスペクトラムを算出する。当該スペクトラムは、当該データ列の高速フーリエ変換で求めることができる。

次に、クロススペクトラム算出段階Ｓ３０６において、基準データ列のスペクトラムと、比較対象データ列のスペクトラムとのクロススペクトラムを算出する。当該クロススペクトラムは、基準データ列のスペクトラムの複素共役スペクトラムと、比較対象データ列のスペクトラムとの複素乗算により求めることができる。

次に、位相差算出段階Ｓ３０６において、基準データ列と、比較対象データ列との位相差を算出する。当該位相差は、Ｓ３０６において算出したクロススペクトラムに基づいて算出することができる。つまり、当該クロススペクトラムの位相成分が、基準データ列と比較対象データ列との位相差を示す。

Ｓ３０４及びＳ３０６においては、二つのデータ列のクロススペクトラムを用いて位相差を算出したが、他の方法により当該位相差を算出してもよい。例えば、二つのデータ列のスペクトラムの相互相関に基づいて、位相差を算出してもよい。

次に、Ｓ３１０において、全ての比較対象データ列に対して、位相差を算出したか否かを判定する。基準データ列との位相差を算出していないデータ列が存在する場合、当該データ列に対して、Ｓ３０４からＳ３０６の処理を繰り返す。

全ての比較対象データ列に対して位相差を算出している場合、エラー訂正段階Ｓ３１２において、それぞれの比較対象データ列の位相差に基づいて、測定誤差を補正する。例えば、それぞれの比較対象データ列の位相差と、Ｓ３００において求めた理想位相差との差分に基づいて、それぞれのデータ列を補正する。

図２６は、エラー訂正段階Ｓ３１２の処理の一例を示すフローチャートである。まず、タイミングエラー算出段階Ｓ３１４において、基準データ列と、比較対象データ列との位相差に基づいて、比較対象データ列のサンプリングタイミングエラーを算出する。当該タイミングエラーは、理想位相差に基づいて算出することができる。

次に、比較段階Ｓ３１６において、当該タイミングエラーが、所定の基準値より大きいか否かを判定する。タイミングエラーが基準値以下である場合、対応するデータ列に対する補正を行わず、Ｓ３２０の処理に移行する。また、タイミングエラーが基準値より大きい場合、訂正段階Ｓ３１８において、対応するデータ列を補正する。例えば、当該データ列のスペクトラムの位相を、当該タイミングエラーに基づいてシフトすることにより、当該データ列を補正してよい。

次に、全てのデータ列について、タイミングエラーの訂正を行ったか否かを判定する。タイミングエラーの訂正を行っていないデータ列が存在する場合、当該データ列に対してＳ３１４からＳ３１８の処理を繰り返す。全てのデータ列に対してタイミングエラーの訂正を行った場合、データ列生成段階Ｓ３２２において、それぞれタイミングエラーを訂正したデータ列を生成する。例えば、タイミングエラーの訂正を行ったそれぞれのデータ列のスペクトラムを、高速フーリエ逆変換することにより、タイミングエラーが訂正されたデータ列を得ることができる。

そして、整列段階Ｓ３２４において、それぞれのデータ列を整列させる。例えば、それぞれのデータのサンプリングタイミングに応じて、それぞれのデータを整列させる。このような処理により、サンプリングタイミングの誤差により生じる測定誤差を補正することができる。このため、より精度よくジッタを測定することができる。

図２７は、試験装置１００の構成の他の例を示す図である。本例における試験装置１００は、図１から図２６において説明した試験装置１００が行うジッタ試験を行う機能に加え、被試験デバイス２００のファンクション試験を行う機能を更に備える。

また、本例における試験装置１００は、図１から図２６に関連して説明した試験装置１００の構成に加え、パターン発生器６５、及びパターン比較部５５を更に備える。また、判定部７０は、ロジック判定部７５及びジッタ判定部７７を有する。他の構成要素については、図１から図２６において同一の符号を付して説明した構成要素と同一又は同様の機能及び構成を有する。

パターン発生器６５は、被試験デバイスのファンクション試験を行う場合に、所定の論理パターンを有する試験信号を被試験デバイス２００に入力する。レベル比較部５２０は、被試験デバイス２００が出力する被測定信号の電圧値を、与えられるストローブのタイミングで所定の参照電圧と比較することにより、被測定信号の論理パターンを検出する。

このとき、ストローブタイミング発生器３０は、ストローブを生成する。ファンクション試験を行う場合、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期に同期したテストレートに応じて、ストローブを生成する。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、各テストレートの略中央のタイミングで、１つのストローブを生成する。これにより、レベル比較部５２０は、被測定信号の各周期における論理値を検出する。

上述したように、ジッタ試験を行う場合、ストローブタイミング発生器３０は、テストレートとは独立したストローブを生成してよい。ストローブタイミング発生器３０は、例えばストローブを生成する発振回路を有しており、ファンクション試験を行う場合に当該発振回路の動作をテストレートにより制御してよく、ジッタ試験を行う場合には当該発振回路の動作をテストレートでは制御しなくてよい。また、ストローブタイミング発生器３０は、ファンクション試験を行う場合のストローブを生成する第１の発振回路と、ジッタ試験を行う場合のストローブを生成する第２の発振回路とを有してよい。この場合、第１の発振回路の動作はテストレートにより制御され、第２の発振回路はテストレートとは独立して動作する。

ファンクション試験を行う場合、パターン比較部５５は、キャプチャメモリ４０に格納された比較結果により定まる被測定信号の論理パターンが、予め定められた期待値パターンと一致するか否かを比較する。当該期待値パターンは、パターン発生器６５が試験信号の論理パターンに基づいて生成してよい。

ロジック判定部７５は、パターン比較部５５における比較結果に基づいて、被試験デバイス２００の良否を判定する。デジタル信号変換部５０、デジタル信号処理部、及び判定部７０は、ソフトウェアが組み込まれた計算機であってよい。この場合、試験装置１００は、従来のファンクション試験用の試験装置を用いて、ハードウェアを追加することなく、ジッタ試験をも行うことができる。このため、被試験デバイス２００の試験を低コストで行うことができる。

尚、キャプチャメモリ４０の後段の回路は、被測定信号に非同期（ノンリアルタイム）で動作してよい。例えば、被試験デバイス２００に対する一連の試験信号の入力が終了して、一連の被測定信号の論理値がキャプチャメモリ４０に格納された後に、パターン比較部５５、デジタル信号変換部５０、デジタル信号処理部６０、及び判定部７０は、キャプチャメモリ４０が格納したデータを処理してよい。また、試験装置１００は、パターン比較部５５、デジタル信号変換部５０、デジタル信号処理部６０、及び判定部７０がデータを処理している間に、次の試験信号を被試験デバイス２００に入力してもよい。

図２８は、本発明の実施形態に係る電子デバイス４００の構成の一例を示す図である。電子デバイス４００は、被測定信号を生成する動作回路４４０と、測定装置１０とを備える。例えば電子デバイス４００は、樹脂、セラミック等のパッケージの内部に、動作回路４４０、及び測定装置１０の一部の構成を備えてよい。

動作回路４４０は、例えば外部から入力される信号に応じて動作し、被測定信号を外部に出力する。測定装置１０は、動作回路４４０が出力する被測定信号を測定する。測定装置１０は、図１から図２６に関連して説明した測定装置１０と同様の機能及び構成を有してよい。また、測定装置１０は、図２９から図５０に関連して説明する測定装置１０と同様の機能及び構成を有してもよい。

また、測定装置１０は、図１から図２６、又は図２９から図５０に示す測定装置１０の構成のうちの、一部の構成を有してよい。例えば、測定装置１０は、レベル比較部５２０及びキャプチャメモリ４０を有してよい。この場合、レベル比較部５２０には、図１から図２６、又は図２９から図５０に関連して説明するストローブが与えられる。当該ストローブは、外部から与えられてよく、電子デバイス４００の内部で生成してもよい。

電子デバイス４００の内部でストローブを生成する場合、電子デバイス４００は、ストローブタイミング発生器３０を更に備えることが好ましい。図１から図２６に関連して説明したように、キャプチャメモリ４０には、等価的に高周波数で被測定信号を測定した測定結果が格納される。

このため、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果を読み出すことにより、電子デバイス４００のジッタを精度よく算出することができる。この場合、外部の装置は、被測定信号を高速に測定する必要がなく、当該装置のコストを低減することができる。

図２９は、ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。本例におけるストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期（Ｔ）に対して周期分解能（Δ）異なる周期（Ｔ＋Δ）で、ストローブを順次生成する。つまり、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号に対する相対位相が徐々に変化するストローブを生成する。本例において被測定信号は、周期（Ｔ）で略同一の波形を示す信号である。

また、本例におけるストローブタイミング発生器３０は、被測定信号に対してナイキスト定理を満たさない周期でストローブを生成してよい。つまり、本例におけるストローブタイミング発生器３０は、被測定信号をアンダーサンプリングする。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期の半分より大きい周期でストローブを生成する。本例では、図２９に示すように、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期より大きい周期で等間隔のストローブを生成する。

このように、略同一の波形が繰り返される被測定信号に対して、ストローブの相対位相を徐々に変化させて被測定信号を測定することにより、等価的に高い時間分解能のサンプリングを行うことができる。

例えば、被測定信号の周期が４００ｐｓであり、ストローブの周期が４０５ｐｓである場合、被測定信号に対するストローブの相対位相は、各サイクルで５ｐｓずつ変化する。被測定信号の各サイクルにおいて略同一の波形であるので、等価的に５ｐｓの周期で被測定信号をサンプリングすることができる。

キャプチャメモリ４０は、レベル比較部５２０がストローブに応じて出力する比較結果を時系列に格納してよい。デジタル信号変換部５０は、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果のうち、所定のポイント数の比較結果を取り出して離散信号に変換し、デジタル信号処理部６０に入力してよい。

図３０は、被測定信号の周期と、ストローブの周期との差分値（以下、周期分解能と称する）を変化させた場合に算出される瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の一例を示す。本例では、周期分解能（Δ）を５ｐｓ、１０ｐｓ、２０ｐｓ、４０ｐｓとしたときのそれぞれの瞬時位相雑音を示す。図２２に示すように、周期分解能（Δ）を変化させた場合、算出される瞬時位相雑音の波形が変化する。このため、周期分解能（Δ）を、被測定信号のランダムジッタ値やその標準偏差（ｓｔａｎｄａｒｄ ｄｅｖｉａｔｉｏｎ）、又はその実効値（ｒｍｓ値）と同程度の値を選ぶのが望ましい。

図３１は、それぞれの周期分解能（Δ）に対して算出されるジッタ値の観測帯域幅依存性を例示する図である。本例においては、被測定信号に含まれるジッタ振幅の実効値が２ｐｓである場合に、それぞれの周期分解能（Δ）に対して算出されるジッタ値を示す。尚、図３１における横軸における周波数ｆｕは、キャリア周波数ｆ０を基準としたカットオフ周波数を示す。

図３２は、それぞれの周期分解能（Δ）に対して算出したジッタ値の、測定誤差の一例を示す図である。本例においては、周期分解能（Δ）が５ｐｓである場合の測定値を真値とする。図３１及び図３２に示すように、周期分解能（Δ）が大きくなるに従い、ジッタ値の測定誤差が急激に増大する。

ストローブタイミング発生器３０は、周期分解能（Δ）がより小さくなるように、ストローブの周期を設定してよい。例えば、ストローブタイミング発生器３０において、ストローブの周期として複数種類の周期が選択できる場合、ストローブタイミング発生器３０は、当該周期分解能（Δ）がより小さくなる周期を選択してよい。

また、ストローブタイミング発生器３０は、周期分解能が、測定すべきジッタの振幅、又はジッタを算出すべき時間分解能に応じた値となるように、ストローブの周期を設定してよい。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、測定すべきジッタの振幅値又は算出すべきジッタ値が与えられ、周期分解能が、ジッタの実効値の２倍又は要求される時間分解能の値と同程度になるように、ストローブを順次設定してよい。ここで、測定すべきジッタ値は、タイミングジッタのピークツウピーク値であってよい。また、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期の値が与えられることが好ましい。

被測定信号の各エッジのタイミングと、理想的なタイミングとのずれ（即ちタイミングジッタ）の最大値は、タイミングジッタの値により定まる。つまり、被測定信号の各エッジが観測される確率は、理想的なタイミングの前後のそれぞれで、ジッタの値に応じて変化する。このため、被測定信号の各エッジは、理想的なタイミングを中心として、ジッタ値の２〜３倍の幅で変化しうる。逆に、図３４で後述するように、周期分解能（Δ）をジッタ値の２倍程度とすることにより、被測定信号のタイミングのずれ（即ちタイミングジッタ）をより精度よく検出することができる。

また、周期分解能（Δ）を、ジッタ値を算出すべき時間分解能より小さくすることにより、当該時間分解能でのジッタ値をより精度よく算出することができる。また、周期分解能（Δ）を、被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に基づいて定めてもよい。以下において、標準偏差に基づいて周期分解能（Δ）、即ち、等価的なサンプリング間隔を定める手順の一例を説明する。

図３３（Ａ）は、被測定信号に含まれるジッタの確率密度関数ｐ（ｔ）の一例を示す図である。但し、図３３（Ａ）において横軸は、確率密度関数ｐ（ｔ）の標準偏差で正規化した時間を示す。係るジッタ測定の、正規化２乗誤差（normalized mean square error）は下式で与えられる。

式（１）
ここで、式（１）の右辺第１項は、測定誤差のうち、不規則誤差（ｒａｎｄｏｍ
ｅｒｒｏｒ）を示す。また、式（１）の右辺第２項は、測定誤差のうち、バイアス誤差（ｂｉａｓ ｅｒｒｏｒ）を示す。また、Ｗは、被測定信号を観測する間隔、即ち、周期分解能（Δ）に比例する。また、ｐ''（ｔ）は、確率密度関数ｐ（ｔ）の２階微分を示す。また、右辺第１項の不規則誤差の各定数は、下記の文献を参照されたい。
「Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ ３ｒｄ ｅｄ．」、ｐｐ．２９０、Ｊ．Ｓ．Ｂｅｎｄａｔ ａｎｄ Ａ．Ｇ．Ｐｉｅｒｓｏｌ

式（１）から明らかなように、観測間隔Ｗ、すなわち周期分解能（Δ）を十分に小さくすれば、被測定信号に含まれるジッタ成分を精度よく測定することができる。つまり、式（１）の右辺第２項が略零となり、バイアス誤差による測定誤差を除去して、ジッタ成分を精度よく測定することができる。

理論的には、ストローブの周期設定の分解能を十分に高くすることにより、周期分解能（Δ）を十分に小さくすることができる。しかし、実際には、係るストローブを生成できる回路を実現することは困難である。

また、係る回路を測定装置１０に設けることは、測定装置１０のコストを増大させてしまう。また、測定装置１０において、ストローブの周期として設定しうる値が制限されている場合、周期分解能（Δ）を十分に小さくすることは困難である。

以下では、ストローブの周期として設定しうる値が制限されており、周期設定の分解能が比較的低い場合であっても、ストローブの周期を適切に選択することにより、被測定信号に含まれるジッタ成分を精度よく測定できることを説明する。被測定信号に含まれるジッタがガウス分布を示す場合、確率密度関数ｐ（ｔ）は、下式で与えられる。

式（２）
但し、σは被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差を示す。

式（２）から、式（１）の右辺第２項の因数（ｐ''（ｔ）／ｐ（ｔ））^２は、下式で与えられる。

式（３）

図３３（Ｂ）は、式（３）に示した関数の波形の一例を示す図である。式（３）及び図３３（Ｂ）に示すように、｜ｔ｜＝σのとき、式（１）の右辺第２項は略零となる。つまり、ストローブ及び被測定信号の周期分解能（Δ）、即ち測定間隔が２σの場合、式（１）の右辺第２項は略零となり、測定誤差のバイアス誤差を除去してジッタ成分を精度よく測定することができる。また、式（１）の右辺第１項に示される、測定誤差の不規則誤差は、測定データ数を十分大きくすることにより、低減することができる。

図３４は、周期分解能（Δ）と測定誤差との関係の一例を示す図である。図３４において、横軸は、２σで正規化した周期分解能（Δ）を示す。また縦軸は、上述したバイアス誤差に対応する測定誤差を示す。また本例においては、丸印、四角印等に示すように、４回の測定を行い、測定結果を曲線で近似した。図３４に示すように、周期分解能（Δ）が２σとなる、即ちΔ／２σ＝１となる点の近傍で、測定誤差が十分に小さくなることがわかる。

本例における測定装置１０のストローブタイミング発生器３０は、被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に基づいて、ストローブの周期を設定又は選択してよい。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、測定すべきジッタの標準偏差σ、及び被測定信号の周期が予め与えられており、周期分解能（Δ）が、標準偏差σの２倍と略等しくなるように、ストローブの周期を設定してよい。また、ストローブタイミング発生器３０は、バイアス成分による測定誤差が許容される範囲内となるように、ストローブの周期を設定してもよい。この場合、ストローブタイミング発生器３０は、周期分解能（Δ）が、標準偏差σの２倍の近傍となるように、ストローブの周期を設定することが好ましい。

また、ストローブの周期として選択できる複数種類の周期が、予め定められている場合、ストローブタイミング発生器３０は、周期分解能（Δ）が、標準偏差σの２倍に最も近くなるように、ストローブの周期を選択してよい。尚、以上においては、被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布がガウス分布である場合について説明したが、測定対象のジッタは、ガウス分布のジッタに限定されない。他の分布のジッタであっても、図３３及び図３４に関連して説明した手順と同様の手順で、ジッタの標準偏差に基づいてストローブの周期を適切に設定することができる。

以上、最適周期分解能（Δ）が２σであることを理論的に導き、図３４に示すように実験的に検証した。ところで、式（１）及び式（３）は、サンプリングに関するパラメータは観測間隔Ｗのみであるから、式（１）及び式（３）はサンプリング手法に依存せず成立する。つまり、式（１）及び式（３）は、等価的サンプリング（アンダーサンプリング）に限らず、リアルタイムサンプリング（オーバーサンプリング）についても、等価的サンプリングと同様に成立する。

図３５は、図２７に示した試験装置１００が備えるパターン発生器６５の構成の一例を示す図である。パターン発生器６５は、試験信号の信号パターンを生成するパターン生成部６７と、信号パターンに基づいて試験信号を出力するドライバ６９とを有する。ドライバ６９は、予め定められたテストレートに応じて動作し、被試験デバイス２００にテストレートまたはその整数倍のテストレートに応じた周期の被測定信号を出力させる。本例では、ドライバ６９は、テストレートＴに応じた周期のタイミング信号が与えられ、被試験デバイス２００に当該周期に応じた被測定信号を出力させる。

これに対し、ストローブタイミング発生器３０は、テストレートＴより所定値大きい周期Ｔ＋Δでストローブを生成する。このような動作により、低い動作周期で、高速な被測定信号を精度よく測定することができる。ストローブタイミング発生器３０には、テストレートＴに対して設定可能なストローブの周期の差分Δが複数種類用意されることが好ましい。例えば、ストローブタイミング発生器３０に対して設定可能なタイミングセットが複数用意されており、それぞれのタイミングセットを設定した場合における、テストレートとストローブとの周期の差分値Δが予め測定されていてよい。

ストローブタイミング発生器３０は、これらのタイミングセットのうち、周期の差分値Δが最も小さくなるタイミングセットを選択してよい。また周期の差分値Δが、測定すべきジッタ値の２倍より小さくなるタイミングセットを選択してもよい。

図３６は、被測定信号Ｋ及び被測定信号Ｊの瞬時線形位相φの一例を示す図である。試験装置１００は、２つの被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）のオフセット値φ_０＿ｋ及びφ_０＿Ｊに基づいて、２つの信号間の確定（deterministic）スキューを求めてよい。ここで、確定スキューとは、２つの信号が伝播する経路の電気長の差であってよい。

例えばデジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、ｔ＝０における、２つの被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）の値φ_０＿ｋ及びφ_０＿Ｊを求め、これらの差分を確定スキューとして求めてよい。また、デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、ラジアン単位で求めた確定スキューを２πｆ_０で除算して、時間単位の確定スキューを求めてもよい。また、ラジアン単位の瞬時位相φ（ｔ）を、時間単位の瞬時位相φ（ｔ）に変換して、それぞれの瞬時位相φ（ｔ）の初期値の差分から時間単位の確定スキューを求めてもよい。また、デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、２つの被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）から、２つの被測定信号の不規則（random）スキューを求めてよい。

図３７は、被測定信号Ｋ及び被測定信号Ｊの間の不規則スキューを測定する方法を説明する図である。図３７（Ａ）は、被測定信号Ｋの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）_＿Ｋの一例を示す。図３７（Ｂ）は、被測定信号Ｊの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）_＿Ｊの一例を示す。図３７（Ｃ）は、被測定信号Ｋ及びＪの間の不規則スキューの一例を示す。尚、図３７において、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）は、瞬時位相φ（ｔ）の直線成分２πｆ_ｂｅａｔを減じたものである。ここで、ｆ_ｂｅａｔは、周期分解能（Δ）で等価的に被測定信号をサンプリングする周波数である。例えば、

であってよい。

不規則スキューは、各時刻における、被測定信号Ｋ及びＪの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の差分に対応するので、図３７（Ａ）及び図３７（Ｂ）に示した瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の差分を求めることにより、図３７（Ｃ）に示した不規則スキューＴ_Ｓｋｅｗ（ｔ）を求めることができる。例えばデジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０が、不規則スキューを求めてよい。

また、試験装置１００が、図３６及び図３７において説明した確定スキュー又は不規則スキューを測定するとき、試験装置１００は、レベル比較部５２０を並列に２つ有することが好ましい。そして、これらのレベル比較部５２０に同時に被測定信号Ｋ及びＪを入力する。また、これらのレベル比較部５２０に同一のストローブを与える。つまり、試験装置１００は、レベル比較部５２０に入力する２つの被測定信号を同時にアンダーサンプリングする。

そして、上述したように、それぞれの信号に対して瞬時位相φ（ｔ）を求め、それぞれの瞬時位相φ（ｔ）について、所定の時刻（例えばｔ＝０）のオフセット値を求める。求めた値の差分が確定スキューを示す。係る処理は、デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０が行ってよい。また、試験装置１００は、２つのレベル比較部５２０に対応して２つのキャプチャメモリ４０を有してよい。デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、２つのキャプチャメモリ４０からデータを受け取り、上述した確定スキューや不規則スキューを算出する。デジタル信号処理部６０は、確定スキュー及び不規則スキューを測定する場合、図１２に関連して説明したように、確定ジッタ成分を除去してよい。

図３８は、試験装置１００のジッタ測定結果とシグナルソース解析器（ｓｉｇｎａｌ ｓｏｕｒｃｅ ａｎａｌｙｚｅｒ)Ｅ５０５２Ａをもちいたジッタ測定結果とを比較する図である。図３８では、シグナルソース解析器を用いたジッタ測定結果の範囲を点線で示す。シグナルソース解析器は、ジッタを測定する機能を有する一般的な測定器であってよい。

また、図３８では、試験装置１００のジッタ測定結果を丸印及び三角印でプロットした。図３８に示すように、試験装置１００における測定結果は、ジッタを測定する目的で用いられる測定器での測定結果とよくあっている。つまり、試験装置１００を用いてジッタを高精度に測定できることが示されている。

図３９は、試験装置１００の構成の他の例を示す図である。本例における試験装置１００は、測定装置１０及び判定部７０を備える。また測定装置１０は、図１に関連して説明した測定装置１０の構成に加え、符号制御部６１０を更に有する。本例において、図１の構成要素と同一の符号を付した構成要素は、図１に関連して説明した当該構成要素と同一の機能及び構成を有してよい。

本例におけるストローブタイミング発生器３０は、略等時間間隔に配置され、且つ被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成する。被測定信号のビット時間間隔とは、被測定信号の信号レベルが遷移する周期であってよい。また、被測定信号は、ビット時間間隔毎に信号レベルがＨレベル又はＬレベルに交互に遷移する信号であってよい。

レベル比較部５２０は、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の信号レベルを検出する。レベル比較部５２０は、図１に関連して説明したレベル比較部５２０を用いて、被測定信号の信号レベルを検出してよい。レベル比較部５２０は、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の電圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較してよい。例えばレベル比較部５２０は、被測定信号の電圧値が参照電圧値より大きいときに、論理値１を出力し、被測定信号の電圧値が参照電圧値より小さいときに、論理値−１を出力してよい。また、レベル比較部５２０は、値の異なる複数の参照電圧値と被測定信号の電圧値とを比較してよい。この場合レベル比較部５２０は、複数種類の比較結果に応じて複数種類の論理値を出力する。キャプチャメモリ４０は、レベル比較部５２０が出力する信号レベルを格納する。キャプチャメモリ４０は、レベル比較部５２０が順次出力する論理値を時系列に格納してよい。

符号制御部６１０は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ列のデータ値を、被測定信号の中間レベルを基準として交互に反転させてよい。例えば符号制御部６１０は、データ列の偶数番目の系列又は奇数番目の系列のいずれかの系列のデータ値を反転させてよい。ここで、データ値とは、被測定信号の電圧値等のレベルをデジタル値で表した値であってよい。また符号制御部６１０は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ列の論理値を交互に反転させてもよい。符号制御部６１０は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ列に、ｃｏｓ（πｋ）を乗算することにより、データ列のデータ値又は論理値を反転させてよい。

また、符号制御部６１０は、図４３において後述するように、データ列の論理値と、期待される論理値（以下、期待値と称する）とを比較した比較結果を出力してよい。このとき、符号制御部６１０は、データ列の各論理値と比較する期待値を、交互に反転させてよい。

デジタル信号処理部６０は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ列に基づいて、被測定信号の測定結果を求める。データ列とは、例えば上述した時系列に整列されたデータ値又は論理値の列であってよい。また、デジタル信号処理部６０は、当該データ列に基づいて、被測定信号の波形、スペクトラム、ジッタ、瞬時位相、瞬時位相雑音等を測定してよい。またデジタル信号処理部６０は、二つの被測定信号間のスキューを求めてよい。更に、被試験デバイス２００の入出力間におけるジッタ伝達関数のゲインを求めてもよい。またデジタル信号処理部６０は、被試験デバイス２００のビット誤り率（ＢＥＲ）を求めてもよい。それぞれの測定対象についての測定装置１０の動作は、後述する。

図４０は、ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。本例においては、被測定信号のビット時間間隔をＴとして説明する。本例における試験装置１００は、被測定信号のビット時間間隔と略等しいテストレートで動作する。ストローブタイミング発生器３０は、テストレート毎に、一つ以下のストローブを生成する。

また、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号のテストレート（Ｔ）に対して所定値（Δ）異なる周期（Ｔ＋Δ）で、ストローブを順次生成する。また、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号に対してナイキスト定理(Ｎｙｑｕｉｓｔ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｔｈｅｏｒｅｍ)を満たさない周期でストローブを出力してよい。

例えば、被測定信号の論理値が、ビット時間間隔毎にＨレベル及びＬレベルと交互に遷移するとき、ストローブの周期をビット時間間隔（Ｔ）より小さくするとナイキスト定理を満たす。ストローブタイミング発生器３０は、ビット時間間隔よりわずかに大きい周期でストローブを順次出力してよい。このケースでは、図３２に示すように、レベル比較部５２０は、被測定信号のＨレベル及びＬレベルを、ほぼ交互に検出する。

図４１は、デジタル信号処理部６０の動作の一例を示す図である。本例では、図４０において説明したように、ビット時間間隔毎に論理値がＨレベル及びＬレベルに交互に遷移する被測定信号を測定するケースを説明する。尚、本例での被測定信号は、ジッタをもたない（ｊｉｔｔｅｒ ｆｒｅｅ)。また、ストローブタイミング発生器３０の動作は、図４０において説明したストローブタイミング発生器３０と同一である。

図４１（Ａ）は、デジタル信号処理部６０に入力されるデータ列の一例を示す。図４０において説明したように、レベル比較部５２０は、被測定信号がＨレベルを示すビット区間と、Ｌレベルを示すビット区間とをほぼ交互に検出する。

図４１（Ｂ）及び図４１（Ｃ）は、デジタル信号処理部６０におけるデータ処理の一例を示す図である。図４１（Ｂ）の左図に示すように、デジタル信号処理部６０は、入力されるデータ列を、等価な時間波形に圧縮してよい。つまり、デジタル信号処理部６０は、周期Ｔ＋Δでサンプリングされたデータ列は、等価的に周期Δでサンプリングされたものとして処理できる。また、図４１（Ｂ）の右図は、図４１（Ｂ）の左図に示したデータ列をフーリエ変換したスペクトラムの一例である。

次に図４１（Ｃ）の左図に示すように、デジタル信号処理部６０は、図４１（Ｂ）の右図に示したデータ列のデータのうち、奇数又は偶数番目のいずれかの系列に対応するデータの値を、被測定信号の中間レベルを基準として反転させる。

例えば、図４１（Ａ）及び図４１（Ｂ）に示したデータのうち、１、３、５、７、９、・・・番目のデータのオリジナルの値を維持する。また、２、４、６、８、１０、・・・番目のデータの値を、被測定信号の中間レベル（本例では０レベル）を基準として反転させる（本例では、論理値１のデータ値を論理値−１に変換し、論理値−１のデータ値を論理値１に変換する）。

即ち、図４１（Ｃ）に示すように、偶数番目又は奇数番目のいずれかのデータ列のデータ値を反転させることにより、被測定信号をサンプリング周期Δでサンプリングしたときと等価な波形を得ることができ、より高精度に被測定信号の波形を再現することができる。

尚、図４１（Ｃ）の右図は、図４１（Ｃ）の左図に示したデータ列をフーリエ変換したスペクトラムの一例である。図４１（Ｃ）の左図に示したデータ列をフーリエ変換することにより、デジタル信号処理部６０は、被測定信号のスペクトラムを算出することができる。

また、デジタル信号処理部６０は、上述したデータ値を反転させる処理として、それぞれのデータ値にｃｏｓ（πｋ）を乗算してよい（但し、ｋはデータ列におけるデータ番号を示す）。時間軸上におけるデータ値を反転させる処理は、ｃｏｓ（πｋ）を乗算することと等価であるので、周波数軸上においては、周波数をπシフトすることと等価である。つまり、図４１（Ｃ）に示したスペクトラムは、図４１（Ｂ）に示したスペクトラムの周波数をπシフトすることによっても算出することができる。デジタル信号処理部６０は、データ値を反転させる処理を行う前のデータ列（図４１（Ｂ）の左図）をフーリエ変換することにより得たスペクトラム（図４１（Ｂ）の右図）をπ周波数シフト（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔｉｎｇ)することにより、被測定信号のスペクトラム（図４１（Ｃ）の右図）を算出してもよい。更に、デジタル信号処理部６０は、このようにして算出した被測定信号のスペクトラムをフーリエ逆変換することにより、被測定信号の波形（図４１（Ｃ）の左図）を算出してもよい。

図４２は、ジッタが印加された被測定信号に対して、図４１において説明した処理と同様の処理を行ったケースを示す図である。図４２（Ａ）は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部６０に入力されるデータ列の一例を示す図である。また図４２（Ｂ）及び図４２（Ｃ）は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部６０におけるデータ処理の一例を示す図である。

図４２（Ｂ）及び図４２（Ｃ）に示すように、被測定信号にジッタが印加されていると、データ列に当該ジッタ成分が現れる。そして、当該データ列をフーリエ変換したスペクトラムのキャリア周波数近傍にも、ジッタ周波数に応じたジッタ成分が現れる。デジタル信号処理部６０は、当該スペクトラムに基づいて、被測定信号のジッタを算出してよい。

本例においては、被測定信号のビット時間間隔よりわずかに大きい周期で、被測定信号をサンプリングする例について説明した。この場合、上述したように、サンプリングした被測定信号のデータ値を、ビット時間間隔毎に、被測定信号の中間レベルを基準として交互に反転させる（奇数番目又は偶数番目のデータ値を反転させる）。例えば、サンプリングした被測定信号のデータ値を、一つおきに（ｏｎｅ ｂｙ ｏｎｅ）反転させる。

同様に、サンプリングした被測定信号の論理値を、ビット時間間隔毎に交互に反転させてよい。つまり、サンプリングした被測定信号の論理値を、一つおきに反転させてよい。また、論理値の反転とは、例えば論理値Ｈを論理値Ｌに変換して、論理値Ｌを論理値Ｈに変換する処理であってよい。これに対し、データ値の反転とは、例えば被測定信号のレベル（例えば電圧値）を、被測定信号の中間レベル（例えば零電圧）を基準として反転させる処理であってよい。

図４３は、符号制御部６１０の構成の一例を示す図である。上述したように、符号制御部６１０は、期待値を交互に反転させる。本例における符号制御部６１０は、期待値生成部６１２及び論理比較部６１４を有する。

論理比較部６１４は、レベル比較部５２０が検出した被測定信号のそれぞれの論理値と、与えられる期待値とが一致するか否かを示す比較結果を出力する。論理比較部６１４は、被測定信号の論理値と期待値との排他的論理和を出力する排他的論理和回路を有してよい。期待値生成部６１２は、被測定信号の論理値のデータ列において、奇数又は偶数番目のデータの系列に対応する期待値を、直前の期待値を反転させて論理比較部６１４に供給する。

図４４は、図４３に示した符号制御部６１０を用いた場合の試験装置１００の動作の一例を示す図である。本例における測定装置１０は、被測定信号の各ビットの論理値が、予め定められた期待値と一致するか否かを示す比較結果を生成する。

上述したように、期待値生成部６１２は、被測定信号のデータ列において奇数又は偶数番目のいずれかのデータに対応する期待値を反転させてよい。例えば期待値として２つの論理値を取りうる場合に、直前の期待値と異なる論理値を順次設定してよい。このような処理により、被測定信号の各ビットの論理値と、予め定められた期待値との比較結果が、図４１（Ｃ）及び図４２（Ｃ）の左図に示したデータ列に対応する。

図４５は、図４４において説明した処理により得られる比較結果系列の一例を示す。図４５（Ａ）に示すように、測定装置１０は、期待値（期待される論理値）をビット時間間隔毎に交互に反転させて、被測定信号の論理値と比較する。例えば測定装置１０は、期待値を一つおきに（ｏｎｅ ｂｙ ｏｎｅ）反転させる。

これにより、図４５（Ｂ）に示すように、図４２（Ｃ）の左図に示したデータ列と同等の比較結果系列を得ることができる。尚、本例において、被測定信号の論理値と期待値とが一致したケースの比較結果を論理値１で示し、一致しないケースの比較結果を−１で示す。

また、測定装置１０は、期待値を反転させずに、例えば論理値Ｈに期待値を固定して、比較結果系列を求めてもよい。このとき、比較結果系列は、図４２（Ｂ）の左図に示したデータ列と同等になる。上述したように、測定装置１０は、当該比較結果の系列をフーリエ変換したスペクトラムをπ周波数シフトすることにより、被測定信号のスペクトラムを求めてよい。また、当該比較結果の系列をフーリエ変換したスペクトラムのいずれかのピーク近傍の周波数成分に基づいて、被測定信号のジッタ等を算出してもよい。

同様に、測定装置１０は、サンプリングした被測定信号の論理値を、ビット時間間隔毎に交互に反転させてよい。つまり、サンプリングした被測定信号の論理値を、一つおきに反転させてよい。

図４６は、レベル比較部５２０及び符号制御部６１０の他の構成例を示す図である。また、図４７は、図４６に示したレベル比較部５２０及び符号制御部６１０の動作の一例を示すタイミングチャートである。本例における符号制御部６１０の期待値生成部６１２は、被測定信号に基づいて期待値を生成する。

図４６に示すように、レベル比較部５２０は、可変遅延回路５２２、フリップフロップ５２４、及び比較器５２６を有する。比較器５２６は、被測定信号と、予め設定される参照値ＶＯＨとを比較した比較結果を出力する。例えば比較器５２６は、被測定信号のレベルが、参照値ＶＯＨより大きい場合にＨ論理を出力して、参照値ＶＯＨより小さい場合にＬ論理を出力してよい。

可変遅延回路５２２は、ストローブタイミング発生器３０が出力するストローブの位相を調整する。可変遅延回路５２２は、測定中は一定の遅延を生じさせてよい。フリップフロップ５２４は、可変遅延回路５２２が出力するストローブに応じて、比較器５２６が出力する論理値をサンプリングする。これにより、被測定信号の論理値を、ストローブに応じてサンプリングすることができる。

ストローブの周期は、被測定信号の周期ＴｂよりΔ大きいので、図４７に示すように、フリップフロップ５２４は、被測定信号を等価的にサンプリング周期Δでサンプリングする。図４６に示すように、期待値生成部６１２は、可変遅延回路６１７、フリップフロップ６１６、及び比較器６１５を有する。比較器６１５は、被測定信号と、予め設定される参照値ＶＯＨとを比較した比較結果を出力する。比較器６１５に設定される参照値と、比較器５２６に設定される参照値とは同一であってよい。

フリップフロップ６１６は、可変遅延回路６１７を介して与えられる同期信号に応じて、比較器６１５の出力をサンプリングする。同期信号は、被測定信号と略同一の周期を有する信号である。

測定装置１０は同期信号を生成する回路を有してよい。例えば測定装置１０は、発振回路等を用いて同期信号を生成する回路を有してよい。また測定装置１０は、被測定信号に基づいて、同期信号を生成する回路を有してもよい。例えば測定装置１０は、ＰＬＬ回路等を用いて、被測定信号に同期したクロックを再生するクロック再生回路を有してよい。

また図４７に示すように、可変遅延回路６１７は、同期信号のそれぞれのエッジの位相が、被測定信号のそれぞれのビット時間間隔の略中央に配置されるように、同期信号を遅延させる。つまり、フリップフロップ６１６は、被測定信号のアイ開口の略中央で、被測定信号の論理値をサンプリングする。

論理比較部６１４は、レベル比較部５２０が検出した被測定信号の論理値と、前サイクルにおいて期待値生成部６１２が検出した被測定信号の論理値を反転させた論理値とが一致するか否かを判定する。つまり、論理比較部６１４は、前サイクルにおいて期待値生成部６１２が検出した被測定信号の論理値を期待値として用いることにより、被測定信号の状態（論理値が期待値と一致するか否かを示す状態）をサンプリングする。

上述したように、期待値生成部６１２は、被測定信号のアイ開口の略中央で、被測定信号の論理値をサンプリングする。このため、被測定信号に比較的大きなジッタが印加されている場合であっても、被測定信号が当該サイクルにおいて示すべき論理値を精度よく検出することができる。そして、被測定信号は各サイクルで論理値が反転するクロック信号であるので、図４１に示すように、期待値生成部６１２が当該サイクルで検出した論理値を反転させることにより、次サイクルにおける期待値として用いることができる。

論理比較部６１４は、期待値生成部６１２からの入力を反転させて受け取ってよい。また、図４６に示すように、期待値生成部６１２の出力と、レベル比較部５２０の出力との排他的論理和を反転させて出力してよい。このような構成により、被測定信号の状態を簡易な構成で測定することができる。

図４８は、図４３に示した符号制御部６１０を有する測定装置１０を用いて測定した被測定信号のスペクトラムの一例を示す。尚、図４８においては、被測定信号及びストローブの周期差Δを、１倍、２倍、４倍、８倍に変化させて測定したスペクトラムを示す。また、図４８の横軸は、キャリア周波数からのオフセット周波数を示す。つまり、図４８のスペクトラムは、ジッタ成分のスペクトラムを示す。

図４８に示すように、ビット誤り率の測定装置１０を用いたときも、被測定信号のジッタを測定できることがわかる。尚、図３１及び図３２における説明と同様に、被測定信号及びストローブの周期差を大きくすると、測定分解能が大きくなるので、測定誤差が大きくなる。本例では、当該周期差を８倍にすると、ジッタ成分を検出しない。このため、当該周期差は、より小さいことが好ましい。

図４９は、図４３に示した符号制御部６１０を有する測定装置１０を用いたケースにおける、試験装置１００の動作の他の例を示す図である。本例におけるストローブタイミング発生器３０は、被測定信号のビット時間間隔Ｔに対し、２Ｔ＋Δの周期でストローブを生成する。例えば、被測定信号がクロック信号であると、被測定信号の周期は２Ｔとなる。このとき、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期に所定の差分値Δを加えた周期でストローブを生成する。

また、本例における期待値生成部６１２は、所定の論理値に固定された期待値を生成する。例えば図４９Ａに示すように、Ｈ論理に固定された期待値を生成してよい。このような処理により、図４９Ｂに示すような、比較結果の系列を得ることができる。

ここで説明した周期（２Ｔ＋Δ）は、図４５に関連して説明したビット時間間隔（Ｔ＋Δ）の約２倍である。この場合、図４５において説明した、ビット時間間隔毎に（一つおきに）期待値を反転させる処理は、周期（２Ｔ＋Δ）の間に２回行われることになる。このため、図４９に示したように、周期（２Ｔ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする例では、期待値を反転させない処理が、図４５において説明した期待値を反転させる処理と等価な処理になる。

つまり、周期（（２ｍ−１）Ｔ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が（２ｍ−１）回、即ち奇数回行われるので、期待値を一つおきに反転させる処理が、図４５において説明した期待値を反転させる処理と等価な処理になる（但し、ｍは１以上の整数）。また、周期（２ｍＴ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が偶数回行われるので、期待値を反転させない処理が、図４５において説明した期待値を反転させる処理と等価な処理になる。

尚、図４１に関連して説明した、ビット時間間隔毎に、サンプリングした被測定信号のデータ値又は論理値を反転させる処理についても同様である。つまり、周期（（２ｍ−１）Ｔ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が奇数回行われるので、データ値又は論理値を一つおきに反転させる処理が、図４１において説明したデータ値又は論理値を反転させる処理と等価な処理になる（但し、ｍは１以上の整数）。また、周期（２ｍＴ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が偶数回行われるので、データ値又は論理値を反転させない処理が、図４１において説明したデータ値又は論理値を反転させる処理と等価な処理になる。

図５０は、測定装置１０の他の例を示す図である。本例における測定装置１０は、図３９から図４９において説明した測定装置１０の機能に加え、被試験デバイス２００の入出力間のジッタ伝達関数ゲインを測定する機能を更に備える。

本例におけるレベル比較部５２０は、被試験デバイス２００への入力信号の信号と、当該入力信号に対する被試験デバイス２００の出力信号の信号とを測定する。レベル比較部５２０は、当該入力信号及び当該出力信号を略同時に測定してよい。

ストローブタイミング発生器３０、キャプチャメモリ４０、及びデジタル信号処理部６０は、図３９から図３９において同一の符号を付したものと同様の機能及び構成を有してよい。尚、本例におけるキャプチャメモリ４０は、入力信号のデータ列と、出力信号のデータ列とをそれぞれ格納する。

また、デジタル信号処理部６０は、入力信号及び出力信号のそれぞれのデータ列に基づいて、入力信号及び出力信号のそれぞれのジッタを算出する。入力信号のジッタ値と、出力信号のジッタ値との比から、被試験デバイス２００の入出力間におけるジッタ伝達関数のゲインを求めることができる。

また、デジタル信号処理部６０は、ゲイン算出部及びＢＥＲ算出部を更に備えてよい。ゲイン算出部を備える場合、ジッタ算出部は、被試験デバイス２００の入力信号のデータ列及び出力信号のデータ列のそれぞれに対して、ジッタを算出する。

ゲイン算出部は、ジッタ算出部が算出する入力信号のジッタ及び出力信号のジッタに基づいて、被試験デバイス２００のジッタゲインを算出する。例えばゲイン算出部は、入力信号のジッタ及び出力信号のジッタの比に基づいて、被試験デバイス２００のジッタゲインを算出してよい。またゲイン算出部は、サイン波ジッタの周波数成分毎に、ジッタゲインを算出してもよい。

ＢＥＲ算出部は、ゲイン算出部が算出したジッタゲインに基づいて、被試験デバイス２００のビット誤り率を算出する。ジッタ伝達関数のゲインから、所定の入力信号を被試験デバイス２００に入力した場合に出力信号にあらわれるジッタの大きさが求められるので、ビット誤り率を推定することができる。例えば、ＢＥＲ算出部は、入力信号のジッタ振幅の確率密度が与えられ、出力信号の受信側で許容されるジッタ振幅が与えられてよい。ＢＥＲ算出部は、入力信号のジッタの確率密度及びジッタゲインから、出力信号のジッタの確率密度を求めてよい。そして、受信側で許容されないジッタ振幅が出力信号にあらわれる確率を求めることにより、出力信号のビット誤り率を算出することができる。

図５１は、本発明の一つの実施形態に係る演算装置１９００の構成の一例を示す図である。演算装置１９００は、いわゆるコンピュータ、又は電子計算機であってよい。演算装置１９００は、与えられるプログラムに基づいて、図１から図５０において説明した測定装置１０の少なくとも一部の構成要素として機能する。例えば演算装置１９００は、図１から図５０において説明したデジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０として機能してよい。また演算装置１９００は、キャプチャメモリ４０として更に機能してよく、判定部７０として更に機能してよく、符号制御部６１０として更に機能してよい。

本実施形態に係る演算装置１９００は、ＣＰＵ周辺部、入出力部、及びレガシー入出力部を備える。ＣＰＵ周辺部は、ホスト・コントローラ２０８２により相互に接続されるＣＰＵ２０００、ＲＡＭ２０２０、グラフィック・コントローラ２０７５、及び表示装置２０８０を有する。入出力部は、入出力コントローラ２０８４によりホスト・コントローラ２０８２に接続される通信インターフェース２０３０、ハードディスクドライブ２０４０、及びＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０を有する。レガシー入出力部は、入出力コントローラ２０８４に接続されるＲＯＭ２０１０、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０、及び入出力チップ２０７０を有する。

ホスト・コントローラ２０８２は、ＲＡＭ２０２０と、高い転送レートでＲＡＭ２０２０をアクセスするＣＰＵ２０００及びグラフィック・コントローラ２０７５とを接続する。ＣＰＵ２０００は、ＲＯＭ２０１０及びＲＡＭ２０２０に格納されたプログラムに基づいて動作し、各部の制御を行う。グラフィック・コントローラ２０７５は、ＣＰＵ２０００等がＲＡＭ２０２０内に設けたフレーム・バッファ上に生成する画像データを取得し、表示装置２０８０上に表示させる。これに代えて、グラフィック・コントローラ２０７５は、ＣＰＵ２０００等が生成する画像データを格納するフレーム・バッファを、内部に含んでもよい。

入出力コントローラ２０８４は、ホスト・コントローラ２０８２と、比較的高速な入出力装置である通信インターフェース２０３０、ハードディスクドライブ２０４０、ＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０を接続する。通信インターフェース２０３０は、ネットワークを介して他の装置と通信する。ハードディスクドライブ２０４０は、演算装置１９００内のＣＰＵ２０００が使用するプログラム及びデータを格納する。ＣＤ−ＲＯＭドライブ２０６０は、ＣＤ−ＲＯＭ２０９５からプログラム又はデータを読み取り、ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供する。

また、入出力コントローラ２０８４には、ＲＯＭ２０１０と、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０、及び入出力チップ２０７０の比較的低速な入出力装置とが接続される。ＲＯＭ２０１０は、演算装置１９００が起動時に実行するブート・プログラム、及び演算装置１９００のハードウェアに依存するプログラム等を格納する。フレキシブルディスク・ドライブ２０５０は、フレキシブルディスク２０９０からプログラム又はデータを読み取り、ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供する。入出力チップ２０７０は、フレキシブルディスク・ドライブ２０５０、及び例えばパラレル・ポート、シリアル・ポート、キーボード・ポート、マウス・ポート等を介して各種の入出力装置を接続する。

ＲＡＭ２０２０を介してハードディスクドライブ２０４０に提供されるプログラムは、フレキシブルディスク２０９０、ＣＤ−ＲＯＭ２０９５、又はＩＣカード等の記録媒体に格納されて利用者によって提供される。プログラムは、記録媒体から読み出され、ＲＡＭ２０２０を介して演算装置１９００内のハードディスクドライブ２０４０にインストールされ、ＣＰＵ２０００において実行される。

当該プログラムは、演算装置１９００にインストールされる。ＣＰＵ２０００が当該プログラムを実行することにより、演算装置１９００を、デジタル信号変換部５０、デジタル信号処理部６０、キャプチャメモリ４０、判定部７０、符号制御部６１０等として機能させる。

例えば、プログラムは、ＣＰＵ２０００を、デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０として機能させてよい。例えばプログラムは、ＣＰＵ２０００に、図１から図５０において説明したデジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０が行うべきデータ処理を実行させる命令群を含んでよい。

また、プログラムは、ＲＡＭ２０２０を、キャプチャメモリ４０として機能させてよい。例えばプログラムは、通信インターフェース２０３０を介して、測定装置１０本体からのデータを受け取らせ、ＲＡＭ２０２０に格納させてよい。プログラムは、演算装置１９００に係る動作を行わせる命令群を含み、ＣＰＵ２０００が当該命令群に応じて演算装置１９００を制御することにより、ＲＡＭ２０２０をキャプチャメモリ４０として機能させてよい。

以上に示したプログラムは、外部の記録媒体に格納されてもよい。記録媒体としては、フレキシブルディスク２０９０、ＣＤ−ＲＯＭ２０９５の他に、ＤＶＤやＣＤ等の光学記録媒体、ＭＯ等の光磁気記録媒体、テープ媒体、ＩＣカード等の半導体メモリ等を用いることができる。また、専用通信ネットワークやインターネットに接続されたサーバシステムに設けたハードディスク又はＲＡＭ等の記憶装置を記録媒体として使用し、ネットワークを介してプログラムを演算装置１９００に提供してもよい。

以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。

例えば、ストローブタイミング発生器３０が、等時間間隔、且つビット時間間隔より大きい時間間隔で、ストローブを順次生成する実施形態において、ストローブタイミング発生器３０は、等時間間隔、且つビット時間間隔より小さい時間間隔でストローブを順次生成してもよい。この場合、例えばデジタル信号処理部６０において、サンプリングしたデータ、又は期待値と比較した比較結果を間引くことにより、等時間間隔、且つビット時間間隔より大きいデータからなるデータ列を生成してよい。これにより、実施形態において説明した処理と同一の処理を行うことができる。

以上から明らかなように、本発明の実施形態によれば、ンコヒーレントのサンプリングで測定した被測定信号のジッタを低コストで測定することができる。またコヒーレントのサンプリングにおいては、一般に基準信号を被試験デバイスに供給して、被試験デバイスが当該基準信号にコヒーレントな論理系列を出力する。このため、被試験デバイスの出力論理系列/信号の波形品質は試験装置が生成可能な基準信号の波形品質に制限され、被試験デバイスの性能限界を試験できなかった。これに対し、上述した測定装置１０はノンコヒーレントなサンプリングを行うので、外部発振器から基準信号を被試験デバイスに供給することができる。したがって、高い波形品質の基準信号をもちいることができ、被試験デバイスの性能限界を試験できる。

また、タイミングノイズを振幅ノイズから分離して測定できるので、タイミングジッタを精度よく測定することができる。また、ストローブタイミング発生器が発生できるストローブの最大周波数より高い周波数のクロックやデータのジッタ測定を行うことができる。

特に、被測定信号のジッタの標準偏差σの２倍から、ストローブの最適な周期（最適周期分解能）を決定することができる。このため、文献１に示されるように、被測定信号の周期と１／１０００程度まで一致した周期の信号を用いずに、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。

また、ジッタを測定すべきエッジタイプに限定されずにジッタを測定することができる。また、現在の試験装置のハードウェア構成を用いて、ジッタ試験を行うことができる。つまり、サンプル値と期待値との比較で、パターンマッチングを行わずにジッタを測定することができる。

また、測定値をジッタに対応させるキャリブレートを行わずに、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。更に、サンプリングタイミングのオフセット時間を調整せずに、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。

Claims (29)

1. 被測定信号を測定する測定装置であって、
   略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
   順次与えられる前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
   前記レベル比較部が順次検出する信号レベルのデータ列を格納するキャプチャメモリと、
   前記データ列に窓関数を乗算する窓関数乗算部と、
   前記窓関数が乗算された前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、
   前記スペクトラムに基づいて、前記被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する瞬時位相雑音算出部と
   を備える測定装置。
2. 前記スペクトラムのそれぞれの周波数成分のレベルを、キャリア周波数成分のレベルで除算して、前記瞬時位相雑音算出部に入力する帯域制限部を更に備える
   請求項１に記載の測定装置。
3. 前記瞬時位相雑音を前記窓関数で除算することにより、前記瞬時位相雑音を補正する補正部を更に備える請求項１又は２に記載の測定装置。
4. 前記帯域制限部は、前記スペクトラムのサイドバンドにおいて、前記被測定信号のキャリア周波数成分に隣接する、前記キャリア周波数成分の高域側および低域側の所定の周波数範囲内の周波数成分を除去して、前記被測定信号のキャリア周波数成分と、前記サイドバンドにおける前記所定の周波数範囲より外側の周波数成分とを、前記瞬時位相雑音算出部に入力する
   請求項２に記載の測定装置。
5. 前記帯域制限部は、前記サイドバンドにおける前記所定の周波数範囲より外側の周波数成分に対して、当該スペクトラムの予め定められた周波数成分を除去する
   請求項４に記載の測定装置。
6. 前記帯域制限部は、前記キャリア周波数から前記所定の周波数範囲外の周波数成分のうち、レベルが予め定められた閾値より大きい周波数成分を除去する
   請求項４に記載の測定装置。
7. 前記帯域制限部は、前記所定の周波数範囲の外側における予め定められた周波数範囲毎に、異なる前記閾値を用いて周波数成分を除去する
   請求項６に記載の測定装置。
8. 前記周波数領域変換部が生成した前記スペクトラムのうち、予め定められた周波数帯域の成分を抽出する帯域制限部と、
   前記帯域制限部が抽出した前記スペクトラムを時間領域の信号に変換して、前記被測定信号の解析信号を生成する解析信号生成部と、
   前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出部と
   を更に備え、
   前記瞬時位相雑音算出部は、前記被測定信号の前記瞬時位相に基づいて、前記被測定信号の前記瞬時位相雑音を算出する
   請求項１に記載の測定装置。
9. 前記解析信号生成部が生成した前記解析信号を、前記窓関数で除算することにより補正する補正部を更に備え、
   前記瞬時位相算出部は、前記補正部が補正した前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の前記瞬時位相を算出する
   請求項８に記載の測定装置。
10. 前記周波数領域変換部は、前記データ列をフーリエ変換して前記スペクトラムを生成し、
    前記帯域制限部は、前記スペクトラムに対して、前記被測定信号のキャリア周波数を含む第１の周波数範囲内の周波数成分を通過させ、前記第１の周波数範囲の外側の第２の周波数範囲内の周波数成分を除去し、前記第２の周波数範囲の外側の第３の周波数範囲内の周波数成分を通過させる
    請求項９に記載の測定装置。
11. 前記キャプチャメモリが格納した前記データ列のデータ値を、前記被測定信号の中間レベルを基準として交互に反転させる符号制御部を更に備え、
    前記窓関数乗算部は、前記符号制御部がデータ値を交互に反転させた前記データ列に、前記窓関数を乗算する
    請求項１に記載の測定装置。
12. 前記レベル比較部は、前記被測定信号の信号レベルとして、前記被測定信号の論理値を検出し、
    前記測定装置は、前記キャプチャメモリが格納した前記データ列の論理値を交互に反転させる符号制御部を更に備え、
    前記窓関数乗算部は、前記符号制御部が論理値を交互に反転させた前記データ列に、前記窓関数を乗算する
    請求項１に記載の測定装置。
13. 前記ストローブタイミング発生器は、前記ストローブの周期と、前記被測定信号の周期との差分が、前記被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に応じた値となるように、前記ストローブを略等時間間隔で順次出力する
    請求項１に記載の測定装置。
14. 被測定信号を測定する測定装置であって、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が検出したそれぞれの前記信号レベルが、期待値と一致するか否かを示す比較結果のデータ列を出力する論理比較部と、
    前記論理比較部が出力するデータ列を格納するキャプチャメモリと、
    前記データ列に窓関数を乗算する窓関数乗算部と、
    前記窓関数が乗算された前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、
    前記スペクトラムに基づいて、前記被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する瞬時位相雑音算出部と
    を備える測定装置。
15. 前記瞬時位相雑音を前記窓関数で除算することにより、前記瞬時位相雑音を補正する補正部を更に備える請求項１４に記載の測定装置。
16. 前記周波数領域変換部が生成した前記スペクトラムのうち、予め定められた周波数帯域の成分を抽出する帯域制限部と、
    前記帯域制限部が抽出した前記スペクトラムを時間領域の信号に変換して、前記被測定信号の解析信号を生成する解析信号生成部と、
    前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出部と
    を更に備え、
    前記瞬時位相雑音算出部は、前記被測定信号の前記瞬時位相に基づいて、前記被測定信号の前記瞬時位相雑音を算出する
    請求項１４に記載の測定装置。
17. 前記解析信号生成部が生成した前記解析信号を、前記窓関数で除算することにより補正する補正部を更に備え、
    前記瞬時位相算出部は、前記補正部が補正した前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の前記瞬時位相を算出する
    請求項１６に記載の測定装置。
18. 前記論理比較部は、それぞれの前記ストローブに対して前記レベル比較部が検出した前記信号レベルを、それぞれの前記ストローブに対応して交互に反転する期待値と比較する
    請求項１４に記載の測定装置。
19. 被測定信号を測定する測定装置であって、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が順次検出する前記信号レベルを順次格納するキャプチャメモリと、
    前記キャプチャメモリが格納したそれぞれの信号レベルが、期待値と一致するか否かを示す比較結果のデータ列を出力する論理比較部と、
    前記データ列に窓関数を乗算する窓関数乗算部と、
    前記窓関数が乗算された前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換する周波数領域変換部と、
    前記スペクトラムに基づいて、前記被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する瞬時位相雑音算出部と
    を備える測定装置。
20. 前記瞬時位相雑音を前記窓関数で除算することにより、前記瞬時位相雑音を補正する補正部を更に備える請求項１９に記載の測定装置。
21. 前記周波数領域変換部が生成した前記スペクトラムのうち、予め定められた周波数帯域の成分を抽出する帯域制限部と、
    前記帯域制限部が抽出した前記スペクトラムを時間領域の信号に変換して、前記被測定信号の解析信号を生成する解析信号生成部と、
    前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出部と
    を更に備え、
    前記瞬時位相雑音算出部は、前記被測定信号の前記瞬時位相に基づいて、前記被測定信号の前記瞬時位相雑音を算出する
    請求項１９に記載の測定装置。
22. 前記解析信号生成部が生成した前記解析信号を、前記窓関数で除算することにより補正する補正部を更に備え、
    前記瞬時位相算出部は、前記補正部が補正した前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の前記瞬時位相を算出する
    請求項２１に記載の測定装置。
23. 被試験デバイスを試験する試験装置であって、
    前記被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する、請求項１、１４、又は１９のいずれか一項に記載の測定装置と、
    前記測定装置における測定結果に基づいて、前記被試験デバイスの良否を判定する判定部と
    を備える試験装置。
24. 被測定信号を出力する電子デバイスであって、
    前記被測定信号を生成する電子デバイスと、
    前記被測定信号を測定する、請求項１、１４、又は１９のいずれか一項に記載の測定装置と
    を備える電子デバイス。
25. 被測定信号を測定する測定方法であって、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成し、
    それぞれの前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レベルを検出し、
    順次検出した信号レベルのデータ列をキャプチャメモリに格納し、
    キャプチャメモリに格納した前記データ列に窓関数を乗算し、
    前記窓関数を乗算した前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換し、
    前記スペクトラムに基づいて、前記被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する
    測定方法。
26. 被測定信号を測定する測定方法であって、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成し、
    それぞれの前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レベルを検出し、
    検出したそれぞれの前記信号レベルが、期待値と一致するか否かを示す比較結果のデータ列を生成し、
    前記比較結果のデータ列をキャプチャメモリに格納し、
    前記キャプチャメモリに格納した前記データ列に窓関数を乗算し、
    前記窓関数を乗算した前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換し、
    前記スペクトラムに基づいて、前記被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する
    測定方法。
27. 被測定信号を測定する測定方法であって、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成し、
    それぞれの前記ストローブのタイミングに応じて、前記被測定信号の信号レベルを検出し、
    順次検出した前記信号レベルを、キャプチャメモリに順次格納し、
    前記キャプチャメモリに格納したそれぞれの信号レベルが、期待値と一致するか否かを示す比較結果のデータ列を生成し、
    前記データ列に窓関数を乗算し、
    前記窓関数を乗算した前記データ列を周波数領域のスペクトラムに変換し、
    前記スペクトラムに基づいて、前記被測定信号の時間軸における瞬時位相雑音を算出する
    測定方法。
28. 請求項１、１４、又は１９のいずれか一項に記載の測定装置に用いられるプログラムであって、
    前記測定装置が備える演算装置を、前記窓関数乗算部、前記周波数領域変換部、及び前記瞬時位相雑音算出部として機能させるプログラム。
29. 請求項１、１４、又は１９のいずれか一項に記載の測定装置に用いられるプログラムを記録した記録媒体であって、
    前記プログラムは、前記測定装置が備える演算装置を、前記窓関数乗算部、前記周波数領域変換部、及び前記瞬時位相雑音算出部として機能させる記録媒体。

Images