JPWO2007099918A1 - 測定装置、試験装置、及び電子デバイス - Google Patents

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Abstract

予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、キャプチャメモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列に基づいて、被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部とを備える測定装置を提供する。

Description

本発明は、被測定信号を測定する測定装置、被試験デバイスを試験する試験装置、及び電子デバイスに関する。特に本発明は、被試験デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する測定装置、試験装置、及び電子デバイスに関する。本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。
出願番号 １１／３６２，５３６ 出願日 ２００６年２月２７日
出願番号 １１／５５０，８１１ 出願日 ２００６年１０月１９日
出願番号 １１／６２３，１０１ 出願日 ２００７年１月１５日
半導体回路等の電子デバイスの試験項目として、電子デバイスが出力する被測定信号のジッタを測定する試験が考えられる。例えば、被測定信号をタイムインターバルアナライザ、オシロスコープ等に入力することにより、被測定信号のジッタを測定している。タイムインターバルアナライザ等を用いる場合、例えば被測定信号のエッジの位相誤差を測定することにより、ジッタを算出することができる。
また、電子デバイスの試験項目として、電子デバイスが出力する被測定信号のパターンが、期待値パターンと一致するか否かを判定するファンクション試験も考えられる。当該試験は、電子デバイスに所定の試験パターンを入力したときに電子デバイスが出力する被測定信号の電圧値を閾値電圧と比較することにより、被測定信号のデータパターンを検出する。そして、当該データパターンが、期待値パターンと一致するか否かを判定する。
このように、ジッタ試験及びファンクション試験を行う場合、ジッタ測定用の装置と、ファンクション試験用の装置とを用意する必要がある。このため、ジッタ試験にはコストがかかってしまう。
また、ファンクション試験用の装置は、被測定信号の電圧値を、設定されるタイミングで閾値電圧と比較する。このため、当該タイミングを徐々にずらすことにより、被測定信号のデータパターンが遷移するタイミングを検出し、被測定信号のエッジを検出することができる。このため、当該機能を利用して、ファンクション試験用の装置を用いてジッタを測定することも考えられる。
尚、関連する先行技術文献として、下記の文献がある。特許文献１には、アンダーサンプリングを利用して被測定信号のジッタの確率密度関数を求める技術が開示されている。また、特許文献２では、ジッタスペクトルを測定する方法を提供することが主張されている。
米国特許公開公報ＵＳ２００５／０６９０３１ 米国特許公開公報ＵＳ２００５／０２４３９５０
しかし、従来のファンクション試験用の装置は、被測定信号の周期に同期したテストレートにおける、サンプリングタイミングを設定するものである。このため、各テストレート内において、被測定信号に対するサンプリングタイミングの相対位相を徐々にずらすためには、それぞれのテストレートに対して、サンプリングタイミングの位相を設定する必要がある。このため、ジッタ試験を行う場合には煩雑なタイミング設定をしなければならず、試験時間も非常に長くなっていた。また、相対位相に応じてタイミングをシフトさせるので、その測定精度は試験に適するものではない。本発明の一つの側面においては、例えばファンクション試験用の装置を用いて、被測定信号をどのようなタイミングでサンプリングすれば、被測定信号のジッタ等を効率よく且つ精度よく測定できるか、という課題を解決する。
また、例えば上記の課題を解決することにより、被測定信号のジッタ等の情報を保持した測定データが得られた場合に、測定データをどのように処理すれば、被測定信号のジッタ等の特性を効率よく且つ精度よく求めることができるのかも知られていない。本発明の一つの側面においては、被測定信号の測定データから、如何にして被測定信号のジッタ等の特性を効率よく且つ精度よく求めるか、という課題を解決する。
また、オシロスコープ等を用いてジッタを測定する場合、入力される被測定信号にはタイミングノイズ成分に加え、振幅ノイズ成分が含まれている。このため、被測定信号のタイミングノイズのみを精度よく測定することが困難である。本発明の一つの側面においては、例えばファンクション試験用の装置に設けられるレベル比較器を用いることにより、被測定信号の振幅ノイズ成分の影響を排除して、被測定信号のタイミングノイズを精度よく測定できることを明らかにする。更に、レベル比較器を用いて、被測定信号の状態（被測定信号の論理値が、期待される論理値であるか否かを示す状態）をサンプリングできることを明らかにする。
また、多数の測定ピンが設けられたファンクション試験用の装置等を用いることにより、より多様な測定を行うことができることを明らかにする。例えば、複数の被測定信号間の確定スキュー、不規則（ｒａｎｄｏｍ）スキュー等を、効率よく且つ精度よく測定できることを明らかにする。
なお、特許文献１に開示された発明は、ひとつのエッジタイプのジッタのみを検出すること（例えば、特許文献１の段落０１３１における、ｊｉｔｔｅｒ ｆｏｒ ｏｎｌｙ ｏｎｅ ＥＤＧＥ ｔｙｐｅ ｉｓ ｍｅａｓｕｒｅｄ ａｎｄ ｔｈｅ ｏｔｈｅｒ ｅｄｇｅ ｉｓ ｉｇｎｏｒｅｄ）を目的としている。このため、ほかのタイプのエッジタイプのジッタは測定できないという欠点をもっている。また、累積密度分布を測定する方式のため、パターンマッチングを必要とし、状態遷移マシーンをインプリメントする必要がある。例えば、０１のビットパターン（立ち上がりエッジ）を検出する場合、２ｂｉｔのパターンを比較できる状態遷移マシーンをインプリメントする必要がある。さらに特許文献１に開示された発明は、ジッタを時間領域や周波数領域で測定できない。
たとえば、立ち上がりエッジのジッタを測定するときには、隣り合うビットを調べ、＜０１＞のパターンを検出する必要がある（特許文献１の段落０１３１）。最初に、特許文献１の図９に示されている汎用回路（ｇｅｎｅｒａｌ ｐｕｒｐｏｓｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）１００の２Ｊビットのシフトレジスタにビート周波数信号Ｑ（ｂｅａｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｉｇｎａｌ Ｑ）がサンプリング周波数ｆｓに対応して供給される（ｉｓ ｆｅｄ ｉｎｔｏ）（特許文献１の段落００７６）。このとき、ビットパターンが＜０１＞であれば、「１」がシフトレジスタに供給される（特許文献１の段落００７６）。
次に、特許文献１の図９及び図８（Ｂ）に図示されている状態遷移マシーン（ｓｔａｔｅ ｍａｃｈｉｎｅ）１１０は、カウンタ１３２をもちいて、連続して入力する「１」（＝＜０１＞に対応）のビット数を計数し続ける（＝状態２）。予め定められた数の「１」のビットが連続して入力されると、カウンタ１３２のキャリーＣｏｕｔがカウンタ１３４に出力され、中央（ｍｉｄｄｌｅ ｏｆ ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）状態３を認識する。さらにカウンタ１３４がキャリーＣｏｕｔをカウンタ１３６に出力すると、累積密度分布ＣＤＦのビン位置のカウンタ１３６における計数値を増加させる。カウンタ１３２の値がカウンタ１３６の値に等しいとき、累積密度分布ＣＤＦのビン値のカウンタ１３８の計数値は＋１される。このようにして、累積密度分布ＣＤＦが測定される（特許文献１の段落０１０２）。
以上のように、特許文献１に開示された発明は、電子デバイスの試験装置向きではない。すなわち、試験装置においては、エッジタイプに限定されずにジッタを測定できる（たとえば、ジッタは本願明細書の図３４（Ｃ）のインパルスが隣り合って複数あらわれる）方法が望まれる。
また、確率密度関数ＰＤＦに限らず、ジッタを時間領域や周波数領域で測定できることが望まれる。最後に、現在の試験装置の構成を変えないでジッタ試験を可能にするには、パターンマッチング（例えば、状態遷移マシーンが必要となる）を必要とせず、１ビットのサンプル値と１ビットの期待値比較のみでジッタを測定する必要がある。
また、段落０１２９には、試験装置のメモリ及びコンピュータを利用すると、ジッタを解析できるという説明がある。しかし、どのようにジッタを解析するかについては開示されていない。
特許文献２には、ビット誤り測定システムにおいて、クリティカル・サンプリングを利用したエラー信号のスペクトル分析法が開示されている。特許文献２の図１のように、ビット時間間隔当たり１ポイントをサンプルする。つまり、１周期当たり２ポイントをサンプルするから、クリティカル・サンプリングである。
特許文献２では、ジッタスペクトルを測定する方法を提供することが主張されている。しかし、測定値をジッタに対応させるには、校正信号によりクロック等を位相変調させてキャリブレートしなければならないという本質的欠点がある。これは、クリティカル・サンプリングでは、ジッタ測定にとり非常に重要である信号レベル測定、クロック成分の信号レベルを精確に測定できず、雑音であるジッタに対する比を定められないからである。
ところでエラー信号は、期待値データ及び入力論理データの比較結果である。したがって、特許文献２に開示された技術で、エラー信号を効率的に観測するには、ビット値が遷移するタイミングポイントをクリティカル・サンプリングできるように、サンプリングタイミングのオフセット時間を調整しなければならない。
そこで本発明の一つの側面においては、上記の課題を解決することができる測定装置、試験装置、及び電子デバイスを提供することを目的とする。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
上記課題を解決するために、本発明の第１の形態においては、予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、キャプチャメモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列に基づいて、被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部とを備える測定装置を提供する。
本発明の第２の形態においては、予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置され、且つ被測定信号のビット時間間隔より小さい間隔でストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、キャプチャメモリが格納したデータ系列に基づいて、被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部とを備える測定装置を提供する。
本発明の第３の形態においては、被試験デバイスを試験する試験装置であって、被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する、上記第１の形態の測定装置と、測定装置が測定した被測定信号に基づいて、被試験デバイスの良否を判定する判定部とを備える試験装置を提供する。
本発明の第４の形態においては、被試験デバイスを試験する試験装置であって、被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する、上記第２の形態の測定装置と、測定装置が測定した被測定信号に基づいて、被試験デバイスの良否を判定する判定部とを備える試験装置を提供する。
本発明の第５の形態においては、被測定信号を出力する電子デバイスであって、被測定信号を生成する動作回路と、被測定信号を測定する測定装置とを備え、測定装置は、略等時間間隔に配置され、且つ被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリとを有する電子デバイスを提供する。
本発明の第６の形態においては、被測定信号を出力する電子デバイスであって、被測定信号を生成する動作回路と、被測定信号を測定する上記第１の形態の測定装置とを備える電子デバイスを提供する。
本発明の第７の形態においては、被測定信号を出力する電子デバイスであって、被測定信号を生成する動作回路と、被測定信号を測定する上記第２の形態の測定装置とを備える電子デバイスを提供する。
本発明の第８の形態においては、予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が検出したそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を出力する論理比較部と、論理比較部が出力する比較結果を格納するメモリと、メモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列に基づいて、被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部とを備える測定装置を提供する。
本発明の第９の形態においては、被測定信号を出力する電子デバイスであって、被測定信号を生成する動作回路と、被測定信号を測定する上記８の形態の測定装置とを備える電子デバイスを提供する。
本発明の第１０の形態においては、予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、メモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列のそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を求め、比較結果に基づいて被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部とを備える測定装置を提供する。
本発明の第１１の形態においては、被試験デバイスを試験する試験装置であって、被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する上記第１０の形態の測定装置と、測定装置が測定した被測定信号に基づいて、被試験デバイスの良否を判定する判定部とを備える試験装置を提供する。
本発明の第１２の形態においては、被測定信号を出力する電子デバイスであって、被測定信号を生成する動作回路と、被測定信号を測定する上記第１０の形態の測定装置とを備える電子デバイスを提供する。
尚、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションも又、発明となりうる。
本発明の実施形態に係る試験装置１００の構成の一例を示す図である。 ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）、及び図３（Ｃ）は、コンパレータ２０の構成例を示す図である。 図３（Ａ）に示したコンパレータ２０を用いた場合の、測定装置１０の動作の一例を示す図である。 図５（Ａ）及び図５（Ｂ）は、デジタル信号処理部６０の構成例を示す図である。 図６（Ａ）及び図６（Ｂ）は、線形位相除去部６８の動作例を示す図である。 従来のジッタ測定法によるジッタの実測値と、試験装置１００によるジッタの実測値との比較を示す。 図８（Ａ）及び図８（Ｂ）は、帯域制限部６２の構成例を示す図である。 フィルタ７４が通過させる周波数帯域の一例を示す図である。 測定装置１０の構成の他の例を示す図である。 コンパレータ２０及びストローブタイミング発生器３０の動作の一例を示す図である。 測定装置１０の構成の他の例を示す図である。 コンパレータ２０の構成の他の例を示す図である。 図１３に示したコンパレータ２０及びストローブタイミング発生器３０の動作の一例を示す図である。 サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートである。 サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートである。 試験装置１００の構成の他の例を示す図である。 本発明の実施形態に係る電子デバイス４００の構成の一例を示す図である。 ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。 図２０（Ａ）及び図２０（Ｂ）は、デジタル信号処理部６０の動作例を説明する図である。 図２１（Ａ）及び図２１（Ｂ）は、デジタル信号処理部６０の動作例を説明する図である。 被測定信号を、被測定信号の周期との差分周期値又は周期分解能（Δ）をもつストローブでサンプリングし，もとめられる瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の一例を示す。 それぞれの周期の分解能（Δ）に対して算出されるジッタ値の観測帯域幅依存性を例示する図である。 それぞれの周期の分解能（Δ）に対して算出したジッタ値の、測定誤差の一例を示す図である。 図２５（Ａ）は、被測定信号に含まれるジッタの確率密度関数ｐ（ｔ）の一例を示す図である。図２５（Ｂ）は、式（３）に示した関数の波形の一例を示す図である。 周期分解能（Δ）と測定誤差との関係の一例を示す図である。 図１７に示した試験装置１００が備えるパターン発生器６５の構成の一例を示す図である。 被測定信号Ｋ及び被測定信号Ｊの瞬時線形位相φＪ（ｔ）、φＫ（ｔ）の一例を示す図である。 図２９（Ａ）、図２９（Ｂ）、及び図２９（Ｃ）は、被測定信号Ｋ及び被測定信号Ｊの間の不規則スキューを測定する方法を説明する図である。 試験装置１００のジッタ測定結果と、従来のジッタ測定器におけるジッタ測定結果とを比較する図である。 試験装置１００の構成の他の例を示す図である。 ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。 図３３（Ａ）、図３３（Ｂ）、及び図３３（Ｃ）は、デジタル信号処理部６０の動作の一例を示す図である。図３３（Ａ）は、デジタル信号処理部６０に入力されるデータ系列の一例を示す。図３３（Ｂ）及び図３３（Ｃ）は、デジタル信号処理部６０におけるデータ処理の一例を示す図である。 図３４（Ａ）、図３４（Ｂ）、及び図３４（Ｃ）は、ジッタが印加された被測定信号に対して、図３３において説明した処理と同様の処理を行った場合を示す図である。図３４（Ａ）は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部６０に入力されるデータ系列の一例を示す図である。また図３４（Ｂ）及び図３４（Ｃ）は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部６０におけるデータ処理の一例を示す図である。 デジタル信号処理部６０の構成の一例を示す図である。 スペクトラム算出部６２４から、瞬時位相雑音算出部６３０までの動作の一例を示すフローチャートである。 被測定信号のビット誤り率を測定する測定装置１０を用いた場合における、試験装置１００の動作の一例を示す図である。 図３８（Ａ）及び図３８（Ｂ）は、図３７において説明した処理により得られる比較結果の系列の一例を示す。図３８（Ａ）は、被測定信号のデータ系列及び期待値の一例を示す。図３８（Ｂ）は、比較結果の系列の一例を示す。 被測定信号のビット誤り率を測定する測定装置１０を用いた場合の、符号制御部６１０の構成の一例を示す図である。 レベル比較部５２０及び符号制御部６１０の他の構成例を示す図である。 図４０に示したレベル比較部５２０及び符号制御部６１０の動作の一例を示すタイミングチャートである。 ビット誤り率の測定装置１０を用いて測定した被測定信号のスペクトラムの一例を示す。 図４３（Ａ）及び図４３（Ｂ）は、被測定信号のビット誤り率を測定する測定装置１０を用いた場合における、試験装置１００の動作の他の例を示す図である。図４３（Ａ）は、被測定信号のデータ系列及び期待値の一例を示す。図４３（Ｂ）は、比較結果の系列の一例を示す。 測定装置１０の他の例を示す図である。 デジタル信号処理部６０の構成の他の例を示す図である。
符号の説明
１０・・・測定装置、２０・・・コンパレータ、２２・・・比較器、２５・・・クロック再生器、３０・・・ストローブタイミング発生器、４０・・・キャプチャメモリ、５０・・・デジタル信号変換部、５５・・・パターン比較部、６０・・・デジタル信号処理部、６２・・・帯域制限部、６４・・・位相歪推定部、６５・・・パターン発生器、６６・・・瞬時位相推定部、６７・・・パターン生成部、６８・・・線形位相除去部、６９・・・ドライバ、７０・・・判定部、７２・・・ゼロクロスタイミング推定部、７４、７５・・・フィルタ、７６・・・ヒルベルト変換器、７７・・・ジッタ判定部、７８、８２・・・ミキサ、９０・・・入力部、１００・・・試験装置、２００・・・被試験デバイス、４００・・・電子デバイス、４１０・・・動作回路、５２０・・・レベル比較部、５２２・・・可変遅延回路、５２４・・・フリップフロップ、５２６・・・比較器、６１０・・・符号制御部、６１２・・・期待値生成部、６１４・・・論理比較部、６１５・・・比較器、６１６・・・フリップフロップ、６１７・・・可変遅延回路、６２２・・・波形算出部、６２４・・・スペクトラム算出部、６２６・・・解析信号算出部、６２８・・・瞬時位相算出部、６３０・・・瞬時位相雑音算出部、６３２・・・ジッタ算出部、６３４・・・ゲイン算出部、６３６・・・ＢＥＲ算出部
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図１は、本発明の実施形態に係る試験装置１００の構成の一例を示す図である。試験装置１００は、半導体回路等の被試験デバイス２００を試験する装置であって、測定装置１０及び判定部７０を備える。測定装置１０は、被試験デバイス２００が出力する被測定信号のジッタを測定する。ここで、被測定信号は、所定の周期を有する信号である。例えば、被測定信号は、クロック信号であってよく、またデータ信号であってもよい。また、測定装置１０は、被測定信号のタイミングジッタを測定してよい。
判定部７０は、測定装置１０が測定した被測定信号のジッタに基づいて、被試験デバイス２００の良否を判定する。例えば判定部７０は、被測定信号のタイミングジッタ量が、予め定められた基準値以上であるか否かに基づいて、被試験デバイス２００の良否を判定してよい。当該基準値は、要求される被試験デバイス２００のスペック等により定められてよい。
測定装置１０は、コンパレータ２０、ストローブタイミング発生器３０、キャプチャメモリ４０、デジタル信号変換部５０、及びデジタル信号処理部６０を有する。コンパレータ２０は、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の電圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較する。
ストローブタイミング発生器３０は、略等しい時間間隔で、ストローブを順次生成する。ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期に同期して、ストローブを順次生成してよい。また、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期とは独立して、ストローブを順次生成してもよい。ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期とは異なる周期に同期して、ストローブを順次生成してもよい。
キャプチャメモリ４０は、コンパレータ２０が出力する比較結果を格納する。例えばキャプチャメモリ４０は、コンパレータ２０が、それぞれのストローブに応じて順次出力する比較結果を、対応するストローブの位相に応じて整列して格納する。
デジタル信号処理部６０は、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果に基づいて、被測定信号のジッタを算出する。デジタル信号処理部６０は、例えば図５（Ａ）及び図５（Ｂ）に関連して後述する方法により、被測定信号のジッタを算出してよい。また、デジタル信号処理部６０は、他の公知の技術により被測定信号のジッタを算出してもよい。
デジタル信号処理部６０には、デジタル信号処理部６０における信号処理の方法に応じたデータを入力することが好ましい。例えば、デジタル信号処理部６０が、被測定信号のゼロクロス点等に基づいて、被測定信号のジッタを算出する場合、デジタル信号処理部６０には、振幅の絶対値がｎ（但し、ｎは実数）より小さい範囲の離散的な値を示す信号を入力することが好ましい。
本例における測定装置１０は、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果を、デジタル信号処理部６０に入力すべきデジタル信号に変換する。例えば、デジタル信号変換部５０は、キャプチャメモリが格納する比較結果に基づいて、被測定信号のそれぞれの電圧値を、その絶対値がｎ（但しｎは実数）より小さい範囲のデジタル値に変換したデジタル信号を生成する。例えば、デジタル信号変換部５０は、比較結果を、おおよそデジタル値１から−１の間のデジタル値に変換してよい。
一例として、コンパレータ２０が、それぞれのストローブのタイミングにおける被測定信号の電圧値をひとつの参照電圧と比較し、論理値Ｈ又は論理値Ｌを比較結果として出力する場合を説明する。この場合、デジタル信号変換部５０は、論理値Ｈをデジタル値１に変換し、論理値Ｌをデジタル値−１に変換したデジタル信号を出力する。また、コンパレータ２０が、３値の比較結果を出力する場合、デジタル信号変換部５０は、それぞれの比較結果の論理値に応じて、それぞれの比較結果をデジタル値１、０、−１に変換する。このような信号変換により、デジタル信号処理部６０における信号処理を容易にすることができる。
図２は、ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。本例においては、被測定信号の周期をＴとして説明する。上述したように、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期Ｔに同期して、又は非同期で、ストローブを略等しい時間間隔で順次生成する。
一般に試験装置１００は、被測定信号の周期Ｔと同期した動作周期（テストレート）に応じたサイクル毎（Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２、・・・）に動作する。ストローブタイミング発生器３０は、図２のストローブ（１）及び（２）に示すように、テストレートに応じたサイクル毎に、単一のストローブを生成してよく、複数のストローブを生成してもよい。また、ストローブタイミング発生器３０は、図２の（３）に示すようにテストレートと非同期にストローブを生成してもよい。このとき、それぞれのサイクルに対して生成されるストローブの本数は、ストローブタイミング発生器３０がストローブを生成する周期、及びテストレートにより定まる。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、試験装置１００における動作周期とは独立して動作する発振回路であってよい。
また、被測定信号の周期Ｔと、試験装置１００のテストレートは一致していてよく、一致していなくともよい。試験装置１００が、後述するファンクション試験をも行う場合には、被測定信号の周期Ｔと、テストレートとは一致していることが好ましい。
このように、ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの間隔ＴＳを設定することにより、被測定信号に対して位相が徐々にずれたストローブをも順次生成することができる。また、ストローブタイミング発生器３０は、略等時間間隔にストローブが配置されたストローブとして、（１）テストレート毎に、単一のストローブを配置したストローブ、（２）テストレート毎に、複数のストローブを配置したストローブ、（３）テストレートに独立してストローブを配置したストローブ、のいずれかを生成してよい。
以上では、試験装置１００のテストレートが被測定信号の周期Ｔと等しい例を示したが、本発明におけるテストレートは、ファンクション試験を行わない場合、被測定信号の周期Ｔと等しい必要はなく、周期Ｔと独立に設定してよい。
図３（Ａ）、図３（Ｂ）、及び図３（Ｃ）は、コンパレータ２０の構成例を示す図である。図３（Ａ）に示すコンパレータ２０は、第１の参照電圧ＶＯＨと、第２の参照電圧ＶＯＬが与えられ、３値の比較結果を出力する。本例においては、第２の参照電圧ＶＯＬが、第１の参照電圧ＶＯＨより小さい場合を説明する。例えばコンパレータ２０は、被測定信号の電圧値が第１の参照電圧ＶＯＨより大きい場合、被測定信号の電圧値が第１の参照電圧ＶＯＨ以下であり且つ第２の参照電圧ＶＯＬより大きい場合、及び被測定信号の電圧値が第２の参照電圧ＶＯＬ以下である場合のそれぞれの場合において、それぞれ異なる比較結果を出力する。
当該コンパレータ２０は、第１の比較器２２−１及び第２の比較器２２−２を有する。第１の比較器２２−１及び第２の比較器２２−２は、被測定信号が分岐して与えられる。また第１の比較器２２−１及び第２の比較器２２−２には、ストローブタイミング発生器３０から略同一のタイミングを示すストローブが与えられる。
第１の比較器２２−１は、与えられるストローブ毎に、被測定信号の電圧値と第１の参照電圧ＶＯＨとを比較する。例えば第１の比較器２２−１は、被測定信号の電圧値が第１の参照電圧ＶＯＨより大きい場合にＨｉｇｈを示す論理値を出力し、被測定信号の電圧値が第１の参照電圧ＶＯＨ以下である場合にＬｏｗを示す論理値を出力する。
第２の比較器２２−２は、与えられるストローブ毎に、被測定信号の電圧値と第２の参照電圧ＶＯＬとを比較する。例えば第２の比較器２２−２は、被測定信号の電圧値が第２の参照電圧ＶＯＬより大きい場合にＨｉｇｈを示す論理値を出力し、被測定信号の電圧値が第２の参照電圧ＶＯＬ以下である場合にＬｏｗを示す論理値を出力する。
コンパレータ２０は、第１の比較器２２−１が出力する論理値と、第２の比較器２２−２が出力する論理値との組み合わせを、比較結果として出力する。すなわち、コンパレータ２０は、第１の比較器２２−１が出力する論理値をＭとし、第２の比較器２２−２が出力する論理値をＮとすると、被測定信号の電圧値に応じて、（Ｍ，Ｎ）＝（Ｈｉｇｈ、Ｈｉｇｈ）、（Ｌｏｗ、Ｈｉｇｈ）、（Ｌｏｗ、Ｌｏｗ）の３値の比較結果を出力する。
この場合、デジタル信号変換部５０は、それぞれの比較結果（Ｈｉｇｈ、Ｈｉｇｈ）、（Ｌｏｗ、Ｈｉｇｈ）、（Ｌｏｗ、Ｌｏｗ）を、例えばそれぞれ１、０、−１のデジタル値に変換する。
図３（Ｂ）に示すコンパレータ２０は、被測定信号の電圧値が与えられる参照電圧値ＶＴより大きいか否かにより、それぞれ異なる比較結果を出力する。即ち、本例におけるコンパレータ２０は、２値の比較結果を出力する。当該コンパレータ２０は、参照電圧ＶＴと、被測定信号とが入力される比較器２２を有する。比較器２２は、ストローブタイミング発生器３０から与えられるストローブに応じて、被測定信号の電圧値と参照電圧値ＶＴとを比較する。例えば、被測定信号の電圧値が参照電圧値ＶＴより大きい場合、Ｈｉｇｈを示す論理値を出力し、被測定信号の電圧値が参照電圧値ＶＴ以下である場合、Ｌｏｗを示す論理値を出力する。コンパレータ２０は、比較器２２が出力する論理値を比較結果として出力する。この場合、デジタル信号変換部５０は、それぞれの比較結果Ｈｉｇｈ、Ｌｏｗを、例えばそれぞれ１、−１のデジタル値に変換する。
図３（Ｃ）に示すコンパレータ２０は、複数の比較器２２を有する。それぞれの比較器２２には、それぞれ異なる参照電圧ＶＴ１、ＶＴ２、・・・が与えられる。また、それぞれの比較器２２には、被測定信号が分岐して入力される。また、それぞれの比較器２２には、略同一のタイミングのストローブが、ストローブタイミング発生器３０から与えられる。
それぞれの比較器２２は、与えられるストローブに応じて、対応する参照電圧ＶＴｘと、被測定信号の電圧値とを比較する。それぞれの比較器２２の動作は、図３（Ｂ）に示した比較器２２と同様である。コンパレータ２０は、それぞれの比較器２２が出力する論理値の組み合わせを、比較結果として出力する。
つまり、本例におけるコンパレータ２０は、３種類以上の異なる参照電圧ＶＴが与えられ、被測定信号の電圧値が、隣接する２つの参照電圧により規定されるそれぞれの電圧範囲のいずれに属するかにより、それぞれ異なる比較結果を出力する。例えば、デジタル信号変換部５０は、全ての比較器２２が出力する論理値がＨｉｇｈを示す比較結果を１のデジタル値に変換し、全ての比較器２２が出力する論理値がＬｏｗを示す比較結果を−１のデジタル値に変換する。また、他の比較結果を、その論理値に応じて１から−１の間の所定のデジタル値に変換する。
図３（Ａ）から図３（Ｃ）において説明したコンパレータ２０に与えられるそれぞれの参照電圧は、可変できることが好ましい。例えば、測定装置１０は、それぞれの参照電圧を、被測定信号の測定すべき振幅レベルの情報に基づいて、制御してよい。
図４は、図３（Ａ）に示したコンパレータ２０を用いた場合の、測定装置１０の動作の一例を示す図である。測定装置１０には、図４に示すような被測定信号が入力される。当該入力信号には、時間方向のジッタであるタイミングノイズと、振幅方向の振幅ノイズが含まれる。例えば、被測定信号のエッジ部分は、タイミングノイズによるジッタが支配的となり、被測定信号の定常部分は、振幅ノイズが支配的となる。
図４に示すように、被測定信号の垂直方向のアイ開口度は振幅ノイズにより減少し、水平方向のアイ開口度はタイミングノイズにより減少する。理想的には、被測定信号の水平方向のアイ開口度は、タイミングノイズのみの影響を受ける。しかし、一種の振幅変調−位相変調変換により、振幅ノイズも、水平方向のアイ開口に影響を与えてしまう。この結果、振幅ノイズは、比較的高い確率でタイミングノイズに変換される。
以上のことから、振幅ノイズによる影響を排除して、タイミングジッタを測定することが望まれる。
これに対し本例における測定装置１０は、第１の参照電圧ＶＯＨより大きい被測定信号の電圧値をデジタル値１に変換し、第２の参照電圧ＶＯＬより小さい被測定信号の電圧値をデジタル値−１に変換する。これにより、振幅ノイズの影響を自動的に排除できる。そして、第１の参照電圧ＶＯＨ以下であり、且つ第２の参照電圧ＶＯＬより大きい被測定信号の電圧値をデジタル値０に変換する。当該デジタル値が検出されるタイミングは、タイミングノイズのみにより与えられる。このため、コンパレータ２０の比較結果に基づいて、振幅ノイズの影響を排除し、タイミングノイズを精度よく測定することができる。
また、図４に示すように、コンパレータ２０に入力されるストローブは、被測定信号の定常周期とは独立して、略等間隔に配置される。このため、タイミングノイズの時間依存を除いた測定を行うことができる。ストローブがコンパレータ２０に入力される周波数は、ナイキスト周波数より大きいことが好ましい。例えば、ストローブは、被測定信号の各周期に４つ以上配置されてよい。
図５（Ａ）及び図５（Ｂ）は、デジタル信号処理部６０の構成例を示す図である。図５（Ａ）に示すデジタル信号処理部６０は、帯域制限部６２及び位相歪推定部６４を有する。帯域制限部６２は、デジタル信号の測定すべき周波数成分を通過させる。また、本例における帯域制限部６２は、デジタル信号を解析信号に変換する。帯域制限部６２は、ヒルベルト変換対を生成することにより、解析信号を生成してよい。
上述したように、デジタル信号変換部５０が、コンパレータ２０が出力する比較結果を、例えば１、０、−１のデジタル値を示すデジタル信号に変換する。このため、デジタル信号変換部５０は、当該デジタル信号に応じた信号を生成することができ、例えば解析信号ｃｏｓ（２πｆｔ）＋ｊｓｉｎ（２πｆｔ）を生成することができる。上述したように、当該解析信号は、被測定信号の振幅ノイズの影響が排除されている。
位相歪推定部６４は、帯域制限部６２が出力するデジタル信号の位相雑音を算出する。本例における位相歪推定部６４は、瞬時位相推定部６６及び線形位相除去部６８を有する。
瞬時位相推定部６６は、帯域制限部６２が出力する解析信号に基づいて、デジタル信号の瞬時位相を示す瞬時位相信号を生成する。デジタル信号の瞬時位相は、解析信号の実数部分と虚数部分との比の逆正接により求めることができる。
線形位相除去部６８は、瞬時位相信号の線形成分（瞬時線形位相）を除去し、被測定信号の位相雑音を算出する。例えば、線形位相除去部６８は、被測定信号の周期に基づいて、瞬時位相信号の線形成分を算出してよく、また瞬時位相信号を直線で近似した線形成分を算出してもよい。当該線形成分は、被測定信号に時間方向のジッタが無いと仮定した場合の被測定信号の瞬時位相である。また、被測定信号の平均周期を測定し、当該周期に基づいて線形成分を算出してもよい。線形成分に対する瞬時位相信号の差分は、それぞれのタイミングにおける被測定信号の位相雑音を示す。
図５（Ｂ）に示すデジタル信号処理部６０は、帯域制限部６２及び位相歪推定部６４を有する。帯域制限部６２は、デジタル信号の測定すべき周波数成分を通過させる。位相歪推定部６４は、ゼロクロスタイミング推定部７２及び線形位相除去部６８を有する。ゼロクロスタイミング推定部７２は、帯域制限部６２が出力するデジタル信号に基づいて、被測定信号のゼロクロスタイミング系列を推定する。ゼロクロスタイミング系列は、例えばデジタル信号がデジタル値０を示すタイミングを順次示すデータである。
線形位相除去部６８は、ゼロクロスタイミング系列の線形成分を除去し、被測定信号の位相雑音を算出する。当該線形成分は、図５（Ａ）に示した線形位相除去部６８と同様の方法で算出することができる。
図６（Ａ）及び図６（Ｂ）は、線形位相除去部６８の動作例を示す図である。図６（Ａ）は、横軸を時間ｔ、縦軸を瞬時位相φ（ｔ）とした、デジタル信号の瞬時位相を示す。上述したように、瞬時位相と、その線形成分との差分を求めることにより、デジタル信号の位相誤差を求めることができる。
図６（Ｂ）は、横軸を時間ｔ、縦軸をゼロクロスタイミングとした、それぞれのゼロクロスタイミングをプロットした図である。上述したように、それぞれのゼロクロス点における線形成分との差分を求めることにより、それぞれのゼロクロス点の位相誤差、即ち被測定信号のエッジの位相誤差を求めることができる。
図７は、従来のジッタ測定法によるジッタの実測値と、試験装置１００によるジッタの実測値との比較を示す。図７における従来のジッタ測定法は、被測定信号を８ビットのＡＤＣでデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部６０と同様の方法でジッタを測定する。また、試験装置１００は、３値のデジタル信号を出力するコンパレータ２０を用いてジッタを測定する。図７に示すように、試験装置１００は、従来法より簡易な構成で、ノイズが少ない被測定信号、及びノイズが多い被測定信号の双方について、従来法との差異が４％以下である測定を行うことができる。
図８（Ａ）及び図８（Ｂ）は、帯域制限部６２の構成例を示す図である。本例における帯域制限部６２は、図５（Ａ）に示したデジタル信号処理部６０に用いられる。図８（Ａ）に示す帯域制限部６２は、フィルタ７４とヒルベルト変換器７６とを有する。
フィルタ７４は、デジタル信号変換部５０が出力するデジタル信号を受け取り、測定すべき周波数成分を通過させる。ヒルベルト変換器７６は、フィルタ７４が出力するデジタル信号をヒルベルト変換する。例えば、ヒルベルト変換器７６は、デジタル信号の位相を９０度遅らせた信号を生成する。帯域制限部６２は、フィルタ７４が出力するデジタル信号を実数部とし、ヒルベルト変換器７６が出力する信号を虚数部とする解析信号を出力する。
図８（Ｂ）に示す帯域制限部６２は、フィルタ７４、ミキサ７８、及びミキサ８２を有する。フィルタ７４は、図８（Ａ）に示したフィルタ７４と同一である。ミキサ７８及びミキサ８２は、フィルタ７４が出力するデジタル信号を分岐して受け取り、直交変調して出力する。例えば、ミキサ７８とミキサ８２には、位相が９０度異なるキャリア信号が入力され、デジタル信号とキャリア信号とを乗算して出力する。帯域制限部６２は、ミキサ７８が出力するデジタル信号を実数部とし、ミキサ８２が出力するデジタル信号を虚数部とする解析信号を出力する。このような構成により、被測定信号の測定すべき周波数成分を有する解析信号を生成することができる。
フィルタ７４は、被測定信号の周波数成分のうち、被測定信号のキャリア周波数周辺の成分を通過させてよく、被測定信号のキャリア周波数を含まない周波数帯域の周波数成分を通過させてもよい。
図９は、フィルタ７４が通過させる周波数帯域の一例を示す図である。上述したように、フィルタ７４は、被測定信号の周波数成分のうち、キャリア周波数を含まない帯域を通過させる。被測定信号のキャリア周波数成分は、ノイズ成分ではなく、且つ他の周波数成分に比べエネルギーが大きい。このため、キャリア周波数の成分を除去しない場合、ノイズ測定においては不要な成分にも関わらず、キャリア周波数のエネルギーを測定できる測定レンジ、演算処理レンジが必要となる。このため、キャリア周波数の成分に対して微小なエネルギーのノイズ成分に対して、演算処理等において十分な分解能を確保できず、精度よくノイズ成分を測定することができない。
これに対し、本例における測定装置１０は、被測定信号のキャリア周波数成分を除去し、測定すべきノイズ成分を抽出して処理を行うので、ノイズ成分を精度よく測定することができる。また、フィルタ７４は、キャリア周波数成分の高調波成分も除去することが好ましい。
図１０は、測定装置１０の構成の他の例を示す図である。測定装置１０は、図１に関連して説明した測定装置１０の構成に加え、フィルタ７５を更に備える。図１０に示したフィルタ７５は、図８に示したフィルタ７４と同一の機能を有してよい。他の構成要素は、図１において同一の符号を付して説明した構成要素と同一又は同様の機能及び構成を有する。本例におけるフィルタ７５は、被試験デバイス２００が出力する被測定信号を受け取り、測定すべき周波数成分を通過させてコンパレータ２０に入力する。
図１１は、コンパレータ２０及びストローブタイミング発生器３０の動作の一例を示す図である。本例において測定装置１０は、被測定信号を繰り返し受け取り、それぞれの被測定信号に対し、ストローブの位相をずらして測定することにより、等価的にストローブの発生周波数の整数倍の周波数で被測定信号を測定する。本例においては、測定装置１０が同一の被測定信号を２回（被測定信号Ａ及び被測定信号Ｂ）受け取る場合を説明する。
まず、被測定信号Ａに対し、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期又はテストレートと同期して（又は非同期で）、略等時間間隔に配置されたストローブＡを生成する。ここで、ストローブタイミング発生器３０は、コンパレータ２０に対して入力するストローブを、被測定信号に同期したトリガ信号の位相を基準として生成する。例えばストローブタイミング発生器３０は、被測定信号Ａに対して所定の位相を有するトリガ信号を基準として、所定のオフセット時間が経過してから、ストローブＡの出力を開始する。
そして、被測定信号Ａの次に受け取る被測定信号Ｂに対して、ストローブタイミング発生器３０は、同様にトリガ信号を基準として、所定のオフセット時間が経過してから、ストローブＢの出力を開始する。ストローブＢは、ストローブＡと同一の時間間隔でストローブが配置される。
ここで、被測定信号Ａの基準となるトリガ信号の位相と、被測定信号Ｂの基準となるトリガ信号の位相は略同一であり、ストローブＡ及びストローブＢの各ストローブ間隔も同一である。また、ストローブＡのトリガ信号に対するオフセットと、ストローブＢのトリガ信号に対するオフセットは、ストローブ間隔の略半分異なってよい。即ち、ストローブＡとストローブＢとを重ね合わせた場合に、ストローブＡとストローブＢとが略等間隔で交互に配置される。
係るストローブＡ及びストローブＢを生成することにより、ひとつのコンパレータ２０を用いて、ストローブの発生周波数の２倍の周波数で等価的にサンプリングすることができる。ストローブタイミング発生器３０は、例えば所定の時間間隔で配置されたストローブを生成する発振回路と、当該発振回路の出力を遅延させる遅延回路とを備えてよい。この場合発振回路は、ストローブＡ及びストローブＢを順次生成する。そして、遅延回路は、それぞれのストローブが有するべきオフセットに応じて、それぞれのストローブを順次遅延させる。
また、本例においては、ストローブＡ及びストローブＢを用いて説明したが、他の例においては、ストローブタイミング発生器３０は、更に多くのストローブを順次生成してもよい。これらのストローブのオフセットを順次変化させることにより、より高周波数での等価時間測定を行うことができる。
図１２は、測定装置１０の構成の他の例を示す図である。本例における測定装置１０は、図１に関連して説明した測定装置１０の構成に加え、クロック再生器２５を更に備える。他の構成については、図１から図１１に関連して説明した測定装置１０と同一であるので、その説明を省略する。クロック再生器２５は、被測定信号に基づいて、被測定信号に同期した再生クロックを生成し、当該再生クロックをトリガ信号としてストローブタイミング発生器３０に入力する。このような構成により、図１１において説明したストローブＡ及びストローブＢの生成開始のタイミングを制御し、所定の位相差を有するストローブＡ及びストローブＢを生成することができる。
図１３は、コンパレータ２０の構成の他の例を示す図である。本例における測定装置１０は、二つのコンパレータ（２０−１、２０−２、以下２０と総称する）を有する。それぞれのコンパレータ２０は、図３（Ａ）において説明したコンパレータ２０と同一である。また、それぞれのコンパレータ２０には、同一の第１の参照電圧ＶＯＨ及び第２の参照電圧ＶＯＬが与えられる。また、それぞれのコンパレータ２０には、被測定信号が分岐して入力される。測定装置１０は、被測定信号を分岐してそれぞれのコンパレータ２０に並列に入力する入力部９０を更に備えてよい。この場合、ストローブタイミング発生器３０は、それぞれのコンパレータに対して、位相の異なるストローブを入力する。例えば、コンパレータ２０−１に対しては、図１１に示したストローブＡを入力し、コンパレータ２０−２に対しては、図１１に示したストローブＢを入力する。これにより、二つのコンパレータ２０を用いてインターリーブサンプリングを行うことができ、ストローブの発生周波数の２倍の周波数で、被測定信号を測定することができる。
図１４は、図１３に示したコンパレータ２０及びストローブタイミング発生器３０の動作の一例を示す図である。上述したように、ストローブタイミング発生器３０は、ストローブＡ（１、２、３、・・・）及びストローブＢ（Ａ、Ｂ、Ｃ、・・・）を生成し、それぞれのコンパレータ２０に入力する。
キャプチャメモリ４０は、二つのコンパレータ２０における比較結果を、対応するストローブの位相に応じて整列して格納する。例えば、キャプチャメモリ４０は、図１４に示すストローブ１、ストローブＡ、ストローブ２、ストローブＢ、・・・に対応する比較結果を順に整列させて格納する。係る場合、ストローブＡ及びストローブＢは同時に生成されるので、トリガ信号を基準としてそれぞれのストローブを生成しなくてもよい。ストローブＡ及びストローブＢを重ね合わせたストローブ群が略等時間間隔に配置されればよい。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、ストローブＡを生成する回路と、ストローブＡを遅延させてストローブＢを生成する回路とを有してよい。
また、本例においては２つのコンパレータ２０を有する例を説明したが、他の例においては、更に多くのコンパレータ２０を有してもよい。この場合、それぞれのコンパレータ２０に入力されるストローブのオフセットを異ならせることにより、より高周波数の測定を行うことができる。
しかし、図１１から図１４に説明したサンプリング手法では、いずれかのストローブの位相が、予め定められた位相に対して誤差を有すると、測定結果に誤差が生じてしまう。このため、ストローブの位相、即ちサンプリングタイミングの誤差に基づく測定誤差を補正することが好ましい。
図１５及び図１６は、サンプリングタイミングの誤差を補正する方法の一例を示すフローチャートである。当該補正は、デジタル信号処理部６０が行ってよい。まず、理想位相差算出段階Ｓ３００において、それぞれのストローブに応じてサンプリングしたそれぞれのデータ系列の、サンプリングタイミングの位相差の理想値を算出する。例えば、当該位相差は、それぞれのストローブのオフセットの差分の理想値をΔｔとし、被測定信号の平均周期をＴとすると、２π（Δｔ／Ｔ）で与えられる。
次に、基準スペクトラム算出段階Ｓ３０２において、複数のデータ系列のうち、任意のデータ系列を基準として選択し、当該データ系列のスペクトラムを算出する。当該スペクトラムは、当該データ系列の高速フーリエ変換で求めることができる。
次に、比較スペクトラム算出段階Ｓ３０４において、基準データ系列とは異なるデータ系列を選択し、当該データ系列のスペクトラムを算出する。当該スペクトラムは、当該データ系列の高速フーリエ変換で求めることができる。
次に、クロススペクトラム算出段階Ｓ３０６において、基準データ系列のスペクトラムと、比較対象データ系列のスペクトラムとのクロススペクトラムを算出する。当該クロススペクトラムは、基準データ系列のスペクトラムの複素共役スペクトラムと、比較対象データ系列のスペクトラムとの複素乗算により求めることができる。
次に、位相差算出段階Ｓ３０６において、基準データ系列と、比較対象データ系列との位相差を算出する。当該位相差は、Ｓ３０６において算出したクロススペクトラムに基づいて算出することができる。つまり、当該クロススペクトラムの位相成分が、基準データ系列と比較対象データ系列との位相差を示す。
Ｓ３０４及びＳ３０６においては、二つのデータ系列のクロススペクトラムを用いて位相差を算出したが、他の方法により当該位相差を算出してもよい。例えば、二つのデータ系列のスペクトラムの相互相関に基づいて、位相差を算出してもよい。
次に、Ｓ３１０において、全ての比較対象データ系列に対して、位相差を算出したか否かを判定する。基準データ系列との位相差を算出していないデータ系列が存在する場合、当該データ系列に対して、Ｓ３０４からＳ３０６の処理を繰り返す。
全ての比較対象データ系列に対して位相差を算出している場合、エラー訂正段階Ｓ３１２において、それぞれの比較対象データ系列の位相差に基づいて、測定誤差を補正する。例えば、それぞれの比較対象データ系列の位相差と、Ｓ３００において求めた理想位相差との差分に基づいて、それぞれのデータ系列を補正する。
図１６は、エラー訂正段階Ｓ３１２の処理の一例を示すフローチャートである。まず、タイミングエラー算出段階Ｓ３１４において、基準データ系列と、比較対象データ系列との位相差に基づいて、比較対象データ系列のサンプリングタイミングエラーを算出する。当該タイミングエラーは、理想位相差に基づいて算出することができる。
次に、比較段階Ｓ３１６において、当該タイミングエラーが、所定の基準値より大きいか否かを判定する。タイミングエラーが基準値以下である場合、対応するデータ系列に対する補正を行わず、Ｓ３２０の処理に移行する。また、タイミングエラーが基準値より大きい場合、訂正段階Ｓ３１８において、対応するデータ系列を補正する。例えば、当該データ系列のスペクトラムの位相を、当該タイミングエラーに基づいてシフトすることにより、当該データ系列を補正してよい。
次に、全てのデータ系列について、タイミングエラーの訂正を行ったか否かを判定する。タイミングエラーの訂正を行っていないデータ系列が存在する場合、当該データ系列に対してＳ３１４からＳ３１８の処理を繰り返す。全てのデータ系列に対してタイミングエラーの訂正を行った場合、データ系列生成段階Ｓ３２２において、それぞれタイミングエラーを訂正したデータ系列を生成する。例えば、タイミングエラーの訂正を行ったそれぞれのデータ系列のスペクトラムを、高速フーリエ逆変換することにより、タイミングエラーが訂正されたデータ系列を得ることができる。
そして、整列段階Ｓ３２４において、それぞれのデータ系列を整列させる。例えば、それぞれのデータのサンプリングタイミングに応じて、それぞれのデータを整列させる。このような処理により、サンプリングタイミングの誤差により生じる測定誤差を補正することができる。このため、より精度よくジッタを測定することができる。
図１７は、試験装置１００の構成の他の例を示す図である。本例における試験装置１００は、図１から図１６において説明した試験装置１００が行うジッタ試験を行う機能に加え、被試験デバイス２００のファンクション試験を行う機能を更に備える。
また、本例における試験装置１００は、図１から図１６に関連して説明した試験装置１００の構成に加え、パターン発生器６５、及びパターン比較部５５を更に備える。また、判定部７０は、ロジック判定部７５及びジッタ判定部７７を有する。他の構成要素については、図１から図１６において同一の符号を付して説明した構成要素と同一又は同様の機能及び構成を有する。
パターン発生器６５は、被試験デバイスのファンクション試験を行う場合に、所定の論理レベルを有する試験信号を被試験デバイス２００に入力する。コンパレータ２０は、被試験デバイス２００が出力する被測定信号の電圧値を、与えられるストローブのタイミングで所定の参照電圧と比較することにより、被測定信号の論理レベルを検出する。
このとき、ストローブタイミング発生器３０は、ストローブを生成する。ファンクション試験を行う場合、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期に同期したテストレートに応じて、ストローブを生成する。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、各テストレートの略中央のタイミングで、１つのストローブを生成する。これにより、コンパレータ２０は、被測定信号の各周期における論理レベルを検出する。
上述したように、ジッタ試験を行う場合、ストローブタイミング発生器３０は、テストレートとは独立したストローブを生成してよい。ストローブタイミング発生器３０は、例えばストローブを生成する発振回路を有しており、ファンクション試験を行う場合に当該発振回路の動作をテストレートにより制御してよく、ジッタ試験を行う場合には当該発振回路の動作をテストレートでは制御しなくてよい。また、ストローブタイミング発生器３０は、ファンクション試験を行う場合のストローブを生成する第１の発振回路と、ジッタ試験を行う場合のストローブを生成する第２の発振回路とを有してよい。この場合、第１の発振回路の動作はテストレートにより制御され、第２の発振回路はテストレートとは独立して動作する。
ファンクション試験を行う場合、パターン比較部５５は、キャプチャメモリ４０に格納された比較結果により定まる被測定信号の論理レベルが、予め定められた期待値パターンと一致するか否かを比較する。当該期待値パターンは、パターン発生器６５が試験信号の論理レベルパターンに基づいて生成してよい。
ロジック判定部７５は、パターン比較部５５における比較結果に基づいて、被試験デバイス２００の良否を判定する。デジタル信号変換部５０、デジタル信号処理部、及び判定部７０は、ソフトウェアが組み込まれた計算機であってよい。この場合、試験装置１００は、従来のファンクション試験用の試験装置を用いて、ハードウェアを追加することなく、ジッタ試験をも行うことができる。このため、被試験デバイス２００の試験を低コストで行うことができる。
尚、キャプチャメモリ４０の後段の回路は、被測定信号に非同期（ノンリアルタイム）で動作してよい。例えば、被試験デバイス２００に対する一連の試験信号の入力が終了して、一連の被測定信号の論理値がキャプチャメモリ４０に格納された後に、パターン比較部５５、デジタル信号変換部５０、デジタル信号処理部６０、及び判定部７０は、キャプチャメモリ４０が格納したデータを処理してよい。
また、試験装置１００は、パターン比較部５５、デジタル信号変換部５０、デジタル信号処理部６０、及び判定部７０がデータを処理している間に、次の試験信号を被試験デバイス２００に入力してもよい。
図１８は、本発明の実施形態に係る電子デバイス４００の構成の一例を示す図である。電子デバイス４００は、被測定信号を生成する動作回路４１０と、測定装置１０とを備える。例えば電子デバイス４００は、樹脂、セラミック等のパッケージの内部に、動作回路４１０、及び測定装置１０の一部の構成を備えてよい。
動作回路４１０は、例えば外部から入力される信号に応じて動作し、被測定信号を外部に出力する。測定装置１０は、動作回路４１０が出力する被測定信号を測定する。測定装置１０は、図１から図１６に関連して説明した測定装置１０と同様の構成を有してよい。また、測定装置１０は、図１９から図４５に関連して説明する測定装置１０と同様の構成を有してもよい。例えば、測定装置１０は、コンパレータ２０及びキャプチャメモリ４０を有してよい。この場合、コンパレータ２０には、図１から図１６に関連して説明したストローブが与えられる。当該ストローブは、外部から与えられてよく、電子デバイス４００の内部で生成してもよい。
電子デバイス４００の内部でストローブを生成する場合、電子デバイス４００は、ストローブタイミング発生器３０を更に備えることが好ましい。図１から図１６に関連して説明したように、キャプチャメモリ４０には、等価的に高周波数で被測定信号を測定した測定結果が格納される。
このため、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果を読み出すことにより、電子デバイス４００のジッタを精度よく算出することができる。この場合、外部の装置は、被測定信号を高速に測定する必要がなく、当該装置のコストを低減することができる。
図１９は、ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。本例におけるストローブタイミング発生器３０は、図１及び図１０のいずれの測定装置１０に用いてもよい。本例におけるストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期（Ｔ）に対して所定値（Δ）異なる周期（Ｔ＋Δ）で、ストローブを順次生成する。つまり、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号に対する相対位相が徐々に変化するストローブを生成する。本例において被測定信号は、周期（Ｔ）で略同一の波形を示す信号である。
また、本例におけるストローブタイミング発生器３０は、被測定信号に対してナイキスト定理を満たさない周期でストローブを生成してよい。つまり、本例におけるストローブタイミング発生器３０は、被測定信号をアンダーサンプリングする。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期の半分より大きい周期でストローブを生成する。本例では、図１９に示すように、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期より大きい周期で等間隔のストローブを生成する。
このように、略同一の波形が繰り返される被測定信号に対して、ストローブの相対位相を徐々に変化させて被測定信号を測定することにより、等価的に高い時間分解能のサンプリングを行うことができる。
例えば、被測定信号の周期が４００ｐｓであり、ストローブの周期が４０５ｐｓである場合、被測定信号に対するストローブの相対位相は、各サイクルで５ｐｓずつ変化する。被測定信号の各サイクルにおいて略同一の波形であるので、等価的に５ｐｓの周期で被測定信号をサンプリングすることができる。
キャプチャメモリ４０は、コンパレータ２０がストローブに応じて出力する比較結果を時系列に格納してよい。デジタル信号変換部５０は、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果のうち、所定のポイント数の比較結果を取り出してデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部６０に入力してよい。
例えば、デジタル信号変換部５０は、被測定信号の複数サイクルに対応するポイント数の比較結果を、キャプチャメモリ４０から取り出してよい。つまり、デジタル信号変換部５０は、被測定信号の周期を、ストローブの周期と被測定信号の周期との差分で除算し、キャプチャメモリ４０が時系列に格納した比較結果のデータのうち、当該除算結果の整数倍のポイント数の連続して記録されたデータを取り出してよい。
上記の例のように、被測定信号の周期が４００ｐｓであり、ストローブの周期が４０５ｐｓである場合、被測定信号の１サイクルに対応する比較結果のポイント数は１６０ポイントである。この場合、デジタル信号変換部５０は、１６０の整数倍のポイント数の比較結果を離散化波形（ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｗａｖｅｆｏｒｍ）として、キャプチャメモリ４０から取り出してよい。この結果、Ｈａｎｎｉｎｇ窓関数などの窓関数を離散化波形に乗じることなく、フーリエ変換等の処理をほどこせる（ｐｅｒｆｏｒｍ）。したがって、窓関数をもちいるときに比べ、高い周波数分解能の測定を実現できる．測定時間も最小にできる。また、デジタル信号変換部５０は、キャプチャメモリ４０が格納した比較結果のポイント数の範囲内で、被測定信号の１サイクルに対応する比較結果のポイント数の整数倍のうちの最大のポイント数を取り出してよい。
図２０及び図２１は、デジタル信号処理部６０の動作例を説明する図である。デジタル信号処理部６０は、デジタル信号変換部５０から入力されるデジタル信号をフーリエ変換し、周波数領域の信号に変換する。図２０（Ａ）は、周波数領域のデジタル信号の一例を示す。
このとき、デジタル信号処理部６０は、デジタル信号変換部５０から入力されるデータのポイント数が２のべき乗である場合に、取り出したデータを高速フーリエ変換してよい。また、デジタル信号処理部６０は、デジタル信号変換部５０から入力されるデータのポイント数が２のべき乗でない場合に、取り出したデータを混合基数（ｍｉｘｅｄ−ｒａｄｉｘ）のアルゴリズムでフーリエ変換してよい。例えばデジタル信号処理部６０は、データのポイント数が２のべき乗である場合、即ち基数が２のみである場合、高速フーリエ変換を行ってよい。またデジタル信号処理部６０は、データのポイント数が複数の基数の積（混合基数）で表される場合、基数のポイント数に応じた混合基数や素数やスプリット基数の高速フーリエ変換（ｔｈｅ ｍｉｘｅｄ−ｒａｄｉｘ ＦＦＴ ｏｒ ｔｈｅ ｐｒｉｍｅ ｆａｃｔｏｒ ＦＦＴ ｏｒ ｔｈｅ ｓｐｌｉｔ−ｒａｄｉｘ ＦＦＴ）で計算してよい。また、単一周波数に対応する離散フーリエ変換（ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ)を、求めるライン数分、繰り返し計算してよい。
次に、デジタル信号処理部６０は、被測定信号のキャリア周波数近傍の周波数成分を抽出する。図２０（Ｂ）は、抽出される周波数成分の一例を示す。図２０（Ｂ）はでは、被測定信号のキャリア周波数が１６ＭＨｚ程度であり、カットオフ周波数が１５ＭＨｚ±５ＭＨｚ程度の場合に抽出される周波数成分の一例を示す。
次に、デジタル信号処理部６０は、抽出した周波数成分をフーリエ逆変換（ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）して、時間領域の信号に変換する。図２１（Ａ）は、時間領域の信号の一例を示す。このような処理により、被測定信号の解析信号（ａｎａｌｙｔｉｃ ｓｉｇｎａｌ）を得ることができる。
次に、デジタル信号処理部６０は、解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）を算出する。また、当該瞬時位相から直線成分を除去することにより、被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を算出する。瞬時位相φ（ｔ）から瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を求める方法は、図６（Ａ）に示した方法と同様である。図２１（Ｂ）は、算出される瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の一例を示す。
図６（Ｂ）において説明したように、デジタル信号処理部６０は、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）から、被測定信号のジッタを算出することができる。尚、算出される瞬時位相雑音Δφの精度は、被測定信号の周期と、ストローブの周期との差分値、すなわち時間分解能に応じて変化する。
図２２は、被測定信号の周期と、ストローブの周期との差分値（以下、周期分解能と称する）を変化させた場合に算出される瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の一例を示す。本例では、周期分解能（Δ）を５ｐｓ、１０ｐｓ、２０ｐｓ、４０ｐｓとしたときのそれぞれの瞬時位相雑音を示す。図２２に示すように、周期分解能（Δ）を変化させた場合、算出される瞬時位相雑音の波形が変化する。このため、周期分解能（Δ）を、被測定信号のランダムジッタ値やその標準偏差（ｓｔａｎｄａｒｄ ｄｅｖｉａｔｉｏｎ）やその実効値（rms値）と同程度より小さい値に選ぶのが望ましい。
図２３は、それぞれの周期分解能（Δ）に対して算出されるジッタ値の観測帯域幅依存性を例示する図である。本例においては、被測定信号に含まれるジッタ振幅の実効値が２ｐｓである場合に、それぞれの周期分解能（Δ）に対して算出されるジッタ値を示す。尚、図２３における横軸は、図２０（Ｂ）に示したカットオフ周波数に対応する。
図２４は、それぞれの周期分解能（Δ）に対して算出したジッタ値の、測定誤差の一例を示す図である。本例においては、周期分解能（Δ）が５ｐｓである場合の測定値を真値とする。図２３及び図２４に示すように、周期分解能（Δ）が大きくなるに従い、ジッタ値の測定誤差が急激に増大する。
ストローブタイミング発生器３０は、周期分解能（Δ）がより小さくなるように、ストローブの周期を設定してよい。例えば、ストローブタイミング発生器３０において、ストローブの周期として複数種類の周期が選択できる場合、ストローブタイミング発生器３０は、当該周期分解能（Δ）がより小さくなる周期を選択してよい。
また、ストローブタイミング発生器３０は、周期分解能が、測定すべきジッタの振幅、又はジッタを算出すべき時間分解能に応じた値となるように、ストローブの周期を設定してよい。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、測定すべきジッタの振幅値又は算出すべきジッタ値が与えられ、周期分解能が、ジッタの実効値の２倍又は要求される時間分解能の値より小さくなるように、ストローブを順次設定してよい。ここで、測定すべきジッタ値は、タイミングジッタのピークツウピーク値であってよい。また、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期の値が与えられることが好ましい。
被測定信号の各エッジのタイミングと、理想的なタイミングとのずれ（即ちタイミングジッタ）の最大値は、タイミングジッタの値により定まる。つまり、被測定信号の各エッジが観測される確率は、理想的なタイミングの前後のそれぞれで、ジッタの値に応じて変化する。このため、被測定信号の各エッジは、理想的なタイミングを中心として、ジッタ値の２〜３倍の幅で変化しうる。逆に、図２６に図示するように、周期分解能（Δ）をジッタ値の２倍より小さくすることにより、被測定信号のタイミングのずれ（即ちタイミングジッタ）をより精度よく検出することができる。
また、周期分解能（Δ）を、ジッタ値を算出すべき時間分解能より小さくすることにより、当該時間分解能でのジッタ値をより精度よく算出することができる。また、周期分解能（Δ）を、被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に基づいて定めてもよい。以下において、標準偏差に基づいて周期分解能（Δ）、即ち、等価的なサンプリング間隔を定める手順の一例を説明する。
図２５（Ａ）は、被測定信号に含まれるジッタの確率密度関数ｐ（ｔ）の一例を示す図である。但し、図２５（Ａ）において横軸は、確率密度関数ｐ（ｔ）の標準偏差で正規化した時間を示す。
係るジッタ測定の、正規化２乗誤差（ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）は下式で与えられる。
Figure 2007099918
 ・・・式（１）
ここで、式（１）の右辺第１項は、測定誤差のうち、不規則誤差（ｒａｎｄｏｍ ｅｒｒｏｒ）を示す。また、式（１）の右辺第２項は、測定誤差のうち、バイアス誤差（ｂｉａｓ ｅｒｒｏｒ）を示す。また、Ｗは、被測定信号を観測する間隔、即ち、周期分解能（Δ）に比例する。また、ｐ''（ｔ）は、確率密度関数ｐ（ｔ）の２階微分を示す。また、右辺第１項の不規則誤差の各定数は、下記の文献を参照されたい。
"Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ ３ｒｄ ｅｄ．"， ｐｐ．２９０，Ｊ．Ｓ．Ｂｅｎｄａｔ ａｎｄ Ａ．Ｇ．Ｐｉｅｒｓｏｌ
式（１）から明らかなように、観測間隔Ｗ、すなわち周期分解能（Δ）を十分に小さくすれば、被測定信号に含まれるジッタ成分を精度よく測定することができる。つまり、式（１）の右辺第２項が略零となり、バイアス誤差による測定誤差を除去して、ジッタ成分を精度よく測定することができる。
理論的には、ストローブの周期設定の分解能を十分に高くすることにより、周期分解能（Δ）を十分に小さくすることができる。しかし、実際には、係るストローブを生成できる回路を実現することは困難である。
また、係る回路を測定装置１０に設けることは、測定装置１０のコストを増大させてしまう。また、測定装置１０において、ストローブの周期として設定しうる値が制限されている場合、周期分解能（Δ）を十分に小さくすることは困難である。
以下では、ストローブの周期として設定しうる値が制限されており、周期設定の分解能が比較的低い場合であっても、ストローブの周期を適切に選択することにより、被測定信号に含まれるジッタ成分を精度よく測定できることを説明する。
被測定信号に含まれるジッタがガウス分布を示す場合、確率密度関数ｐ（ｔ）は、下式で与えられる。
Figure 2007099918
 ・・・式（２）
但し、σは被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差を示す。
式（２）から、式（１）の右辺第２項の因数（ｐ''（ｔ）／ｐ（ｔ））２は、下式で与えられる。
Figure 2007099918
 ・・・式（３）
図２５（Ｂ）は、式（３）に示した関数の波形の一例を示す図である。式（３）及び図２５（Ｂ）に示すように、｜ｔ｜＝σのとき、式（１）の右辺第２項は略零となる。つまり、ストローブ及び被測定信号の周期分解能（Δ）、即ち測定間隔が２σの場合、式（１）の右辺第２項は略零となり、測定誤差のバイアス誤差を除去してジッタ成分を精度よく測定することができる。また、式（１）の右辺第１項に示される、測定誤差の不規則誤差は、測定データ数を十分大きくすることにより、低減することができる。
図２６は、周期分解能（Δ）と測定誤差との関係の一例を示す図である。図２６において、横軸は、２σで正規化した周期分解能（Δ）を示す。また縦軸は、上述したバイアス誤差に対応する測定誤差を示す。また本例においては、丸印、四角印等に示すように、４回の測定を行い、測定結果を曲線で近似した。図２６に示すように、周期分解能（Δ）が２σとなる、即ちΔ／２σ＝１となる点の近傍で、測定誤差が十分に小さくなることがわかる。
本例における測定装置１０のストローブタイミング発生器３０は、被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に基づいて、ストローブの周期を設定又は選択してよい。例えば、ストローブタイミング発生器３０は、測定すべきジッタの標準偏差σ、及び被測定信号の周期が予め与えられており、周期分解能（Δ）が、標準偏差σの２倍と略等しくなるように、ストローブの周期を設定してよい。また、ストローブタイミング発生器３０は、バイアス成分による測定誤差が許容される範囲内となるように、ストローブの周期を設定してもよい。この場合、ストローブタイミング発生器３０は、周期分解能（Δ）が、標準偏差σの２倍の近傍となるように、ストローブの周期を設定することが好ましい。
また、ストローブの周期として選択できる複数種類の周期が、予め定められている場合、ストローブタイミング発生器３０は、周期分解能（Δ）が、標準偏差σの２倍に最も近くなるように、ストローブの周期を選択してよい。
尚、以上においては、被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布がガウス分布である場合について説明したが、測定対象のジッタは、ガウス分布のジッタに限定されない。他の分布のジッタであっても、図２５及び図２６に関連して説明した手順と同様の手順で、ジッタの標準偏差に基づいてストローブの周期を適切に設定することができる。
以上、最適周期分解能（Δ）が２σであることを理論的に導き、図２６に示すように実験的に検証した。ところで、式（１）及び式（３）は、サンプリングに関するパラメータは観測間隔Ｗのみであるから、式（１）及び式（３）はサンプリング手法に依存せず成立する。つまり、式（１）及び式（３）は、等価的サンプリング（アンダーサンプリング）に限らず、リアルタイムサンプリング（オーバーサンプリング）についても、等価的サンプリングと同様に成立する。図７は、リアルタイムサンプリングに対しても、最適時間分解能（Δ）＝２σであることを実験的に検証している。
図２７は、図１７に示した試験装置１００が備えるパターン発生器６５の構成の一例を示す図である。パターン発生器６５は、試験信号の信号パターンを生成するパターン生成部６７と、信号パターンに基づいて試験信号を出力するドライバ６９とを有する。ドライバ６９は、予め定められたテストレートに応じて動作し、被試験デバイス２００にテストレートまたはその整数倍のテストレートに応じた周期の被測定信号を出力させる。本例では、ドライバ６９は、テストレートＴに応じた周期のタイミング信号が与えられ、被試験デバイス２００に当該周期に応じた被測定信号を出力させる。
これに対し、ストローブタイミング発生部３０は、テストレートＴより所定値大きい周期Ｔ＋Δでストローブを生成する。このような動作により、低い動作周期で、高速な被測定信号を精度よく測定することができる。ストローブタイミング発生部３０には、テストレートＴに対して設定可能なストローブの周期の差分Δが複数種類用意されることが好ましい。例えば、ストローブタイミング発生部３０に対して設定可能なタイミングセットが複数用意されており、それぞれのタイミングセットを設定した場合における、テストレートとストローブとの周期の差分値Δが予め測定されていてよい。
ストローブタイミング発生部３０は、これらのタイミングセットのうち、周期の差分値Δが最も小さくなるタイミングセットを選択してよく、また周期の差分値Δが、測定すべきジッタ値の２倍より小さくなるタイミングセットを選択してもよい。
図２８は、被測定信号Ｋ及び被測定信号Ｊの瞬時線形位相φの一例を示す図である。試験装置１００は、２つの被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）のオフセット値φ０＿ｋ及びφ０＿Ｊに基づいて、２つの信号間の確定（ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｓｔｉｃ）スキューを求めてよい。ここで、確定スキューとは、２つの信号が伝播する経路の電気長の差である。
例えばデジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、ｔ＝０における、２つの被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）の値φ０＿ｋ及びφ０＿Ｊを求め、これらの差分を確定スキューとして求めてよい。また、デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、ラジアン単位で求めた確定スキューを２πｆ０で除算して、時間単位の確定スキューを求めてもよい。また、ラジアン単位の瞬時位相φ（ｔ）を、時間単位の瞬時位相φ（ｔ）に変換して、それぞれの瞬時位相φ（ｔ）の初期値の差分から時間単位の確定スキューを求めてもよい。また、デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、２つの被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）から、２つの被測定信号の不規則（ｒａｎｄｏｍ）スキューを求めてよい。
図２９は、被測定信号Ｋ及び被測定信号Ｊの間の不規則スキューを測定する方法を説明する図である。図２９（Ａ）は、被測定信号Ｋの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）＿Ｋの一例を示す。図２９（Ｂ）は、被測定信号Ｊの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）＿Ｊの一例を示す。図２９（Ｃ）は、被測定信号Ｋ及びＪの間の不規則スキューの一例を示す。尚、図２９において、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）は、瞬時位相φ（ｔ）の直線成分２πｆｂｅａｔを減じたものである。ここで、ｆｂｅａｔは、周期分解能（Δ）で等価的に被測定信号をサンプリングする周波数である。例えば、
Figure 2007099918
 であってよい。
不規則スキューは、各時刻における、被測定信号Ｋ及びＪの瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の差分に対応するので、図２９（Ａ）及び図２９（Ｂ）に示した瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の差分を求めることにより、図２９（Ｃ）に示した不規則スキューＴＳｋｅｗ（ｔ）を求めることができる。例えばデジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０が、不規則スキューを求めてよい。
また、試験装置１００が、図２８及び図２９において説明した確定スキュー又は不規則スキューを測定するとき、試験装置１００は、コンパレータ２０を並列に２つ有することが好ましい。そして、これらのコンパレータ２０に同時に被測定信号Ｋ及びＪを入力する。また、これらのコンパレータ２０に同一のストローブを与える。つまり、試験装置１００は、コンパレータ２０に入力する２つの被測定信号を同時にアンダーサンプリングする。
そして、上述したように、それぞれの信号に対して瞬時位相φ（ｔ）を求め、それぞれの瞬時位相φ（ｔ）について、所定の時刻（例えばｔ＝０）のオフセット値を求める。求めた値の差分が確定スキューを示す。係る処理は、デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０が行ってよい。また、試験装置１００は、２つのコンパレータ２０に対応して２つのキャプチャメモリ４０を有してよい。デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、２つのキャプチャメモリ４０からデータを受け取り、上述した確定スキューや不規則スキューを算出する。
図３０は、試験装置１００のジッタ測定結果とシグナルソース解析器（ｓｉｇｎａｌ ｓｏｕｒｃｅ ａｎａｌｙｚｅｒ）Ｅ５０５２Ａをもちいたジッタ測定結果とを比較する図である。図３０では、シグナルソース解析器を用いたジッタ測定結果の範囲を点線で示す。シグナルソース解析器は、ジッタを測定する機能を有する一般的な測定器であってよい。
また、図３０では、試験装置１００のジッタ測定結果を丸印及び三角印でプロットした。図３０に示すように、試験装置１００における測定結果は、ジッタを測定する目的で用いられる測定器での測定結果とよくあっている。つまり、試験装置１００を用いてジッタを高精度に測定できることが示されている。
図３１は、試験装置１００の構成の他の例を示す図である。本例における試験装置１００は、測定装置１０及び判定部７０を備える。また測定装置１０は、レベル比較部５２０、ストローブタイミング発生器３０、キャプチャメモリ４０、及びデジタル信号処理部６０を有する。
ストローブタイミング発生器３０は、略等時間間隔に配置され、且つ被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成する。被測定信号のビット時間間隔とは、被測定信号の信号レベルが遷移する周期であってよい。また、被測定信号は、ビット時間間隔毎に信号レベルがＨレベル又はＬレベルに交互に遷移する信号であってよい。
レベル比較部５２０は、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の信号レベルを検出する。レベル比較部５２０は、図１に関連して説明したコンパレータ２０を用いて、被測定信号の信号レベルを検出してよい。レベル比較部５２０は、順次与えられるストローブのタイミングにおいて、被測定信号の電圧値と、与えられる参照電圧値とを順次比較してよい。例えばレベル比較部５２０は、被測定信号の電圧値が参照電圧値より大きいときに、論理値１を出力し、被測定信号の電圧値が参照電圧値より小さいときに、論理値−１を出力してよい。また、レベル比較部５２０は、値の異なる複数の参照電圧値と被測定信号の電圧値とを比較してよい。この場合レベル比較部５２０は、複数種類の比較結果に応じて複数種類の論理値を出力する。
キャプチャメモリ４０は、レベル比較部５２０が出力する信号レベルを格納する。キャプチャメモリ４０は、レベル比較部５２０が順次出力する論理値を時系列に格納してよい。
デジタル信号処理部６０は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ系列に基づいて、被測定信号の測定結果を求める。データ系列とは、例えば上述した時系列の論理値であってよい。また、デジタル信号処理部６０は、当該データ系列に基づいて、被測定信号の波形、スペクトラム、ジッタ、瞬時位相、瞬時位相雑音等を測定してよい。またデジタル信号処理部６０は、二つの被測定信号間のスキューを求めてよい。更に、被試験デバイス２００の入出力間におけるジッタ伝達関数のゲインを求めてもよい。またデジタル信号処理部６０は、被試験デバイス２００のビット誤り率（ＢＥＲ）を求めてもよい。それぞれの測定対象についての測定装置１０の動作は、図３２から図４５において後述する。
図３２は、ストローブタイミング発生器３０が生成するストローブの例を示す図である。本例においては、被測定信号のビット時間間隔をＴとして説明する。本例における試験装置１００は、被測定信号のビット時間間隔と略等しいテストレートで動作する。ストローブタイミング発生器３０は、テストレート毎に、一つ以下のストローブを生成する。
また、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号のテストレート（Ｔ）に対して所定値（Δ）異なる周期（Ｔ＋Δ）で、ストローブを順次生成する。また、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号に対してナイキスト定理(Ｎｙｑｕｉｓｔ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｔｈｅｏｒｅｍ)を満たさない周期でストローブを出力してよい。例えば、被測定信号の論理値が、ビット時間間隔毎にＨレベル及びＬレベルと交互に遷移するとき、ストローブの周期をビット時間間隔（Ｔ）より小さくするとナイキスト定理を満たす。ストローブタイミング発生器３０は、ビット時間間隔よりわずかに大きい周期でストローブを順次出力してよい。このケースでは、図３２に示すように、レベル比較部５２０は、被測定信号のＨレベル及びＬレベルを、ほぼ交互に検出する。
図３３は、デジタル信号処理部６０の動作の一例を示す図である。本例では、図３２において説明したように、ビット時間間隔毎に論理値がＨレベル及びＬレベルに交互に遷移する被測定信号を測定するケースを説明する。尚、本例での被測定信号は、ジッタをもたない（ｊｉｔｔｅｒ ｆｒｅｅ）。また、ストローブタイミング発生器３０の動作は、図３２において説明したストローブタイミング発生器３０と同一である。
図３３（Ａ）は、デジタル信号処理部６０に入力されるデータ系列の一例を示す。図３２において説明したように、レベル比較部５２０は、被測定信号がＨレベルを示すビット区間と、Ｌレベルを示すビット区間とをほぼ交互に検出する。
図３３（Ｂ）及び図３３（Ｃ）は、デジタル信号処理部６０におけるデータ処理の一例を示す図である。まず図３３（Ｂ）の左図に示すように、デジタル信号処理部６０は、入力されるデータ系列を、等価な時間波形に圧縮する。つまり、デジタル信号処理部６０は、周期Ｔ＋Δでサンプリングされたデータ系列は、等価的に周期Δでサンプリングされたものとして処理できる。また、図３３（Ｂ）の右図は、図３３（Ｂ）の左図に示したデータ系列をフーリエ変換したスペクトラムの一例である。
次に図３３（Ｃ）の左図に示すように、デジタル信号処理部６０は、図３３（Ｂ）の右図に示したデータ系列のデータのうち、奇数又は偶数番目のいずれかの系列に対応するデータの値を、被測定信号の中間レベルを基準として反転させる。
例えば、図３３（Ａ）及び図３３（Ｂ）に示したデータのうち、１、３、５、７、９、・・・番目のデータのオリジナルの値を維持する。また、２、４、６、８、１０、・・・番目のデータの値を、被測定信号の中間レベル（本例では０レベル）を基準として反転させる（本例では、論理値１のデータ値を論理値−１に変換し、論理値−１のデータ値を論理値１に変換する）。
即ち、図３３（Ｃ）に示すように、偶数番目又は奇数番目のいずれかのデータ系列のデータ値を反転させることにより、被測定信号をサンプリング周期Δでサンプリングしたときと等価な波形を得ることができ、より高精度に被測定信号の波形を再現することができる。
尚、図３３（Ｃ）の右図は、図３３（Ｃ）の左図に示したデータ系列をフーリエ変換したスペクトラムの一例である。図３３（Ｃ）の左図に示したデータ系列をフーリエ変換することにより、デジタル信号処理部６０は、被測定信号のスペクトラムを算出することができる。
また、デジタル信号処理部６０は、上述したデータ値を反転させる処理として、それぞれのデータ値にｃｏｓ（πｋ）を乗算してよい（但し、ｋはデータ系列におけるデータ番号を示す）。時間軸上におけるデータ値を反転させる処理は、ｃｏｓ（πｋ）を乗算することと等価であるので、周波数軸上においては、周波数をπシフトすることと等価である。
つまり、図３３（Ｃ）に示したスペクトラムは、図３３（Ｂ）に示したスペクトラムの周波数をπシフトすることによっても算出することができる。デジタル信号処理部６０は、データ値を反転させる処理を行う前のデータ系列（図３３（Ｂ）の左図）をフーリエ変換することにより得たスペクトラム（図３３（Ｂ）の右図）をπ周波数シフト（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔｉｎｇ)することにより、被測定信号のスペクトラム（図３３（Ｃ）の右図）を算出してもよい。更に、デジタル信号処理部６０は、このようにして算出した被測定信号のスペクトラムをフーリエ逆変換することにより、被測定信号の波形（図３３（Ｃ）の左図）を算出してもよい。
図３４は、ジッタが印加された被測定信号に対して、図３３において説明した処理と同様の処理を行ったケースを示す図である。図３４（Ａ）は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部６０に入力されるデータ系列の一例を示す図である。また図３４（Ｂ）及び図３４（Ｃ）は、被測定信号にジッタが印加されている場合における、デジタル信号処理部６０におけるデータ処理の一例を示す図である。
図３４（Ｂ）及び図３４（Ｃ）に示すように、被測定信号にジッタが印加されていると、データ系列に当該ジッタ成分が現れる。そして、当該データ系列をフーリエ変換したスペクトラムのキャリア周波数近傍にも、ジッタ周波数に応じたジッタ成分が現れる。デジタル信号処理部６０は、当該スペクトラムに基づいて、被測定信号のジッタを算出してよい。
本例においては、被測定信号のビット時間間隔よりわずかに大きい周期で、被測定信号をサンプリングする例について説明した。この場合、上述したように、サンプリングした被測定信号のデータ値を、ビット時間間隔毎に、被測定信号の中間レベルを基準として交互に反転させる（奇数番目又は偶数番目のデータ値を反転させる）。例えば、サンプリングした被測定信号のデータ値を、一つおきに（ｏｎｅ ｂｙ ｏｎｅ）反転させる。
同様に、サンプリングした被測定信号の論理値を、ビット時間間隔毎に交互に反転させてよい。つまり、サンプリングした被測定信号の論理値を、一つおきに反転させてよい。
また、論理値の反転とは、例えば論理値Ｈを論理値Ｌに変換して、論理値Ｌを論理値Ｈに変換する処理であってよい。これに対し、データ値の反転とは、例えば被測定信号のレベル（例えば電圧値）を、被測定信号の中間レベル（例えば零電圧）を基準として反転させる処理であってよい。
図３５は、デジタル信号処理部６０の構成の一例を示す図である。デジタル信号処理部６０は、ソフトウェア処理により、図３５に示した各構成の機能の少なくとも一部を実現してよい。例えばデジタル信号処理部６０は、電子計算機であってよい。この場合、当該電子計算機には、当該電子計算機を図３５において説明するデジタル信号処理部６０として機能させるプログラムが組み込まれる。
デジタル信号処理部６０は、符号制御部６１０、波形算出部６２２、スペクトラム算出部６２４、解析信号算出部６２６、瞬時位相算出部６２８、瞬時位相雑音算出部６３０、及びジッタ算出部６３２を有する。
符号制御部６１０は、キャプチャメモリ４０が格納した被測定信号のデータ系列において、偶数番目又は奇数番目のいずれかのデータ系列のデータ値を反転させる。符号制御部６１０は、上述したように、キャプチャメモリ４０が格納したデータ系列に、ｃｏｓ（πｋ）を乗算してよい。
波形算出部６２２は、符号制御部６１０が出力するデータ系列に基づいて、被測定信号の波形を求める。スペクトラム算出部６２４は、符号制御部６１０が出力するデータ値をフーリエ変換して、被測定信号のスペクトラムを算出する。
また上述したように、スペクトラム算出部６２４は、キャプチャメモリ４０が格納したデータ系列のデータ値を反転させない状態でフーリエ変換することにより、被測定信号のスペクトラムを算出してもよい。また波形算出部６２２は、フーリエ変換して得られたスペクトラムの周波数をπシフトさせてよい。このとき、デジタル信号処理部６０は、符号制御部６１０を有さなくともよい。また、デジタル信号処理部６０が符号制御部６１０を有さない場合、波形算出部６２２は、スペクトラム算出部６２４が算出したスペクトラムをフーリエ逆変換することにより、被測定信号の波形を求めてよい。
解析信号算出部６２６は、スペクトラム算出部６２４が算出したスペクトラムに含まれるいずれかのピークの近傍の周波数成分に基づいて、被測定信号の解析信号を算出する。つまり、解析信号算出部６２６は、スペクトラムのいずれかのピークを含む予め定められた帯域幅の周波数成分を抽出して、被測定信号の解析信号を算出する。当該帯域幅は、測定すべきジッタの周波数に応じて定められてよい。また、スペクトラムを抽出すべき周波数範囲は、使用者等により予め与えられてもよい。
また、解析信号生成部６２６は、例えば図３４（Ｂ）及び図３４（Ｃ）の右図において丸印で示すように、スペクトラムに含まれるピークのうち、パワーが最も大きいピークの近傍の周波数成分を抽出して、被測定信号の解析信号を算出してよい。また、解析信号算出部６２６は、抽出した周波数成分をフーリエ逆変換することにより、被測定信号の解析信号を算出してよい。
瞬時位相算出部６２８は、解析信号算出部６２６が算出した解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を算出する。瞬時位相算出部６２８は、図５（Ａ）に関連して説明した瞬時位相推定部６６と同様の方法で、被測定信号の瞬時位相を算出してよい。
瞬時位相雑音算出部６３０は、瞬時位相算出部６２８が算出した被測定信号の瞬時位相に基づいて、被測定信号の瞬時位相雑音を算出する。瞬時位相雑音算出部６３０は、図６（Ａ）に示した方法と同様の方法で、瞬時位相雑音を算出してよい。
ジッタ算出部６３２は、瞬時位相雑音算出部６３０が算出した瞬時位相雑音に基づいて、被測定信号のジッタを算出する。例えばジッタ算出部６３２は、瞬時位相雑音を、被測定信号のエッジタイミングで再サンプリングすることにより、被測定信号の各エッジにおけるタイミングジッタを算出してよい。ここで、被測定信号のエッジタイミングとは、被測定信号の波形がゼロレベルと交差するタイミングであってよい。ジッタ算出部６３２は、瞬時位相雑音を再サンプリングするゼロクロスサンプラーを有してよい。また、ジッタ算出部６３２は、当該タイミングジッタに基づいて被測定信号の周期ジッタを算出してよく、被測定信号のピークツゥピークジッタを算出してもよい。
例えば、ジッタ算出部６３２は、被測定信号のそれぞれの立ち上がりエッジのタイミングジッタについて、被測定信号の隣接するサイクル間における差分を求めることにより、被測定信号の周期ジッタを求めてよい。また、ジッタ算出部６３２は、被測定信号のそれぞれの立ち上がりエッジのタイミングジッタについて、最大値及び最小値の差分を求めることにより、ピークツゥピークジッタを算出してもよい。
判定部７０は、デジタル信号処理部６０が算出した、被測定信号の波形、スペクトラム、瞬時位相、瞬時位相雑音、及びジッタの少なくとも一つに基づいて、被試験デバイス２００の良否を判定してよい。例えば判定部７０は、被測定信号のジッタ値が所定の範囲内であるか否かに基づいて、被試験デバイス２００の良否を判定してよい。
図３６は、スペクトラム算出部６２４から、瞬時位相雑音算出部６３０までの動作の一例を示すフローチャートである。まず、Ｓ１００２において、被測定信号の平均周波数ｆ０を求める。被測定信号の周波数ｆ０は、スペクトラム算出部６２４から、瞬時位相雑音算出部６３０までのいずれかが求めてよい。また、被測定信号の周波数ｆ０は、被測定信号の平均周期Ｔｂの２倍の逆数から求めてよい。平均周期Ｔｂは、例えば図２７に示したドライバ６９に与えられるタイミング信号の周期Ｔであってよい。
次にＳ１００４において、スペクトラム算出部６２４が、キャプチャメモリ４０が格納した被測定信号のデータｘａ（ｔ）をフーリエ変換して、被測定信号のスペクトラムＳａ（ｆ）を求める。ここで、スペクトラム算出部６２４は、例えば被測定信号の周期の整数倍に相当するデータｘａ（ｔ）をフーリエ変換してよい。つまり、データｘａ（ｔ）の末尾データが、先頭データに連続するように、キャプチャメモリ４０からデータを取り出してよい。この場合、キャプチャメモリ４０が格納したデータに、被測定信号の周期の整数倍の幅を有する方形（ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ)の窓関数Ｒｅｃｔ（ｔ）を掛けたデータと等価なデータが取り出される。このような処理により、例えば図２０（Ａ）に示したようなスペクトラムを得る。
次にＳ１００６において、解析信号算出部６２６が、被測定信号のスペクトラムＳａ（ｆ）から、被測定信号の解析信号ｚａ（ｔ）を求める。例えば、図２０（Ｂ）に示したように、被測定信号のスペクトラムＳａ（ｆ）の所定の周波数成分を抽出して、フーリエ逆変換することにより、図２１（Ａ）に示したような解析信号ｚａ（ｔ）を得る。
次にＳ１００８において、瞬時位相算出部６２８が、被測定信号の解析信号ｚａ（ｔ）から、被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）を求める。例えば、図２１（Ｂ）において説明したように、解析信号ｚａ（ｔ）の実数成分と虚数成分との逆正接ＡＲＧ［ｚａ（ｔ）］を求める。ここで、ＡＲＧ［ｚａ（ｔ）］は、−πからπまでの値を取るので、πの次の値が−πとなり、不連続な波形となる。このため、瞬時位相算出部６２８は、ＡＲＧ［ｚａ（ｔ）］から位相アンラップにより不連続位相をのぞき、直線状の連続した波形を得る。例えば瞬時位相算出部６２８は、不連続位相ＡＲＧ［ｚａ（ｔ）］に２πを順次加算することにより、位相アンラップを行うことができる。
次にＳ１０１０において、瞬時位相雑音算出部６３０が、被測定信号の瞬時位相φ（ｔ）から、被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を求める。例えば図２１（Ｂ）において説明したように、瞬時位相φ（ｔ）から、直線成分２πｆｂｅａｔ＋φ０を減じることにより、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を求める。ここで、ｆｂｅａｔは、周期分解能（Δ）で等価的に被測定信号をサンプリングする周波数である。例えば、
Figure 2007099918
 であってよい。また、φ０は、瞬時位相φ（ｔ）の初期位相角(ｉｎｉｔｉａｌ ａｎｇｌｅ)である。
瞬時位相雑音算出部６３０は、被測定信号の周期Ｔ及び周期分解能（Δ）からｆｂｅａｔを求め、瞬時位相φ（ｔ）から、直線成分２πｆｂｅａｔ＋φ０を減じてよい。また、瞬時位相雑音算出部６３０は、例えば最小二乗法等により、瞬時位相φ（ｔ）の近似直線を求め、瞬時位相φ（ｔ）から当該近似直線を減じてもよい。
次にＳ１０１２において、瞬時位相雑音算出部６３０が、ラジアン単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、時間単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）に変換する。例えば瞬時位相雑音算出部６３０は、ラジアン単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を、２πｆ０で除算することにより、時間単位の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を求めてよい。ここでｆ０は、Ｓ１００２で求めた被測定信号の平均周波数である。このような処理により、被測定信号の瞬時位相雑音を求めることができる。
図３７は、被測定信号のビット誤り率を測定する測定装置１０を用いた場合における、試験装置１００の動作の一例を示す図である。本例における測定装置１０は、被測定信号の各ビットの論理値が、予め定められた期待値と一致するか否かを示す比較結果を生成する。
上述した、被測定信号のデータ系列のデータ値を反転させる処理に代えて、測定装置１０は、被測定信号のデータ系列において奇数又は偶数番目のいずれかのデータに対応する期待値を、直前のデータに対応する期待値を反転させて設定してよい。例えば期待値として２つの論理値を取りうる場合に、直前の期待値と異なる論理値を設定してよい。このような処理により、被測定信号の各ビットの論理値と、予め定められた期待値との比較結果が、図３３（Ｃ）及び図３４（Ｃ）の左図に示したデータ系列に対応する。
図３８は、図３７において説明した処理により得られる比較結果系列の一例を示す。図３８（Ａ）に示すように、測定装置１０は、期待値（期待される論理値）をビット時間間隔毎に交互に反転させて、被測定信号の論理値と比較する。例えば測定装置１０は、期待値を一つおきに（ｏｎｅ ｂｙ ｏｎｅ）反転させる。
これにより、図３８（Ｂ）に示すように、図３４（Ｃ）の左図に示したデータ系列と同等の比較結果系列を得ることができる。尚、本例において、被測定信号の論理値と期待値とが一致したケースの比較結果を論理値１で示し、一致しないケースの比較結果を−１で示す。
図３８（Ｂ）に示した比較結果系列に基づいて、図３５において説明した、被測定信号の波形、スペクトラム、ジッタ等を算出することができる。また、測定装置１０は、期待値を反転させずに、例えば論理値Ｈに期待値を固定して、比較結果系列を求めてもよい。このとき、比較結果系列は、図３４（Ｂ）の左図に示したデータ系列と同等になる。上述したように、測定装置１０は、当該比較結果の系列をフーリエ変換したスペクトラムをπ周波数シフトすることにより、被測定信号のスペクトラムを求めてよい。また、当該比較結果の系列をフーリエ変換したスペクトラムのいずれかのピーク近傍の周波数成分に基づいて、被測定信号のジッタ等を算出してもよい。
図３９は、被測定信号のビット誤り率を測定する測定装置１０を用いるときの、符号制御部６１０の構成の一例を示す図である。上述したように、符号制御部６１０は、期待値を交互に反転させることにより、図３４（Ｃ）の左図に示したデータ系列と同等の比較結果系列を得る。本例における符号制御部６１０は、期待値生成部６１２及び論理比較部６１４を有する。
論理比較部６１４は、レベル比較部５２０が検出した被測定信号のそれぞれの論理値と、与えられる期待値とが一致するか否かを示す比較結果を出力する。論理比較部６１４は、被測定信号の論理値と期待値との排他的論理和を出力する排他的論理和回路を有してよい。期待値生成部６１２は、被測定信号の論理値のデータ系列において、奇数又は偶数番目のデータの系列に対応する期待値を、直前の期待値を反転させて論理比較部６１４に供給する。このような構成により、ビット誤り率の測定装置１０を用いて、図３４（Ｃ）等に示すような、高サンプリングレートで被測定信号をサンプリングしたデータ系列を得ることができる。
また、符号制御部６１０は、論理比較部６１４が出力する比較結果を格納するフェイルメモリを更に有してよい。この場合、符号制御部６１０の後段の回路は、フェイルメモリが格納した比較結果のデータ系列に基づいて、信号処理を行う。
また、図１７において、試験装置１００はキャプチャメモリ４０を有しているが、他の例においては、キャプチャメモリ４０を有さなくともよい。この場合、論理比較部６１４までの回路が、被測定信号に対してリアルタイムに（同期して）動作する。そして、論理比較部６１４の比較結果をフェイルメモリが格納する。フェイルメモリより後段の回路は、被測定信号に対してノンリアルタイムに動作してよい。
また、試験装置１００は、コンパレータ２０が出力する論理値を、キャプチャメモリ４０及び論理比較部６１４に分岐して供給してもよい。この場合、論理比較部６１４の出力は、フェイルメモリに格納される。そして、デジタル信号変換部５０及びデジタル信号処理部６０は、キャプチャメモリ４０又はフェイルメモリのいずれかが格納したデータを処理する。例えばフェイルメモリが格納したデータを処理する場合、図３７から図４３に関連して説明した処理を行ってよい。
図４０は、レベル比較部５２０及び符号制御部６１０の他の構成例を示す図である。また、図４１は、図４０に示したレベル比較部５２０及び符号制御部６１０の動作の一例を示すタイミングチャートである。本例における符号制御部６１０の期待値生成部６１２は、被測定信号に基づいて期待値を生成する。
図４０に示すように、レベル比較部５２０は、可変遅延回路５２２、フリップフロップ５２４、及び比較器５２６を有する。比較器５２６は、被測定信号と、予め設定される参照値ＶＯＨとを比較した比較結果を出力する。例えば比較器５２６は、被測定信号のレベルが、参照値ＶＯＨより大きい場合にＨ論理を出力して、参照値ＶＯＨより小さい場合にＬ論理を出力してよい。
可変遅延回路５２２は、ストローブタイミング発生器３０が出力するストローブの位相を調整する。可変遅延回路５２２は、測定中は一定の遅延を生じさせてよい。フリップフロップ５２４は、可変遅延回路５２２が出力するストローブに応じて、比較器５２６が出力する論理値をサンプリングする。これにより、被測定信号の論理値を、ストローブに応じてサンプリングすることができる。ストローブの周期は、被測定信号の周期ＴｂよりΔ大きいので、図４１に示すように、フリップフロップ５２４は、被測定信号を等価的にサンプリング周期Δでサンプリングする。
図４０に示すように、期待値生成部６１２は、可変遅延回路６１７、フリップフロップ６１６、及び比較器６１５を有する。比較器６１５は、被測定信号と、予め設定される参照値ＶＯＨとを比較した比較結果を出力する。比較器６１５に設定される参照値と、比較器５２６に設定される参照値とは同一であってよい。
フリップフロップ６１６は、可変遅延回路６１７を介して与えられる同期信号に応じて、比較器６１５の出力をサンプリングする。同期信号は、被測定信号と略同一の周期を有する信号である。
測定装置１０は同期信号を生成する回路を有してよい。例えば測定装置１０は、発振回路等を用いて同期信号を生成する回路を有してよい。また測定装置１０は、被測定信号に基づいて、同期信号を生成する回路を有してもよい。例えば測定装置１０は、ＰＬＬ回路等を用いて、被測定信号に同期したクロックを再生するクロック再生回路を有してよい。
また図４１に示すように、可変遅延回路６１７は、同期信号のそれぞれのエッジの位相が、被測定信号のそれぞれのビット時間間隔の略中央に配置されるように、同期信号を遅延させる。つまり、フリップフロップ６１６は、被測定信号のアイ開口の略中央で、被測定信号の論理値をサンプリングする。
論理比較部６１４は、レベル比較部５２０が検出した被測定信号の論理値と、前サイクルにおいて期待値生成部６１２が検出した被測定信号の論理値を反転させた論理値とが一致するか否かを判定する。つまり、論理比較部６１４は、前サイクルにおいて期待値生成部６１２が検出した被測定信号の論理値を期待値として用いることにより、被測定信号の状態（論理値が期待値と一致するか否かを示す状態）をサンプリングする。
上述したように、期待値生成部６１２は、被測定信号のアイ開口の略中央で、被測定信号の論理値をサンプリングする。このため、被測定信号に比較的大きなジッタが印加されている場合であっても、被測定信号が当該サイクルにおいて示すべき論理値を精度よく検出することができる。そして、被測定信号は各サイクルで論理値が反転するクロック信号であるので、図４１に示すように、期待値生成部６１２が当該サイクルで検出した論理値を反転させることにより、次サイクルにおける期待値として用いることができる。
論理比較部６１４は、期待値生成部６１２からの入力を反転させて受け取ってよい。また、図４０に示すように、期待値生成部６１２の出力と、レベル比較部５２０の出力との排他的論理和を反転させて出力してよい。このような構成により、被測定信号の状態を簡易な構成で測定することができる。
図４２は、ビット誤り率の測定装置１０を用いて測定した被測定信号のスペクトラムの一例を示す。尚、図４２においては、被測定信号及びストローブの周期差Δを、１倍、２倍、４倍、８倍に変化させて測定したスペクトラムを示す。また、図４２の横軸は、キャリア周波数からのオフセット周波数を示す。つまり、図４２のスペクトラムは、ジッタ成分のスペクトラムを示す。
図４２に示すように、ビット誤り率の測定装置１０を用いたときも、被測定信号のジッタを測定できることがわかる。尚、図２３及び図２４における説明と同様に、被測定信号及びストローブの周期差を大きくすると、測定分解能が大きくなるので、測定誤差が大きくなる。本例では、当該周期差を８倍にすると、ジッタ成分を検出しない。このため、当該周期差は、より小さいことが好ましい。
図４３は、被測定信号のビット誤り率を測定する測定装置１０を用いるケースにおける、試験装置１００の動作の他の例を示す図である。本例におけるストローブタイミング発生器３０は、被測定信号のビット時間間隔Ｔに対し、２Ｔ＋Δの周期でストローブを生成する。例えば、被測定信号がクロック信号であると、被測定信号の周期は２Ｔとなる。このとき、ストローブタイミング発生器３０は、被測定信号の周期に所定の差分値Δを加えた周期でストローブを生成する。
また、期待値生成部６１２は、所定の論理値に固定された期待値を生成してもよい。例えば図４３（Ａ）に示すように、Ｈ論理に固定された期待値を生成してよい。このような処理により、図４３（Ｂ）に示すような、比較結果の系列を得ることができる。デジタル信号処理部６０は、当該比較結果の系列から、図３５において説明したように、被測定信号の波形、スペクトラム、ジッタ等を算出してよい。
ここで説明した周期（２Ｔ＋Δ）は、図３８に関連して説明したビット時間間隔（Ｔ＋Δ）の約２倍である。この場合、図３８において説明した、ビット時間間隔毎に（一つおきに）期待値を反転させる処理は、周期（２Ｔ＋Δ）の間に２回行われることになる。このため、図４３に示したように、周期（２Ｔ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする例では、期待値を反転させない処理が、図３８において説明した期待値を反転させる処理と等価な処理になる。
つまり、周期（（２ｍ−１）Ｔ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が奇数回行われるので、期待値を一つおきに反転させる処理が、図３８において説明した期待値を反転させる処理と等価な処理になる（但し、ｍは１以上の整数）。また、周期（２ｍＴ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が偶数回行われるので、期待値を反転させない処理が、図３８において説明した期待値を反転させる処理と等価な処理になる。
尚、図３３に関連して説明した、ビット時間間隔毎に、サンプリングした被測定信号のデータ値又は論理値を反転させる処理についても同様である。つまり、周期（（２ｍ−１）Ｔ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が奇数回行われるので、データ値又は論理値を一つおきに反転させる処理が、図３３において説明したデータ値又は論理値を反転させる処理と等価な処理になる（但し、ｍは１以上の整数）。また、周期（２ｍＴ＋Δ）で被測定信号をサンプリングする場合、各サンプリングデータについて、上述した反転処理が偶数回行われるので、データ値又は論理値を反転させない処理が、図３３において説明したデータ値又は論理値を反転させる処理と等価な処理になる。
図４４は、測定装置１０の他の例を示す図である。本例における測定装置１０は、図３１から図４３において説明した測定装置１０の機能に加え、被試験デバイス２００の入出力間のジッタ伝達関数ゲインを測定する機能を更に備える。
本例におけるレベル比較部５２０は、被試験デバイス２００への入力信号の信号と、当該入力信号に対する被試験デバイス２００の出力信号の信号とを測定する。レベル比較部５２０は、当該入力信号及び当該出力信号を略同時に測定してよい。
ストローブタイミング発生器３０、キャプチャメモリ４０、及びデジタル信号処理部６０は、図３１から図４３において同一の符号を付したものと同様の機能及び構成を有してよい。尚、本例におけるキャプチャメモリ４０は、入力信号のデータ系列と、出力信号のデータ系列とをそれぞれ格納する。
また、デジタル信号処理部６０は、入力信号及び出力信号のそれぞれのデータ系列に基づいて、入力信号及び出力信号のそれぞれのジッタを算出する。入力信号のジッタ値と、出力信号のジッタ値との比から、被試験デバイス２００の入出力間におけるジッタ伝達関数のゲインを求めることができる。
図４５は、デジタル信号処理部６０の構成の他の例を示す図である。本例におけるデジタル信号処理部６０は、図３５に関連して説明したデジタル信号処理部６０の構成に加え、ゲイン算出部６３４及びＢＥＲ算出部６３６を更に備える。他の構成要素は、図３５において同一の符号を付した構成要素と同一の機能を有してよい。尚、本例におけるデジタル信号処理部６０は、被試験デバイス２００の入力信号のデータ系列及び出力信号のデータ系列のそれぞれに対して、図３５において説明した処理を行ってよい。
ゲイン算出部６３４は、ジッタ算出部６３２が算出する入力信号のジッタ及び出力信号のジッタに基づいて、被試験デバイス２００のジッタゲインを算出する。例えばゲイン算出部６３４は、入力信号のジッタ及び出力信号のジッタの比に基づいて、被試験デバイス２００のジッタゲインを算出してよい。またゲイン算出部６３４は、サイン波ジッタの周波数成分毎に、ジッタゲインを算出してもよい。この場合、例えばスペクトラム算出部６２４が算出する入力信号及び出力信号のジッタ成分に対応する帯域のスペクトラムにおいて、対応する周波数成分のレベルを比較してよい。
ＢＥＲ算出部６３６は、ゲイン算出部６３４が算出したジッタゲインに基づいて、被試験デバイス２００のビット誤り率を算出する。ジッタ伝達関数のゲインから、所定の入力信号を被試験デバイス２００に入力した場合に出力信号にあらわれるジッタの大きさが求められるので、ビット誤り率を推定することができる。例えば、ＢＥＲ算出部６３６は、入力信号のジッタ振幅の確率密度が与えられ、出力信号の受信側で許容されるジッタ振幅が与えられてよい。ＢＥＲ算出部６３６は、入力信号のジッタの確率密度及びジッタゲインから、出力信号のジッタの確率密度を求めてよい。そして、受信側で許容されないジッタ振幅が出力信号にあらわれる確率を求めることにより、出力信号のビット誤り率を算出することができる。
また、デジタル信号処理部６０は、図２８及び図２９に関連して説明した確定スキューを求める確定スキュー算出部を更に有してよい。この場合、上述したように、レベル比較部５２０は、ストローブのタイミングにおいて、第１の被測定信号の信号レベルを検出する第１のコンパレータと、ストローブのタイミングにおいて、第２の被測定信号の信号レベルを、第１のコンパレータと略同時に検出する第２のコンパレータとを有する。
また、解析信号生成部６２６は、第１の被測定信号及び第２の被測定信号のそれぞれの解析信号を生成する。また、瞬時位相算出部６２８は、第１の被測定信号及び第２の被測定信号のそれぞれの瞬時位相を算出する。
上述した確定スキュー算出部は、瞬時位相算出部６２８が算出したそれぞれの被測定信号の瞬時位相に基づいて、第１の被測定信号及び第２の被測定信号の間の確定スキューを算出する。
また、デジタル信号処理部６０は、図２８及び図２９に関連して説明した不規則スキューを更に有してよい。この場合、レベル比較部５２０、解析信号生成部６２６、及び瞬時位相算出部６２８は、上述した確定スキューを求める場合と同様の処理を行う。
また、瞬時位相雑音算出部６３０は、第１の被測定信号及び第２の被測定信号のそれぞれの瞬時位相雑音を算出する。また、上述した不規則スキュー算出部は、それぞれの被測定信号の瞬時位相雑音に基づいて、第１の被測定信号及び第２の被測定信号の間の不規則スキューを算出する。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。
例えば、ストローブタイミング発生器３０が、等時間間隔、且つビット時間間隔より大きい時間間隔で、ストローブを順次生成する実施形態において、ストローブタイミング発生器３０は、等時間間隔、且つビット時間間隔より小さい時間間隔でストローブを順次生成してもよい。この場合、例えばデジタル信号処理部６０において、サンプリングしたデータ、又は期待値と比較した比較結果を間引くことにより、等時間間隔、且つビット時間間隔より大きいデータからなるデータ系列を生成してよい。これにより、実施形態において説明した処理と同一の処理を行うことができる。
上記説明から明らかなように、本発明の実施形態によれば、被試験デバイスのジッタ試験を低コストで行うことができる。また、タイミングノイズを振幅ノイズから分離して測定できるので、タイミングジッタを精度よく測定することができる。また、ストローブタイミング発生器が発生できるストローブの最大周波数より高い周波数のクロックやデータのジッタ測定を行うことができる。
特に、被測定信号のジッタの標準偏差σの２倍から、ストローブの最適な周期（最適周期分解能）を決定することができる。このため、特許文献１に示されるように、被測定信号の周期と１／１０００程度まで一致した周期の信号を用いずに、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。
また、ジッタを測定すべきエッジタイプに限定されずにジッタを測定することができる。たとえば、図３４（Ｃ）のインパルスが隣り合って複数あらわれるような場合でも、ジッタを測定できる。また、確率密度関数ＰＤＦに限らず、ジッタを時間領域や周波数領域で測定できる。
また、現在の試験装置のハードウェア構成を用いて、ジッタ試験を行うことができる。つまり、サンプル値と期待値との比較で、パターンマッチングを行わずにジッタを測定することができる。
また、測定値をジッタに対応させるキャリブレートを行わずに、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。更に、サンプリングタイミングのオフセット時間を調整せずに、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。

Claims (54)

  1. 予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、
    前記キャプチャメモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列に基づいて、前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を備える測定装置。
  2. 前記ストローブタイミング発生器は、略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成し、
    前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータに基づいて、前記被測定信号の測定結果を求める
    請求項１に記載の測定装置。
  3. 前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータ系列のデータのうち、奇数又は偶数番目のいずれかの系列に対応するデータの論理値を反転させる符号制御部を有する請求項２に記載の測定装置。
  4. 前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータ系列のデータのうち、奇数又は偶数番目のいずれかの系列に対応するデータ値を、前記被測定信号の中間レベルを基準として反転させる符号制御部を有する請求項２に記載の測定装置。
  5. 前記デジタル信号処理部は、
    前記レベル比較部が検出したそれぞれの論理値と、期待される論理値（以下、期待値と称する）とが一致するか否かを示す比較結果を出力する論理比較部と、
    前記被測定信号の奇数又は偶数番目のいずれか一方の系列に対応する前記期待値を反転させて前記論理比較部に供給する期待値生成部と
    を有する請求項２に記載の測定装置。
  6. 前記デジタル信号処理部は、前記符号制御部が出力するデータ系列に基づいて、前記被測定信号の波形を求める波形算出部を更に有する請求項４に記載の測定装置。
  7. 前記デジタル信号処理部は、前記符号制御部が出力するデータ系列をフーリエ変換し、前記被測定信号のスペクトラムを算出するスペクトラム算出部を更に有する請求項３に記載の測定装置。
  8. 前記デジタル信号処理部は、前記スペクトラム算出部が算出した前記被測定信号のスペクトラムに基づいて、前記被測定信号の波形を求める波形算出部を更に有する請求項７に記載の測定装置。
  9. 前記デジタル信号処理部は、前記スペクトラム算出部が算出した前記スペクトラムに含まれるいずれかのピークの近傍の周波数成分に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ算出部を更に有する請求項７に記載の測定装置。
  10. 前記ジッタ算出部は、前記スペクトラムに含まれるピークのうち、パワーが最も大きいピークの近傍の周波数成分に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出する請求項９に記載の測定装置。
  11. 前記ジッタ算出部は、入力信号に応じて前記被測定信号を出力する被試験デバイスに入力される前記入力信号のジッタを更に算出し、
    前記デジタル信号処理部は、前記入力信号のジッタと、前記被測定信号のジッタとに基づいて、前記被試験デバイスのジッタゲインを算出するゲイン算出部を更に有する
    請求項９に記載の測定装置。
  12. 前記デジタル信号処理部は、前記被試験デバイスの前記ジッタゲインに基づいて、前記被試験デバイスのビット誤り率を算出するＢＥＲ算出部を更に有する請求項１１に記載の測定装置。
  13. 前記デジタル信号処理部は、
    前記スペクトラム算出部が算出した前記スペクトラムに含まれるいずれかのピーク近傍の周波数成分を時間領域の信号に変換することにより、前記被測定信号の解析信号を生成する解析信号生成部と、
    前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出部と
    を更に有する請求項７に記載の測定装置。
  14. 前記デジタル信号処理部は、前記瞬時位相算出部が算出した前記被測定信号の瞬時位相に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相雑音を算出する瞬時位相雑音算出部を更に有する請求項１３に記載の測定装置。
  15. 前記デジタル信号処理部は、前記瞬時位相雑音算出部が算出した瞬時位相雑音に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ算出部を更に有する請求項１４に記載の測定装置。
  16. 前記レベル比較部は、
    前記ストローブのタイミングにおいて、第１の前記被測定信号の信号レベルを検出する第１のコンパレータと、
    前記ストローブのタイミングにおいて、第２の前記被測定信号の信号レベルを、前記第１のコンパレータと略同時に検出する第２のコンパレータと
    を有し、
    前記解析信号生成部は、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のそれぞれの前記解析信号を生成し、
    前記瞬時位相算出部は、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のそれぞれの前記瞬時位相を算出し、
    前記デジタル信号処理部は、それぞれの前記瞬時位相に基づいて、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号の間の確定スキューを算出する確定スキュー算出部を更に有する請求項１３に記載の測定装置。
  17. 前記レベル比較部は、
    前記ストローブのタイミングにおいて、第１の前記被測定信号の信号レベルを検出する第１のコンパレータと、
    前記ストローブのタイミングにおいて、第２の前記被測定信号の信号レベルを、前記第１のコンパレータと略同時に検出する第２のコンパレータと
    を有し、
    前記解析信号生成部は、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のそれぞれの前記解析信号を生成し、
    前記瞬時位相算出部は、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のそれぞれの前記瞬時位相を算出し、
    前記瞬時位相雑音算出部は、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のそれぞれの前記瞬時位相雑音を算出し、
    前記デジタル信号処理部は、それぞれの前記瞬時位相雑音に基づいて、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号の間の不規則スキューを算出する不規則スキュー算出部を更に有する請求項１４に記載の測定装置。
  18. 前記デジタル信号処理部は、前記符号制御部が出力するデータ系列をフーリエ変換し、前記被測定信号のスペクトラムを算出するスペクトラム算出部を更に有する請求項４に記載の測定装置。
  19. 前記デジタル信号処理部は、前記スペクトラム算出部が算出した前記スペクトラムに含まれるいずれかのピークの近傍の周波数成分に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ算出部を更に有する請求項１８に記載の測定装置。
  20. 前記デジタル信号処理部は、前記論理比較部が出力する前記比較結果の系列をフーリエ変換し、前記被測定信号のスペクトラムを算出するスペクトラム算出部を更に有する請求項５に記載の測定装置。
  21. 前記デジタル信号処理部は、前記スペクトラム算出部が算出した前記スペクトラムに含まれるいずれかのピークの近傍の周波数成分に基づいて、前記被測定信号のジッタを算出するジッタ算出部を更に有する請求項２０に記載の測定装置。
  22. 前記ストローブタイミング発生器は、前記ストローブの周期と、前記被測定信号の周期との差分（以下、周期分解能と称する）が、前記被測定信号を測定すべき時間分解能に応じた値となるように、前記ストローブを略等間隔で順次出力する
    請求項２に記載の測定装置。
  23. 前記ストローブタイミング発生器は、前記ストローブの周期と、前記被測定信号の周期との差分（以下、周期分解能と称する）が、前記被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に応じた値となるように、前記ストローブを略等時間間隔で順次出力する
    請求項２に記載の測定装置。
  24. 前記ストローブタイミング発生器は、前記周期分解能が、前記標準偏差の２倍と略等しくなるように、前記ストローブを略等時間間隔で順次出力する
    請求項２３に記載の測定装置。
  25. 前記ストローブタイミング発生器は、前記ストローブを出力する周期として複数種類の周期が設定可能であり、前記周期分解能が、前記被測定信号を測定すべき前記時間分解能より小さくなるように、前記ストローブを出力する周期を選択する
    請求項２２に記載の測定装置。
  26. 予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、
    略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より小さい間隔でストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、
    前記キャプチャメモリが格納したデータ系列に基づいて、前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を備える測定装置。
  27. 前記ストローブタイミング発生器は、前記ストローブの周期と、前記被測定信号の周期との差分（以下、周期分解能と称する）が、前記被測定信号に含まれるジッタの確率密度分布の標準偏差に応じた値となるように、前記ストローブを略等時間間隔で順次出力する
    請求項２６に記載の測定装置。
  28. 前記ストローブタイミング発生器は、前記周期分解能が、前記標準偏差の２倍と略等しくなるように、前記ストローブを略等時間間隔で順次出力する
    請求項２７に記載の測定装置。
  29. 被試験デバイスを試験する試験装置であって、
    前記被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する測定装置と、
    前記測定装置が測定した前記被測定信号に基づいて、前記被試験デバイスの良否を判定する判定部と
    を備え、
    前記測定装置は、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、
    前記キャプチャメモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列に基づいて、前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を有する試験装置。
  30. 前記ストローブタイミング発生器は、略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成し、
    前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータに基づいて、前記被測定信号の測定結果を求める
    請求項２９に記載の試験装置。
  31. 被試験デバイスを試験する試験装置であって、
    前記被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する測定装置と、
    前記測定装置が測定した前記被測定信号に基づいて、前記被試験デバイスの良否を判定する判定部と
    を備え、
    前記測定装置は、
    略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より小さい間隔でストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、
    前記キャプチャメモリが格納したデータ系列に基づいて、前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を有する試験装置。
  32. 被測定信号を出力する電子デバイスであって、
    前記被測定信号を生成する動作回路と、
    前記被測定信号を測定する測定装置と
    を備え、
    前記測定装置は、
    略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと
    を有する電子デバイス。
  33. 前記測定装置は、
    前記レベル比較部が検出したそれぞれの論理値と、期待値とが一致するか否かを示す比較結果を出力する論理比較部を更に有し、
    前記キャプチャメモリは、前記レベル比較部が出力する前記信号レベルに代えて、前記論理比較部が出力する前記比較結果を格納する
    請求項３２に記載の電子デバイス。
  34. 前記測定装置は、
    前記被測定信号の奇数又は偶数番目のいずれか一方の系列に対応する前記期待される論理値を反転させて前記論理比較部に供給する期待値生成部を更に有する
    請求項３３に記載の電子デバイス。
  35. 前記測定装置は、
    前記被測定信号に基づいて前記期待値を生成する期待値生成部を更に有する
    請求項３３に記載の電子デバイス。
  36. 前記測定装置は、
    前記キャプチャメモリが格納したデータ系列に基づいて、前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部を更に有する
    請求項３２に記載の電子デバイス。
  37. 被測定信号を出力する電子デバイスであって、
    前記被測定信号を生成する動作回路と、
    前記被測定信号を測定する測定装置と
    を備え、
    前記測定装置は、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、
    前記キャプチャメモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列に基づいて、前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を有する電子デバイス。
  38. 被測定信号を出力する電子デバイスであって、
    前記被測定信号を生成する動作回路と、
    前記被測定信号を測定する測定装置と
    を備え、
    前記測定装置は、
    略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より小さい間隔でストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと
    を有する電子デバイス。
  39. 予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が検出したそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を出力する論理比較部と、
    前記論理比較部が出力する前記比較結果を格納するメモリと、
    前記メモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列に基づいて、前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を備える測定装置。
  40. 前記ストローブタイミング発生器は、略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成し、
    前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータに基づいて、前記被測定信号の測定結果を求める
    請求項３９に記載の測定装置。
  41. 前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリを更に備える請求項４０に記載の測定装置。
  42. 前記論理比較部は、前記キャプチャメモリが格納した論理値と、期待される論理値とを、前記被測定信号に対して非同期で比較する
    請求項４１に記載の測定装置。
  43. 前記被測定信号に基づいて、前記期待される論理値を生成して前記論理比較部に供給する期待値生成部を更に備える
    請求項４０に記載の測定装置。
  44. 前記期待値生成部は、前記被測定信号のそれぞれのサイクルにおける前記被測定信号の論理値を検出し、
    前記論理比較部は、前記レベル比較部が検出した論理値と、前サイクルにおいて前記期待値生成部が検出した論理値を反転させた論理値とが一致するか否かを示す前記比較結果を出力する
    請求項４３に記載の測定装置。
  45. 前記期待値生成部は、前記被測定信号のそれぞれのサイクルにおいて、ビット時間間隔の略中央における論理値を検出する
    請求項４４に記載の測定装置。
  46. 被測定信号を出力する電子デバイスであって、
    前記被測定信号を生成する動作回路と、
    前記被測定信号を測定する測定装置と
    を備え、
    前記測定装置は、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が検出したそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を出力する論理比較部と、
    前記論理比較部が出力する前記比較結果を格納するメモリと、
    前記メモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列に基づいて、前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を有する電子デバイス。
  47. 前記ストローブタイミング発生器は、略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成し、
    前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータに基づいて、前記被測定信号の測定結果を求める
    請求項４６に記載の電子デバイス。
  48. 予め定められたビット時間間隔で信号レベルが遷移する被測定信号を測定する測定装置であって、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、
    前記メモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列のそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を求め、前記比較結果に基づいて前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を備える測定装置。
  49. 前記ストローブタイミング発生器は、略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成し、
    前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータのそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を求める
    請求項４８に記載の測定装置。
  50. 前記デジタル信号処理部は、前記比較結果を格納するフェイルメモリを有する
    請求項４９に記載の測定装置。
  51. 被試験デバイスを試験する試験装置であって、
    前記被試験デバイスが出力する被測定信号を測定する測定装置と、
    前記測定装置が測定した前記被測定信号に基づいて、前記被試験デバイスの良否を判定する判定部と
    を備え、
    前記測定装置は、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、
    前記メモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列のそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を求め、前記比較結果に基づいて前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を有する試験装置。
  52. 前記ストローブタイミング発生器は、略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成し、
    前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータのそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を求める
    請求項５１に記載の試験装置。
  53. 被測定信号を出力する電子デバイスであって、
    前記被測定信号を生成する動作回路と、
    前記被測定信号を測定する測定装置と
    を備え、
    前記測定装置は、
    略等時間間隔に配置されたストローブを順次生成するストローブタイミング発生器と、
    順次与えられる前記ストローブのタイミングにおいて、前記被測定信号の信号レベルを検出するレベル比較部と、
    前記レベル比較部が出力する信号レベルを格納するキャプチャメモリと、
    前記メモリが格納したデータのうち、時間間隔が略等時間間隔且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔のデータからなるデータ系列のそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を求め、前記比較結果に基づいて前記被測定信号の測定結果を求めるデジタル信号処理部と
    を有する電子デバイス。
  54. 前記ストローブタイミング発生器は、略等時間間隔に配置され、且つ前記被測定信号のビット時間間隔より大きい間隔でストローブを順次生成し、
    前記デジタル信号処理部は、前記キャプチャメモリが格納したデータのそれぞれの論理値と、期待される論理値とが一致するか否かを示す比較結果を求める
    請求項５３に記載の電子デバイス。
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