WO2004019352A1 - マルチフェーズ用磁性素子とその製造方法 - Google Patents

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coils
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Nobuya Matsutani
Hidenori Uematsu
Tsunetsugu Imanishi
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Definitions

  • Multi-phase magnetic element and manufacturing method thereof Multi-phase magnetic element and manufacturing method thereof
  • the present invention relates to a magnetic element used for an inductor, a choke coil and the like of an electronic device, particularly to a multi-phase magnetic element and a method of manufacturing the same.
  • inductors such as choke coils used for these are also required to be downsized and have low resistance. In other words, inductors are required to have a small decrease in inductance due to DC superposition. To reduce resistance, it is necessary to increase the cross-sectional area of the coil conductor, which is contrary to miniaturization. In addition, since high frequency use is increasing, low loss at high frequency is required.
  • a circuit system called a multi-phase system has been adopted.
  • the 4-phase method four switching elements and four choke coils are used in parallel.
  • the final It operates with a driving frequency of MH z and a DC superposition performance of 40 A. This reduces the ripple current.
  • the multi-phase system is a power circuit system that can realize high current and high frequency Z, which is unprecedented, with high efficiency.
  • ferrite materials have relatively high magnetic permeability and a lower saturation magnetic flux density than metal magnetic materials. Therefore, if used as is, the inductance will drop significantly due to magnetic saturation, and the DC bias characteristics will tend to deteriorate. Therefore, in order to improve the DC bias characteristics, a gap is provided in a part of the magnetic path of the ferrite core to reduce the apparent magnetic permeability. However, it is difficult to use this method at high currents due to low saturation magnetic flux density. In addition, a beat sound is generated in the ferrite core due to the presence of a gap in a part of the magnetic path of the ferrite core.
  • a dust core manufactured by molding metal magnetic powder has a significantly higher saturation magnetic flux density than soft magnetic ferrite, and thus has excellent DC superposition characteristics. This is advantageous for miniaturization, and there is no need to provide a gap, so there is no problem of beats.
  • the core loss of this dust core consists of hysteresis loss and eddy current loss, and the eddy current loss increases in proportion to the square of the frequency and the square of the size of the eddy current flowing. Therefore, the generation of eddy current is suppressed by covering the surface of the metal magnetic powder with an electrically insulating resin or the like.
  • the molding of a dust core is usually performed at a molding pressure of several ton Z cm 2 or more.
  • the strain increases, the magnetic permeability decreases, and the hysteresis loss increases. It has been proposed to release the distortion to avoid this.
  • heat treatment after molding as described in JP-A-6-324271, JP-A-8-371017, and JP-A-9-125108 is performed. Is being done.
  • a core with a built-in coil has also been proposed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 54-163354, Japanese Patent Application Laid-Open No. 61-136213, and the like. I have. In these, a resin in which ferrite is dispersed is used.
  • a plurality of coils are embedded in the composite magnetic material, and a coupling of a negative magnetic flux or a coupling of a positive magnetic flux exists between at least two or more coils.
  • FIG. 1 is a schematic perspective view of a coil included in a magnetic element according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a top perspective view of the magnetic element according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic perspective view of a coil included in a magnetic element in a comparative example according to a conventional technique.
  • FIG. 4 is a top perspective view of a magnetic element in a comparative example according to the related art.
  • FIG. 5 is a power supply circuit diagram of the multi-phase system.
  • FIG. 6 is a schematic perspective view of the upper and lower coils of the magnetic element according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 7A is a top perspective view of a magnetic element according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 7B is a sectional view of the magnetic element of FIG. 7A.
  • FIG. 8 is a schematic perspective view of a coil included in a magnetic element in a comparative example according to the related art.
  • FIG. 9A is a top perspective view of a magnetic element of a comparative example according to the related art.
  • FIG. 9B is a cross-sectional view of the magnetic element of FIG. 9A.
  • FIG. 10 is a schematic perspective view of a coil included in a magnetic element according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 11 is a top perspective view of a magnetic element according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 12A is a schematic perspective view of a coil included in a magnetic element according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 128 is a schematic perspective view of a coil adjacent to the coil of FIG. 12A.
  • FIG. 13 is a top perspective view of a magnetic element according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 1 is a schematic perspective view of a coil for describing the configuration of the coil included in the multi-phase magnetic element according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a top perspective view for explaining the configuration of the magnetic element in the present embodiment.
  • the magnetic element according to the present embodiment has a coil 1 and a composite magnetic material 4.
  • the coil 1 has input terminals 2 A and 2 B and an output terminal 3.
  • FIG. 3 and FIG. 4 are a schematic perspective view of the coil and a top perspective view of the magnetic element for explaining the shape of the coil and the configuration of the magnetic element in a comparative example according to the related art.
  • Conventional magnetic elements It has a coil 51 and a composite magnetic material 54.
  • the coil 51 has an input terminal 52 and an output terminal 53.
  • Figure 5 shows a power supply circuit using the multi-phase method
  • Figure 5 shows a two-phase method.
  • This circuit is a circuit (DCZDC converter) for converting the DC voltage of the battery 13 into a predetermined DC voltage.
  • the choke coil 11 and the capacitor 12 form an integrating circuit.
  • the switching element 14 is connected to this circuit.
  • a load 15 is connected to the output of the power supply circuit.
  • the output terminal 3 is connected to the center of the coil, which has 3.5 turns, at the 1.75-turn point.
  • the two input terminals 2 A and 2 B provided on the coil 1 are connected to the switching elements 14 in FIG. 5, respectively.
  • coil 1 acts as two choke coils that share output terminal 3 by themselves.
  • Current flows from each input terminal 2 A, 2 B to output terminal 3. Due to this current, the DC magnetic flux components passing through both ends of the coil become opposite to each other, so that the magnetic field in the coil as a whole weakens.
  • coupling of negative magnetic flux such an arrangement in which the DC magnetic flux components passing through the center of the coil weaken each other is called coupling of negative magnetic flux.
  • the arrangement in which DC magnetic flux components passing through the center of the coil overlap and strengthen each other is called coupling of positive magnetic flux.
  • the coupling of positive and negative magnetic flux changes depending on the coil arrangement, coil winding direction, input and output current directions, and so on.
  • a method for manufacturing a magnetic element according to the present embodiment will be described.
  • a raw material of the composite magnetic material 4 a soft magnetic alloy powder of iron (Fe) and nickel (Ni) having an average particle diameter of 13 ⁇ m prepared by a water atomization method is prepared.
  • the alloy composition is 50% by weight for each of Fe and Ni.
  • a silicon resin is added in a weight ratio of 0.033 to the alloy powder and mixed well, and a granulated powder is obtained through a mesh.
  • a 1.75-turn coil with an inner diameter of 4.2 mm is prepared as shown in Fig. 3 using a stamped copper plate as described above. This coil is adjusted so that Rdc in Table 1 is obtained by changing the coil thickness.
  • a total of two magnetic elements having a length of 1 O mm ⁇ a width of 1 O mm ⁇ thickness of 3 mm and incorporating one coil as shown in FIG. 4 are prepared. That is, the composite magnetic material 54 has the same configuration as the composite magnetic material 4.
  • Table 1 shows the evaluation results of these magnetic elements.
  • Table 1 shows a two-phase circuit system that uses the above magnetic elements and is driven at a frequency of 400 kHz per inductor coil and superimposed DC of 2 OA. It shows the power supply efficiency when the power supply is turned on.
  • Samples No. 1 to 4 have a configuration according to the present embodiment, and sample No. 5 has a configuration according to a comparative example.
  • the ripple current ratio is the ratio of the ripple current to the DC superimposed current. The closer to zero, the better the choke coil and the greater the smoothing effect. In samples No. 1 to 4, the ripple current rate is in the range of 0.8 to 1.5%.
  • each inductor achieves an efficiency of 85% or more when Rdc ⁇ 0.05 ⁇ , and achieves an efficiency of 90% or more when Rdc ⁇ 0.01 ⁇ .
  • chip array in which a plurality of coils are built.
  • it is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open Nos. Hei 8-264032 and No. 201-852337.
  • the main purpose of these chip arrays is to remove noise at the signal level, and in this embodiment, choke coil applications in which a large current (1 A or more, preferably 5 A or more) is applied as direct current superposition. Essentially different.
  • Conventional chip arrays are also disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open Nos. Hei 8-36054 and No. 2003-13822.
  • a plurality of coils are wound around the ferrite sintered body, and finally the coil is embedded in the ferrite sintered body by heat treatment at 600 ° C or more.
  • sintered ferrite cannot be used because of its low saturation magnetic flux density, so the inductance value when DC is superimposed is low.
  • a magnetic powder made of a metal powder is used as the composite magnetic material 4.
  • the magnetic element according to the present embodiment is a multiphase choke coil used for a power supply through which a large current flows. Therefore, the driving frequency per element is from 50 kHz to 10 MHz, preferably from 100 kHz to 5 MHz. Thus, the driving frequency is significantly different from that of the conventional chip array.
  • the conventional chip array minimizes crosstalk between adjacent coils. Trying to eliminate.
  • negative magnetic flux is positively coupled between at least two or more adjacent inductors.
  • the coupling coefficient k representing the coupling between the inductors, that is, the closer k is to 1, the more preferable it is. Even if the coupling coefficient is 0.05 or more, the effect is recognized, but preferably 0.1. 5 or more.
  • the DC current input direction of multiple inductors or the winding direction of the coil is devised and a negative magnetic flux is coupled to adjacent inductors, the DC magnetic field component generated at the center of each inductor cancels out.
  • the magnetic material does not easily saturate even at high currents.
  • the saturation of the magnetic flux can be suppressed, and the DC superposition characteristics are better than using two of the same number of turns. As a result, a choke coil with low DC resistance, small installation space, and favorable for multiphase can be obtained.
  • the coupling of negative magnetic flux between at least two or more adjacent inductors is limited to the DC magnetic field component, and the coupling of the AC magnetic field component is more preferable for reducing the ripple current. .
  • a short ring or the like that can couple the DC magnetic field component but cancel the AC magnetic field component between adjacent inductors may be introduced.
  • the variation (inductor value) between cores of magnetic elements is close to ⁇ 20%, so if multiple cores are used for multiphase, the ripple current value may increase.
  • a plurality of inductors are embedded in one magnetic body. With this configuration, it is possible to reduce the variation in the inductance value in the magnetic body, and as a result, the ripple current value is reduced.
  • a two-phase magnetic element is described, but the same effect can be obtained not only for two-phase magnetic elements but also for multi-phase magnetic elements.
  • a 4-phase magnetic element can be obtained.
  • FIG. 6 is a schematic perspective view of a coil for explaining the configuration of the coil included in the multi-phase magnetic element according to the second embodiment of the present invention.
  • FIGS. 7A and 7B are a top perspective view and a sectional view, respectively, for explaining the configuration of the magnetic element in the present embodiment.
  • the magnetic element in the present embodiment has an upper coil 21A, a lower coil 21B, and a composite magnetic material 24.
  • the upper coil 21A and the lower coil 2IB have input terminals 22A and 22B and output terminals 23A and 23B, respectively.
  • FIG. 8 is a schematic perspective view of a coil for explaining a configuration of a coil included in a multi-phase magnetic element in a comparative example according to the related art.
  • the conventional magnetic element has a coil 61 and a composite magnetic material 64, and the coil 61 has an input terminal 62 and an output terminal 63.
  • the magnetic element according to the present embodiment has a configuration in which coils having 1.5 turns are vertically stacked. That is, the input terminals 22 A and 22 B provided on the coils 21 A and 21 B are connected to the switching elements 14 in FIG. 5, respectively. The current flows from the input terminal 22 A to the output terminal 23 A and from the input terminal 22 B to the output terminal 23 B, respectively. This current causes the DC magnetic flux components passing through both ends of the coil to be in the same direction as each other, resulting in an overall increase in the magnetic field in the coil. In other words, the arrangement is such that the direct-current magnetic flux components passing through the center of the adjacent coils are arranged so as to reinforce each other.
  • a method for manufacturing a magnetic element according to the present embodiment will be described.
  • a raw material of the composite magnetic material 24 a soft magnetic alloy powder of iron (Fe) and nickel (Ni) having an average particle diameter of 17 m prepared by a water atomization method is prepared. % By weight and Ni by 40% by weight.
  • a silicon resin is added in a weight ratio of 0.032 to the alloy powder and mixed well, and a granulated powder is obtained through a mesh.
  • 1.5-turn coils 21 A and 21 B having an inner diameter of 3.7 mm are prepared using a stamped copper plate.
  • Table 2 shows the evaluation results of these magnetic elements.
  • Table 2 shows the ripple current ratio when the above-described magnetic element is used and driven at a frequency of 450 kHz and a DC bias of 15 A per inductor using the two-phase circuit method.
  • the ripple current ratio is the ratio of the ripple current to the DC superimposed current. The closer to zero, the better the choke coil and the greater the smoothing effect.
  • Samples No. 6 to 9 have a configuration according to the present embodiment, and sample No. 10 has a configuration according to a comparative example.
  • Each inductor achieves an efficiency of 85% or more when R dc ⁇ 0.05 ⁇ , and achieves an efficiency of 90% or more when R dc ⁇ 0.01 ⁇ . Also, the larger the coupling coefficient k representing the coupling between inductors, that is, the closer k is to 1, the better. Although an effect is recognized even when the coupling coefficient is 0.05 or more, it is preferably 0.15 or more.
  • the ripple value increases because the inductance value increases.
  • the coupling of the magnetic flux of the adjacent coils is positive and negative, and the characteristics of the choke coil are different.
  • the negative coupling of the magnetic flux has more excellent DC superposition characteristics
  • the positive coupling of the magnetic flux has more excellent ripple current characteristics as in the present embodiment.
  • the variation (inductor value) between cores of magnetic elements is close to ⁇ 20%, so if multiple cores are used for multiphase, the ripple current value may increase.
  • a plurality of inductors are embedded in one magnetic body.
  • the magnetic flux of the adjacent coils is configured to be positively coupled.
  • a two-phase magnetic element is described, but the same effect can be obtained not only for two-phase magnetic elements but also for multi-phase magnetic elements.
  • a three-phase magnetic element can be obtained by embedding three coils in the same winding direction in the vertical direction and burying them in one composite magnetic material.
  • FIG. 11 is a top perspective view of a magnetic element according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic perspective view of each coil embedded in the magnetic element of FIG.
  • the coil 31 has an input terminal 32 and an output terminal 33.
  • adjacent coils 31 are wound with the same winding. Due to the direction, the magnetic flux flows in the center of each adjacent coil so as to form a negative coupling, and is buried in the composite magnetic material 34. With such a configuration, a small multiphase magnetic element having particularly excellent DC superimposition characteristics can be obtained.
  • the magnetic element As a raw material of the composite magnetic material 34, an ingot pulverized powder made of a metal magnetic powder having a composition shown in Table 3 is used. Next, as an insulating binder, bisphenol A-type resin is added to the above ground powder at a weight ratio of 0.03 and mixed well, and a granulated powder is obtained through a mesh. Next, a 3.5-turn coil 31 having an inner diameter of 2.2 mm is prepared using a stamped copper plate. At this time, the DC resistance (R dc) is adjusted to be 0.01 ⁇ by changing the thickness of the coil 31.
  • each inductor is a final product, and the current value I-OA should be 0.12 to 0.17 / H. Then, after removing the molded product from the mold, it is cured by heating at 120 ° C. for 1 hour.
  • Table 3 shows the evaluation results of these magnetic elements.
  • each element and its weight% are shown, and the weight% of Fe is a value obtained by subtracting the total weight% of the other elements from 100%.
  • Table 3 shows the power efficiency when the above magnetic element is used in a 4-phase circuit system, and the inductor is driven at a drive frequency of 1 1 / inductor and a DC bias of 15 A per inductor.
  • the maximum current value is 15 A or more. ing. This is because high saturation magnetic flux density and high magnetic permeability can be realized when Fe, Ni and Co are contained in a total amount of 90% by weight or more.
  • the efficiency is 85% or more, and the efficiency at 50 or less is 90% or more. This is because reducing the average particle size of the soft magnetic powder to 100 m or less is effective in reducing the eddy current. More preferably, the average particle size of the soft magnetic powder is 50 m or less. When the average particle size is less than 1 m, the molding density is reduced, so that the inductance value is reduced, which is preferable. Not good.
  • an uncured thermosetting resin is mixed using a soft magnetic alloy powder. This mixture is then granulated.
  • the metal magnetic powder mixed with the resin component may be used as it is and transferred to the next molding step, but once granulated through a mesh or the like, the powder fluidity is improved, so it is easy to use .
  • the granules are put into a mold together with two or more coils, and are subjected to pressure molding so as to obtain a desired filling rate of the magnetic metal powder.
  • adjacent coils should be in the same winding direction.
  • the pressure is increased to increase the filling rate, the saturation magnetic flux density and the magnetic permeability will increase.
  • the insulation resistance and the dielectric strength voltage are apt to decrease, and the residual stress on the magnetic material is increased, so that the magnetic loss is increased.
  • the filling factor is too low, the saturation magnetic flux density and the magnetic permeability become too low to obtain a sufficient inductance value / direct current superposition characteristic.
  • the pressure at the time of press molding is 1 to 5 ton / c, more preferably 2 to 4 ton / cm 2 .
  • the obtained molded body is heated to cure the thermosetting resin.
  • the resin is cured by raising the temperature to the curing temperature of the resin at the same time as the molding in the mold under pressure, the electric resistivity is higher.
  • this method since this method has low productivity, it may be heat-cured after pressure molding at room temperature. Thus, a multi-phase magnetic element is obtained.
  • the angle between the input terminal and the output terminal is set to 80 ° or more.
  • the present embodiment describes a 4-phase magnetic element
  • the present invention is not limited to the 4-phase magnetic element, but is also applicable to a 2-phase magnetic element having two built-in coils and a multi-phase magnetic element having more coils. Effects can be obtained. (Embodiment 4)
  • FIG. 13 is a top perspective view of a magnetic element according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 12 is a schematic perspective view of a coil embedded in the magnetic element of FIG.
  • the coils 41A and 41B have input terminals 42A and 42B and output terminals 43A and 43B, respectively.
  • the two adjacent coils 41A and 4IB have the same number of turns, but the winding directions of the coils are opposite. Therefore, the magnetic flux flows so as to form a positive coupling in the center of each adjacent coil, and is buried in the composite magnetic material 44. With such a configuration, it is possible to realize a compact multi-phase magnetic element having particularly excellent ripple current characteristics.
  • a Fe—Si soft magnetic alloy powder having an average particle diameter of 20 ⁇ m manufactured by a gas atomization method is used as a raw material of the composite magnetic material 44.
  • the weight ratio between F e and S i is 0.965: 0.035.
  • a silicon resin is added to the alloy powder by a weight ratio of 0.02 to 0.04, mixed well, and a granulated powder is obtained through a mesh.
  • a 3.5-turn coil 41 A, 4 IB having an inner diameter of 3.3 mm is prepared using a stamped copper plate.
  • the DC resistance (Rdc) is adjusted to be 0.02 ⁇ by changing the thickness of the coils 41A and 41B.
  • the granulated powder and the coils 41A and 4IB are put in a mold (not shown) in the reverse winding direction and pressure-formed.
  • the pressure is adjusted in the range of 0.5 to 7 ton / cm 2 so that the filling rate shown in Table 4 is obtained.
  • it is cured by heating at 150 ° C. for 1 hour.
  • the winding directions of the adjacent coils 41A and 4IB are opposite, indicating positive magnetic flux coupling.
  • the inductance value at that time is
  • the inductor coil of the sample No. 31 is 0.22 iH.
  • a disk-shaped sample with a diameter of 10 mm and a thickness of 1 mm as a sample for measuring insulation resistance without a coil embedded will also be produced simultaneously using the granulated soft magnetic alloy powder.
  • Table 4 shows the insulation resistance, insulation withstand voltage, and maximum current value when the above magnetic elements are used in a two-phase circuit system and the inductor is driven at a drive frequency of 800 kHz and a DC bias of 3 OA per inductor. ing.
  • the insulation resistance is measured at a voltage of 100 V with both ends of the insulation resistance measurement sample sandwiched between nip clips.
  • the insulation resistance in the table is obtained by normalizing the insulation resistance measured in this way based on the length and cross-sectional area of the sample.
  • the electrical resistance is measured while increasing the voltage in steps of 100 V up to 500 V, and the voltage at which the electrical resistance sharply decreases is determined. The voltage immediately before that is used as the withstand voltage.
  • Table 4 shows the evaluation results of these magnetic elements.
  • the upper limit of the filling rate is in a range of insulation resistance is not lowered, 1 0 5 ⁇ ⁇ cm about at least the insulation resistance consider that a built-in coil is required, the filling rate of 90% Below, more preferably, it should be 85% or less.
  • a magnetic powder made of a metal powder is used as the composite magnetic material. If ferrite powder is used instead of metal powder, the saturation magnetic flux density is low and the DC bias characteristics are poor because the filling factor of ferrite is limited.
  • the method for producing the metal powder includes a water atomization method, a gas atomization method, a force-ponil method, an ingot grinding method, and the like, but does not particularly depend on the production method. The same effect can be obtained if the amount of impurities or additives is small with respect to the main composition of each metal powder. Further, the powder may be spherical, flat, or polygonal.
  • the insulating binder is preferably a thermosetting resin such as an epoxy resin, a phenol resin, a silicon resin, or a polyimide resin in view of strength after bonding, heat resistance during use, and insulating properties.
  • Composite resin may be used.
  • a dispersant, an inorganic material or the like may be added to improve the dispersibility with the magnetic powder or to improve the insulation pressure resistance.
  • This Examples include silane-based and titanium-based cupping materials, titanium alkoxide, water glass, and the like, and powders of boron nitride, talc, mica, barium sulfate, tetrafluoroethylene, and the like.
  • the multi-phase magnetic element of the present invention a plurality of coils are embedded in the composite magnetic material, and a coupling of a negative magnetic flux or a coupling of a positive magnetic flux exists between at least two or more coils.
  • the size of the multiphase magnetic element is further reduced.
  • the variation of the inductance value in the magnetic material can be kept much smaller, and as a result, the ripple current value is reduced.
  • such multi-phase magnetic elements have excellent ripple current characteristics or DC superimposition characteristics, making them suitable for use in inductors, choke coils, and other magnetic elements used in electronic equipment. Useful.

Abstract

複合磁性材料中に複数のコイルを埋設し、少なくとも２つ以上のコイル間には負の磁束の結合、または正の磁束の結合が存在するようにマルチフェーズ用磁性素子を構成する。この構成により、各種電子機器の大電流用途に適するマルチフェーズ用磁性素子であるインダクタ、チョークコイル等をより小型化する。このようなマルチフェーズ用磁性素子は、優れたリップル電流特性を有する。

Description

明細書
マルチフェーズ用磁性素子とその製造方法 技術分野
本発明は電子機器のインダクタ、 チョークコイル等に用いられる 磁性素子、特にマルチフェーズ用磁性素子とその製造方法に関する。 背景技術
電子機器の小型薄型化に伴い、 これらに用いられる部品ゃデバイ スも小型化、 薄型化することが強く求められている。 一方、 C P U などの L S I は高集積化してきており、 これに供給される電源回路 には数 A〜数十 Aの電流が供給されることがある。 従って、 これら に用いられるチョークコイル等のインダクタも、 小型化とともに、 低抵抗化が要求されている。 すなわち、 インダクタは、 直流重畳に よるインダク夕ンスの低下が少ないことが必要とされている。 低抵 抗化するにはコイル導体の断面積を大きくする必要があるが、 これ は小型化とは相反する。 また、 高周波での使用が多くなつているた め、 高周波での損失の低いことが求められる。 さらに、 部品のコス トを安くすることが強く求められ、 単純な形状の部品構成素子を簡 単な工程で組み立てられることが必要である。 すなわち、 大電流、 高周波で使用可能であり、 かつ、 極力小型化したインダクタを安価 に供給することが求められている。 しかしながら、 スイッチング周 波数の高周波化 · 大電流化は、 スイッチング素子の損失増大、 ある いはチョークコイルの磁気飽和のために、 機器の小型化、 高効率化 を困難にしている。
このため最近、 マルチフェーズ方式と呼ばれる回路方式が採用さ れている。 例えば 4フェーズ方式では、 4個のスイ ッチング素子と 4個のチヨ一クコイルを並列に用いる。 この回路では例えば、 それ ぞれの素子に 5 0 0 k H z のスイッチング周波数、 1 O Aの直流重 畳で位相を 9 0 ° ずらせて駆動させた場合、 最終的には見かけ上 2 M H z の駆動周波数、 4 0 Aの直流重畳性能で動作する。 これによ り、 リ ップル電流を低減する。 このように、 マルチフェーズ方式は 今までにない大電流 Z高周波数化を高効率で実現することができる 電源回路方式である。
上記回路には、 最も一般的に使用されている E E型や E I型のフ エライ トコアとコイルを利用することが考えられる。しかしながら、 フェライ ト材料は比較的透磁率が高く、 かつ飽和磁束密度が金属磁 性材料に比べて低い。 そのため、 そのまま使用すると磁気飽和によ るインダク夕ンスの低下が大きく、 直流重畳特性が悪くなる傾向が ある。 そこで、 直流重畳特性を改善するために、 フェライ トコアの 磁路の一部分に空隙を設けて、 見かけの透磁率を下げて使用するこ とが行われている。 しかしこの方法では、 飽和磁束密度が低いため に大電流で使用することは困難である。 また、 フェライ トコアの磁 路の一部分に空隙があることにより、 フェライ トコアにうなり音が 発生する。
またコア材料としてフェライ トより も飽和磁束密度が大きい F e — S i 一 A 1 系合金、 F e — N i 系合金等を用いることも考えられ る。 しかし、 これらの金属系材料は電気抵抗が低いので渦電流損失 が大きくなり、 そのままでは使用できない。 このため、 薄体化した ものを、 絶縁層を介して積層化する必要があり、 コス ト面で不利で ある。
これに対して、 金属磁性粉を成形して作製される圧粉磁芯 （ダス トコア） は軟磁性フェライ トに比べて著しく大きい飽和磁束密度を 有しているために直流重畳特性に優れる。 このため、 小型化に有利 であり、 空隙を設ける必要もないためにうなりの問題も無い。 この 圧粉磁芯のコア損失はヒステリ シス損失と渦電流損失よりなり、 渦 電流損失は周波数の二乗と、 渦電流が流れるサイズの二乗に比例し て増大する。 このため、 金属磁性粉末の表面を電気絶縁性樹脂等で 覆う ことにより渦電流の発生を抑制する。 一方、 圧粉磁芯の成形は 通常数 t o n Z c m 2 以上の成形圧力で行われるために、 磁性体と して歪みが増大するとともに透磁率も低下し、 ヒステリシス損失が 増大する。 これを回避するために歪みを解放することが提案されて いる。 例えば特開平 6 — 3 4 2 7 1 4号公報、 特開平 8— 3 7 1 0 7号公報、 特開平 9 — 1 2 5 1 0 8号公報に記載されているような 成形後の熱処理が行われている。
また、 さらなる小型化を図るためにコイル内蔵のコアも例えば、 特開昭 5 4— 1 6 3 3 5 4号公報、 特開昭 6 1 — 1 3 6 2 1 3号公 報に提案されている。 これらでは、 樹脂にフェライ トを分散させた ものを用いている。
しかしながら、 マルチフェーズ数に応じた複数個のインダク夕を 並べた場合、 設置スペースが大きくなるばかりでなく、 コス ト面で も不利である。 また、 マルチフェーズで用いる複数のコアには、 ィ ンダクタンス値のばらつきがあるためにリ ップル電流特性が低下し 電源効率も低下する。 発明の開示
本発明のマルチフェーズ用磁性素子は、 複合磁性材料中に複数の コイルを埋設し、 少なく とも 2つ以上のコイル間には負の磁束の結 合、 または正の磁束の結合が存在する。 図面の簡単な説明
図 1 は本発明の実施の形態 1 における磁性素子に含まれるコイル の模式斜視図である。
図 2は本発明の実施の形態 1 における磁性素子の上面透視図であ る。
図 3は従来の技術による比較例における磁性素子に含まれるコィ ルの模式斜視図である。
図 4は従来の技術による比較例における磁性素子の上面透視図で ある。
図 5はマルチフェーズ方式の電源回路図である。 図 6は本発明の実施の形態 2 における磁性素子の上段、 下段コィ ルの模式斜視図である。
図 7 Aは本発明の実施の形態 2 における磁性素子の上面透視図で ある。
図 7 Bは図 7 Aの磁性素子の断面図である。
図 8は従来の技術による比較例における磁性素子に含まれるコィ ルの模式斜視図である。
図 9 Aは従来の技術による比較例の磁性素子の上面透視図である 図 9 Bは図 9 Aの磁性素子の断面図である。
図 1 0は本発明の実施の形態 3 における磁性素子に含まれるコィ ルの模式斜視図である。
図 1 1 は本発明の実施の形態 3における磁性素子の上面透視図で ある。
図 1 2 Aは本発明の実施の形態 4における磁性素子に含まれるコ ィルの模式斜視図である。
図 1 2 8は図 1 2 Aのコイルに隣接するコイルの模式斜視図であ る。
図 1 3は本発明の実施の形態 4における磁性素子の上面透視図で ある。 発明を実施するための最良の形態
(実施の形態 1 )
図 1 は本発明の実施の形態 1 におけるマルチフェーズ用磁性素子 に含まれるコイルの構成を説明するためのコイルの模式斜視図であ る。 図 2は本実施の形態における磁性素子の構成を説明するための 上面透視図である。 本実施の形態による磁性素子は、 コイル 1 と複 合磁性材料 4とを有している。 コイル 1 は、 入力端子 2 A、 2 Bと、 出力端子 3 とを有している。 図 3 と図 4は、 従来技術による比較例 におけるコイルの形状と磁性素子の構成を説明するためのコイルの 模式斜視図と、 磁性素子の上面透視図である。 従来の磁性素子は、 コイル 5 1 と複合磁性材料 5 4 とを有している。 コイル 5 1 は、 入 力端子 5 2 と出力端子 5 3 とを有している。
以下、 本実施の形態による磁性素子をマルチフェーズ方式の回路 内のチョークコイルとして用いる場合を説明する。 図 5はマルチフ エーズ方式を用いた電源回路で、 図 5は 2 フェーズ方式である。 こ の回路は電池 1 3の直流電圧を所定の直流電圧に変換する回路 （D C Z D Cコンバータ） である。 チョークコイル 1 1 とコンデンサ 1 2 とが積分回路を形成している。 この回路にはスイッチング素子 1 4が接続されている。 また、 電源回路の出力には負荷 1 5が接続さ れている。 図 1 において、 巻数 3 . 5ターンのコイルはちょう どコ ィル中央の 1 . 7 5ターン目の点に、 出力端子 3が接続されている。 そしてコイル 1 に設けられた 2つの入力端子 2 A、 2 Bは、 図 5の スィ ツチング素子 1 4にそれぞれ接続される。 よってコイル 1 は単 独で出力端子 3 を共有する 2つのチョークコイルとして働く。 電流 はそれぞれの入力端子 2 A、 2 Bから出力端子 3へと流れる。 この 電流により、 コイルの両端を貫く直流磁束成分は互いに逆向きとな るので、 コイルにおける磁界は全体として弱まる。 以後、 このよう にコイルの中央を貫く直流磁束成分が互いに弱めあうような配置を. 負の磁束の結合とよぶ。 また逆に、 コイルの中央を貫く直流磁束成 分が互いに重なり強めあう配置を、 正の磁束の結合とよぶ。 正負の 磁束の結合は、 コイルの配置、 コイルの巻き向き、 入出力の電流の 向き等により変わる。
以下、 本実施の形態における磁性素子の具体的な構成とその特性 を従来技術と比較して述べる。 まず、 本実施の形態における磁性素 子の製造方法を述べる。 複合磁性材料 4の原料として、 水ア トマイ ズ法で作製した平均粒径 1 3 ^ mの鉄 （ F e )、 ニッケル （ N i ) の 軟磁性合金粉末を用意する。 合金組成は、 F e 、 N i それぞれ 5 0 重量％である。 次に絶縁性結着剤として、 シリコン樹脂を上記合金 粉末に対して重量比率 0 . 0 3 3だけ加えて良く混合し、 メッシュ を通して製粒粉末を得る。 次に、 打ち抜き銅板を用いて、 その中間 部に出力端子 3 を設けた内径 4. 2 mm、 3. 5ターンのコイル 1 を準備する。 このとき、 コイル 1の厚みを変えることにより表 1 の 直流抵抗値 （R d c ) になるように調整する。 その後、 金型 （図示 せず） に上記製粒粉末とコイル 1 とを入れて、 圧力 3 t o n / c m2 で加圧成形する。 さ らに成形品を金型より取り出した後、 1 5 0 °C にて 1時間加熱処理して硬化させる。 このように、 軟磁性合金粉末 と絶縁性結着剤とを用いた複合磁性体内にコイルを埋設することに より、 特にコアとコイル間の絶縁、 絶縁耐圧が維持される。
このようにして、 図 2 に示すような、 縦 l O mm X横 l O mmX 厚み 4 mmに 2個のインダク夕コイルを内蔵し、 入力端子 2 A、 2 B、 出力端子 3 を有する 2 フェーズ用磁性素子を得る。 なお、 比較 のために、 上記と同様に打ち抜き銅板を用いて、 図 3 に示すように 内径 4. 2 mmの 1 . 7 5ターンのコイルを準備する。 このコイル は、 コイル厚みを変えることにより表 1 の R d c になるように調整 されている。 次に、 本実施の形態と同様にして、 縦 1 O mm X横 1 O mmX厚み 3 mmの、 1個のコイルを内蔵した図 4のような磁性 素子を計 2個準備する。 すなわち、 複合磁性材料 5 4は複合磁性材 料 4 と同様の構成である。これらの磁性素子のインダクタンス値は、 どのインダクタコイルも直流電流値 I = O Aで 0. 2 5〜 0. 2 6 Hにある。
これらの磁性素子の評価結果を表 1 に示す。
Figure imgf000007_0001
表 1は、 2 フエ一ズ用回路方式で、 上記磁性素子を用い、 1イン ダク夕コイルあたり周波数 4 0 0 k H z、 直流重畳 2 O Aで駆動さ せた場合の電源効率を示している。 試料 N o . 1〜 4は本実施の形 態による構成、 試料 N o . 5は比較例による構成である。
リップル電流率は直流重畳電流に対するリ ップル電流の割合であ り、 ゼロに近いほどチョークコイルとして優れ、 平滑効果が大きい ことを意味する。 試料 N o . 1〜 4においてリ ップル電流率は、 0. 8〜 1. 5 %の範囲にある。 また、最大電流値は電流値 I = 0 Aでの インダクタンス値 Lが、 2 0 %低下する時の直流電流値を意味して いる。
表 1の結果より明らかなように、 図 4に示した結合のない単独の チョークコイルを 2個使用したものより、 負の磁束の結合が存在す る 2個のィンダク夕を埋設する構造は優れた直流重畳特性を示して いる。 また、 各インダク夕において、 R d c≤ 0. 0 5 Ωの時、 効 率 8 5 %以上、 さらに R d c≤ 0. 0 1 Ωの時、 効率 9 0 %以上を 実現している。 このように R d c を抑制することで、 コイル部の損 失 （銅損） が低い、 小型のマルチフエ一ズ用磁性素子が得られる。
複数個のコイルを内蔵させるチップアレイは従来から存在する。 たとえば、 特開平 8 — 2 6 4 3 2 0号公報、 特開 2 0 0 1 — 8 5 2 3 7号公報に開示されている。 これらのチップアレイは、 信号レべ ルのノイズを除去する事が主目的であり、 本実施の形態の直流重畳 として大電流 （ 1 A以上、 好ましくは 5 A以上） がかかるチョーク コイル用途とは本質的に異なる。 従来のチップアレイはまた、 特開 平 8 — 3 0 6 5 4 1号公報、 特開 2 0 0 1 — 2 3 8 2 2号公報等に 開示されている。 これらのチップアレイでは、 フェライ ト焼結体に コイルを複数個巻きつけたり、 最終的に 6 0 0 °C以上の熱処理をす ることでフェライ ト焼結体内にコイルを埋設している。 これらの技 術を大電流用途に用いても、 焼結フェライ トは飽和磁束密度が低い ために、 直流重畳時のインダク夕値が低くなり使用することはでき ない。 これに対し、 本実施の形態では複合磁性材料 4 として金属粉 体からなる磁性粉を用いる。 また本実施の形態による磁性素子は大 電流の流れる電源に使われるマルチフェーズ用チョークコイルとし て用いるため、 1素子当りの駆動周波数は 5 0 k H z以上 1 0 M H z以下、 好ましくは 1 0 0 k H z以上 5 M H z以下である。 このよ うに従来のチップアレイとは駆動周波数が大きく異なる。
また特開平 8 — 2 5 0 3 3 3号公報、 特開平 1 1 — 2 2 4 8 1 7 号公報等に開示されているように、 従来のチップアレイは隣り合う コイル間のクロス トークをできるだけ排除しょうとしている。 これ に対して本実施の形態では、 積極的に隣り合う少なく とも 2つ以上 のインダクタ間に負の磁束の結合をとる。 この点からも従来のチッ プアレイとは大きく異なる。 すなわち、 本実施の形態では、 インダ クタ間の結合を表す結合係数 kは大きい程、 すなわち kが 1 に近い ほど好ましく、 結合係数 0 . 0 5以上でも効果が認められるが好ま しくは 0 . 1 5以上である。
複数個のインダクタの直流電流入力方向、 あるいはコイルの巻き 方向を工夫し、 隣り合うインダク夕に負の磁束を結合させれば、 そ れぞれのインダク夕の中央で発生する直流磁界成分が打ち消しあう , このため、 大電流でも磁性体は容易に飽和することがない。 本実施 の形態による構成では、磁束の飽和を抑えることができるとともに、 同じ巻数のものを 2つ用いるよりも直流重畳特性が良い。 よって直 流抵抗値が低く、 さらに設置スペースが小さくマルチフェーズに好 ましいチョークコイルが得られる。
なお、 埋設されたインダクタにおいて隣り合う少なく とも 2っ以 上のインダクタ間に負の磁束の結合は直流磁界成分のみとし、 交流 磁界成分は結合しない方がリ ップル電流を低減する上ではより好ま しい。 このため、 隣り合うインダク夕間に直流磁界成分は結合する が交流磁界成分をキヤンセルすることができるショートリ ング等を 導入しても良い。
また、 図 1、 図 2 における構成により、 負の結合を示す 2つのィ ンダクタを 1個のコイルから容易に実現することができる。
また、 端子 3はオープン状態のままで、 端子 2 A、 2 Bをそれぞ れ入力端子、 出力端子として使用することにより、 大きなインダク タンス値を持った 1つのインダク夕として扱う こともできる。 図 1 は一例であり、 構造がこれに限定されるわけでは無い。
通常、 磁性素子のコア間ばらつき （インダクタ値） は ± 2 0 %近 くあることからマルチフェーズ用にこれらのコアを複数個用いた場 合、 リ ップル電流値が増大する可能性がある。 本実施の形態では、 1つの磁性体内に複数個インダク夕を埋設している。 この構成によ り、 磁性体内のインダクタンス値のばらつきを小さく抑えることが でき、 その結果、 リ ップル電流値が低減されている。
なお、 本実施の形態では、 2 フェーズ用磁性素子について説明し ているが、 2 フェーズに限らずこれ以上のマルチフェーズ用磁性素 子にも同様な効果が得られる。 たとえば、 1つのコイルの両端と、 巻の中央に入力端子を設け、 入力端子同士の中間に出力端子を設け れば、 4フェーズ用磁性素子が得られる。 (実施の形態 2 )
図 6は本発明の実施の形態 2 におけるマルチフェーズ用磁性素子 に含まれるコイルの構成を説明するためのコイルの模式斜視図であ る。 図 7 A， Bはそれぞれ、 本実施の形態における磁性素子の構成 を説明するための上面透視図、 断面図である。 本実施の形態におけ る磁性素子は、 上段コイル 2 1 A、 下段コイル 2 1 B、 複合磁性材 料 2 4を有する。 上段コイル 2 1 A、 下段コイル 2 I Bは、 それぞ れ入力端子 2 2 A、 2 2 Bと、 出力端子 2 3 A、 2 3 Bとを有して いる。 図 8 は従来技術による比較例におけるマルチフェーズ用磁性 素子に含まれるコイルの構成を説明するためのコイルの模式斜視図 である。 図 9 A、 Bはそれぞれ、 比較例における磁性素子の構成を 説明するための上面透視図、 断面図である。 従来の磁性素子は、 コ ィル 6 1 と複合磁性材料 6 4を有し、 コイル 6 1 は入力端子 6 2 と 出力端子 6 3 とを有する。
以下、 本実施の形態による磁性素子を図 5に示したマルチフエ一 ズ方式の回路内のチョークコイルとして用いる場合を説明する。 図 6 において、 本実施の形態による磁性素子は、 巻数が 1. 5 ターン のコイルを上下に重ねた構成となっている。 つまりコイル 2 1 A, 2 1 Bに設けられた入力端子 2 2 A、 2 2 Bは、 図 5のスィ ッチン グ素子 1 4にそれぞれ接続される。 電流はそれぞれ、 入力端子 2 2 Aから出力端子 2 3 Aへ、 入力端子 2 2 Bから出力端子 2 3 Bへと 流れる。 この電流により、 コイルの両端を貫く直流磁束成分は互い に同方向になるので、 コイルにおける磁界は全体として強まる結果 となる。 つまり、 隣り合うコイルの中央を貫く直流磁束成分が互い に強めあう配置となることから正の磁束の結合である。
以下、 本実施の形態における磁性素子の具体的な構成とその特性 を従来技術と比較して述べる。
まず、 本実施の形態における磁性素子の製造方法を述べる。 複合 磁性材料 2 4の原料として、 水アトマイズ法で作製した平均粒径 1 7 mの鉄 （ F e )、 ニッケル （N i ) の軟磁性合金粉末を用意する 合金組成は、 F eが 6 0重量％、 N i が4 0重量％でぁる。 次に絶 縁性結着剤として、 シリ コン樹脂を上記合金粉末に対して重量比率 で 0. 0 3 2だけ加えて良く混合し、 メッシュを通して製粒粉末を 得る。 次に、 打ち抜き銅板を用いて内径 3. 7 mmの 1 . 5ターン のコイル 2 1 A, 2 1 Bを準備する。 このとき、 コイル 2 1 A, 2 1 Bの厚みを変えることにより表 2の直流抵抗値 （R d c ) になる ように調整する。 その後、 金型 （図示せず） に上記製粒粉末とコィ ル 2 1 A、 2 I Bとを、 同一巻き方向で、 2個縦方向に重ねて入れ て、 圧力 t o n Z c m2で加圧成形する。 そして成形品を金型よ り取り出した後、 1 5 0 °Cにて 1時間加熱処理して硬化させる。 このようにして、 コイル 2 1 A、 2 I Bを上下に組み合わせて図 7 に示すような、 2個のインダクタコイルを内蔵した、 縦 1 0 mm X横 1 O mm X厚み 4 mmの 2 フエ一ズ用磁性素子を得る。 また、 比較のために、 上記と同様に打ち抜き銅板を用いて、 図 8 に示すよ うに内径 3. 7 mmの 1. 5夕一ンのコイルを準備する。 このコィ ルは、 コイル厚みを変えることにより表 2の R d c になるように調 整されている。 次に、 本実施の形態と同様にして、 縦 1 O mm X横 l O mm X厚み 3 mmの、 1個のコイルを内蔵した図 9 A， Bのよ うな磁性素子を計 2個準備する。 すなわち、 複合磁性材料 6 4は複 合磁性材料 2 4 と同様の構成である。 これらの磁性素子のイ ンダク タンス値は、 どのインダクタコイルも直流電流値 I = O Aで 0. 2 2〜 0. 2 3 Hにある。
これらの磁性素子の評価結果を表 2 に示す。 表 2は、 2 フェーズ 用回路方式で、 上記磁性素子を用い、 1インダクタあたり周波数 4 5 0 k H z , 直流重畳 1 5 Aで駆動させた場合のリ ップル電流率を 示している。 リ ツプル電流率は直流重畳電流に対するリ ップル電流 の割合であり、 ゼロに近いほどチョークコイルとして優れ、 平滑効 果が大きいことを意味する。また、最大電流値は電流値 I = 0 Aでの インダクタンス値 Lが、 2 0 %低下する時の直流電流値を意味し、 すべて試料において最大電流値は、 1 6〜 3 4 Aの範囲にある。試料 N o . 6〜 9は本実施の形態による構成、 試料 N o . 1 0は比較例 による構成である。
表 2
Figure imgf000012_0001
表 2の結果より明らかなように、 正の磁束の結合が存在する 2個 のインダクタを埋設する試料 N o . 6〜 9の構造は、 図 9の結合の ない単独のチョークコイルを 2個使用した試料 N o . 1 0より、 優 れたリ ップル電流特性を示している。
また、 各インダクタにおいて、 R d c≤ 0. 0 5 Ωの時、 効率 8 5 %以上、 さ らに R d c≤ 0. 0 1 Ωの時、 効率 9 0 %以上を実現 している。 また、 インダクタ間の結合を表す結合係数 kは大きい程、 すなわ ち kが 1 に近いほどよい。 結合係数 0 . 0 5以上でも効果が認めら れるが、 好ましくは 0 . 1 5以上である。
複数個のインダクタの電流入力方向、 あるいはコイルの巻き方向 を工夫し、 隣り合うコイルの磁束が正の結合をするように構成すれ ば、 インダク夕ンス値が増加するために優れたリ ップル電流特性を 示す。 すなわち、 隣り合うコイルの磁束の結合が正と負とで、 チヨ ークコイル特性が異なる。 実施の形態 1 のように、 磁束の負の結合 では、 より直流重畳特性に優れ、 本実施の形態のように、 磁束の正 の結合では、 より リ ップル電流特性に優れている。 これらは、 回路、 電子機器等の目的によって適宜使い分ければよい。
通常磁性素子のコア間ばらつき （インダクタ値） は、通常 ± 2 0 % 近くあるため、 マルチフェーズ用にこれらのコアを複数個用いた場 合、 リ ップル電流値が増大する可能性がある。 本実施の形態では、 1つの磁性体内に複数個インダクタを埋設している。 しかも隣り合 うコイルの磁束が正の結合をするように構成している。 これらの構 成により、 磁性体内のインダクタンス値のばらつきは、 実施の形態 1 と比べてもさらに小さく抑えることができ、 リ ップル電流値が低 減される。
なお、 本実施の形態では、 2 フェーズ用磁性素子について説明し ているが、 2 フェーズに限らずこれ以上のマルチフェーズ用磁性素 子にも同様な効果が得られる。 たとえば、 3つのコイルを同一巻き 方向で、 縦方向に重ねて 1つの複合磁性材料に埋設すれば 3 フエ一 ズ用磁性素子が得られる。
(実施の形態 3 )
図 1 1 は本発明の実施の形態 3 における磁性素子の上面透視図を 示す。 また図 1 0は、 図 1 1 の磁性素子に埋設された各コイルの模 式斜視図を示す。 コイル 3 1 は、 入力端子 3 2、 出力端子 3 3 を有 している。 図 1 1 において、 隣り合う複数のコイル 3 1 は同一巻き 方向のため、 それぞれ隣接するコイル中央部には磁束が負の結合に なるように流れ、 複合磁性材料 3 4の中に埋設されている。 この うな構成により、 特に優れた直流重畳特性を持つ小型のマルチフエ ーズ用磁性素子を得ることができる。
以下、 本実施の形態における磁性素子の具体的な構成とその特性 を述べる。 本実施の形態では複合磁性材料 3 4の原料として、 表 3 に示した組成の金属磁性粉末からなるインゴッ ト粉砕粉を用いる。 次に絶縁性結着剤として、 ビスフエノール A型樹脂を上記粉碎粉に 対して重量比率 0. 0 3だけ加えて良く混合し、 メッシュを通して 製粒粉末を得る。 次に、 打ち抜き銅板を用いて、 内径 2. 2 mmの 3. 5ターンのコイル 3 1 を準備する。 このとき、 コイル 3 1の厚 みを変えることにより直流抵抗値 （R d c ) が 0. 0 1 Ωになるよ うに調整する。 その後、 金型 （図示せず） に上記製粒粉末と 4個の コイル 3 1 とを、 同一巻き方向で入れて、 圧力 3〜 5 t o n Z c m2 で加圧成形する。 ここで、 どのインダクタも最終製品で、 電流値 I - O Aで 0. 1 2〜 0. 1 7 / Hになるようにする。 そして成形品 を金型より取り出した後、 1 2 0 °Cにて 1時間加熱処理して硬化さ せる。
このようにして図 1 1 に示すような、 4個のインダクタコイルを 内蔵した、 縦 6. 5 mm X横 2 6 mm X厚み 4 mmの 4フェーズ用 磁性素子を得る。 なお、 試料 N o . 2 5は、 磁性粉粒径が 0. 8 mのため、 イ ンダクタンス値が電流値 I = 0 Aにおいて 0. 1 / H しかない。
これらの磁性素子の評価結果を表 3 に示す。 なお、 表 3の磁性粉 組成の欄では、 各元素とその重量％を示し、 F eの重量％は他の元 素の重量％の合計を 1 0 0 %から減じた値である。
表 3は、 4フエ一ズ用回路方式で上記磁性素子を用い、 1インダ クタあたり駆動周波数 1 ΜΗ ζ 、 直流重畳 1 5 Aで駆動させる場合 の電源効率を示している。また、最大電流値は電流値 I = 0 Aでのィ ンダクタンス値 Lが、 2 0 %低下する時の直流電流値を意味してい る
表 3
Figure imgf000015_0001
表 3より明らかなように、 軟磁性合金からなる磁性粉の組成が、 F e、 N i 、 C oを合計量で 9 0重量％を超えて含む時に最大電流 値が 1 5 A以上を示している。 これは F e、 N i 、 C oを合計量で 9 0重量％以上含む時、 高飽和磁束密度と高透磁率とを実現できる ためである。
表 3のように、金属粉体粒径が 1 0 0 m以下の時、効率は 8 5 % 以上であり、 さらに 5 0 以下の効率は 9 0 %以上である。 これ は軟磁性粉末の平均粒径を 1 0 0 m以下にすることが渦電流の低 減に効果的であるためである。 さらに軟磁性粉末の平均粒径は 5 0 m以下にすることがより好ましい。 また平均粒径が 1 m未満に なると成形密度が小さくなるため、 インダクタンス値が低下して好 ましくない。
次に、本実施の形態による磁性素子の製造方法について説明する。 まず、 軟磁性合金粉末を用いて未硬化状態の熱硬化性樹脂を混合す る。 次にこの混合物を顆粒状とする。 樹脂成分を混合した金属磁性 粉末はそのまま用いて次の成形工程に移っても良いが、 一旦メッシ ュ等を通して顆粒状に整粒することにより、 粉末の流動性が向上す るために使用しやすい。
次に、 この顆粒を金型中に 2つ以上のコイルと共に入れて目的と する金属磁性粉末の充填率となるように加圧成形する。 この時隣り 合うコイルは互いに同一巻き方向になるようにする。 なお、 充填率 を高くするために加圧の圧力を高くすると飽和磁束密度や透磁率は 高くなる。 しかし、 絶縁抵抗や絶縁耐圧は低下しやすくなり、 さら に磁性体にかかる残留応力が大きくなつて、 磁気損失が増加する。 一方、 充填率が低すぎると飽和磁束密度、 透磁率が低くなつて十分 なインダクタンス値ゃ直流重畳特性が得られない。 これらに加え、 金型の寿命を考慮すると、加圧成形時の圧力は 1 〜 5 t 0 n / c より望ましくは 2〜 4 t o n / c m 2である。
次に、 得られた成形体を加熱して熱硬化性樹脂を硬化させる。 こ こで、 金型中加圧成形時に、 同時に樹脂の硬化温度まで温度を上げ て硬化させる方が電気抵抗率を高く しゃすい。 しかしこの方法では 生産性が低いので、 室温で加圧成形した後、 加熱硬化しても良い。 このようにしてマルチフェーズ用磁性素子を得る。
また、 マルチフェーズ用磁性素子の端子は C P U等に供給するた めには、 入力端子と出力端子との角度が 8 0 ° 以上で配置されてい ることが好ましい。
なお、 本実施の形態は 4フェーズ用磁性素子について説明してい るが、 4フェーズに限らず、 コイルを 2個内蔵した 2 フェーズ用磁 性素子や、 これ以上のマルチフェーズ用磁性素子にも同様な効果が 得られる。 (実施の形態 4 )
図 1 3は本発明の実施の形態 4における磁性素子の上面透視図を 示す。 また図 1 2は、 図 1 3の磁性素子に埋設されたコイルの模式 斜視図を示す。 コイル 4 1 A, 4 1 Bはそれぞれ、 入力端子 4 2 A、 4 2 B、 出力端子 4 3 A、 4 3 Bを有している。 図 1 3において、 隣り合う 2つのコイル 4 1 A， 4 I Bは巻き数は同じであるが、 コ ィルの巻き方向が逆である。 そのため、 それぞれ隣接するコイル中 央部には磁束が正の結合になるように流れ、 複合磁性材料 4 4の中 に埋設されている。 このような構成により、 特に優れたリ ップル電 流特性を持つ小型のマルチフェーズ用磁性素子を実現することがで さる。
以下、 本実施の形態における磁性素子の具体的な構成とその特性 を述べる。 本実施の形態では複合磁性材料 4 4の原料として、 ガス ア トマイズ法で作製した平均粒径 2 0 ^ mの F e — S i軟磁性合金 粉末を用いる。 F e と S i との重量比率は 0. 9 6 5 : 0. 0 3 5 である。 次に絶縁性結着剤として、 シリコン樹脂をこの合金粉末に 対して重量比率 0. 0 2〜 0. 0 4だけ加えて良く混合し、 メッシ ュを通して製粒粉末を得る。 次に、 打ち抜き銅板を用いて、 内径 3. 3 mmの 3. 5ターンのコイル 4 1 A, 4 I Bを準備する。 このと き、 コイル 4 1 A , 4 1 Bの厚みを変えることにより直流抵抗値（R d c ) が 0. 0 2 Ωになるように調整する。 次に金型 （図示せず） に上記製粒粉末とコイル 4 1 A， 4 I Bとを逆巻き方向で入れて加 圧成形する。 このとき、 表 4に示す充填率になるように圧力を 0. 5〜 7 t o n / c m2 の範囲で調整する。 そして成形体を金型より 取り出した後、 1 5 0 °Cにて 1時間加熱処理して硬化させる。
このようにして図 1 3 に示すように、 2個のインダク夕を内蔵し た、 縦 1 O mmX横 2 O mm X厚み 4 mmの 2 フェーズ用磁性素子 を得る。
図 1 3 に示すように、 隣り合うコイル 4 1 A， 4 I Bの巻き方向 は逆で正の磁束の結合を示している。 その時のインダクタンス値は 試料 N o . 3 2〜 3 6のインダク夕コイルは電流値 I = 0 Aで 0. 2 5〜 0. 2 8 ^ Hである。 また、 試料 N o . 3 1 のインダクタコ ィルは 0. 2 2 i Hである。
また、 コイルを埋設しない絶縁抵抗測定用サンプルとして、 直径 1 0 mm、 厚さ 1 m mの円板状の試料も上記製粒した軟磁性合金粉 末を用いて同時に作製する。
表 4は、 2 フェーズ用回路方式で上記磁性素子を用い、 1インダ クタあたり駆動周波数 8 0 0 k H z , 直流重畳 3 O Aで駆動させる 場合の絶縁抵抗値と絶縁耐圧、 最大電流値を示している。 絶縁抵抗 は絶縁抵抗測定用サンプルの両端をヮニロク リ ップではさみ、 電気 抵抗を電圧 1 0 0 Vで測定する。 表中の絶縁抵抗率は、 このよう に して測定した絶縁抵抗を試料の長さと断面積で規格化している。 次 に、 電圧を 5 0 0 Vまで 1 0 0 V刻みで高く しながら電気抵抗を測 定し、 電気抵抗が急激に低下する電圧を求め、 その直前の電圧をも つて絶縁耐圧とする。 また最大電流値は、 電流値 1 = 0 Aでのイン ダクタンス値 Lが 2 0 %ダウンした時の直流重畳の電流値を意味す る。
これらの磁性素子の評価結果を表 4に示す。
表 4
Figure imgf000018_0001
表 4より明らかなように、 軟磁性合金粉末の充填率が 9 0体積％以 下である時、 優れた直流重畳特性と絶縁抵抗値を示している。 また、 充填率が低く 6 5体積％に満たないと、 飽和磁束密度、 透磁率が低 くなつて十分なインダクタンス値ゃ直流重畳特性が得られない。 通 常、 粉末を全く塑性変形させずに充填するとその充填率は 6 0〜 6 5体積％が上限であるが、 この充填率では飽和磁束密度、 透磁率と も低すぎる。 従って、 塑性変形を伴う程度の充填度が必要であり、 すなわち 6 5 %体積以上、 より望ましくは 7 0 %体積以上の充填率 とする方が良い。
一方、 合金粉末が 9 0体積％を超えるとコア絶縁が低下しコイル との絶縁を保つことができない。 よって、 充填率の上限は絶縁抵抗 率が低下しない範囲とするが、 コイルを内蔵する事を考えると絶縁 抵抗率は少なく とも 1 0 5 Ω · c m程度は必要であり、 充填率は 9 0 %以下、 より望ましくは 8 5 %以下とすれば良い。
以上説明した全ての実施の形態では、 複合磁性材料として金属粉 体からなる磁性粉を用いる。 金属粉体の代わりにフェライ ト粉末を 分散させたものを用いると、 フェライ トの充填率に限界があること から、 飽和磁束密度が低く、 直流重畳特性が悪い。
なお、 金属粉体の製造方法は水ア トマイズ法、 ガスア トマイズ法、 力一ポニル法、 インゴッ ト粉砕法等があるが特に製造方法によらな い。 また、 それぞれの金属粉体の主組成に対して、 不純物あるいは 添加剤量が少量であれば同様な効果がある。さ らに粉末形状は球状、 偏平状、 多角形状のいずれであっても良い。
また、 直流重畳として大電流が流れる場合、 コア部のみでなく コ ィル導体部の損失 （銅損） も無視できなくなる。 そこで、 直流抵抗 値をできるだけ低減するために、 打ち抜きコイル等を用いてコイル 部と端子部との接続が存在しない構造とすることが信頼性等の見地 からもより好ましい。
また、 絶縁性結着剤は結着後の強度や使用時の耐熱性、 絶縁性の 面からエポキシ樹脂、 フエノール樹脂、 シリ コン樹脂、 ポリイミ ド 樹脂等の熱硬化性樹脂が望ましい、 またこれらからなる複合樹脂で もよい。
また、 磁性体粉末との分散性を改善するために、 あるいは絶縁耐 圧性向上のために分散剤、 無機系材料等を添加してもよい。 このよ うなものとして、 シラン系カツプリ ング材やチタン系カツプリ ング 材、 チタンアルコキシド、 水ガラス等、 また、 窒化硼素、 タルク、 雲母、 硫酸バリウム、 テトラフルォロエチレン等の粉末が挙げられ る。 産業上の利用可能性
本発明のマルチフェーズ用磁性素子は、 複合磁性材料中に複数の コイルを埋設し、 少なく とも 2つ以上のコイル間には負の磁束の結 合、 または正の磁束の結合が存在する。 この構成により、 マルチフ ェ一ズ用磁性素子をより小型化する。 また、 磁性体内のインダクタ ンス値のばらつきをはるかに小さく抑えることができ、 その結果、 リ ップル電流値が低減される。 さらに磁束の結合により、 このよう なマルチフェーズ用磁性素子は、 優れたリ ップル電流特性、 あるい は直流重畳特性を有し、 電子機器のインダクタ、 チヨ一クコイルそ の他に用いられる磁性素子に有用である。

Claims

請求の範囲
1 . 複数のコイルと、
前記複数のコイルを埋設する複合磁性材料と、 を備え、 前記複数のコイルのうち、 少なく とも 2つ以上のコイル間に 磁束の結合が存在する、
マルチフェーズ用磁性素子。
2 . 1つのコイルの巻途中に少なく とも 1つ設けた第 1端子と、 前記コイルの両端にそれぞれ設けた第 2 、 第 3端子と、 前記第 1、 第 2端子の組合せと、 前記第 1、 第 3端子の組合せ により前記 1つのコイルを前記複数のコイルとし、 前記第 1、 第 2 端子の組合せによるコイルと前記第 1、 第 3端子の組合せによるコ ィルとの間に負の磁束の結合が存在する、
請求項 1記載のマルチフエ一ズ用磁性素子。
3 . 前記複数のコイルに含まれる各コイルの直流抵抗値が 0 . 0 5 Ω以下である、
請求項 1記載のマルチフェーズ用磁性素子。
4 . 前記複合磁性材料が軟磁性合金粉末と絶縁性結着剤とを含む、 請求項 1記載のマルチフェーズ用磁性素子。
5 . 前記絶縁性結着剤が熱硬化性樹脂である、
請求項 4記載のマルチフエ一ズ用磁性素子。
6 . 前記軟磁性合金粉末の組成が鉄、 ニッケル、 コバルトを合計 量で 9 0重量％以上含む、
請求項 4記載のマルチフェーズ用磁性素子。
7 . 前記軟磁性合金粉末の充填率が 6 5 ~ 9 0体積％である、 請求項 4記載のマルチフェーズ用磁性素子。
8 . 前記軟磁性合金粉末の平均粒径が 1 m以上 1 0 0 以下 である、
請求項 4記載のマルチフェーズ用磁性素子。
9 . 前記複数のコイルは、 コイル部と端子部とがー体に構成され た、
請求項 1記載のマルチフェーズ用磁性素子。
1 0 . A ) 軟磁性合金粉末と絶縁性樹脂とを混合して混合物を調製 するステップと、
B ) 前記混合物と、 複数のコイルとを加圧成形し成形体を作 製するステップと、
C ) 前記絶縁性樹脂を硬化するステップと、 を備え、 前記複数のコイルのうち、少なく とも 2つ以上のコイル間に、 負の磁束の結合と正の磁束の結合とのいずれかが存在する、
マルチフェーズ用磁性素子の製造方法。
1 1 . 前記混合物を顆粒状とするステップと、 をさらに備え、
前記 Bステップにおいて顆粒状にした前記混合物を用いる、 請求項 1 0記載のマルチフエ一ズ用磁性素子の製造方法。
1 2 . 前記絶縁性結着剤が熱硬化性樹脂であり、
前記 Cステップにおいて前記成形体を加熱する、
請求項 1 0記載のマルチフェーズ用磁性素子の製造方法。
1 3 . 前記複数のコイルを、 打ち抜きにより、 コイル部と端子部と を一体に構成した、
請求項 1 0記載のマルチフェーズ用磁性素子の製造方法。
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