PT2299624E - Processo de sinalização num sistema de acesso múltiplo ofdm - Google Patents
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Description
1 ΡΕ2299624
DESCRIÇÃO
"PROCESSO DE SINALIZAÇÃO NUM SISTEMA DE ACESSO MÚLTIPLO OFDM"
Referência cruzada a pedidos de patente relacionados
Este pedido de patente reivindica prioridade para o pedido de patente número US 60/230.937, depositado a 13 de Setembro de 2000, e com o titulo "SIGNALING METHOD IN AN OFDM MULTIPLE ACCESS WIRELESS SYSTEM".
Campo técnico A presente invenção refere-se a um sistema de comunicações de multiplexação ortogonal por divisão de frequência (OFDM), e mais particularmente a um sistema de comunicações OFDM para uma rede de comunicações de acesso múltiplo.
Antecedentes A multiplexação ortogonal por divisão de frequência (OFDM) é uma técnica de multiplexagem onde a relativamente bem conhecida para sistemas de comunicações. Os sistemas de comunicações OFDM podem ser usados para fornecer comunicações de acesso múltiplo, 2 ΡΕ2299624 utilizadores diferentes encontram-se atribuídos diferentes tons ortogonais dentro de uma largura de banda de frequência para transmitir simultaneamente dados. Num sistema de comunicações OFDM, toda a largura de banda atribuída ao sistema é dividida em tons ortogonais. Em particular, para uma dada duração de símbolo T disponível para a transmissão de dados do utilizador, e uma dada largura de banda W, o número de tons ortogonais F disponíveis é dado por WT. 0 espaçamento entre os tons ortogonais Δ é escolhido para ser 1/T, tornando assim os tons ortogonais. Para além da duração do símbolo T que está disponível para a transmissão de dados do utilizador, pode ser usado um período adicional de tempo Tc para a transmissão de um prefixo cíclico. 0 prefixo cíclico é considerado para cada duração de símbolo T e é usado para compensar a dispersão introduzida pela resposta do canal e pelo filtro de moldagem do impulso utilizado no transmissor. Assim, embora seja empregue uma duração do símbolo total de T+Tc para a transmissão de um símbolo OFDM, encontra-se disponível apenas a duração de símbolo T para a transmissão de dados de utilizador e é por isso denominada de duração do símbolo OFDM.
Nas técnicas OFDM anteriores, um sinal OFDM é primeiro construído no domínio da frequência por mapeamento de símbolos de uma constelação em tons de frequência prescritos. 0 sinal construído no domínio da frequência é então transformado no domínio do tempo por uma transformação Fourier discreta inversa (IDFT) ou 3 ΡΕ2299624 transformação Fourier rápida inversa (IFFT) para obter as amostras de sinal digital a serem transmitidas. Em geral, os símbolos da constelação têm uma propriedade de rácio valor de pico-valor médio relativamente baixa. Por exemplo, os símbolos de uma constelação QPSK têm todos a mesma amplitude. No entanto, depois de terem sido transformadas pela IDFT ou IFFT, as amostras de sinal de domínio de tempo resultantes são a soma ponderada de todos os símbolos, e por isso geralmente não preservam a propriedade de rácio valor de pico-valor médio baixa desejável. Em particular, o sinal de domínio de tempo resultante tem tipicamente um rácio de valor de pico-valor médio elevado. transmitido ser
As técnicas existentes para a implementação de sistemas de comunicações OFDM podem ser altamente ineficientes devido ao relativamente alto rácio valor de pico-valor médio quando comparado com outros esquemas de sinalização, tais como esquemas de modulação de portadora única. Como resultado, as técnicas OFDM existentes não são bem adequadas a uma rede de comunicações de acesso múltiplo sem fios com utilizadores altamente móveis porque o elevado rácio valor de pico-valor médio do sinal transmitido requer uma grande quantidade de energia na estação de base e no dispositivo sem fios. A grande exigência de potência resulta numa duração de bateria curta e amplificadores de potência mais caros para dispositivos de comunicação sem fios portáteis ou terminais. Deste modo, é desejável proporcionar uma técnica de OFDM que reduza o rácio valor de pico-valor médio do sinal a 4 ΡΕ2299624 aproveitando, simultaneamente, da largura de banda maior oferecida por um sistema de comunicações OFDM.
Chama-se atenção para a US 5 838 268 A que descreve um processo de modulação de sinal que compreende receber pelo menos primeiro e segundo fluxos de entrada sincronizados de símbolos complexos, por forma a definir uma pluralidade de vectores de entrada incluindo cada um pelo menos primeiro e segundo símbolos complexos sincronizados, mapeando cada símbolo complexo num componente de sinal que compreende uma combinação linear de um sinal em fase e um sinal de quadratura, compreendendo o sinal de quadratura uma transformação Hilbert do referido sinal em fase, em que todos os componentes do sinal são substancialmente mutuamente ortogonais e em que os espectros de frequência e todos os componentes do sinal mapeadas a partir de um único fluxo de entrada estão centrados em torno de um local de frequência comum que é único para o fluxo de entrada exclusivo e em que os espectros de frequência dos componentes do sinal mapeados a partir de diferentes fluxos de entrada que têm locais frequência comuns adjacentes estão parcialmente sobrepostos e em que os componentes de sinal mapeados de símbolos de entrada sequenciais sobrepõem-se parcialmente no tempo e combinando todos os componentes de sinal numa representação de um sinal de saída.
Chama-se ainda a atenção para a WO 99/41871 Al que descreve um sistema de comunicações sem fios que 5 ΡΕ2299624 transmite dados em múltiplas portadoras simultaneamente para proporcionar diversidade de frequência. A interferência de portadora provoca um impulso estreito no dominio do tempo quando as fases relativas das várias portadoras são zero. A selecção da separação da frequência e fases das portadoras controla a temporização dos impulsos. Ambas a divisão do tempo dos impulsos com a divisão de frequência das portadoras conseguem acesso múltiplo. A interferometria da portadora é uma base a partir da qual podem ser obtidos outros protocolos de comunicação. 0 salto da frequência e deslocamento da frequência das portadoras não alteram o invólucro do impulso se estiverem preservadas a separação relativa da frequência e fases entre as portadoras. Os sinais CDMA de sequência directa são gerados no dominio do tempo através de uma selecção predeterminada de amplitudes de portadora. Cada impulso pode ser amostrado em diferentes espaços de fases em momentos diferentes. Isto permite a comunicação em espaços de fase que não são detectáveis por receptores convencionais. A relação de fase dependente do tempo das portadoras proporciona o varrimento automático de um padrão de feixe transmitido por uma rede de antenas. Nas comunicações de guia de onda, as frequências portadoras e espaço de fase podem ser combinadas com a dispersão cromática de uma fibra óptica para aumentar a capacidade da fibra.
Chama-se também a atenção para uma publicação por BINGHAM com o titulo
ADSL
VDSL and Multicarrier 6 ΡΕ2299624
Modulation", publicada em 2000, John Wiley & Sons, Nova Iorque, EUA , XP002199502, que descreve na secção i—1 figura 7.1 a propagação no domínio da frequência pela transformação da matriz da entrada IFFT.
Chama-se a atençao para o documento WO 98/00946 que descreve um processo e dispositivo que atinge uma sincronização de temporização rápida, a sincronização de frequência da portadora, e sincronização de taxa de amostragem de um receptor para um sinal multiplexado de divisão de frequência ortogonal (OFDM). 0 processo utiliza dois simbolos de treino OFDM para obter sincronização completa em menos de duas tramas de dados. Um primeiro simbolo de treino OFDM só tem sub-portadoras de números pares, e substancialmente nenhuma sub-portadora de números ímpares, uma realização que resulta numa simetria de meio-símbolo. Um segundo símbolo de treino OFDM tem sub-portadoras de números pares moduladas de modo diferente em relação àquelas do primeiro símbolo de treino OFDM por uma sequência predeterminada. A sincronização é conseguida por métricas de cálculo que utilizam as propriedades únicas destes dois símbolos de treino OFDM. A sincronização da temporização é determinada pelo cálculo de uma métrica de temporização que reconhece a simetria do meio-símbolo do primeiro símbolo de treino OFDM. A estimativa do deslocamento da frequência da portadora é realizada utilizando a métrica de temporização bem como a métrica de deslocamento da frequência da portadora que atinge o ponto máximo no valor correcto do deslocamento da frequência da 7 ΡΕ2299624 portadora. A estimativa do deslocamento da taxa de amostragem é realizada através da avaliação da inclinação do lugar geométrico dos pontos de rotação de fase devido ao deslocamento da taxa de amostragem como uma função do número da frequência da sub-portadora. A WO 99/52250 descreve um canal num sistema múltiplo de comunicação de portadora que é equalizada através do cálculo de uma resposta espectral desejada, encurtando a resposta de impulso do canal de modo que uma parte significativa de uma energia da resposta de impulso está confinada a uma região que é mais curta do que um comprimento alvo e filtrar o sinal com base na resposta espectral desejada. Um sistema de comunicações de várias portadoras pode incluir um filtro de encurtamento de impulso primário que recebe um sinal de saida de um conversor analógico para digital e aceita coeficientes. Um filtro de encurtamento de impulso secundário pode receber o sinal de saida do conversor de analógico para digital, emitir um sinal de saida, e passar os coeficientes para o filtro de encurtamento de impulso primário. Um gerador de sinal de referência pode emitir um sinal de referência. Um comparador pode comparar o sinal de saida e o sinal de referência e emitir um sinal de erro resultante. Um processador adaptativo pode calcular os coeficientes para o filtro de encurtamento de impulso secundário com base no sinal de erro.
Chama-se a atenção para um artigo de THOMAS ΡΕ2299624 KELLER ET AL, com o título "Adaptive Multicarrier Modulation: A Convenient Framework for Time-Frequency
Processing in Wireless Communications" e publicado em PROCEEDINGS OF THE IEEE, IEEE. Nova Iorque, EUA, volume 88, número 5, 1 de Maio de 2000 (2000/05/01). O documento dá uma perspectiva histórica de multiplexação por divisão de frequência ortogonal (OFDM) com referência à sua literatura. As suas vantagens e desvantagens são analisadas, e o seu desempenho é caracterizado por canais altamente dispersivos. Os efeitos de ambos os erros de sincronização no domínio do tempo e da frequência são quantificados, sendo revistos uma gama de soluções propostas na literatura recente. Um dos principais objectivos desta revisão é o de realçar o pensamento recente atrás de alocação de bits adaptativa e codificação turbo no contexto de OFDM. 0 artigo termina com uma comparação de débito de gama larga dos esquemas aqui descritos sob a restrição unificada de uma taxa de erro de bit alvo fixa de 10-4.
Chama-se também a atenção para a US5907585 que descreve um método de detecção de sinal digital e detector. Um sinal recebido analógico de ganho automaticamente controlado é convertido AD num sinal digital, que é submetido a processamento de desmodulação de quadratura através de operação. O resultado da desmodulação de quadratura é submetido a processamento do filtro passa-baixo através de uma operação, ou seja, é realizada uma detecção digital por processamento de software para uma 9 ΡΕ2299624 variável em cada processamento de software de acordo com as mudanças no processo de modulação do sinal recebido e na taxa de transmissão de símbolos.
Sumário
De acordo com a presente invenção são proporcionados respectivamente um processo e um dispositivo de acordo com as reivindicações independentes. As formas de realização preferidas da invenção encontram-se descritas nas reivindicações dependentes.
Num aspecto do sistema de comunicações, o consumo de energia associado à geração e transmissão de sinais OFDM é reduzido em comparação com os sistemas OFDM anteriores descritos acima. 0 processo de sinalização OFDM inclui a definição de uma constelação que tem vários símbolos, definindo a duração de símbolo para o sinal de comunicação OFDM, e definindo vários instantes de tempo na duração do símbolo. Numa dada duração de símbolo, vários tons na duração do símbolo são atribuídos a um transmissor particular e o sinal a ser transmitido é representado por um vector de símbolos de dados da constelação de símbolos. Os símbolos são primeiro directamente mapeados para os instantes de tempo prescritos na duração do símbolo. Um sinal contínuo é então construído pela aplicação de funções de interpolação contínuos aos símbolos mapeados de que os valores do sinal contínuo nos instantes de tempo prescritos são respectivamente iguais aos símbolos mapeados, sendo que 10 ΡΕ2299624 a resposta de frequência do sinal continuo contém apenas sinusoides nos tons atribuidos. Finalmente, o sinal digital, que é para ser transmitido, consiste nas amostras do sinal contínuo. Alternativamente, o sinal digital pode ser gerado directamente através da aplicação de funções de interpolação discretas aos símbolos mapeados. Dado que os símbolos da constelação têm geralmente boas propriedades de rácio valor de pico-valor médio, as escolhas apropriadas dos tons de frequência atribuídos, instantes de tempo prescritos e funções de interpolação, podem resultar num rácio de valor de pico-valor médio da função contínua e nas amostras de sinal digital.
Numa forma de realização o processo de produzir directamente as amostras de sinal digital é o de multiplicar o vector do símbolo que consiste nos símbolos a serem transmitidos com uma matriz constante, onde a matriz constante é determinada pelos tons de frequências alocadas e instantes de tempo prescritos. A matriz pode ser previamente calculada e armazenada numa memória.
Num aspecto, a um transmissor associado ao sistema de comunicação é atribuído um número de tons contíguos e os instantes de tempo prescritos são instantes de tempo igualmente espaçados ao longo de toda a duração do símbolo OFDM.
Num outro aspecto, ao transmissor é alocado um número de tons igualmente espaçados e os instantes de tempo 11 ΡΕ2299624 prescritos sao instantes de tempo igualmente espaçados ao longo de uma fracção da duração do símbolo OFDM.
Nos aspectos acima referidos, para além do método geral, as amostras de sinal digital podem ser construídas através da expansão dos símbolos mapeados para um conjunto determinado de instantes de tempo de menos infinito até mais ao infinito e interpolando o conjunto expandido dos símbolos mapeados com uma função sinc. Equivalentemente, as amostras de sinal digital podem também ser geradas por uma série de operações incluindo a transformação Fourier discreta, inserção zero, e transformação Fourier discreta inversa.
Para reduzir ainda mais o rácio valor de pico-valor médio das amostras de sinal digital obtidos por meio de interpolação, quando os símbolos da constelação são mapeados para os instantes de tempo indicados, as constelações utilizadas por dois instantes de tempo contíguos são compensadas por π/4.
Num outro aspecto do sistema, os componentes reais e imaginários do vector da amostra digital resultante são ciclicamente deslocados antes do prefixo cíclico ser adicionado. Em ainda um outro aspecto do sistema de comunicações, ao transmissor pretendido são alocados mais tons do que o número de símbolos a serem transmitidos. Os símbolos da constelação são directamente mapeados para instantes de tempo prescritos igualmente espaçados. As 12 ΡΕ2299624 amostras de sinal digital são construídas através da expansão dos símbolos mapeados para um conjunto determinado de instantes de tempo de menos infinito até mais ao infinito e interpolando o conjunto expandido dos símbolos mapeados com uma função cuja transformação Fourrier satisfaz o critério de interferência intersímbolos de zero Nyquist, tais como funções cossenas elevadas. As amostras de sinal digital podem também ser geradas por uma série de operações incluindo a transformação Fourier discreta, gestão de janelas, e transformação Fourier discreta inversa.
Os pormenores de uma ou mais formas de realização da invenção encontram-se definidos nos desenhos anexos e na descrição seguinte. Outras características, objectos e vantagens da invenção serão visíveis da descrição, dos desenhos, e das reivindicações.
Descrição dos desenhos
Figura Figura Figura
Figura 1 diagrama de blocos de um sistema de OFDM. 2A diagrama de blocos de um sistema de interpolação utilizado pelo sistema de OFDM da figura 1. 2B diagrama de blocos de um outro sistema de interpolação utilizado pelo sistema de OFDM da figura 1. 3A gráfico que mostra os símbolos mapeados para instantes de tempo prescritos no domínio do tempo de acordo com a técnica OFDM implementada pelo 13 ΡΕ2299624 sistema da figura 1.
Figura 3B gráfico que mostra a resposta do domínio da frequência do gráfico da figura 3B.
Figura 4A técnica de forma de realização para a produção de um vector de amostra de sinal digital usando o mapeamento do símbolo do domínio do tempo caso os tons alocados sejam contíguos.
Figura 4B diagrama de blocos que mostra um sistema de comunicações para a produção de um vector de amostra de sinal digital caso os tons de frequências alocadas sejam contíguos.
Figura 4C gráfico que mostra o mapeamento dos símbolos para os instantes de tempo prescritos, a expansão dos símbolos mapeados, e a utilização de uma função sinc para interpolar os símbolos expandidos.
Figura 4D gráfico que mostra o grande rácio valor de pico-valor médio do vector da amostra do sinal digital resultante quando os símbolos são mapeados no domínio da frequência nos sistemas OFDM anteriores.
Figura 4E gráfico que mostra o reduzido rácio valor de pico-valor médio do vector da amostra do sinal digital resultante quando os símbolos são mapeados no domínio do tempo usando a técnica das figuras 4A-4C.
Figura 5A outra técnica de forma de realização para a produção do vector de amostra de sinal digital usando o mapeamento do símbolo do domínio do tempo caso os tons alocados estejam igualmente 14 ΡΕ2299624 espaçados na frequência.
Figura 5B diagrama de blocos que mostra um sistema de comunicações para a produção de um vector de amostra de sinal digital caso os tons de frequências alocadas estejam igualmente espaçados.
Figura 5C gráfico que mostra o mapeamento dos símbolos para os instantes de tempo prescritos, a expansão dos símbolos mapeados, e a utilização de uma função sinc para interpolar os símbolos.
Figura 5D gráfico que mostra o reduzido rácio valor de pico-valor médio do vector da amostra do sinal digital resultante quando os símbolos são mapeados no domínio do tempo usando a técnica das figuras 5A-5C.
Figura 6 gráfico que mostra /4 rotação do símbolo.
Figura 7 mostra a utilização de uma deslocação cíclica dos componentes de sinal reais e imaginários.
Figura 8A gráfico que mostra a aplicação de uma função de gestão de janelas no domínio da frequência para reduzir ainda mais o rácio valor de pico-valor médio.
Figura 8B diagrama de blocos que mostra uma técnica que utiliza mais tons do que o número de símbolos a serem transmitidos para a produção de um vector de amostra de sinal digital.
Figura 8C gráfico que mostra a utilização de uma função de interpolação que corresponde à função de janela da Figura 8B para os símbolos mapeados para os 15 ΡΕ2299624 instantes de tempo prescritos.
Figura 8D gráfico que mostra o reduzido rácio valor de pico-valor médio do vector da amostra do sinal digital resultante quando os símbolos são mapeados no domínio do tempo usando a técnica das figuras 8A-8C.
Os símbolos de referência semelhantes nos diversos desenhos indicam elementos iguais.
Descrição pormenorizada
Na figura 1 é apresentado um sistema de comunicações 10 de multiplexação ortogonal por divisão de frequência (OFDM). O sistema de comunicações OFDM 10 recebe uma primeira constelação de símbolos {B±} 12 e fornece os símbolos a um circuito de mapeamento símbolo-a-símbolo 14, que produz uma segunda constelação de símbolos complexos {C±} 16. Os símbolos complexos 16 representam dados ou um fluxo de dados a serem transmitidos pelo sistema de comunicações OFDM, e podem ser escolhidos a partir de uma variedade de constelações de símbolos incluindo, mas não limitados a constelações de símbolos de modulação por deslocamento de fase (PSK) e a modulação de amplitude em quadratura (QAM) . O mapeamento símbolo-a-símbolo realizado pelo circuito de mapeamento 14 é um passo opcional executado pelo sistema de comunicações OFDM 10.
De seguida, um circuito de mapeamento de instante 16 ΡΕ2299624 de tempo 18 mapeia cada símbolo complexo 16 para um instante de tempo prescrito dentro de uma dada duração do símbolo OFDM. A operação de mapeamento é realizada no domínio do tempo de tal modo que o circuito de mapeamento 18 gera um sinal discreto de símbolos mapeadas dentro da duração do símbolo no domínio do tempo. A saída do circuito de mapeamento 18 é fornecida a um circuito de interpolação 20, que produz uma série de amostras de sinal digital {Si} 22. As amostras de sinal digital 22 são formadas por amostragem de um sinal contínuo, o qual é construído através da aplicação de uma ou mais funções de interpolação contínuas predeterminadas para os símbolos complexos mapeados 19. Alternativamente, as amostras de sinal digital 22 são formadas por aplicação directa de uma ou mais funções de interpolação predeterminadas discretas aos símbolos complexos mapeados 19. Quando se utiliza a técnica de aplicação de funções de interpolação discreta, não é gerado qualquer sinal intermediário contínuo, sendo que o passo de amostragem do sinal contínuo não é necessário. 0 funcionamento do circuito de interpolação 20 é descrito pormenorizadamente a seguir. Um circuito de prefixo cíclico 24 recebe a série de amostras de sinais digitais 22 do circuito de interpolação 20 e considera um prefixo cíclico para as amostras de sinal digital 22. O circuito de prefixo cíclico 24 opera para copiar e considerar a última parcela do vector da amostra de sinal digital S 22 para o início da duração do símbolo OFDM. As amostras de sinais digitais resultantes 22 com o prefixo cíclico considerado são convertidas num sinal analógico por um conversor de digital 17 ΡΕ2299624 para analógico 28. 0 sinal analógico resultante é ainda processado por um filtro de moldagem de impulso 30, cuja saida é modulada para uma frequência portadora, e amplificada por uma unidade amplificadora de potência 32 para transmissão através de uma antena 34.
Numa forma de realização do sistema de comunicações OFDM 10, o circuito de mapeamento símbolo-a-símbolo 14, o circuito de mapeamento do instante de tempo 18, o circuito de interpolação 20, e o circuito de prefixo cíclico 24 são implementados num processador de sinal digital (DSP) 26, e podem incluir uma combinação de módulos de hardware e/ou módulos de software. Estes circuitos 14, 18, 20, e 24 podem também ser implementados como circuitos discretos separados dentro do sistema de comunicações OFDM 10 .
Os pormenores do circuito de interpolação 20 encontram-se apresentados na figura 2A. O circuito de interpolação 20 inclui um módulo de função de interpolação 21 que aplica uma ou mais funções de interpolação contínuas ao sinal discreto de símbolos mapeadas 19 para gerar um sinal contínuo, em que a variação do sinal entre os símbolos contíguos é minimizada. Deste modo, o sinal contínuo tem um rácio baixo de valor de pico-valor médio. As funções de interpolação podem ser previamente calculadas e armazenadas numa memória de função de interpolação 23 ligada ao módulo de função de interpolação 21. Um circuito de alocação de instante do tempo e tom de frequência 2 7 18 ΡΕ2299624 encontra-se ligado à memória de função de interpolação 23 e define um conjunto de tom alocado seleccionado de tons de frequência distribuídos ao longo de uma largura de banda predeterminada associada ao sistema de comunicações OFDM 10. O conjunto de tom alocado é então proporcionado à memória de função de interpolação 23. O tom da frequência e circuito de alocação do instante do tempo 27 define também os instantes de tempo prescritos distribuídos ao longo da duração do símbolo de domínio de tempo, que também pode ser armazenado na memória da função de interpolação 23 para utilização pelo módulo da função de interpolação 21 bem como outros módulos dentro do DSP 26. O circuito de interpolação 20 inclui também um circuito de amostragem 25 para receber e amostragem do sinal contínuo em instantes de tempo discretos distribuídos ao longo da duração do símbolo de domínio de tempo para gerar o vector de amostras de sinais digitais 22. Alternativamente, na figura 2B o módulo de função de interpolação 21 aplica uma ou mais funções de interpolação discretas ao sinal discreto de símbolos mapeadas 19 para gerar directamente o vector da amostra de sinal digital 22, sendo que neste caso o circuito de amostragem 25 (da figura 2A) não é necessário. Através da aplicação das funções de interpolação discretas, o módulo da função de interpolação 21 combina eficazmente os passos de processamento da aplicação das funções de interpolação contínuas e amostragem do sinal intermediário contínuo. A figura 3A ilustra graficamente os passos de processamento do sinal realizados pelos vários circuitos do 19 ΡΕ2299624 DSP 26. Mais especificamente, a figura 3A mostra a construção do sinal a ser transmitido numa dada duração do símbolo no domínio do tempo OFDM 40. A duração do símbolo no domínio do tempo 40 é um intervalo de tempo de 0 a T. Para efeitos da descrição seguinte, a duração T do símbolo OFDM não inclui o prefixo cíclico. O sinal a ser transmitido na duração do símbolo 40 é representado por símbolos complexos Clf C2, C3, . .., CM 16, que são mapeados para os instantes de tempo prescritos, em que M denota o número de símbolos a serem transmitidos na duração do símbolo 40.
Numa forma de realização, o sistema de comunicações OFDM 10 é um sistema de comunicações de acesso múltiplo em que o total da largura de banda disponível para todos os transmissores dentro do sistema é dividido em F tons de frequência ortogonais, fi, f2, ···, fF. No duração de símbolo indicada 40, a um transmissor particular que opera dentro de um sistema de comunicações de acesso múltiplo são alocados M tons de frequência fi(i), fi(2)r ·, fi (M) r que são um subconjunto de fi, f2r ..., fF, (o número total de tons de frequência), de modo a transmitir o sinal. Como parte desta forma de realização, o número de tons alocados a um transmissor particular é igual ao número de símbolos a serem transmitidos por este transmissor. Mais tarde na figura 8A, o número de tons alocados pode ser maior do que o número de símbolos a serem transmitidos. Os restantes tons de frequência podem ser utilizados por outros transmissores dentro do sistema de comunicações. 20 ΡΕ2299624
Esta técnica permite que o sistema de comunicações OFDM 10 opere como um sistema de comunicações de acesso múltiplo.
Os símbolos de dados complexos Clr C2, C3r ..., CM 16 são primeiro mapeados para 11, t2, t3f . .., tM, respectivamente, em que tlr t2, t3, . .., tM são M instantes prescritos dentro da duração do símbolo no domínio de tempo 40. A operação de mapeamento gera um sinal discreto de símbolos mapeados. Deverá ser notado que o número de instantes de tempo prescritos é igual ao número de símbolos M a serem transmitidos. Tal como descrito acima, o mapeamento de símbolos ocorre no domínio do tempo. As funções de interpolação contínuas 42 são depois aplicadas ao sinal discreto de símbolos mapeadas 16 para gerar uma função contínua CF(t) para t no intervalo de tempo de 0 a T.
As funções de interpolação 42 sao construídas de tal modo que os valores da função contínua CF(t) nos instantes de tempo ti, t2, t3, ..., tM são respectivamente iguais a Ci, C2, C3, . . . CM, sendo que a resposta de frequência da função contínua CF(t) contém apenas sinusoides nos tons alocados. Por isso, CF(t) é construído como CF (/) » jr em que
e os coeficientes Ak sao dados por ΡΕ2299624 21 * “1 rc, * A. ♦ c * * ... q*m
Deste modo, cada coeficiente A* é gerado através da multiplicação de uma matriz de sinusoides predeterminados com a única coluna de símbolos de dados Clr C2, C3f . .., CM 16. A figura 3B mostra a resposta de frequência da função contínua CF(t). Mais especificamente, a figura 3B mostra que a resposta de frequência da função contínua é diferente de zero apenas nos tons de frequência alocados f± (D f fi (2) r · · ·/ fí (m) r e é zero em todos os tons de frequência. A saída do DSP 26 é um vector de amostras de sinal digital S 22, que são as amostras da função contínua CF (t) em instantes de tempo discretos 0, T/N, 2T/N, ..., T(N- 1)/N, isto é, Sl= CF(0), S2=CF(T/N), S3=CF(2T/N), ..., SN=CF (T(N-1)/N), em que N é o número de instantes de tempo discretos no vector de amostras de sinais digitais 22. Numa forma geral, tlr ..., pode não ser necessariamente igual a qualquer dos instantes de tempo 0, T/N, 2T/N ..., T(N-1)/N. Portanto, enquanto que as amostras de sinal digital S 22 podem ocorrer nos instantes de tempo tlr ..., tM, o sistema de comunicações OFDM 10 não exige que os instantes de tempo 0, T/N, 2T/N ..., T( N-l)/N sejam iguais a tlf 22 ΡΕ2299624
Numa outra forma de realização do sistema de comunicações OFDM 10, as amostras de sinal digital S 22 podem ser geradas pelo DSP 26 multiplicando directamente uma matriz de formas de onda Z sinusoidais pré-calculadas, operando como funções de interpolação discretas, com o sinal discreto de símbolos C mapeados de modo a satisfazer a função de transformação S = ZC de acordo com o seguinte: f ... '4' ... „4# _ i ... —i *
-ZC u SÀ :
Ia % * * - + * em que C representa o vector de símbolo, e a matriz Z representa o produto das duas matrizes na segunda linha da equação acima. Cada coluna (i) da matriz Z representa a função de interpolação 42 de um símbolo C± correspondente para gerar as amostras de sinal digital S 22. Como tal, a matriz Z pode ser pré-calculada e guardada na memória da função de interpolação 23 do circuito de interpolação 20 (figura 2B). O circuito de interpolação 20 aplica em seguida as funções de interpolação discretas 42 definidas pela matriz Z para o sinal discreto de símbolos complexos mapeados C 16 de modo a satisfazer os critérios de S = ZC e para gerar o vector de amostras de sinais digitais 22. 23 ΡΕ2299624 0 objectivo de construir o sinal no domínio do tempo é o de mapear directamente os símbolos 16, que têm uma propriedade desejável de baixo rácio de valor de pico-valor médio, para os instantes de tempo prescritos dentro da duração de símbolo 40. As funções de interpolação adequadas 42 são seleccionadas para se obter a função contínua CF(t) e as amostras de sinal digital 22 de modo a que a propriedade desejável de baixo rácio de valor de pico-valor médio dos símbolos 16 é substancialmente preservada para a função contínua e para as amostras de sinal digital 22. A propriedade do rácio de valor de pico-valor médio da função contínuo (interpolada) resultante CF(t) e as amostras de sinais digitais 22 é dependente das funções de interpolação 42, da escolha de tons de frequência alocados fi(i>, fi (2) , • · · , fi(M) a partir do conjunto de tons, e os instantes de tempo prescritos ti, . . ., tM.
Em relação à figura 4A, uma forma de realização do sistema de comunicações OFDM 10 aloca tons fui), fi(2), ..., f±(M) ao transmissor associado ao sistema de comunicações que são um subconjunto de tons contíguos no conjunto de tons flf Ϊ2, . .., fp· Por isso, fi(k> = fo + (k- 1)Δ, para k=l,..., M, em que M é o número de símbolos. Se o sistema de comunicações OFDM 10 for um sistema de acesso múltiplo, a cada transmissor associado ao sistema de comunicações é alocado um subconjunto, que não se sobrepõe, de tons de frequência. Para efeitos de descrição, deixe f o=0. A construção para os outros casos em que fo^O pode 24 ΡΕ2299624 ser obtida de modo semelhante.
Os símbolos complexos Clr . .., CM 16 são mapeados no domínio do tempo para os instantes de tempo seguintes tk= (k-l)T/M, para k=l, M. Como parte desta forma de realização, os instantes de tempo prescritos ti, . .., tM são instantes de tempo igualmente espaçados distribuídos uniformemente ao longo de toda a duração do símbolo OFDM 40 tal como apresentado no gráfico do domínio da primeira vez da figura 4A. Dada a escolha dos tons de frequências alocados e instantes de tempo prescritos, a matriz Z, que é usada para gerar como as amostras de sinal digital S tal como descrito nas figuras 3A-3B, pode ser simplificada para ... , .... 2 = i M E ; * ... O segundo gráfico do domínio do tempo da figura 4A mostra o vector da amostra de sinal digital resultante S 22 após o circuito de interpolação 20 aplicar as funções de interpolação 42 definidas pela matriz z aos símbolos complexos 16 de acordo com as expressões S = ZC. Como parte desta forma de realização, o módulo de amostragem 25 não é geralmente utilizado dado que o vector S 22 da amostra de sinal digital é directamente gerado do sinal discreto de símbolos mapeados utilizando a função de transformação S = ZC. 25 ΡΕ2299624
Retornando à figura 4B, um sistema de processamento digital 50 proporciona uma outra técnica para a obtenção do vector de amostras de sinal digital S. Um circuito DFT 52 recebe um sinal discreto de símbolos de dados complexos C± e calcula as respostas de frequência Au . .., Am, nos tons fui), f±(2), ·, f±(M), através de uma transformação Fourier discreta de ponto M (DFT). A saída do vector [Alf . .., Am] 54 pelo circuito DFT 52 é depois expandida para um novo vector de comprimento N (o número total de instantes de tempo no vector de sinal discreto S) por inserção zero no bloco 56. Mais especificamente, este processo envolve a colocação do k-ésimo símbolo Ak no i(k)-ésimo elemento do novo vector, para k=l, M, em que fi(k) é o k-ésimo tom alocado ao transmissor, e inserir zeros em todos os restantes elementos. Finalmente, um circuito IDFT 58 executa uma transformação Fourier discreta inversa de ponto N no vector resultante (após a inserção zero) para obter o vector da amostra do sinal digital S. O procedimento colectivo de DFT, inserção zero e IDFT é uma forma de realizar as funções de interpolação discretas.
Na figura 4C é apresentada uma outra técnica para a obtenção das amostras de sinal digital S. Para simplicidade da descrição, assume-se que os tons fui), fi(2) , · · · , fi (M) contíguos alocados estão centrados na frequência 0. A construção para os outros casos onde os tons alocados não estão centrados na frequência 0 pode ser obtida de modo semelhante. Tal como na figura 4A, os instantes de tempo prescritos ti, ..., tM são instantes de 26 ΡΕ2299624 tempo igualmente espaçados distribuídos uniformemente ao longo de toda a duração do símbolo OFDM 40. CM sao primeiro
Os símbolos complexos Clf mapeados no domínio do tempo para instantes de tempo tl, . .., tM respectivamente. Em seguida, os símbolos mapeados Ci, CM são deslocados para a esquerda e para a direita e replicados para um conjunto expandido de instantes de tempo prescritos, o que é um superconjunto de ti, ..., tM e consiste num número infinito de instantes de tempo igualmente espaçados que cobrem o intervalo de tempo a Esta técnica cria uma série infinita de símbolos mapeados C. A função contínua CF(t) é então construída por interpolação da série infinita de símbolos mapeados utilizando uma função de interpolação de sinc 60. Matematicamente, os passos acima constroem a função contínua CF(t) como
em que sinc (a, b) = sen (na/b) / (na/b) . A função de interpolação sinc 60 pode também ser précalculada e armazenada na memória de função da interpolação 23. Tal como descrito acima na figura 3A as amostras de sinal digital S 22 são as amostras da função contínua CF(t) nos instantes de tempo 0, T/N, ..., T(N-1)/N. Nas figuras 4A-4C, se N é um múltiplo de M, então, Si+(k-i)N/M = Ck, para k = 27 ΡΕ2299624 1, M. Deve notar-se que a função contínua CF(t) aplica-se apenas à duração do símbolo 40 de 0 a T. O uso do intervalo de tempo de -°° a +°° é apenas para efeito de construir matematicamente CF(t). As funções de interpolação discretas, que combinam as funções de interpolação continuas e a função de amostragem, podem ser obtidas facilmente da descrição acima.
Para efeitos de comparação, a figura 4D ilustra o rácio valor de pico-valor médio resultante para um vector de amostra de sinal digital S 62 e o seu sinal OFDM 64 transmitido associado produzido por símbolos 16 em que o sinal é construído no domínio da frequência. Tal como descrito acima, esta técnica conhecida de mapear os símbolos 16 no domínio da frequência produz uma grande variação do sinal no sinal OFDM transmitido 64 e resulta num rácio de valor de pico-valor médio grande. A figura 4E ilustra a pequena variação do sinal resultante e o pequeno rácio valor de pico-valor médio do vector S 66 da amostra de sinal digital associado ao sinal OFDM transmitido 68. Tal como será apreciado pela comparação das figuras 4D e 4E, o mapeamento da constelação de símbolos complexos 16 no domínio do tempo produz um sinal OFDM 68 que apresenta um rácio significativamente reduzido de valor de pico-valor médio. A figura 5A mostra uma segunda forma de realização do sistema de comunicações OFDM 10, e serve para 28 ΡΕ2299624 continuar a generalizar o sistema apresentado nas figuras 4A-4C. Como parte do sistema OFDM 10, os tons, fui), f±(2), f i (m) , alocados ao transmissor associado ao sistema de comunicações, são um subconjunto de tons igualmente espaçados no conjunto de tons flf f2, . .., f>. Por isso, f±(k) = fo+(k-1) LA, para k = 1, . . ., M, e L é um número inteiro positivo que representa o espaçamento entre dois tons de frequências alocadas contíguas. Quando L=l, esta forma de realização é equivalente à técnica de forma de realização descrita nas figuras 4A-4C. Para efeitos de descrição, deixe f0=0. A construção para os outros casos em que fo^O pode ser obtida de modo semelhante.
Neste caso em que os tons alocados são tons igualmente espaçados, a função contínua construída CF(t) é idêntica em cada um dos intervalos de tempo L, [0, T/L) , [T/L, 2T/1), . . ., e [(L—1) T/L, T/L). Como parte desta técnica, os símbolos Clr ..., CM 16 são mapeados para os instantes de tempo seguintes tk= (k-l)T/M/L, para k=l, ..., M. Nesta forma de realização, os instantes de tempo prescritos ti, ..., tM são instantes de tempo igualmente espaçados distribuídos uniformemente sobre uma fracção (1/L) da duração do símbolo 70. Como comparação, no caso de tons contíguos alocados (figura 4A), os instantes de tempo prescritos encontram-se igualmente espaçados e distribuídos ao longo de toda a duração do símbolo, tal como descrito em relação à figura 4A. O procedimento para a obtenção das amostras de 29 ΡΕ2299624 sinal digital S 22 descrito na figura 4A pode também ser aplicado em relação à figura 5A. Mais especificamente, o vector S da amostra de sinal digital é o produto da matriz Z (que define as funções de interpolação discretas) e o vector de símbolo C. Dada a escolha dos tons de frequências atribuídas e instantes de tempo prescritos, a matriz Z, que é usada para gerar as amostras de sinais digitais 22 do sinal discreto de símbolos mapeadas, podem ser simplificadas para a mesma fórmula que na figura 4A com a única alteração na definição de fui), f±(2>, ···, fim e ti, . . ., tM·
Na figura 5B, o procedimento de obtenção do vector S 22 da amostra de sinal digital, descrito na figura 4B, pode também ser aplicado ao caso de tons de frequências alocadas que são tons igualmente espaçados. Mais especificamente, um sistema de processamento digital 100 proporciona uma outra técnica para a obtenção do vector de amostras de sinal digital S. Um circuito DFT 102 recebe um sinal discreto de símbolos de dados complexos Ci e calcula as respostas de frequência Alf . .., AM, nos tons fui), fi(2), ..., f± (m) r através de uma transformação Fourier discreta de ponto M (DFT) . O vector [Alf . . ., AM] 104 emitido pelo circuito DFT 102 é depois expandido para um novo vector de comprimento N (o número total de instantes de tempo no vector da amostra de sinal digital S) por inserção zero no bloco 106. Mais especificamente, este processo envolve a colocação do k-ésimo símbolo Ak no i(k)-ésimo elemento do novo vector, para k=l, ..., M, em que fi(k> é o k-ésimo tom 30 ΡΕ2299624 alocado ao transmissor, e inserir zeros em todos os restantes elementos. Finalmente, um circuito IDFT 108 executa uma transformação Fourier discreta inversa de ponto N no vector resultante (após a inserção zero) para obter o vector da amostra do sinal digital S. 0 procedimento colectivo de DFT, inserção zero e IDFT é uma forma de realizar as funções de interpolação discretas. A figura 5C é a contrapartida da figura 4C, onde os símbolos Ci, CM são em primeiro lugar mapeados para tl, ..., tM, respectivamente, durante uma fracção (1/L) da duração do símbolo 70. O mapeamento do símbolo é também realizado no domínio do tempo. Em seguida os símbolos mapeados Cj, ..., CM são deslocados para a esquerda e direita e replicados para um conjunto expandido de instantes de tempo prescritos de a +°° o que cria uma série infinita de símbolos. A função contínua CF(t) é então construída por interpolação da série infinita de símbolos mapeados com uma função de interpolação de sinc 72. Assim, a função contínua CF(t) inclui as amostras de sinal digital mapeadas para os instantes de tempo prescritos, bem como pontos de amostra digitais entre os instantes de tempo prescritos. Matematicamente, os passos acima constroem a função contínua como
Continuando a tomar como referência a figura 5C, 31 ΡΕ2299624 cada função de interpolação sinc 72 é mais estreita e por isso decai mais rápido do que a função de interpolação sinc 60 apresentada na figura 4C. A função de interpolação de sinc 72 pode também ser précalculada e armazenada na memória de função de interpolação 23 para utilização pelo módulo de função de interpolação 21. O vector de amostra digital S 22 pode ser obtido na mesma técnica apresentada na figura 4C. Nas figuras 5A e 5C, se N for um múltiplo de ML, então Si+(k-i)N/M/L+( ]-dn/l = Ck, para k=l, M, e j = l, L. As funções de interpolação discretas, que combinam as funções de interpolação continuas e a função de amostragem, podem ser obtidas facilmente da descrição acima. A figura 5D ilustra a pequena variação do sinal resultante e pequeno rácio valor de pico-valor médio do vector da amostra de sinal digital S 74 associado ao sinal OFDM 76 transmitido. Tal como será apreciado ao comparar as figuras 4D e 5D, o mapeamento da constelação de símbolos complexos 16 no domínio do tempo produz um sinal OFDM 76 que apresenta um rácio valor de pico-valor médio menor.
Em relação agora à figura 6, é utilizada uma técnica de rotação de símbolo π/4 para reduzir ainda mais o rácio valor de pico-valor médio do sinal OFDM transmitido.
Numa duraçao de símbolo OFDM, se os símbolos Bi , . . ., Bm da constelação tiverem que ser transmitidos, os símbolos Bi, ..., Bm sao mapeados para outro bloco de símbolos complexos Clr • · f Cmψ onde cada símbolo de número impar 32 ΡΕ2299624 permanece inalterado e cada símbolo de número par é rodado na fase por π/4. Por exemplo, se os símbolos Blf BM pertencem a uma constelação QPSK {0, π/2, π, π3/2}, os símbolos do número ímpar Ck pertencem ainda à mesma constelação QPSK, enquanto que após serem rodados os símbolos Ck do número par pertencem a outra constelação QPSK {π/4, π3/4, π5/4, π7/4}. Os símbolos Clr . .., CM são depois utilizados para construir as amostras de sinal digital 22 no domínio do tempo tal como descrito acima em relação às figuras 3A-5C2.
Em relação à figura 7 é apresentada uma outra técnica para reduzir o rácio valor de pico-valor médio, que introduz um deslocamento cíclico dos componentes de sinal reais e imaginários. Esta técnica envolve um primeiro passo de deslocação dos componentes imaginários das amostras de sinal digital S 22, que foram gerados utilizando a técnica de figuras 3A-5C, por um número inteiro de amostras. Se necessário, a técnica envolve então um segundo passo de ajustar a temporização por uma fracção de um período de amostragem entre os componentes de sinal reais e os imaginários no trajecto de transmissão.
Numa duração de símbolo OFDM, se as amostras de sinal digital Si, S2, . .., SN tiverem sido obtidas utilizando o processo tal como descrito nas figuras 3A-5C, o vector da amostra do sinal digital S é então mapeado para um outro vector S' tal como se segue. O componente real da amostra S'k de sinal digital é igual àquela da amostra Sk 33 ΡΕ2299624 do sinal digital. 0 componente imaginário da amostra S'k do sinal digital é igual àquele da amostra de sinal digital Sj em que o índice j = (k + d-1) mod N +1, para k = 1,..., N, com mod representando uma operação de módulo. 0 parâmetro d é um número inteiro que representa o deslocamento cíclico, em termos de número de amostras, entre os componentes reais e imaginários.
Numa forma de realizaçao, o valor de d é N determinado por ττττ , em que L é descrito na figura 5A.
21M
Num aspecto desta técnica, d é escolhido para estar próximo N de ...... .Por exemplo, d pode ser o número inteiro mais
2 LM
N próximo de 2ΪΜ ' senc^° 0 número inteiro maior não
N . Num exemplo, d é escolhido para ser o número
maior do que 21M ou um número inteiro menor nao menor do N que
UM inteiro maior nao maior do que ^ .Este exemplo pode ser
21M facilmente ampliado a outras opçoes de d. 0 vector da amostra do sinal digital S' é então passado para o circuito antecessor do prefixo cíclico 24, tal como apresentado na figura 1. Por isso, a operação do meio deslocamento cíclico do símbolo é executada antes da operação de anteceder o prefixo cíclico, tal como a realizada pelo circuito de prefixo cíclico 24 da figura 1. Não especificamente mostrado na figura 7, quando ou após o vector da amostra S' e o prefixo cíclico tiverem sido emitidos para o conversor de digital para analógico 34 ΡΕ2299624 28, os componentes imaginários sao ainda adicionalmente atrasados em J , que é uma fracção de um período de
\2LM JN amostragem T/N.
Como uma variação da técnica mostrada na figura 7 (não especificamente mostrada), pode ser utilizada uma outra técnica para alcançar um resultado semelhante para eliminar o segundo passo de ajuste da temporização por uma fracção de um período de amostragem entre o real e os componentes de sinal imaginários no trajecto de transmissão. Como parte desta técnica, os componentes reais e imaginários das amostras de sinal digital desejada S 22 são gerados separadamente tal como descrito pelo seguinte.
Uma primeira série de amostras de sinal digital 22 é gerada usando a técnica das figuras 3A-5C. Os componentes reais das amostras desejadas de sinal digital 22 são iguais àqueles da primeira série de amostras. Uma segunda série de amostras de sinal digital 22 é gerada usando a técnica das figuras 3A-5C excepto para as seguintes alterações. Os componentes imaginários das amostras desejadas de sinal digital são iguais àqueles da primeira série de amostras. No processo geral descrito nas figuras 3, 4A, e 5A, a matriz e '-i 35 e ΡΕ2299624 é alterada para e
Ztofs—™) g n zm
No processo do diagrama de blocos descrito em relação à figura 4B, é necessária uma operação adicional depois de inserção nula (bloco 56) e antes do IDFT de ponto N (bloco 58), onde cada elemento k no vector de comprimento N expandido é rodado na fase em .
Em relação às figuras 8A-8D, é implementada uma outra técnica para reduzir ainda mais o rácio valor de pico-valor médio através da alocação de mais tons de frequência do que o número de símbolos complexos a serem transmitidos numa duração do símbolo 40. Nas figuras 3-7, o número de tons alocados ao transmissor associado ao sistema de comunicação é igual ao número de símbolos a serem transmitidos numa dada duração do símbolo OFDM. Em comparação com outras técnicas descritas em relação às figuras anteriores, a técnica das figuras 8A-8D requer informação complementar adicional de largura de banda para transmitir o mesmo número de símbolos complexos.
Por exemplo, se ao sistema de comunicações 10 forem alocados tons de frequência contíguos M + Mex , f±(i), f±(2), fi(M + Mex>r e símbolos M Ci, ..., CM da constelação tiverem que ser transmitidos a uma duração de símbolo OFDM, 36 ΡΕ2299624 da comparação das figuras 4A e 5A, o caso dos tons contíguos alocados pode ser facilmente alargado ao caso dos tons alocados igualmente espaçados. Como parte desta implementação do sistema de comunicações OFDM 10, Mex é um número positivo que representa o número de tons em excesso a ser utilizado e é assumido como sendo um número par. Por isso, o tom alocado , para k=l, ..., M+ Mex. Para efeitos de descrição, deixe f0 = 0. A construção para os outros casos em que fO^O pode ser obtida de modo semelhante.
Tal como com a técnica descrita em relação à figura 4A, os instantes de tempo prescritos são tk=(k-1) T/M, para k=l, ..., M, isto é, os instantes de tempo prescritos ti, ... , tM são instantes igualmente espaçados no tempo na duração do símbolo 40.
Como parte desta técnica mostrada na figura 8A, P(f) é uma função de gestão de janelas constante 90 no domínio da frequência, que é diferente de zero apenas ao longo do intervalo [fui), fi(M+Mex)]· Além disso, P (f) 90 satisfaz também o critério de interferência intersímbolos de zero Nyquist, isto é, para qualquer frequência f, onde Δ é o espaçamento entre os tons contíguos. 37 ΡΕ2299624 A figura 8B mostra o diagrama de blocos da técnica. Tal como descrito acima é opcionalmente realizado um mapeamento símbolo-a-símbolo para gerar um sinal discreto de símbolos complexos mapeados Ci, . .., CM, 16. As respostas de frequência Alr AM 84 são calculadas através de uma transformação Fourier discreta (DFT) de ponto M dos símbolos complexos 16 no bloco 82. No bloco 86, o vector [Alf AM] 84 é ciclicamente expandido para um novo vector A' de comprimento N e gerido em janelas com uma função de gestão de janelas 90 tal como segue: onde o índice g (k) = mod (k-i (1)-Mex/2, M) + 1, para k=l, ..., N.
No bloco 88, o vector de amostra sinal digital S é obtido acolhendo uma transformação Fourier discreta inversa de ponto N (IDFT) do novo vector A'. Finalmente, o prefixo cíclico é adicionado pelo circuito de prefixo cíclico 24 tal como descrito acima no que se refere à figura 1.
Para proporcionar uma visão adicional para a técnica de construção de sinal acima , assuma que os tons alocados f1(1), f1(2), ..., fi(M+Mex) estão centrados na frequência 0. Na figura 8C (tal como com a figura 4C) , os símbolos Ci, ..., Cm sao primeiro mapeados para instantes de tempo igualmente espaçados na duração de símbolo 40, e ΡΕ2299624 38 são depois deslocados para a esquerda e para a direita e replicados de a +°°. 0 que é diferente da figura 4C é que é utilizada uma função de interpolação diferente 92, que é determinada pela função de gestão de janelas 90, para gerar a função continua, CF(‘)-Z-i"C, iW p(t-trkT) onde p(t) 92 é a resposta no domínio do tempo de P (f) 90. Tal como acontece com figura 4C, as amostras de sinal digital são obtidas deixando t=0, T/N, ..., T(N-1)/N.
Num aspecto de um exemplo desta técnica, se for utilizada uma função de gestão de janelas co-seno levantada isto é,
i l + eos JL M«Γ/ι,ι α-mí p*t\y] 2τ j
ÈL 2 T Ô tr onde 3= (Mex+2) /M representa a percentagem de complementar de tom em excesso, então, a interpolação p(t) 92 é dada por informação função de
Conforme β aumenta, a função de interpolação p(t) 92 decai rapidamente, reduzindo assim a probabilidade de ter grande pico em amostras entre t±. 39 ΡΕ2299624 A figura 8D mostra a pequena variação de sinal resultante e o baixo rácio valor de pico-valor médio do vector da amostra do sinal digital S 94 associado ao sinal OFDM transmitido 96. Tal como será apreciado, o mapeamento dos símbolos da constelação 16 no domínio do tempo produz um sinal OFDM 96 que apresenta um rácio valor de pico-valor médio significativamente mais baixo.
Foram descritas várias formas de realização da invenção. No entanto, será entendido que podem ser realizadas várias modificações sem fugir do escopo da invenção. Sendo assim, outras formas de realização encontram-se dentro do escopo das reivindicações anexas.
Lisboa, 17 de Julho de 2013
Claims (16)
- ΡΕ2299624 1 REIVINDICAÇÕES 1. Processo para gerar um sinal multiplexado por divisão de frequência para transmissão tendo um conjunto de tons de frequências alocados a um transmissor e seleccionados de tons de frequência distribuídos sobre uma largura de banda predeterminada, compreendendo: receber um sinal discreto de símbolos de dados complexos (C, Cj, 16), calcular as respostas de frequência (Ai,...Am, Aj, 54, 84, 104) nos referidos tons de frequência alocados (f (l) , . . .f (M) ) , através de uma transformação Fourier discreta, DFT, de ponto M, e emitir um vector de resposta de frequência (Ai, . . . Am, Aj, 54, 84, 104) de comprimento M; expandir o vector de resposta de frequência (Ai... AM, Aj, 54, 84, 104) para um novo vector de comprimento N, inserindo símbolos de valor zero em todos os tons de frequência diferentes dos tons alocados, realizar uma operação de transformação Fourier discreta inversa de ponto N no novo vector para obter um vector de amostra de sinal digital (S, 22); colocar previamente pendente um prefixo cíclico para o vector de amostras de sinal digital (S).
- 2. Processo de acordo com a reivindicação 1, em que os tons (f (i) , . . . f (m) ) são tons alocados disponíveis para transmissão. 2 ΡΕ2299624
- 3. Processo de acordo com as reivindicações 1 ou 2, em que os tons alocados sãom contíguos, e/ou em que o vector de comprimento N é maior do que o vector de comprimento M, e/ou em que os tons alocados se encontram igualmente espaçados.
- 4. Processo de acordo com as reivindicações 1, 2 ou 3, compreendendo adicionalmente converter o vector das amostras de sinal digital com o prefixo cíclico colocado previamente pendente de um sinal analógico.
- 5. Processo de acordo com a reivindicação 4, compreendendo adicionalmente modular o sinal analógico para uma frequência portadora de transmissão.
- 6. Processo de acordo com a reivindicação 4, compreendendo adicionalmente realizar a filtragem do impulso do sinal analógico antes de modular o sinal analógico para a frequência portadora.
- 7. Processo de acordo com a reivindicação 4, compreendendo adicionalmente amplificar o sinal analógico antes da transmissão através de uma antena.
- Dispositivo para gerar um sinal multiplexado 3 ΡΕ2299624 por divisão de frequência para transmissão tendo um conjunto de tons de frequências alocados a um transmissor e seleccionados de tons de frequência distribuídos sobre uma largura de banda predeterminada, compreendendo: meios (52, 102, 82) para receber um sinal discreto de símbolos de dados complexos (C, Cj, 16), calcular as respostas de frequência (A!,...AM, Aj, 54, 84, 104) nos referidos tons de frequência alocados (f (u , ...f (M)) , através de uma transformação Fourier discreta, DFT, de ponto M, e emitir um vector de resposta de frequência (Ai,...AM, Aj, 54, 84, 104) de comprimento M, meios (56, 106, 86) para expandir o vector de resposta de frequência (Alr . . .AM, Aj, 54, 84, 104) para um novo vector de comprimento N, inserindo símbolos de valor zero em todos os tons de frequência diferentes dos tons alocados, meios (58, 108, 88) para realizar uma transformação Fourier discreta inversa de ponto N no novo vector para obter um vector de amostra de sinal digital (S, 22), e meios (24) colocar previamente pendente um prefixo cíclico para o vector de amostras de sinal digital (S, 22).
- 9. Dispositivo de acordo com a reivindicação 8, em que os tons (f (1), ...f (M)) são tons alocados disponíveis para transmissão.
- 10. Dispositivo de acordo com as reivindicações 8 ou 9, em que os tons alocados são contíguos, e/ou em que o vector de comprimento N é maior do que o vector de 4 ΡΕ2299624 comprimento M, e/ou em que os tons alocados se encontram igualmente espaçados.
- 11. Dispositivo de acordo com as reivindicações 8, 9 ou 10, compreendendo adicionalmente meios (28) para converter o vector das amostras de sinal digital com o prefixo cíclico colocado previamente pendente para um sinal analógico.
- 12. Dispositivo de acordo com a reivindicação 8, em que os meios compreendem uma combinação de módulos de hardware e/ou módulos de software.
- 13. Dispositivo de acordo com a reivindicação 11, compreendendo adicionalmente meios para modular o sinal analógico para uma frequência portadora de transmissão.
- 14. Dispositivo de acordo com a reivindicação 11, compreendendo adicionalmente meios (30) para realizar a filtragem do impulso do sinal analógico antes de modular o sinal analógico para a frequência portadora.
- 15. Dispositivo de acordo com a reivindicação 11, compreendendo adicionalmente meios (32) para amplificar o sinal analógico antes da transmissão através de uma antena (34). 5 ΡΕ2299624
- 16. Programa informático compreendendo instruções legíveis adaptadas para executar todos os passos do processo de acordo com qualquer das reivindicações 1 a 7 . Lisboa, 17 de Julho de 2013
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