JPWO2008149990A1 - 位相測定装置、スキュー測定装置、位相測定方法、およびスキュー測定方法 - Google Patents

Abstract

被測定信号の位相を測定する位相測定装置であって、被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングするサンプリング部と、サンプリング部に入力される被測定信号及びサンプリングクロックの少なくとも一方にジッタを印加するジッタ印加部と、サンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、被測定信号の位相を算出する位相算出部とを備え、ジッタ印加部は、被測定信号又はサンプリングクロックのエッジの位相を遅らせるジッタ成分の分布と、進ませるジッタ成分の分布とが略対称となるジッタを印加する位相測定装置を提供する。

Description

本発明は、位相測定装置、スキュー測定装置、位相測定方法、及びスキュー測定方法に関する。特に本発明は、被測定信号を所定の周期でサンプリングしたサンプリング結果から、被測定信号の位相を算出する位相測定装置に関する。本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。
米国特許出願第１１／７５８，６７６号 出願日 ２００７年６月６日

複数の信号間のスキューを測定する手法として、タイムインターバルアナライザ、周波数カウンタ等を用いて統計的に測定する手法が考えられる。例えばタイムインターバルアナライザにより、被測定信号のゼロクロス点のタイミング差を測定して、タイミング差の分布に基づいてスキューを測定する手法が知られている（例えば、非特許文献１参照）。

また、被測定信号の解析信号から瞬時位相を算出して、瞬時位相の初期位相差からスキューを算出する手法も提案されている（例えば、特許文献１参照）。
"Jitter Analysis Clock Solutions", Wavecrest Corp., 1998. 米国特許第７，１２７，０１８号明細書

しかし、タイムインターバルアナライザ等を用いた手法では、１つのゼロクロス点のタイミングを測定してから、次のゼロクロス点のタイミング測定を行うまでに、測定を行うことができないデッドタイムがある。このため、十分な測定精度を得られる程度のデータ数を収集するには、非常に時間がかかってしまう。

また、解析信号を用いた手法では、被測定信号をサンプリングした結果から、解析信号を算出する。このとき、解析信号を精度よく算出するには、振幅方向に８ビット程度の分解能を有するＡＤ変換器を用いるか、サンプリング周期を十分に小さくすることが好ましい。しかし、半導体試験装置等の測定ピンでは、被測定信号の論理値を検出すべく１ビットのコンパレータで被測定信号を高々６．５ＧＨｚでサンプリングするので、１ｐｓ程度の分解能で高精度にスキューを測定することが困難である。

そこで本発明の一つの側面においては、上記の課題を解決することができる位相測定装置、スキュー測定装置、位相測定方法、及びスキュー測定方法を提供することを目的とする。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。

上記課題を解決するために、本発明の第１の形態においては、被測定信号の位相を測定する位相測定装置であって、被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングするサンプリング部と、サンプリング部に入力される被測定信号及びサンプリングクロックの少なくとも一方にジッタを印加するジッタ印加部と、サンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、被測定信号の位相を算出する位相算出部とを備える位相測定装置を提供する。

本発明の第２の形態においては、略同一周期を有する第１及び第２の被測定信号間のスキューを測定するスキュー測定装置であって、第１の被測定信号及び第２の被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングする第１のサンプリング部及び第２のサンプリング部と、第１のサンプリング部及び第２のサンプリング部に入力される第１の被測定信号及び第２の被測定信号のそれぞれに対して、被測定信号及びサンプリングクロックの少なくとも一方にジッタを印加するジッタ印加部と、第１のサンプリング部及び第２のサンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、第１の被測定信号及び第２の被測定信号間のスキューを算出するスキュー算出部とを備えるスキュー測定装置を提供する。

本発明の第３の形態においては、被測定信号の位相を測定する位相測定方法であって、被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングし、サンプリングされる被測定信号及びサンプリングクロックの少なくとも一方に、予めジッタを印加し、サンプリング結果に基づいて、被測定信号の位相を算出する位相測定方法を提供する。

本発明の第４の形態においては、略同一周期を有する第１及び第２の被測定信号間のスキューを測定するスキュー測定方法であって、第１の被測定信号及び第２の被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングし、サンプリングされる第１の被測定信号及び第２の被測定信号のそれぞれに対して、被測定信号及びサンプリングクロックの少なくとも一方に、予めジッタを印加し、第１の被測定信号及び第２の被測定信号に対するサンプリング結果に基づいて、第１の被測定信号及び第２の被測定信号間のスキューを算出するスキュー測定方法を提供する。

尚、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションも又、発明となりうる。

本発明の一つの実施形態に係る位相測定装置１００の構成の一例を示す図である。 位相測定装置１００の動作の一例を示す図である。 位相算出部５０の構成の一例を示す図である。 サンプリング部３０におけるサンプリング結果の一例を示す図である。 解析信号算出部５２が算出する複素スペクトル信号の一例を示す図である。 解析信号算出部５２が抽出する基本周波数成分の一例を示す図である。 解析信号算出部５２が算出する解析信号の一例を示す図である。 位相をアンラップした瞬時位相の波形の一例を示す図である。 ジッタ印加部１０によりジッタが印加されていない被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の波形の一例を示す図である。 ジッタ印加部１０によりジッタが印加された被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の波形の一例を示す図である。 位相測定装置１００の他の構成例を示す図である。 被測定信号のサンプリング結果の一例を示す図である。 被測定信号のサンプリング結果の一例を示す図である。 位相測定装置１００の他の構成例を示す図である。 図１３は、本発明の一つの実施形態に係るスキュー測定装置２００の構成の一例を示す図である。 図１４は、スキュー測定装置２００が測定したスキューの一例を示す図である。 図１５は、２つの被測定信号の一例を示す図である。 図１０に示した選択部６０および制御部７０を用いずに測定したスキュー測定値の一例を示す。 当該測定におけるスキュー測定誤差を示す。 図１０に示した選択部６０および制御部７０を用いて測定したスキュー測定値の一例を示す。 当該測定におけるスキュー測定誤差を示す。 図１８は、スキュー算出部１３０の構成の一例を示す図である。 図１９は、第１及び第２の被測定信号の第１及び第２のタイミングジッタ系列の一例を示す図である。

符号の説明

３０・・・サンプリング部、５０・・・位相算出部、５２・・・解析信号算出部、５４・・・瞬時位相算出部、５６・・・初期位相算出部、６０・・・選択部、７０・・・制御部、１００・・・位相測定装置、１１０・・・伝送経路、１２０・・・入力端子、１０・・・ジッタ印加部、１３０・・・スキュー算出部、１３２・・・タイミングジッタ算出部、１３４・・・シフト部、１３６・・・相関算出部、１３８・・・粗スキュー算出部、１４０・・・エッジ、１４２・・・エッジ、１４４・・・精スキュー算出部、２００・・・スキュー測定装置

以下、発明の実施の形態を通じて本発明の一つの側面を説明するが、以下の実施形態は請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。

図１は、本発明の一つの実施形態に係る位相測定装置１００の構成の一例を示す図である。位相測定装置１００は、入力端子１２０に与えられる被測定信号の位相を測定する。被測定信号は、例えばケーブル等の伝送経路１１０を介して、入力端子１２０に与えられてよい。また、被測定信号は、略一定周期でエッジを有するクロック信号であってよく、データパターンに応じてエッジを有するデータ信号であってもよい。

位相測定装置１００は、ジッタ印加部１０、サンプリング部３０、及び位相算出部５０を有する。サンプリング部３０は、被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングする。サンプリング部３０は、サンプリング結果として１ビットのデータを出力する回路であってよい。

例えばサンプリング部３０は、与えられるサンプリングクロックの各立ち上がりエッジタイミングにおける被測定信号の信号レベルが、予め定められた参照値より大きいか否かを示す２値の論理値を、サンプリングクロックの立ち上がりエッジタイミング毎に出力してよい。

サンプリング部３０は、例えばレベル比較器及びフリップフリップを有してよい。レベル比較器は、被測定信号の信号レベルが予め定められた参照値より大きい場合にＨ論理を出力して、当該信号レベルが当該参照値以下の場合にＬ論理を出力する。フリップフロップは、レベル比較器の出力をサンプリングクロックのタイミングで取り込んで出力する。

ジッタ印加部１０は、入力端子１２０に与えられた被測定信号、及びサンプリングクロックの少なくとも一方に、所定のジッタを印加する。つまり、ジッタ印加部１０は、被測定信号及びサンプリングクロック間の相対位相に、所定のジッタに応じた揺らぎを与える。

以下においては、ジッタ印加部１０が被測定信号にジッタを印加する例を説明するが、ジッタ印加部１０がサンプリングクロックにジッタを与える形態、又はジッタ印加部１０が被測定信号及びサンプリングクロックに異なるジッタを与える形態であってもよい。また、被測定信号にジッタを印加するとは、被測定信号を、印加すべきジッタに応じて時間方向に変調することを指してよい。例えば、位相変調、周波数変調等により、被測定信号にジッタを印加してよい。

位相算出部５０は、サンプリング部３０におけるサンプリング結果に基づいて、被測定信号の位相を算出する。位相算出部５０における位相算出方法は、図２から図９Ｂにおいて後述する。

図２は、位相測定装置１００の動作の一例を示す図である。上述したようにサンプリング部３０は、被測定信号をサンプリングクロックのタイミング（Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、・・・）でサンプリングして、各タイミングにおけるサンプリング結果（Ｌ／Ｈ）を出力する。図２の例では、Ｓ４及びＳ５のタイミングで論理値が遷移するので、被測定信号がＳ４及びＳ５の間でエッジを有することがわかる。

本例の位相算出部５０は、被測定信号のエッジの位置を、被測定信号の位相φとして検出する。但し、被測定信号には、信号発生回路及び伝送経路１１０等において確定的なジッタＪが印加される。このため、位相算出部５０は、被測定信号の位相φとして、被測定信号の各サイクルにおけるエッジ位置の平均値を算出してよい。

尚、被測定信号の各サイクルの間隔（被測定信号の周期）は、使用者等により位相算出部５０に予め与えられてよい。エッジ位置の平均値は、サンプリング部３０が出力する論理値の遷移が検出される、サンプリングクロックのタイミングの分布から求めることができる。

例えば、図２に示すように、（Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、・・・）のタイミングでのサンプリングをＮサイクル繰り返した場合を考える。このとき、サンプリング部３０が出力する論理値がＳ３のタイミングでＬ論理であり、Ｓ４のタイミングでＨ論理に遷移したサイクルがＮ／２回であったとする。同様に、サンプリング部３０が出力する論理値がＳ４のタイミングでＬ論理であり、Ｓ５のタイミングでＨ論理に遷移したサイクルがＮ／２回であったとする。この場合、位相算出部５０は、Ｓ４のタイミングを、被測定信号の位相φとして算出してよい。

しかし、例えば、図２に示すように被測定信号に印加されているジッタＪの振幅が、サンプリングクロックの間隔より小さい場合、被測定信号の全てのサイクルにおいて、サンプリング部３０が出力する論理値が遷移するタイミングが、Ｓ５となる場合がある。このような場合、被測定信号のエッジ位置の平均値が、Ｓ４及びＳ５の間のいずれの位置であるかを算出することはできない。

これに対し、位相測定装置１００は、図２に示したような被測定信号に、所定のジッタを印加することにより、より精度よく被測定信号のエッジ位置を検出する。例えばジッタ印加部１０は、サンプリングクロックの周期（Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、・・・の間隔）より、振幅Ａが大きいジッタを印加することが好ましい。

また、ジッタ印加部１０は、サイン波ジッタ、ランダム（Gaussian）ジッタ等の、平均値が略零となるジッタを印加することが好ましい。例えばジッタ印加部１０は、被測定信号のエッジの位相を遅らせるジッタ成分の分布Ａと、進ませるジッタ成分の分布Ｂとが略対称となるジッタを印加してよい。また、例えばジッタ印加部１０は、被測定信号のエッジの位相を遅らせる成分のジッタ波形αと、進ませる成分のジッタ波形βとが略対称となるジッタを印加してよい。また、ジッタ印加部１０は、ジッタ波形αと、ジッタ波形βとが交互にあらわれるジッタを印加してよい。

このような処理により、これにより、サンプリング部３０に入力される被測定信号には、Ａ＋Ｊの振幅を有するジッタが印加される。尚、上述したようにジッタ印加部１０が印加するジッタの平均値は略零であるので、被測定信号のエッジの位置の平均値は変動しない。

サンプリング部３０は、Ａ＋Ｊの振幅を有するジッタが印加された被測定信号をサンプリングする。時間方向の振幅Ａ＋Ｊは、サンプリングクロックの周期より大きいので、サンプリングクロックの複数のタイミングに渡って、論理値の遷移が検出される。

位相算出部５０は、サンプリング部３０が出力する論理値が遷移するタイミングを、被測定信号のサイクル毎に検出してよい。また、位相算出部５０は、当該タイミングの分布を算出して、当該分布から被測定信号の位相を算出してよい。

例えば、ジッタ印加部１０がサイン波ジッタを印加した場合、位相算出部５０が算出する分布は、図２に示すように、被測定信号のエッジ位置における頻度が最も小さくなる。位相算出部５０は、算出した分布を曲線で近似した場合に、最も頻度が小さくなるタイミングを、被測定信号のエッジ位置として検出してよい。

以上のように、位相測定装置１００によれば、被測定信号の位相を精度よく測定することができる。つまり、被測定信号にジッタを印加することにより、時間方向における分解能を、サンプリングクロックの間隔よりも向上させて、被測定信号のエッジ位置を測定することができる。このため、例えば振幅方向の分解能が１ビットのサンプリング部３０を用いても、被測定信号の位相を精度よく測定することができる。

図３は、位相算出部５０の構成の一例を示す図である。本例の位相算出部５０は、解析信号を用いることにより、図２に関連して説明したような分布を求めずに、被測定信号の位相を算出する。

位相算出部５０は、解析信号算出部５２、瞬時位相算出部５４、及び初期位相算出部５６を有する。解析信号算出部５２は、サンプリング部３０におけるサンプリング結果から、被測定信号の解析信号を算出する。

図４は、サンプリング部３０におけるサンプリング結果の一例を示す図である。解析信号算出部５２は、当該サンプリング結果をフーリエ変換して、複素スペクトル信号を算出してよい。

図５は、解析信号算出部５２が算出する複素スペクトル信号の一例を示す図である。解析信号算出部５２は、当該複素スペクトル信号における、被測定信号の基本周波数成分を抽出してよい。

図６は、解析信号算出部５２が抽出する基本周波数成分の一例を示す図である。図６に示すように、被測定信号の基本周波数成分とは、複素スペクトル信号のうち、被測定信号のキャリア周波数を中心とした、所定の周波数範囲の成分であってよい。当該周波数範囲の幅は、キャリア周波数の値と略同一であってよい。解析信号算出部５２は、抽出した基本周波数成分を、フーリエ逆変換することにより、被測定信号の解析信号を算出してよい。

図７は、解析信号算出部５２が算出する解析信号の一例を示す図である。図７に示すように、解析信号とは、被測定信号の波形を実数部として、被測定信号の位相を９０度遅らせた波形を虚数部とする信号であってよい。また、解析信号算出部５２は、被測定信号のヒルベルト変換対を生成して、被測定信号とそのヒルベルト変換から、解析信号を算出してもよい。

以上のような処理により、被測定信号の解析信号を算出することができる。尚、図４におけるサンプリング部３０は、振幅方向に数ビットの分解能を有しているが、１ビットの分解能のサンプリング部３０におけるサンプリング結果に対しても、同様に解析信号を生成することができる。

瞬時位相算出部５４は、解析信号算出部５２が算出した解析信号に基づいて、被測定信号の瞬時位相を算出する。例えば瞬時位相算出部５４は、解析信号の実数部及び虚数部の逆正接を求めることにより、被測定信号の瞬時位相を算出してよい。

ここで、解析信号の実数部及び虚数部の逆正接から求めた瞬時位相の関数は、例えば−πからπの範囲の主値（principal value）であらわされる。すなわち、πの次の値が−πとなるような不連続な関数となる。この場合、解析信号算出部５２は、例えば瞬時位相の関数における不連続点に、２πを順次加算することにより瞬時位相の位相をアンラップして、連続な瞬時位相を算出してよい。

図８は、位相をアンラップした瞬時位相の波形の一例を示す図である。図８に示すように、位相をアンラップすることにより連続な瞬時位相を得ることができる。

初期位相算出部５６は、瞬時位相算出部５４が算出した瞬時位相の波形に基づいて、被測定信号の初期位相角を算出する。例えば初期位相算出部５６は、瞬時位相の波形データφ（ｋ）と、直線ω・ｋ＋φ_０の二乗誤差が最小となるような初期位相φ_０を算出してよい。つまり、初期位相算出部５６は、式（１）が最小となる初期位相φ_０を算出してよい。

このとき、初期位相φ_０は、例えば下式で与えられる。

以上のような、直線適合によるパラメータの推定については、例えば、"Analysis and Measurement Procedure.2nd ed.", p.362, J.S.Bendat and A.G.Piersol, John Wiley & Sons, Inc., 1986に記載されている。

以上のように、サンプリング部３０におけるサンプリング結果から解析信号を算出して、解析信号から瞬時位相を算出して、更に瞬時位相の初期位相を求めることにより、被測定信号の位相を算出することができる。尚、瞬時位相φ（ｋ）は、理想的な直線成分ω・ｋ＋φ_０と、瞬時位相雑音の成分（タイミングジッタ）Δφ（ｋ）とを含んでいる。このため、サンプリング結果から被測定信号の初期位相φ_０を精度よく算出するには、被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｋ）の平均値の情報が一定の精度で保存される程度の測定分解能で測定することが好ましい。

図９Ａは、ジッタ印加部１０によりジッタが印加されていない被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の波形の一例を示す図である。図９Ｂは、ジッタ印加部１０によりジッタが印加された被測定信号の瞬時位相雑音Δφ（ｔ）の波形の一例を示す図である。尚、図９Ａおよび図９Ｂに示す瞬時位相雑音Δφ（ｔ）は、図８に示した瞬時位相φ（ｔ）から、直線成分ω・ｔ＋φ_０を減算した場合に得られる波形であってよい。

一般に、信号に含まれる瞬時位相雑音Δφ（ｔ）は、連続的に変化する。しかし、位相測定装置１００のように、デジタルで信号処理する場合、瞬時位相雑音を連続的なものとして扱うのに十分な測定分解能が得られないケースがある。そのような測定環境では、図９Ａに示すように、瞬時位相雑音を算出しても、粗い分解能で不連続に変化する波形が得られる。このため、瞬時位相雑音の平均値の情報が劣化して、初期位相の推定精度が低下してしまう。

これに対し、ジッタ印加部１０によりジッタを印加して測定することにより、図９Ｂに示すような、より連続的な瞬時位相雑音の波形の情報を含んだ、サンプリング結果を得ることができる。係るサンプリング結果には、図２に関連して説明した例と同様に、瞬時位相雑音の平均値の情報が精度よく保存される。このため、係るサンプリング結果から、上述したように初期位相φ_０を求めることにより、精度よく初期位相φ_０を求めることができる。

また、位相算出部５０は、図４に示したような複素スペクトル信号から、被測定信号のキャリア周波数成分を抽出して、キャリア周波数成分の位相角を算出してもよい。キャリア周波数成分の位相角は、キャリア周波数成分の実数部及び虚数部の逆正接から求めることができる。

被測定信号の位相は、キャリア周波数成分の位相角に対する依存度が大きいので、キャリア周波数成分の位相角から、被測定信号の位相を算出した場合も、精度よく位相を算出することができる。

図１０は、位相測定装置１００の他の構成例を示す図である。本例の位相測定装置１００は、図１から図９Ｂに関連して説明した位相測定装置１００の構成に加え、選択部６０および制御部７０を更に備える。他の構成は、図１から図９Ｂに関連して説明した位相測定装置１００の構成と同一であってよい。

選択部６０は、サンプリングクロックおよび被測定信号の周波数の組み合わせを、予め定められた複数種類から選択する。また、制御部７０は、選択部６０の選択結果に応じて、サンプリングクロックおよび被測定信号の少なくとも一方の周波数を制御する。例えば、被測定信号の周波数が予め定められている場合、制御部７０は、サンプリングクロックの周波数を制御してよい。

ここで、選択部６０は、サンプリングクロックおよび被測定信号のエッジ位置が一致してから、次にサンプリングクロックおよび被測定信号のエッジ位置が一致するまでの、サンプリングクロックのエッジ数が最も多くなる周波数の組み合わせを選択することが好ましい。サンプリングクロックおよび被測定信号の周波数差に応じた間隔で等価サンプリングする場合、サンプリングクロックおよび被測定信号のエッジ位置が一致してから、次にサンプリングクロックおよび被測定信号のエッジ位置が一致するまでのサンプリングデータが、被測定信号の１周期分のデータに相当する。つまり、上述したように選択部６０が周波数の組み合わせを選択することで、被測定信号の１周期あたりのデータ数を向上させることができ、より精度よく被測定信号の波形を測定することができる。

より具体的には、選択部６０は、複数種類の周波数の組み合わせのうち、サンプリングクロックの周波数を、サンプリングクロックおよび被測定信号の周波数の最大公約数で除算して得られるサンプリング周波数除算値が最も大きくなる組み合わせを選択してよい。例えば、被測定信号の周波数が固定すると、サンプリングクロックおよび被測定信号の周波数の組み合わせの種類は、サンプリングクロックを生成するクロック発生器が生成できる周波数の種類で定まる。制御部７０は、選択部６０が選択した周波数のサンプリングクロックを、当該クロック発生器に生成させてよい。

選択部６０には、クロック発生器が生成できる周波数の種類に関する情報が予め与えられてよい。また、選択部６０は、被測定信号の周波数に関する情報が使用者等から与えられ、当該被測定信号の周波数に応じたサンプリングクロックの周波数を選択してよい。また、選択部６０は、被測定信号の周波数を測定する周波数測定回路を有しており、周波数測定回路が測定した被測定信号の周波数に応じたサンプリングクロックの周波数を選択してもよい。

このように、選択部６０は、被測定信号の周波数として選択可能な複数種類の周波数と、サンプリングクロックの周波数として選択可能な複数種類の周波数とから、最適な周波数の組み合わせを選択してよい。制御部７０は、選択部６０が選択した周波数の組み合わせに応じて、サンプリングクロックの周波数を制御する。

図１１Ａおよび図１１Ｂは、被測定信号のサンプリング結果の一例を示す図である。本例では、被測定信号としてサイン波信号を用いて説明する。図１１Ａに示すように、被測定信号の１周期あたりのサンプリングデータが３個である場合において、被測定信号のレベルを２値でサンプリングすると、被測定信号の１周期分のサンプリングデータは"１１０"のようにあらわされる。

このように、本来の被測定信号の波形は、論理値１を示す期間と論理値０を示す期間とが同一であるのに対して、測定した波形は、論理値１を示す期間と論理値０を示す期間とが同一とならず、測定波形に歪が生じてしまう。これに対し、図１１Ｂに示すように、被測定信号の１周期分のサンプリングデータ数を増大させることで、被測定信号の測定波形の歪を低減することができる。このため、被測定信号の位相を精度よく測定することができる。

次に、サンプリング周波数と、位相測定における測定誤差との関係を、数式を用いて説明する。周波数ｆ０のクロック信号を、周波数ｆｓのサンプリングクロックでサンプリングした場合の、サンプリングポイントｋ（ｋ＝０、１、２、・・・）における被測定信号の瞬時位相φｋは、式（３）で与えられる。ただし、ｋ＝０のときの被測定信号の位相を０[ｒａｄ]とする。

ここで、初期位相の推定誤差の最大値εｍａｘは、式（４）で示されるラップ位相φｋの平均値と、πとの誤差に等しくなる。

ここで、周波数ｆ０およびｆｓの最大公約数をｆ_ＧＣＤとして、

とすると、ラップ位相は、式（６）であらわされる。

ここで、Ｍ／Ｎは既約分数であり、ラップ位相は被測定信号の１周期（２π）をＮに分けた位相、すなわち、０、２π／Ｎ、４π／Ｎ、６π／Ｎ、・・・、２（Ｎ−１）π／ＮをＭ個おきに繰り返す値をとる。従って、ラップ位相の平均値は、式（７）であらわされる。

このとき、初期位相の推定誤差の最大値εｍａｘは、式（８）で与えられる。

すなわち、初期位相の推定誤差は、サンプリング周波数ｆｓを、被測定信号の周波数ｆ０およびサンプリング周波数ｆｓの最大公約数ｆ_ＧＣＤで除算して得られる商Ｎに反比例する。従って、より高い初期位相の推定精度を得るには、サンプリングクロックｆｓを最大公約数ｆ_ＧＣＤで除算したときの商Ｎが大きくなるｆ０およびｆｓを選択すればよい。

なお、選択部６０は、複数種類の周波数の組み合わせのうち、サンプリングクロックおよび被測定信号の周波数の最小公倍数を、被測定信号の周波数で除算した値が最も大きくなる組み合わせを選択してもよい。このような処理によっても、被測定信号の１周期あたりのサンプリングデータ数を多くすることができる。

また、初期位相の推定誤差は、式（６）により求められるラップ位相の、平均測定誤差にも依存する。ラップ位相の平均測定誤差は、位相算出に用いるサンプリングデータのデータ数を、被測定信号の周期の整数倍に相当するものにするか、または、十分多くすることで低減することができる。位相算出部５０は、サンプリング部３０が出力するサンプリングデータのうち、サンプリング周波数を最大公約数ｆ_ＧＣＤで除算したサンプリング周波数除算値の整数倍に応じたデータ数のデータに基づいて、被測定信号の位相を算出してよい。また、位相算出部５０は、式（５）で示されるＮ／Ｍの整数倍に応じたデータ数のデータに基づいて、被測定信号の位相を算出してもよい。

なお、位相算出部５０は、サンプリング部３０から与えられるサンプリングデータから、上述した数のデータを抽出してよい。また、サンプリング部３０が、上述した数のサンプリングデータを取得して、位相算出部５０に供給してもよい。また、位相算出部５０は、サンプリング部３０から、Ｎより十分多いデータ数のサンプリングデータを取得して、位相を算出してよい。

このような処理により、被測定信号の初期位相の推定誤差を低減することができる。なお図１０においては、ジッタ印加部１０を備えない位相測定装置１００の構成を示したが、他の例では、位相測定装置１００は、ジッタ印加部１０を更に備えてもよい。

図１２は、位相測定装置１００の他の構成例を示す図である。本例の位相測定装置１００は、図１０に関連して説明した位相測定装置１００の構成に加え、ジッタ印加部１０を更に備える。また、ジッタ印加部１０は、図１に関連して説明したジッタ印加部１０と同一であってよい。

図１３は、本発明の一つの実施形態に係るスキュー測定装置２００の構成の一例を示す図である。スキュー測定装置２００は、略同一周期を有する第１及び第２の被測定信号間のスキューを測定する装置であって、第１の位相測定装置１００−１、第２の位相測定装置１００−２、及びスキュー算出部１３０を備える。第１の位相測定装置１００−１及び第２の位相測定装置１００−２は、図１から図１２に関連して説明した位相測定装置１００と同一の機能及び構成を有してよい。

例えば、第１の位相測定装置１００−１は、第１のジッタ印加部１０、第１のサンプリング部３０、及び第１の位相算出部５０を有してよい。また、第２の位相測定装置１００−２は、第２のジッタ印加部１０、第２のサンプリング部３０、及び第２の位相算出部５０を有してよい。

第１の位相測定装置１００−１は、第１の被測定信号の位相を測定する。また、第２の位相測定装置１００−２、第２の被測定信号の位相を測定する。第１の位相測定装置１００−１及び第２の位相測定装置１００−２は、第１の被測定信号及び第２の被測定信号を同時に測定してよい。例えば、第１及び第２の被測定信号を同一のサンプリングクロックで同時にサンプリングすることが好ましい。

ここで、同時に測定するとは、例えば送信器から被測定信号が出力されたタイミングから、サンプリング部３０において一つめのデータをサンプリングするタイミングまでの時間差が、第１の位相測定装置１００−１及び第２の位相測定装置１００−２について同一となるように測定を行うことを含んでよい。また、第１のサンプリング部３０及び第２のサンプリング部３０には、同一のサンプリングクロックが与えられることが好ましい。また、第１のサンプリング部３０及び第２のサンプリング部３０は、既知のタイミングオフセットをもつ同一周波数のサンプリングクロックをもちいて，第１及び第２の被測定信号を同期してサンプリングしてもよい。この場合、スキュー算出部１３０は、測定されたスキューを、上記タイミングオフセットを用いて補正してよい。

スキュー算出部１３０は、第１のサンプリング部３０及び第２のサンプリング部３０におけるサンプリング結果に基づいて、第１の被測定信号及び第２の被測定信号間のスキューを算出する。本例におけるスキュー算出部１３０は、例えば、第１の位相算出部５０が、第１のサンプリング部３０におけるサンプリング結果から算出した第１の被測定信号の初期位相と、第２の位相算出部５０が、第２のサンプリング部３０におけるサンプリング結果から算出した第２の被測定信号の初期位相との差分から、当該スキューを算出する。

図１から図１２に関連して説明したように、それぞれの位相測定装置１００は、被測定信号のエッジ位置の平均値を、被測定信号の位相として算出する。このため、スキュー算出部１３０が算出するスキューは、被測定信号間の確定的なスキューに対応する。確定的なスキューとは、被測定信号の伝送経路１１０等の特性から一意に定まるスキューであり、ランダム（不規則）なスキュー成分を含まない。確定的なスキューは、上述したように２つの信号のエッジ位置の平均値の差分で与えられる。

図１４は、図１に関連して説明した位相測定装置１００を用いたスキュー測定装置２００が測定したスキューの一例を示す図である。図１４では、ジッタ印加部１０によりジッタを印加して測定した結果を白抜きの丸でプロットした。また、ジッタ印加部１０によりジッタを印加せずに測定した結果を黒丸でプロットした。また、図１４において横軸は、被測定信号間のスキューの真値を示しており、縦軸は、測定されたスキューの値を示す。

また、本例の被測定信号の周波数は１．５ＧＨｚであり、サンプリングクロックの周波数は６．４８ＧＨｚであり、サンプリング部３０の振幅方向における分解能は１ビットである。また、ジッタ印加部１０に、振幅が被測定信号のユニットインターバル（周期）と略同一であり、周波数が１ＭＨｚのサイン波ジッタを印加させた。この条件において、被測定信号間のスキューを、０ｐｓから２０ｐｓまでの間で１ｐｓずつ変化させて測定した。

図１４に示すように、ジッタを印加しない場合、一定の範囲におけるスキューの真値に対して、略同一の値が測定された。これは、図２に示すように、一方の被測定信号の位相を一定の範囲でシフトさせてスキューを変化させても、振幅方向、時間方向における測定分解能が粗いので、スキューの変化を検出できないことによる。図１４に示すように、ジッタを印加しない場合の測定誤差は、最大で６ｐｓ程度であった。

これに対し、ジッタ印加部１０によりジッタを印加した場合、図１４の点線で示す真値に対して誤差の小さい測定結果が得られた。この場合の測定誤差は、最大で０．３ｐｓ程度であった。係る実験結果から、ジッタ印加部１０が被測定信号にジッタを印加したことにより、測定精度が向上したことがわかる。

以上においては、２つの被測定信号の対応するエッジが、1周期以上離れていないものとして説明した。以下では、２つの被測定信号の対応するエッジが、1周期以上離れている場合の、スキュー測定装置２００の動作例を説明する。

図１５は、２つの被測定信号の一例を示す図である。図１５では、第１の被測定信号のエッジ１４０と、第２の被測定信号のエッジ１４２とが対応する。例えば、エッジ１４０及びエッジ１４２は、同一のタイミングで送信されたエッジであるが、伝送経路１１０等により、被測定信号の周期Ｔ_０より大きいスキューＳが生じているものとする。

この場合、スキュー算出部１３０は、当該スキューＳの平均値を、確定的なスキューとして算出するべきであるが、図１３に関連して説明したスキュー測定装置２００は、第１の被測定信号のエッジ位置の平均値と、第２の被測定信号のエッジ位置の平均値との差分を、確定的なスキューとして算出する。このため、算出されるスキューは、被測定信号の周期Ｔ_０の整数倍の成分が除外されて、周期Ｔ_０より小さい成分のΔＳの平均値となる。

図１６Ａは、図１０に示した選択部６０および制御部７０を用いずに測定したスキュー測定値の一例を示す。また、図１６Ｂは、当該測定におけるスキュー測定誤差を示す。横軸は、被測定信号およびサンプリングクロック間のオフセット値（スキュー）を示しており、縦軸は、測定されたスキュー値を示す。なお、本例の被測定信号の周波数ｆ０を１．５ＧＨｚとして、サンプリングクロックの周波数ｆｓを６．５ＧＳｐｓとする。

この場合、被測定信号およびサンプリングクロックの周波数の最大公約数は５００ＭＨｚとなる。また、サンプリング周波数を、当該最大公約数で除算した値は１３となる。このとき、被測定信号に対するサンプリング間隔は、π／１３[ｒａｄ]＝０．０３８５[ＵＩ]＝２５．６４[ｐｓ]となる。

この場合、図１６Ａに示すように、オフセット値が０から２５．６４[ｐｓ]までのスキューは、全て２５．６４[ｐｓ]として観測される。このため、スキュー測定誤差の最大値は、図１６Ｂに示すように、２５．６４[ｐｓ]で与えられる。

図１７Ａは、図１０に示した選択部６０および制御部７０を用いて測定したスキュー測定値の一例を示す。また、図１７Ｂは、当該測定におけるスキュー測定誤差を示す。なお、本例の被測定信号の周波数ｆ０を１．５ＧＨｚとして、サンプリングクロックの周波数ｆｓを６．４９ＧＳｐｓとする。

この場合、被測定信号およびサンプリングクロックの周波数の最大公約数は１０ＭＨｚとなる。また、サンプリング周波数を、当該最大公約数で除算した値は６４９となる。このとき、被測定信号に対するサンプリング間隔は、π／６４９[ｒａｄ]＝０．０００７７[ＵＩ]＝０．５１３６[ｐｓ]となる。このため、スキュー測定誤差の最大値は、図１７Ｂに示すように、０．５１３６[ｐｓ]で与えられる。このように、被測定信号およびサンプリングクロックの周波数の組み合わせを選択して制御することで、スキュー測定精度を向上させることができる。

図１８は、スキュー算出部１３０の構成の一例を示す図である。本例のスキュー算出部１３０は、上述したように、被測定信号の周期Ｔ_０より大きいスキューについても算出する。また、本例の第１及び第２の被測定信号は、同一の基準信号に同期して生成される。スキュー算出部１３０は、タイミングジッタ算出部１３２、シフト部１３４、相関算出部１３６、粗スキュー算出部１３８、及び精スキュー算出部１４４を有する。

精スキュー算出部１４４は、図１３から図１５に関連して説明したスキュー算出部１３０と同様に、第１の位相測定装置１００−１及び第２の位相測定装置１００−２が測定した位相の差分から、被測定信号の周期Ｔ_０より小さい成分を算出する。

タイミングジッタ算出部１３２は、第１の位相測定装置１００−１及び第２の位相測定装置１００−２から、それぞれの瞬時位相算出部５４が算出した瞬時位相φ（ｔ）を受け取る。タイミングジッタ算出部１３２は、それぞれの瞬時位相φ（ｔ）から、それぞれの被測定信号のタイミングジッタ系列Δφ（ｎ）を算出する。

例えばタイミングジッタ算出部１３２は、瞬時位相φ（ｔ）を直線適合して求めた直線を、瞬時位相φ（ｔ）から減算することにより、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）を算出してよい。そして、対応する解析信号の実数部のゼロクロスタイミングで、瞬時位相雑音Δφ（ｔ）をサンプリングすることにより、タイミングジッタ系列Δφ（ｎ）を算出してよい。

図１９は、第１及び第２の被測定信号の第１及び第２のタイミングジッタ系列の一例を示す図である。本例の第１及び第２の被測定信号は、同一の基準信号に同期して生成されるので、第１及び第２の被測定信号には、基準信号のジッタが同様に印加される。このため、第１及び第２の被測定信号のタイミングジッタ系列Δφ（ｎ）は、同様の波形となり、スキューＳに応じた位相差を有する。

図１８に示したシフト部１３４は、第１のタイミングジッタ系列及び第２のタイミングジッタ系列の少なくともいずれか一方のタイミングを、第１及び第２の被測定信号の周期Ｔ_０の整数倍のシフト量で順次シフトさせる。本例のシフト部１３４は、第２のタイミングジッタ系列Δφ（ｎ）のタイミングを、Ｎ（但し、Ｎは整数）のシフト量でシフトさせ、Ｎを順次変化させる。

相関算出部１３６は、シフト部１３４におけるそれぞれのシフト量毎（又はＮ毎）に、第１のタイミングジッタ系列及び第２のタイミングジッタ系列の相関値を算出する。例えばシフト部１３４は、第１のタイミングジッタ系列及び第２のタイミングジッタ系列の相互相関関数を算出してよい。

粗スキュー算出部１３８は、相関算出部１３６が算出した相関が最大となるシフト量を検出して、検出したシフト量に基づいて、第１の被測定信号及び第２の被測定信号のスキューのうち、第１の被測定信号及び第２の被測定信号の周期の整数倍の成分Ｎ・Ｔ_０を算出する。粗スキュー算出部１３８は、相関が最大となるシフト量を、周期の整数倍のスキューとして算出してよい。

このような処理により、第１の被測定信号及び第２の被測定信号のスキューのうち、第１の被測定信号及び第２の被測定信号の周期の整数倍の成分Ｎ・Ｔ_０と、第１の被測定信号及び第２の被測定信号の周期より小さい成分ΔＳとを算出することができる。スキュー算出部１３０は、粗スキュー算出部１３８が算出した値と、精スキュー算出部１４４が算出した値とを加算して、スキューの全体値Ｓを算出してよい。

尚、第１の位相測定装置１００−１及び第２の位相測定装置１００−２で印加するジッタは、同一であることが好ましい。但し、同一のジッタに限定するものではない。また、スキューを測定する場合において、第１の位相測定装置１００−１及び第２の位相測定装置１００−２において同一のジッタを印加する場合、ジッタ印加部１０が印加するジッタの平均値は零でなくともよい。

上記説明から明らかなように、本発明の一実施形態によれば、被測定信号の位相を精度よく測定することができる。また、２つの被測定信号のスキューを精度よく測定することができる。

以上、発明の一つの側面を、実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。

Claims (31)

1. 被測定信号の位相を測定する位相測定装置であって、
   前記被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングするサンプリング部と、
   前記サンプリング部に入力される前記被測定信号及び前記サンプリングクロックの少なくとも一方にジッタを印加するジッタ印加部と、
   前記サンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、前記被測定信号の位相を算出する位相算出部と
   を備える位相測定装置。
2. 前記ジッタ印加部は、前記被測定信号又は前記サンプリングクロックのエッジの位相を遅らせるジッタ成分の分布と、進ませるジッタ成分の分布とが略対称となる前記ジッタを印加する
   請求項１に記載の位相測定装置。
3. 前記ジッタ印加部は、前記被測定信号又は前記サンプリングクロックのエッジの位相を遅らせる成分のジッタ波形と、進ませる成分のジッタ波形とが略対称となる前記ジッタを印加する
   請求項２に記載の位相測定装置。
4. 前記ジッタ印加部は、前記遅らせる成分のジッタ波形と、前記進ませる成分のジッタ波形とが交互にあらわれる前記ジッタを印加する
   請求項３に記載の位相測定装置。
5. 前記ジッタ印加部は、前記被測定信号又は前記サンプリングクロックのエッジを時間方向に変調する振幅が、前記サンプリングクロックの周期より大きい前記ジッタを印加する
   請求項２に記載の位相測定装置。
6. 前記位相算出部は、前記被測定信号の位相として、前記被測定信号の各サイクルにおけるエッジ位置の平均値を算出する
   請求項１に記載の位相測定装置。
7. 前記位相算出部は、
   前記サンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、前記被測定信号の解析信号を算出する解析信号算出部と、
   前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出部と、
   前記被測定信号の瞬時位相に基づいて、前記被測定信号の初期位相角を算出する初期位相算出部と
   を有する請求項１に記載の位相測定装置。
8. 前記位相算出部は、前記サンプリング部におけるサンプリング結果をフーリエ変換した複素スペクトル信号を算出し、前記複素スペクトル信号における前記被測定信号のキャリア周波数成分を抽出し、前記被測定信号のキャリア周波数成分の位相角を算出する
   請求項１に記載の位相測定装置。
9. 前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の周波数の組み合わせを、予め定められた複数種類から選択する選択部と、
   選択部の選択結果に応じて、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の少なくとも一方の周波数を制御する制御部と
   を更に備え、
   前記選択部は、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致してから、次に前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致するまでの、前記サンプリングクロックのエッジ数が最も多くなる前記周波数の組み合わせを選択する
   請求項１に記載の位相測定装置。
10. 前記選択部は、複数種類の前記周波数の組み合わせのうち、前記サンプリングクロックの周波数を、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の周波数の最大公約数で除算して得られるサンプリング周波数除算値が最も大きくなる組み合わせを選択する
    請求項９に記載の位相測定装置。
11. 前記位相算出部は、前記サンプリング部が出力するサンプリングデータのうち、前記サンプリング周波数除算値の整数倍に応じたデータ数のデータに基づいて、前記被測定信号の位相を算出する
    請求項１０に記載の位相測定装置。
12. 前記位相算出部は、前記サンプリング部が出力するサンプリングデータのうち、前記被測定信号の周波数を前記最大公約数で除算して得られる被測定周波数除算値で、前記サンプリング周波数除算値を除算した値の整数倍に応じたデータ数のデータに基づいて、前記被測定信号の位相を算出する
    請求項１０に記載の位相測定装置。
13. 前記選択部は、複数種類の前記周波数の組み合わせのうち、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の周波数の最小公倍数を、前記被測定信号の周波数で除算した値が最も大きくなる組み合わせを選択する
    請求項９に記載の位相測定装置。
14. 略同一周期を有する第１及び第２の被測定信号間のスキューを測定するスキュー測定装置であって、
    前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングする第１のサンプリング部及び第２のサンプリング部と、
    前記第１のサンプリング部及び前記第２のサンプリング部に入力される前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のそれぞれに対して、前記被測定信号及び前記サンプリングクロックの少なくとも一方にジッタを印加するジッタ印加部と、
    前記第１のサンプリング部及び前記第２のサンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号間のスキューを算出するスキュー算出部と
    を備えるスキュー測定装置。
15. 前記第１のサンプリング部及び前記第２のサンプリング部は、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号を略同時に測定する
    請求項１４に記載のスキュー測定装置。
16. 前記スキュー算出部は、
    前記第１のサンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、前記第１の被測定信号の位相を算出する第１の位相算出部と、
    前記第２のサンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、前記第２の被測定信号の位相を算出する第２の位相算出部と
    を有し、前記第１の位相算出部及び前記第２の位相算出部が算出する位相差に基づいて、前記スキューを算出する
    請求項１４に記載のスキュー測定装置。
17. 前記スキュー算出部は、
    前記第１のサンプリング部における第１のサンプリング結果に基づいて、前記第１の被測定信号の第１のタイミングジッタ系列を算出し、前記第２のサンプリング部における第２のサンプリング結果に基づいて、前記第２の被測定信号の第２のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ算出部と、
    前記第１のタイミングジッタ系列及び前記第２のタイミングジッタ系列の少なくとも一方のタイミングを、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号の周期の整数倍のシフト量で順次シフトさせるシフト部と、
    前記シフト部におけるそれぞれのシフト量毎に、前記第１のタイミングジッタ系列及び前記第２のタイミングジッタ系列の相関値を算出する相関算出部と、
    前記相関算出部の相関が最大となる前記シフト量を検出して、検出した前記シフト量に基づいて、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のスキューのうち、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号の周期の整数倍の成分を算出する粗スキュー算出部と、
    前記第１の位相算出部及び前記第２の位相算出部がそれぞれ測定した位相の差分に基づいて、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のスキューのうち、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号の周期より小さい成分を算出する精スキュー算出部と
    を有する請求項１６に記載のスキュー測定装置。
18. 前記ジッタ印加部は、前記被測定信号又は前記サンプリングクロックのエッジの位相を遅らせるジッタ成分の分布と、進ませるジッタ成分の分布とが略対称となる前記ジッタを印加する
    請求項１４に記載のスキュー測定装置。
19. 前記ジッタ印加部は、前記被測定信号又は前記サンプリングクロックのエッジの位相を遅らせる成分のジッタ波形と、進ませる成分のジッタ波形とが略対称となる前記ジッタを印加する
    請求項１８に記載のスキュー測定装置。
20. 前記ジッタ印加部は、前記遅らせる成分のジッタ波形と、前記進ませる成分のジッタ波形とが交互にあらわれる前記ジッタを印加する
    請求項１９に記載のスキュー測定装置。
21. 前記ジッタ印加部は、前記被測定信号又は前記サンプリングクロックのエッジを時間方向に変調する振幅が、前記サンプリングクロックの周期より大きい前記ジッタを印加する
    請求項１８に記載のスキュー測定装置。
22. 前記位相算出部は、前記被測定信号の位相として、前記被測定信号の各サイクルにおけるエッジ位置の平均値を算出する
    請求項１６に記載のスキュー測定装置。
23. 前記位相算出部は、
    前記サンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、前記被測定信号の解析信号を算出する解析信号算出部と、
    前記解析信号に基づいて、前記被測定信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出部と、
    前記被測定信号の瞬時位相に基づいて、前記被測定信号の初期位相角を算出する初期位相算出部と
    を有する請求項１６に記載のスキュー測定装置。
24. 前記位相算出部は、前記サンプリング部におけるサンプリング結果を離散フーリエ変換した複素スペクトル信号を算出し、前記複素スペクトル信号における前記被測定信号のキャリア周波数成分を抽出し、前記被測定信号のキャリア周波数成分の位相角を算出する
    請求項１６に記載のスキュー測定装置。
25. 対応する前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の周波数の組み合わせを、予め定められた複数種類からそれぞれ選択する選択部と、
    選択部の選択結果に応じて、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の少なくとも一方の周波数を制御する制御部と
    を更に備え、
    前記選択部は、対応する前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致してから、次に前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致するまでの、前記サンプリングクロックのエッジ数が最も多くなる前記周波数の組み合わせを選択する
    請求項１４に記載のスキュー測定装置。
26. 被測定信号の位相を測定する位相測定方法であって、
    前記被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングし、
    サンプリングされる前記被測定信号及び前記サンプリングクロックの少なくとも一方に、予めジッタを印加し、
    サンプリング結果に基づいて、前記被測定信号の位相を算出する位相測定方法。
27. 略同一周期を有する第１及び第２の被測定信号間のスキューを測定するスキュー測定方法であって、
    前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングし、
    サンプリングされる前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号のそれぞれに対して、前記被測定信号及び前記サンプリングクロックの少なくとも一方に、予めジッタを印加し、
    前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号に対するサンプリング結果に基づいて、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号間のスキューを算出するスキュー測定方法。
28. 前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の周波数の組み合わせを、予め定められた複数種類からそれぞれ選択して、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の少なくとも一方の周波数を制御する場合において、
    前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致してから、次に前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致するまでの、前記サンプリングクロックのエッジ数が最も多くなる前記周波数の組み合わせを選択する
    請求項２７に記載のスキュー測定方法。
29. 被測定信号の位相を測定する位相測定装置であって、
    前記被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングするサンプリング部と、
    前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の周波数の組み合わせを、予め定められた複数種類から選択する選択部と、
    選択部の選択結果に応じて、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の少なくとも一方の周波数を制御する制御部と、
    前記サンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、前記被測定信号の位相を算出する位相算出部と
    を備え、
    前記選択部は、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致してから、次に前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致するまでの、前記サンプリングクロックのエッジ数が最も多くなる前記周波数の組み合わせを選択する位相測定装置。
    
30. 略同一周期を有する第１及び第２の被測定信号間のスキューを測定するスキュー測定装置であって、
    前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングする第１のサンプリング部及び第２のサンプリング部と、
    前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の周波数の組み合わせを、予め定められた複数種類から選択する選択部と、
    選択部の選択結果に応じて、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の少なくとも一方の周波数を制御する制御部と、
    前記第１のサンプリング部及び前記第２のサンプリング部におけるサンプリング結果に基づいて、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号間のスキューを算出するスキュー算出部と
    を備え、
    前記選択部は、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致してから、次に前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致するまでの、前記サンプリングクロックのエッジ数が最も多くなる前記周波数の組み合わせを選択するスキュー測定装置。
31. 略同一周期を有する第１及び第２の被測定信号間のスキューを測定するスキュー測定方法であって、
    前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号を、与えられるサンプリングクロックのタイミングでサンプリングし、
    前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の周波数の組み合わせを、予め定められた複数種類からそれぞれ選択して、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号の少なくとも一方の周波数を制御する場合において、前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致してから、次に前記サンプリングクロックおよび前記被測定信号のエッジ位置が一致するまでの、前記サンプリングクロックのエッジ数が最も多くなる前記周波数の組み合わせを選択し、
    前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号に対するサンプリング結果に基づいて、前記第１の被測定信号及び前記第２の被測定信号間のスキューを算出するスキュー測定方法。

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