CN110495094A - 用于确定调制器中的信号传播时间失配的方法和电路 - Google Patents

Abstract

一种用于确定调制器中的信号传播时间失配的方法包括生成射频信号的幅度分量的预定信号形状，在关于预定信号形状的第一时间间隔生成射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件，以及在第二时间间隔检测频率分量中的一个或多个预定条件。该方法还包括在第二时间间隔确定幅度分量，以及基于幅度分量的信号形状、第一时间间隔和第二时间间隔来计算信号传播时间失配值。

Description

用于确定调制器中的信号传播时间失配的方法和电路

技术领域

示例涉及用于确定发射器或调制器中的信号传播时间失配的示例性方法和示例性电路。

背景技术

射频(RF)信号的发射器使用调制器来从基带信号生成调制的射频信号。调制器与不同的技术共存。在I/Q调制器(也称为正交或矢量调制器)中，输出信号由两个在拓扑上等效的信号处理路径的输出的总和组成。两个等效的基带信号处理阵列提供调制信号的同相(I)和正交(Q)分量，它们在两个等效的混频器电路中与两个本地振荡器信号(LO)相乘，这两个本地振荡器信号相对于彼此有90度相位偏移。对两个路径的输出求和生成期望的经调制的RF信号。由于两个信号处理路径的等效性，I/Q调制器是固有平衡的，并且两个路径的几乎相等的信号处理延迟由设计给予。

在极化调制器中，通过对经相位调制的RF载波信号进行幅度调制来生成经调制的RF信号，相位调制也在极化调制器内生成。在经调制的RF信号的等效基带表示中，这对应于具有时间依赖的量级或幅度r(t)和角度(相位)的调制信号描述，而不是使用I(t)和Q(t)的极化调制器的常见描述。因此，极化调制器包括相位信号处理路径和不同架构的幅度信号处理路径，因此最终具有不同的数据处理延迟，导致阵列中使两个路径结合的合并点处的信号传播时间失配。为了达到合理的发射性能，应当要使延迟非常准确地对准，即幅度和相位信息的精确对准。例如，因为未给出固有延迟等同，所以可以将人工的信号延迟级插入一个或两个路径中。人工的延迟级可包括具有系统时钟周期粒度的多级流水线结构或其中可以使用群组延迟来实现子系统时钟周期延迟的(数字)滤波器结构(例如全通)。为了能够调整延迟级，希望准确地确定信号传播时间失配，而不需要采用额外的昂贵电路。

附图说明

在下面将仅通过示例并参考附图来描述装置和/或方法的一些示例性示例，其中

图1a示出了用于确定极化发射器中的幅度和相位信号传播时间失配的示例性电路的示例；

图1b示出了极化调制器的示例；

图2示出了用于极化发射器的示例性测试信号生成电路的示例；

图3示出了示例性测试信号的示例；

图4示出了用于检测射频信号的频率分量中的显著条件的示例性分析电路的示例；

图5示出了用于确定频率分量的一对两个连续边沿之间的当前时间间隔的示例性周期确定电路的示例；

图6示出了用于确定频率分量的瞬时频率变化的示例性电路的示例；

图7示出了用于确定调制器中的信号传播时间失配的示例性方法的示例的流程图；和

图8示出了示例性移动电信设备的示例。

具体实施方式

现在将参考附图更充分地描述各种示例，附图中示出了一些示例。在附图中，可能为了清楚起见而夸大了线、层和/或区域的粗细。

因此，虽然另外的示例能够具有各种修改和替代形式，但是其一些特定示例在附图中被示出并且随后将被详细描述。然而，该详细描述并不将另外的示例限制于所描述的特定形式。另外的示例可以涵盖落入本公开的范围内的所有修改、等同物和替代物。在整个附图描述中，相似的数字指代相似或类似的元素，当相互比较时，它们可以相同地或以修改的形式实现，同时提供相同或类似的功能。

应理解，当一个元素被称为“连接”或“耦合”到另一个元素时，这些元素可以是直接连接或耦合的或是经由一个或多个中间元素。如果使用“或”来组合两个元素A和B，则这将被理解为公开所有可能的组合，即“只有A”、“只有B”以及“A和B”。用于相同组合的替代措辞是“A和B中的至少一个”。这同样适用于多于2个元素的组合。

本文中出于描述特定示例的目的而使用的术语对于另外的示例并不旨在是限制性的。每当使用诸如“一”、“一个”和“该”之类的单数形式并且仅使用单个元素既不明确地也不隐含地定义为强制性的时，另外的示例也可以使用多个元素来实现相同的功能。同样地，当随后将功能描述为使用多个元素来实现时，另外的示例可以使用单个元素或处理实体来实现相同的功能。还应理解，术语“包含”和/或“包括”当被使用时明确说明存在所陈述的特征、整数、步骤、操作、过程、动作、元素和/或组件，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、过程、动作、元素、组件和/或其任何群组的存在或添加。

除非另外定义，否则所有术语(包括技术和科学术语)在本文中以其在示例所属领域的普通含义使用。

图1a示出了用于确定极化发射器200中的幅度和相位信号传播时间失配的电路100的示例。在图1b中出于说明性目的示出了极化发射器200的示例并且随后将对其简要描述，之后将参考图1a来描述用于确定极化发射器中的幅度和相位信号传播时间失配的示例性电路。

图1b的极化发射器200包括幅度信号处理路径210和相位信号处理路径220。在相位信号处理路径220中，基带信号或(如果笛卡尔到极坐标转换器电路202也执行上采样)关联的射频信号的极坐标表示的角度分量222被输入到相位处理电路224。相位处理电路224得到与角度分量222相对应的射频载波信号的相位值。为了直接生成经相位调制的载波信号LO(t)，使用如此确定的相位值来控制锁相环电路226对载波信号LO进行调制以生成经相位调制的载波信号LO(t)。

幅度信号处理路径在幅度处理电路214处接收基带或射频信号的极坐标表示的幅度分量210，幅度处理电路214可以例如得到与输入幅度分量210相对应的结果调制RF信号240的幅度调制值215。随后，幅度和半径同义地用于主要定义信号能量的信号分量。数模转换器216将数字幅度调制值215转换成对应的模拟幅度调制波形217，其随后与经相位调制的载波信号219(LO(t))相乘以生成经调制的RF信号240。相位信号处理路径220和幅度信号处理路径210分别包括可调延迟元件218和228，以便适当地减少相位信号处理路径220和幅度信号处理路径210之间的信号传播时间失配。如果两个路径的信号时间对准地到达乘法器，则结果调制RF信号240具有干净的频谱，这是期望的。在图1b的示例中，通过笛卡尔到极坐标(Cartesian to Polar)转换器电路202从基带信号的I/Q表示得到角度分量222和幅度分量212。即使调制器可以在极坐标域中工作，调制信息也可能最初在基带域中以I(t)/Q(t)格式可用，所以在信号处理链中通过笛卡尔到极坐标转换器电路202执行I/Q->极坐标转换。这可以例如用CORDIC或类似设备完成，CORDIC或类似设备处理如下数学运算：

r(t)＝SQRT(I(t)^²+Q(t)^²)

在其他示例中，还可能最初以极坐标表示生成基带信号。

虽然图1b示出了极化调制器的示例性主要布局，但是其他示例可以不同方式实现。例如，代替使用模拟信号和乘法器230，可以使用射频数模转换器来合成经调制的RF信号240。

图1a示出了用来确定幅度和相位信号传播时间失配的电路100可以在乘法器230之前直接耦合到相位信号处理路径220和幅度信号处理路径210。这可以确保在合并来自两个路径的信号的信号处理组件附近确定失配，以便不冒产生由图1的示例中的电路100与乘法器230给出的合并点之间的其他失配的风险。

电路100包括耦合到发射器的相位信号处理路径220的分析电路110和耦合到发射器的幅度信号处理路径210的评估电路120。通过开关130和140执行耦合，使得分析电路110和评估电路120都可以独立地连接到处理路径和与处理路径断开。在一些示例中，分析电路110和评估电路120同时耦合到相位信号处理路径220和幅度信号处理路径210，以确定这两个信号处理路径之间的幅度和相位信号传播时间失配。分析电路110被配置为在包括给出第二时刻的第二时间间隔期间检测射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件(predetermined condition)，这一个或多个预定条件(也称为显著条件(significantcondition))已经在包括提供第一时刻的第一时间间隔期间被在频率分量内生成。例如，分析电路在频率分量中检测作为显著条件的某个特征或某个信号特性。第二时刻或第二时间间隔所以由检测一个或多个预定条件时的时间给出。定义显著条件或预定条件的特定特性可以是任意的，然而，如果可以用合理努力不含糊地检测到定义显著条件的特性，则可能是有益的。根据一些示例，频率分量的瞬时频率的变化作为显著条件被检测，这可以允许以高时间分辨率和合理的硬件复杂度进行检测。

在第二时刻，评估电路120确定当前在幅度信号处理路径210内处理的幅度值。该确定可以例如由分析电路110触发。评估电路120还包括关于幅度分量的预定信号形状和关于预期幅度值的先验知识。预定信号形状可以例如是任何单调的信号形状，如图4的曲线图410所示的线性增加的信号。其他适当的信号形状可以例如是具有不同斜率的线性减小的信号或抛物线函数。预期幅度值是在相位信号处理路径220和幅度信号处理路径210之间在不存在信号传播时间失配的情况下将预期的幅度值。因此，预期幅度值是在频率分量中生成显著条件的第一时刻的预定信号形状的幅度值，前提是在两个信号路径内的位置处执行频率分量的生成和所述幅度值的同时观察，其中信号路径仍然是同步的。

具有关于幅度分量的预定信号形状和关于预期幅度值的先验知识，评估电路能够计算在将预定信号形状和显著条件插入到两个信号路径中的第一点和将评估信号和分析电路耦合到信号路径的第二点之间的两个信号路径之间的信号传播时间失配。先验知识是关于已经在第一点处插入到幅度信号处理路径210中的预定信号形状的知识，而无需测量信号、以其他方式演绎地确定信号等。除了先验知识之外，还通过观察电路100的在第二点处的幅度信号处理路径210内的信号来额外测量或确定信号形状。

然后，可以使用所确定的信号传播时间失配来调整可调延迟元件218和228中的一者或两者，以在第二点处实现同步。

图2示出了用于极化发射器的示例性测试信号生成电路300的示例，其在笛卡尔到极坐标转换器电路202之后直接耦合到两个信号路径。测试信号生成电路300包括幅度信号生成器310和频率信号生成器320。幅度信号生成器310被配置为生成幅度分量的预定信号形状，并且频率信号生成器320被配置为在关于预定信号形状的预定的第一时刻生成射频信号的频率分量的显著条件。多路复用器330用于将测试信号生成电路300与信号路径耦合以用于校准，并且用于在正常操作期间将测试信号生成电路300与信号路径断开。在笛卡尔到极坐标转换器电路202的下游直接将测试信号生成电路300耦合到信号路径可能是有益的，因为笛卡尔到极坐标转换器电路202的信号传播特性经常是良好定义的。结果，通过选择用来耦合测试信号生成电路300的第一点和用来耦合电路100的第二点来包括导致信号路径之间的信号传播差异的基本组件，以确定如图1和2所示的信号路径的幅度和相位信号传播时间失配。

换句话说，在I/Q域中，信号流通常是定时匹配的，并且在转换到极坐标域之后的第一位置处，作为CORDIC 202输出的替代而将特定测试信号注入极性信号处理链。这可以假设CORDIC具有从I/Q输入到相应输出的已知延迟，其理想地相等或者至少在稍后应用的信号传播时间失配(幅度调制/相位调制路径延迟)计算中作为校正因子而被遇到。这可被容易地实现，因为CORDIC操作频率通常是固定的，因此可以容易地计算路径延时。

图3示出了测试信号的示例。测试信号可包括两个分量。第一分量是幅度信号处理路径210的测试信号，随后称为幅度分量。相位信号处理路径220的第二分量称为频率分量。很像调制器的正常操作，两个分量一起定义I/Q平面中的信号轨迹，如图3右图示440所示。左边的图示410示出了幅度分量412的预定信号形状的示例性示例，其根据本发明的各种示例性实施方式可实现为斜坡。也就是说，幅度信号生成器310被配置为生成线性增加的幅度分量。另外，图示420示出了也作为斜坡信号给出的测试信号的频率分量422的对应示例。虽然频率分量是通过图3的示例中的本地振荡器信号的相位来定义的，其他示例同样可以定义频率分量的瞬时频率，以便描述和生成信号。幅度分量的斜坡在时刻432开始，而相位分量的斜坡在稍后的时刻434开始，此时幅度分量已经达到预期的幅度值414。在图3的示例中，幅度分量和频率分量被示出为取决于样本数n，其他示例同样可以将它们定义为取决于时间或另一参数。

图3的测试信号可以满足任意要求，因为它在例如包含数据的数字I/Q数据存储器被读出并应用于CORDIC输入的情况下可以根据需要精确地组成。在极性平面中描述的，测试信号从皆被设置为零的幅度分量412和相位分量422开始(这对应于在所选择的信道中心频率上操作的未经调制的PLL 226，其中调制器输出处载波幅度置零)。在某个时间点(n0＝t0，432)，幅度开始以某一速率线性增加。这意味着未经调制的载波幅度在发射器输出处斜坡上升，如图示440所示。在某个其他时间点(n1＝t1，434)，当半径已经达到某一水平414(r1)时，相位在半径仍然增加的同时开始以某一速率线性斜坡上升。因此，预期幅度值414由在时刻434(t1)插入的幅度或半径值给出。在调制器输出处，这对应于仍然增加的RF信号幅度，但是以相对于最初未经调制的频率的偏移。因为频率与相位的时间导数成比例，所以相位的线性斜坡产生频率分量的瞬时频率的变化。在该实现中，测试信号生成电路生成频率分量的瞬时频率的显著变化，其可以在信号路径的更下游被检测到。

在极性阵列中的AM/PM路径合并点处，即在用于确定幅度和相位信号传播时间失配的电路100耦合到两个信号路径的第二点处，必须再次确定两个信号的轨迹。具体而言，检测它们的状态变化并使其关联。从了解注入点处的测试信号的幅度分量(AM)和相位分量(PM)之间的时间关系并通过检测它们在合并点处的关系，可以推断未知的AM/PM信号传播时间失配(传播延迟差异)。电路100可以尽可能靠近信号路径合并点(图1的乘法器230)连接，以遇到AM和PM路径中的所有包括的延迟差异并使由电路缺陷引起的残余不确定性最小化。如上所示，在CORDIC202下游注入测试信号可使得测试信号简单。基本上，斜坡函数可能就足够了。然而，如果难以预测CORDIC 202的固有信号延迟，则在替代示例中还可以将等效的一组测试信号应用于CORDIC输入。例如，这样的测试信号可以由增加幅度和频率的正弦和余弦函数组成，以输入到CORDIC202。

如图4至图6所示，分析电路110或测量单元可包括周期确定电路610(检测器)，其测量与射频信号的频率分量相对应的所施加的LO(t)信号的周期。周期确定电路610确定频率分量的一对两个连续边沿512和514之间的当前时间间隔513。每当与前一周期持续时间相比或与先前周期的平均持续时间相比的瞬时周期变化超过某个阈值，分析电路110就生成触发信号。为此，电路100可包括比较器620，其被配置为确定当前时间间隔是否从频率分量的至少前一对两个连续边沿之间的先前时间间隔偏离超过预定阈值。在图6的实现中，使用加法器622和阈值电路624来实现比较器620。从频率分量的至少前一对两个连续边沿之间的时间间隔的存储值中减去实际测量的周期持续时间。如果差异超过某个阈值，则生成触发信号，该触发信号继而对锁存器630中的幅度分量(AM(t)信号)的实际值进行采样。频率分量的至少前一对两个连续边沿之间的时间间隔存储在存储器626中。如果先前时间间隔是多个在先周期的平均值，则电路可以可选地包括平均电路628以计算所述平均值。

随后，图4和图5将示出周期确定电路610的特定实现，以下段落简要总结了当使用如图3所示的测试信号时如何可以计算信号传播时间失配。出于以下考虑，假设频率分量LO(t)和幅度分量AM(t)是同步的，即假设随着频率分量LO(t)的每个边沿更新幅度分量AM(t)的样本。这可以实现可以将整个布置设计为同步电路。

根据锁存的AM(t)值和预期的AM(t)值414(＝＝r1)，当所生成并注入的AM(t)的变化率是已知的时，可以通过简单的线性外推来减去AM和PM信号处理路径中的累积延迟差异。如果无法避免在检测LO周期持续时间变化和锁存AM信号之间的额外量的流水线级，则延迟反向计算还可以考虑两个不同的LO频率。

对于下文，假设在测试信号生成电路300的测试信号注入点处，LO(t)频率在t＝t1处开始增加，其中AMinjected(t1)＝r1。在电路100的测量侧，在t＝t2处检测频率变化，并且锁存的幅度分量AMmeasured(t2)＝r1+delta_r。如果注入的AM(t)以dAM(t)/dt＝m的速率上升，则可以确定信号传播时间失配值(AM-PM延迟)为dt＝delta_r/m。换句话说，信号传播时间失配值被确定为在测试信号生成电路200生成显著条件时具有第一值并且在电路100检测时具有第二值的幅度分量的预定信号形状之间的时间差异。为了精确测量信号传播时间失配值dt，大的AM变化率是期望的。如果这超出了要校准的系统的可能性，则可以根据以下考虑选择迭代/多步方法：最初适度选择m，基于所获得的dt的值，调整AM或PM路径延迟以使它们粗略地匹配。在连续的步骤中，然后可以逐渐增加m(同时总是选择频率步骤时间t1使得这在AM(t＝t1)＝r1处开始)，使得可以以增加的准确度确定信号传播时间失配值dt。

为了更高的准确度，可以多次重复完整的过程以确定信号传播时间失配值dt的平均值。在实际应用中，由于蜂窝频带内的不同信道频率，LO(t)可以跨越更大的范围。为了校正所有信道频率处的信号传播时间失配，可以针对初始LO频率的至少两个不同设置(针对第一中心频率和针对第二中心频率)执行该过程以确定第一和第二信号传播时间失配值(在在相应的t＝t1时间引入频率步骤之前)。这是因为所获得的dt的值取决于(未调制的)LO中心频率。根据‘dt(fLO)’的多个确定值，AM/PM路径延迟的必要设置可以被线性地计算，并且稍后在调制器在不同信道频率(例如，在第三中心频率)的应用操作期间应用。换句话说，用于校准调制器的幅度信号路径和相位信号路径之间的信号传播时间失配的方法可包括针对发射器的第一中心频率确定第一信号传播时间失配值以及针对发射器的第二中心频率确定第二信号传播时间失配值。对于发射器的第三中心频率，基于第一信号传播时间失配值、第二信号传播时间失配值、第一中心频率和第二中心频率来计算第三信号传播时间失配值。

图4示出了使用第一时间数字转换器612(TDC)和第二TDC 614的周期确定电路610的示例。TDC 612和624的开始和停止输入612a、612b和614a、614b耦合到信号边沿分配器616，使得第一时间数字转换器612使用输入频率分量510的每个上升信号边沿作为开始并使用每个下降信号边沿作为停止。第二时间数字转换器614使用每个下降信号边沿作为开始并使用每个上升信号边沿作为停止。本质上，两个TDC 612和614以交替方式进行操作以能够对每个LO周期执行测量，第一TDC 612测量频率分量的一对两个连续的上升沿和下降沿之间的时间间隔，而第二TDC 614测量频率分量的一对两个连续的下降沿和上升沿之间的时间间隔。多路复用器618用于交替地将TDC 612和614的输出切换到电路的其他组件，以确定频率分量的瞬时频率的变化，如图6所示。

图5示出了周期确定电路的另一示例以及图4所示的原理的特定实现。

图4的TDC 612和614使用以交替方式进行操作的两个延迟线来实现，以能够对每个LO周期执行测量。延迟线分别由一系列单位延迟单元612a，...，612x和614a，...，614x组成。相关数量的样本触发器(FF)613a，...，613x和615a，...，615x用于存储延迟线的状态的快照。根据单位延迟单元的内部构成，可能需要在捕获其状态之后使延迟线复位。这可以可选地通过可选的复位电路617和619来实现，复位电路617和619将相关延迟线的复位信号作为捕获信号(FF时钟)的略微延迟的版本传播。通过边沿分配器电路将输入的LO信号分配给上延迟线或下延迟线，使得每当第二TDC 614的下线接收到启动脉冲，通过将信号边沿分配给上线的每个触发器613a，...，613x的时钟输入来对上线状态进行采样，反之亦然。

借助于多路复用器618将两个延迟线的输出多路复用到周期测量单元的输出，多路复用器618也由从边沿分配器电路提供的信号控制。取决于是否要使用平均，如图6所示，可以将周期确定单元610的输出值馈送到平均电路628中或将其直接馈送到存储器626中。

周期确定电路610的测量分辨率随着单位延迟元件的更短单位延迟因子而增加，并且捕获范围可以通过更大数量的单位延迟单元和捕获FF来扩大。

一些示例可选地包括分析电路100内的粗延迟电路，以在周期确定电路610之前将粗延迟应用于频率分量。可调的粗延迟可被插入到LO信号路径，使得LO脉冲在它们进入实际测量延迟线之前接收某一基本延迟。在未经调制的LO频率仍然在被使用的情况下，粗延迟可被增加，直到延迟线快照广泛地使用延迟线的长度为止。这可以例如是如下情况：如果频率跳变为正，则使用大约90％的可用线路长度，而如果频率跳变为负，则使用大约10％的可用线路长度。

图7示意性地示出了用于确定调制器中的信号传播时间失配的方法的示例的流程图。

该方法包括生成710射频信号的幅度分量的预定信号形状，以及在关于预定信号形状的第一时刻生成射频信号的频率分量中的显著条件720。

另外，该方法包括在第二时刻检测频率分量中的显著条件730并在第二时刻确定幅度分量740。

如在先前段落中详细描述的，该方法还包括基于幅度分量的信号形状、第一时刻和第二时刻来计算信号传播时间失配值750。

在各种示例性实现中，该方法还包括生成射频信号的幅度分量的第二预定信号形状，和在第一时刻生成射频信号的频率分量中的显著条件以及在第三时刻检测频率分量中的显著条件。另外，该方法包括在第三时刻确定幅度分量，以及基于幅度分量的第二预定信号形状、第一时刻和第三时刻来计算第二时间失配值。该方法还包括组合时间失配值和第二时间失配值，以确定发射器中的幅度和频率信号的信号传播时间失配。使用不同的信号形状来生成幅度分量可以用于利用超过TDC的固有时间分辨率的时间分辨率来确定信号传播时间失配。例如，如果使图3的测试信号的幅度分量的斜率增加并且如果对于第一数量的测量触发TDC的一个特定容器(bin)，并且对于第二数量的测量触发第二容器，则第一数量、第二数量、第一斜率和第二斜率可以用于在测量之间进行插值并使测量的时间分辨率增加到超过与单个容器相关联的时间。

类似地，可以通过改变生成显著条件的时间点来增加时间分辨率。因此，可选地，该方法还可包括：在关于预定信号形状的第四时刻生成射频信号的频率分量中的显著条件；在第五时刻检测频率分量中的显著条件；在第五时刻确定幅度分量；基于幅度分量的预定信号形状、第四时刻和第五时刻来计算第三时间失配值；以及组合时间失配值和第三时间失配值组合以确定发射器中的幅度和频率信号的信号传播时间失配。

图8示意性地示出了作为移动电信设备的示例的示例性移动手持设备800，其使用极化发射器810，极化发射器810具有用于生成幅度信号分量的幅度信号处理路径210、用于生成频率信号分量的相位信号处理路径220以及耦合到幅度信号处理路径210和相位信号处理路径220的用于确定幅度和相位信号传播时间失配的电路100。

示例描述了替代方法和用来实现(数字)极化调制器的硬件扩展的廉价装置，其可以用于确定信号传播时间失配(AM/PM路径延迟)而无需使用外部实验室测量设置。在路径分割点处注入测试信号并在信号合并点处检测它们的相对传播延迟，在信号合并点处AM和PM信号再次相遇以形成复合RF信号。

这避免了从纯仿真或其他理论考虑因素得到AM/PM路径中的人工延迟补偿级的必要设置，这通常是不准确的。另外，避免了一种典型的耗费时间资源的方法，该方法用于基于实验室中对容易制造的硬件样本的一系列测量来确定真实组装系统上的必要设置，并将结果与一些附加考虑因素一起应用于整批的同类所有设备。这样广泛的测量将通常需要提供表示调制器的典型输入信号的常规调制测试信号，并需要利用高带宽观察RF参数。如果AM和PM路径信号处理不匹配，则可以利用左和右侧相邻信道调制泄漏的增加不对称特性(例如，UMTS/LTE中的ACLR参数)来检测增加的失配。可以避免昂贵的传统方法，该方法清除添加的人工延迟并确定导致ACLR或另一可比较参数的最佳对称性的因素。由于整个传统过程必须针对不同的操作条件、频率、工艺角等进行重复并且最后必须将得到的设置存储在要应用于调制器操作期间的校正延迟阶段的设备(熔接(fusing)/引导-加载/软件)中，所以使用前述示例之一有助于显著降低高性能调制器的复杂性和成本。具体而言，可以节省实验室中的设备表征的先前努力，这是昂贵的，其需要额外的测量设备并且一旦将设备部署在系统中并运送到客户就要预防对条件变化的反应。

这几乎没有付出额外的努力并具有用于以自包含的方式确定必要的延迟设置的廉价内置装置，而无需集成能够以高精度测量指示性RF参数的高性能接收器(这是非常复杂和昂贵的)。

示例1是一种用于确定信号传播时间失配的方法，其包括：生成射频信号的幅度分量的预定信号形状；在关于预定信号形状的第一时间间隔期间生成射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件；在第二时间间隔期间检测频率分量中的一个或多个预定条件；在第二时刻处确定幅度分量；以及基于幅度分量的信号形状、第一时间间隔和第二时间间隔来确定信号传播时间失配值。

在示例2中，在示例1的方法中，幅度分量被生成为线性增加。

在示例3中，在示例1或2的方法中，频率分量被生成为包括其在第一时间间隔处的瞬时频率变化。

在示例4中，在示例3的方法中，从第一时间间隔开始，通过初始相位值的线性增加来生成频率变化。

在示例5中，在根据在先示例中的任一项的方法中，使用第一时间间隔处的幅度分量的第一值和在第二时间间隔处确定的幅度分量的第二值来计算信号传播时间失配值。

在示例6中，在根据示例5的方法中，信号传播时间失配值被确定为具有第一值和第二值的幅度分量的预定信号形状之间的时间差异。

在示例7中，根据示例3至6中任一项的方法可选地还包括：如果频率分量的一对两个连续边沿之间的时间间隔从频率分量的前一对两个连续边沿偏离超过预定阈值，则检测一个或多个预定条件。

在示例8中，在先示例中的任一项的方法，可选地还包括：生成射频信号的幅度分量的第二预定信号形状；在第一时间间隔处生成射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件；在第三时间间隔处检测频率分量中的一个或多个预定条件；在第三时间间隔处确定幅度分量；基于幅度分量的第二预定信号形状、第一时间间隔和第三时间间隔来计算第二时间失配值；以及组合时间失配值和第二时间失配值以确定发射器中的幅度和频率信号的信号传播时间失配。

在示例9中，示例1至7中任一项的方法可选地还包括：在关于预定信号形状的第四时间间隔处生成射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件；在第五时间间隔处检测频率分量中的一个或多个预定条件；在第五时间间隔处确定幅度分量；基于幅度分量的预定信号形状、第四时间间隔和第五时间间隔来计算第三时间失配值；以及组合时间失配值和第三时间失配值以确定发射器中的幅度和频率信号的信号传播时间失配。

示例10是一种用于校准调制器的幅度信号路径和相位信号路径之间的信号传播时间失配的方法，其包括：确定针对发射器的第一中心频率的第一信号传播时间失配值；确定针对发射器的第二中心频率的第二信号传播时间失配值；以及基于第一信号传播时间失配值、第二信号传播时间失配值、第一中心频率和第二中心频率计算针对发射器的第三中心频率的第三信号传播时间失配值。

示例11是一种用于确定极化发射器中的幅度和相位信号传播时间失配的电路，其包括：分析电路，其耦合到发射器的相位信号处理路径，该分析电路被配置为在第二时间间隔处检测射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件；以及评估电路，其耦合到发射器的幅度信号处理路径，该评估电路被配置为在第二时间间隔处确定幅度值以及基于预期的幅度值、所确定的幅度值和关于幅度分量的预定信号形状的信息来计算相位信号处理路径和幅度信号处理路径之间的时间失配。

在示例12中，在示例11的电路中，分析电路被配置为确定频率分量的瞬时频率变化。

在示例13中，在示例12的电路中，分析电路可选地还包括：周期确定电路，其被配置为确定频率分量的一对两个连续边沿之间的当前时间间隔。

在示例14中，示例13的电路可选地还包括：比较器，其被配置为确定当前时间间隔是否从频率分量的至少前一对两个连续边沿之间的先前时间间隔偏离超过预定阈值。

在示例15中，示例14的电路可选地还包括存储器，该存储器被配置为存储和提供先前时间间隔。

在示例16中，在示例13至15中任一项的电路中，周期确定电路包括：第一时间数字转换器，其使用每个上升信号边沿作为开始并使用每个下降信号边沿作为停止；以及第二时间数字转换器，其使用每个下降信号边沿作为开始并使用每个上升信号边沿作为停止。

在示例1中，在示例11至16中任一项的电路中，分析电路可选地还包括粗延迟电路，该粗延迟电路用于在周期确定电路之前将粗延迟应用于频率分量。

示例18是一种用于极化发射器的测试信号生成电路，其包括：幅度信号生成器，其被配置为生成射频信号的幅度分量的预定信号形状；以及频率信号生成器，其被配置为在关于预定信号形状的预定第一时间间隔处生成射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件。

在示例19中，在示例18的测试信号生成电路中，幅度信号生成器被配置为生成线性增加的幅度分量。

在示例20中，在示例18或19的测试信号生成电路中，频率信号生成器被配置为生成频率分量的瞬时频率的显著变化。

在示例21中，在示例18至20中任一项的测试信号生成电路中，频率信号生成器可选地还包括相位信号生成电路，该相位信号生成电路被配置为生成线性增加的相位信号，该线性增加的相位信号用于生成频率分量。

示例22是一种极化发射器，其包括：用于生成幅度信号分量的幅度信号处理路径；用于生成频率信号分量的相位信号处理路径；以及根据示例11至16中任一项所述的用于确定幅度和相位信号传播时间失配的电路，其耦合到幅度信号处理路径和相位信号处理路径两者。

在示例23中，在示例22的极化发射器中，用于确定幅度和相位信号传播时间失配的电路在射频混频器的上游直接耦合到幅度信号处理路径和相位信号处理路径两者，该射频混频器被配置为根据幅度信号分量和频率信号分量生成射频信号波形。

在示例24中，示例22或23的极化发射器可选地还包括根据示例18至21中任一项的耦合到幅度信号处理路径和相位信号处理路径两者的测试信号生成电路。

在示例25中，在示例24的极化发射器中，测试信号生成电路在cordic电路的下游直接耦合到幅度信号处理路径和相位信号处理路径两者，cordic电路用于将射频信号的I/Q表示转为极坐标表示。

示例26是移动电信设备，其包括根据示例22至25中任一项的极化发射器。

与先前详细说明的示例和附图中的一个或多个一起提及和描述的方面和特征也可以与一个或多个其他示例组合，以便替换另一示例的相似特征或者以便向另一示例另外引入该特征。

示例还可以是计算机程序或与计算机程序有关，该计算机程序具有用于当在计算机或处理器上执行该计算机程序时执行上述方法中的一个或多个的程序代码。可以通过编程的计算机或处理器来执行各种上述方法的步骤、操作或过程。示例还可以涵盖诸如数字数据存储介质之类的程序存储设备，其是机器、处理器或计算机可读的并且对机器可执行、处理器可执行或计算机可执行的指令程序进行编码。这些指令执行或使得执行上述方法的一些或全部动作。程序存储设备可以包括或例如是：数字存储器，诸如磁盘和磁带之类的磁存储介质，硬盘驱动器，或者光学可读的数字数据存储介质。其他示例还可以涵盖被编程为执行上述方法的动作的计算机、处理器或控制单元，或者被编程为执行上述方法的动作的(现场)可编程逻辑阵列((F)PLA)或(现场)可编程门阵列((F)PGA)。

说明书和附图仅说明了本公开的原理。另外，本文所述的所有示例主要旨在明确地仅用于教学目的以帮助读者理解本公开的原理和发明人为促进本领域所贡献的概念。本文中叙述本公开的原理、方面和示例的所有陈述以及其具体示例旨在包含其等同物。

表示为“用于...的装置”的执行某一功能的功能块可以指代被配置为执行某一功能的电路。因此，“用于某物的装置”可被实现为“被配置为或适合于某物的装置”，诸如被配置为或适合于相应任务的设备或电路。

图中所示的各种元件的功能(包括被标记为“装置”、“用于提供传感器信号的装置”、“用于生成发射信号的装置”等的任何功能块)可以以专用硬件(诸如“信号提供者”、“信号处理单元”、“处理器”、“控制器”等)以及能够与适当软件相关联地执行软件的硬件的形式实现。当由处理器提供时，功能可以由单个专用处理器提供、由单个共享处理器提供、或由多个单独处理器提供，这多个单独处理器中的一些或全部可以是共享的。然而，术语“处理器”或“控制器”到目前为止不限于专门能够执行软件的硬件，而是可包括数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)以及非易失性存储装置。传统的和/或定制的其他硬件也可被包括。

框图可以例如示出实现本公开的原理的高级电路图。类似地，流程表、流程图、状态转换图、伪代码等可以表示各种过程、操作或步骤，其可以例如基本上在计算机可读介质中表示并且因此由计算机或处理器执行，无论这样的计算机或处理器是否被明确示出。说明书或权利要求中公开的方法可以通过具有用于执行这些方法的每个相应动作的装置的设备来实现。

应理解，说明书或权利要求中公开的多个动作、过程、操作、步骤或功能的公开内容可以不被解释为按照特定顺序，除非明确地或隐含地另外说明，例如由于技术原因。因此，多个动作或功能的公开内容不会将这些限制为特定顺序，除非这样的动作或功能由于技术原因而不可互换。另外，在一些示例中，单个动作、功能、过程、操作或步骤可以分别包括或可被分别分成多个子动作、子功能、子过程、子操作或子步骤。除非明确排除，否则这样的子动作可被包括并且是该单个动作的公开内容的一部分。

另外，所附权利要求在此并入到具体实施方式中，其中每个权利要求可以作为单独的示例独立存在。尽管每个权利要求可以作为单独的示例独立存在，但是将注意到——尽管从属权利要求在权利要求中可以指代与一个或多个其他权利要求的特定组合——但是其他示例也可以包括该从属权利要求与每个其他从属权利要求或独立权利要求的主题的组合。除非声明特定组合不是有意的，否则本文明确提出了这样的组合。另外，旨在也将一权利要求的特征包括到任何其他独立权利要求，即使未直接使该权利要求从属于该独立权利要求。

Claims (25)

1.一种用于确定信号传播时间失配的方法，包括：

生成射频信号的幅度分量的预定信号形状；

在关于所述预定信号形状的第一时间间隔期间，生成所述射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件；

在第二时间间隔期间检测所述频率分量中的显著条件；

在第二时刻处确定所述幅度分量；和

基于所述幅度分量的信号形状、所述第一时间间隔和所述第二时间间隔来确定信号传播时间失配值。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述幅度分量被生成为线性增加。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中，所述频率分量被生成为包括其在所述第一时间间隔处的瞬时频率变化。

4.如权利要求3所述的方法，其中，从所述第一时间间隔开始，通过初始相位值的线性增加来生成所述频率变化。

5.如权利要求1所述的方法，其中，使用所述第一时间间隔处的所述幅度分量的第一值和在所述第二时间间隔处确定的所述幅度分量的第二值来计算所述信号传播时间失配值。

6.如权利要求5所述的方法，其中，所述信号传播时间失配值被确定为具有第一值和第二值的所述幅度分量的预定信号形状之间的时间差异。

7.如权利要求3所述的方法，还包括：

如果所述频率分量的一对两个连续边沿之间的时间间隔从所述频率分量的前一对两个连续边沿偏离超过预定阈值，则检测所述显著条件。

8.如权利要求1所述的方法，还包括：

生成射频信号的幅度分量的第二预定信号形状；

在所述第一时间间隔处生成所述射频信号的频率分量中的所述显著条件；

在第三时间间隔处检测所述频率分量中的显著条件；

在所述第三时间间隔处确定所述幅度分量；

基于所述幅度分量的第二预定信号形状、所述第一时间间隔和所述第三时间间隔来计算第二时间失配值；和

组合所述时间失配值和所述第二时间失配值以确定发射器中的所述幅度和频率信号的信号传播时间失配。

9.如权利要求1所述的方法，还包括：

在关于所述预定信号形状的第四时间间隔处生成所述射频信号的频率分量中的一个或多个预定条件；

在第五时间间隔处检测所述频率分量中的所述显著条件；

在所述第五时间间隔处确定所述幅度分量；

基于所述幅度分量的预定信号形状、所述第四时间间隔和所述第五时间间隔来计算第三时间失配值；和

组合所述时间失配值和所述第三时间失配值以确定发射器中的幅度和频率信号的所述信号传播时间失配。

10.一种用于校准调制器的幅度信号路径和相位信号路径之间的信号传播时间失配的方法，包括：

确定针对发射器的第一中心频率的第一信号传播时间失配值；

确定针对所述发射器的第二中心频率的第二信号传播时间失配值；和

基于所述第一信号传播时间失配值、所述第二信号传播时间失配值、所述第一中心频率和所述第二中心频率，计算针对所述发射器的第三中心频率的第三信号传播时间失配值。

11.一种用于确定极化发射器中的幅度和相位信号传播时间失配的电路，包括：

分析电路，所述分析电路耦合到所述发射器的相位信号处理路径，所述分析电路被配置为在第二时间间隔处检测射频信号的频率分量中的显著条件；和

评估电路，所述评估电路耦合到所述发射器的幅度信号处理路径，所述评估电路被配置为：在所述第二时间间隔处确定幅度值，以及基于预期的幅度值、所确定的幅度值和关于幅度分量的预定信号形状的信息来计算所述相位信号处理路径和所述幅度信号处理路径之间的时间失配。

12.如权利要求11所述的电路，其中，所述分析电路被配置为确定所述频率分量的瞬时频率变化。

13.如权利要求12所述的电路，其中，所述分析电路包括：

周期确定电路，所述周期确定电路被配置为确定所述频率分量的一对两个连续边沿之间的当前时间间隔。

14.如权利要求13所述的电路，还包括：

比较器，所述比较器被配置为确定所述当前时间间隔是否从所述频率分量的至少前一对两个连续边沿之间的先前时间间隔偏离超过预定阈值。

15.如权利要求14所述的电路，还包括：

存储器，所述存储器被配置为存储和提供所述先前时间间隔。

16.如权利要求13所述的电路，其中，所述周期确定电路包括：

第一时间数字转换器，所述第一时间数字转换器使用每个上升信号边沿作为开始并使用每个下降信号边沿作为停止；和

第二时间数字转换器，所述第二时间数字转换器使用每个下降信号边沿作为开始并使用每个上升信号边沿作为停止。

17.如权利要求11所述的电路，其中，所述分析电路还包括：粗延迟电路，所述粗延迟电路用于在所述周期确定电路之前将粗延迟应用于所述频率分量。

18.一种用于极化发射器的测试信号生成电路，包括：

幅度信号生成器，所述幅度信号生成器被配置为生成射频信号的幅度分量的预定信号形状；和

频率信号生成器，所述频率信号生成器被配置为在关于所述预定信号形状的预定第一时间间隔处生成所述射频信号的频率分量中的显著条件。

19.如权利要求18所述的测试信号生成电路，其中，所述幅度信号生成器被配置为生成线性增加的幅度分量。

20.如权利要求18或19所述的测试信号生成电路，其中，所述频率信号生成器被配置为生成所述频率分量的瞬时频率的显著变化。

21.如权利要求18所述的测试信号生成电路，其中，所述频率信号生成器包括相位信号生成电路，所述相位信号生成电路被配置为生成线性增加的相位信号，所述线性增加的相位信号用于生成所述频率分量。

22.一种极化发射器，包括：

幅度信号处理路径，用于生成幅度信号分量；

相位信号处理路径，用于生成频率信号分量；和

根据权利要求11所述的用于确定幅度和相位信号传播时间失配的电路，所述电路耦合到所述幅度信号处理路径和所述相位信号处理路径两者。

23.如权利要求22所述的极化发射器，其中，所述用于确定幅度和相位信号传播时间失配的电路在射频混频器的上游直接耦合到所述幅度信号处理路径和所述相位信号处理路径两者，所述射频混频器被配置为根据所述幅度信号分量和所述频率信号分量生成射频信号波形。

24.如权利要求22所述的极化发射器，还包括：

根据权利要求18所述的测试信号生成电路，所述测试信号生成电路耦合到所述幅度信号处理路径和所述相位信号处理路径两者。

25.如权利要求24所述的极化发射器，其中，所述测试信号生成电路在cordic电路的下游直接耦合到所述幅度信号处理路径和所述相位信号处理路径两者，所述cordic电路用于将所述射频信号的I/Q表示转为极坐标表示。