JP4237708B2 - マルチキャリア式多重入出力通信システムのための２次元チャネル推定 - Google Patents

Description

本発明は、多重入力多重出力通信システムのためのチャネル推定に関し、特にマルチキャリア変調スキームを用いた多重入力多重出力通信システムのための方法および関連するチャネル推定装置に関する。

無線通信システムにおけるコヒーレント送信技術の使用には、チャネル推定として公知である移動無線チャネルのトラッキングが必要である。多重送信アンテナから送信された信号は相互干渉として観測されるため、多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムのためのチャネル推定は、単一送信アンテナの場合とは異なる。マルチキャリア変調スキームを用いた多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムにおいては、マルチキャリア復調後の受信信号は、時間および周波数などの２次元において相関がとられることが典型的である。以下に、マルチキャリア変調スキームの典型例の１つとして、直交周波数分割多重ＯＦＤＭを挙げる。なぜならば、直交周波数分割多重ＯＦＤＭおよびその変形物はマルチキャリア変調スキームにおいて最もよく普及しているためである。

多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムとして公知の多重送受信アンテナを採用した通信システムを、直交周波数分割多重ＯＦＤＭと併用して、移動無線システムの通信容量および品質を向上することが可能である。ナギブ（Ａ．Ｎａｇｕｉｂ）、シシャドリ（Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ）およびカルダーバンク（Ａ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ）の『無線高速データ通信のための時空間符号化および信号処理』（ＩＥＥＥ信号処理誌、７６〜９２頁、２０００年５月）において記載されている時空間符号などの多重送信アンテナを用いた直交周波数分割多重ＯＦＤＭ通信システム、または特殊な多重方式においては、異なる信号が異なる送信アンテナから同時に送信される。従って、受信信号はこれらの信号が重畳されたものとなり、これがチャネル推定における課題を意味する。チャネルパラメータは、時空間符号を使用した場合にはダイバーシチの結合のために必要となり、また、空間多重方式を使用した場合には重畳信号の分割のために必要となる。
ウォン・ギ・ジェオン（Ｗｏｎ Ｇｉ． Ｇｅｏｎ ｅｔ ａｌ）には、送信ダイバーシチを有するＯＦＤＭシステムに用いる２次元ＭＭＳＥチャネル推定が記載されている。具体的には、送信ダイバーシチを有するコヒーレント直交周波数分割多重システムに用いる２次元パイロットシンボル型チャネル推定技術が記載されている。パイロットシンボル型チャネル推定装置と、この推定装置に対応して、送信ダイバーシチを有するＯＦＤＭシステムにおいて多重送信アンテナと受信アンテナ間のチャネルの変化を追跡するために用いる最小二乗誤差の各条件下で、パイロットシンボルを直交状態とすることが導き出されている。
ＥＰ１，２７６，２８８Ａ１では、マルチキャリア送信を用いたチャネル推定用の参照シンボルが記載されており、ここでは、ＯＦＤＭマルチキャリア変調とＯＦＤＭマルチキャリア復調の少なくともいずれかが実行される。さらには、パイロットパターンフレームを構成する少なくとも１つのパイロットサブキャリアパターンに基づいて、チャネル推定、チャネル等化、および／または同期化が実行される。このパイロットパターンフレームは、パイロットサブキャリアパターンとして送信され、送信される拡張ＯＦＤＭシンボルストリームの始点を誤りなく識別するのに用いられる参照シンボルを有する周期先頭フィールドを１つ、および／または、チャネル推定を実行するプリアンブルフィールドを少なくとも１つ有する。

このようなチャネル推定のための手法は、リー（Ｙ．Ｌｉ）、シシャドリ（Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ）およびアリャウィシタクル（Ｓ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ）の『移動無線チャネルにおける送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭシステムのためのチャネル推定』（ＩＥＥＥ通信選択エリアジャーナル、１７巻、４６１〜４７０頁、１９９９年３月）、およびリー（Ｙ．Ｌｉ）の『多重送信アンテナを用いたＯＦＤＭシステムのための簡略化したチャネル推定』（ＩＥＥＥ無線通信議事録、１巻、６７〜７５頁、２００２年１月）の、特に離散フーリエ変換ＤＦＴに基づく多重送信アンテナを用いた直交周波数分割多重ＯＦＤＭのためのチャネル推定スキームにおいて記載されている。

さらに、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯシステムのための最小二乗ＬＳおよび最小平均二乗誤差ＭＭＳＥ規準に基づく推定装置は、ゴング（Ｙ．Ｇｏｎｇ）およびラティエフ（Ｋ．Ｌｅｔａｉｅｆ）の『時空間符号化広帯域ＯＦＤＭシステムのための低ランクチャネル推定』（ＩＥＥＥ車両技術会議議事録（ＶＴＣ２００１年秋）、アトランチックシティー、米国、７２２〜７７６頁、２００１年）において体系的に演繹されている。関連する解決法においては、公知のパイロットＯＦＤＭシンボルに、Ｌデータを含むＯＦＤＭシンボルが続く１次元手法が取り上げられている。無線構内情報通信網ＷＬＡＮなどの構内システムのように、ＬＯＦＤＭシンボル中にチャネルが大きく変動しない準静的環境において、このスキームは適用可能である。

ある程度の移動性を確保するために、リー（Ｙ．Ｌｉ）、シシャドリ（Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ）およびアリャウィシタクル（Ｓ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ）の『移動無線チャネルにおける送信ダイバーシチを用いたＯＦＤＭシステムのためのチャネル推定』（ＩＥＥＥ通信選択エリアジャーナル、１７巻、４６１〜４７０頁、１９９９年３月）、およびリー（Ｙ．Ｌｉ）の『多重送信アンテナを用いたＯＦＤＭシステムのための簡略化したチャネル推定』（ＩＥＥＥ無線通信議事録、１巻、６７〜７５頁、２００２年１月）において提案されているように、Ｌデータを含むＯＦＤＭシンボルの受信中に、受信側で判定指向型チャネル推定に切り替えてもよい。しかしながら、先行判定データシンボルをパイロットシンボルとして使用する判定指向型チャネル推定は、パイロットのみに依存するチャネル推定スキームよりも大幅に複雑となる。

さらに、１つの送信アンテナを用いるＯＦＤＭに基づくシステムの場合、時間および周波数においてサンプリング定理を満たす分散パイロットグリッドを利用した２次元チャネル推定を採用可能である。パイロットシンボル援用チャネル推定ＰＡＣＥにおいては、公知のパイロットシンボルをデータストリームに多重化する。補間を使用して情報伝達シンボルのチャネル推定を得る。単一キャリアシステムのためのＰＡＣＥは、カバーズ（Ｊ．Ｋ．Ｃａｖｅｒｓ）の『レイリーフェージングチャネルに対するパイロットシンボル援用変調の分析』（ＩＥＥＥ車両技術議事録、ＶＴ−４０巻、６８６〜６９３頁、１９９１年１１月）において紹介された。ニルソン（Ｒ．Ｎｉｌｓｏｎ）、エドフォース（Ｏ．Ｅｄｆｏｒｓ）、サンデル（Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ）およびボージェソン（Ｐ．Ｂｏｅｒｊｅｓｓｏｎ）の『ＯＦＤＭに対する２次元パイロットシンボル援用変調の分析』（ＩＥＥＥ個人無線通信国際会議議事録（ＩＣＰＷＣ’９７）、ムンバイ（ボンベイ）、インド、７１〜７４頁、１９９７年）、およびヘーアー（Ｐ．Ｈｏｅｈｅｒ）、カイサー（Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ）およびロバートソン（Ｐ．Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ）の『ウィーナフィルタリングによる２次元パイロットシンボル援用チャネル推定』（ＩＥＥＥ音響、音声、信号処理国際会議議事録（ＩＣＡＳＳＰ’９７）、ミュンヘン、ドイツ１８４５〜１８４８頁、１９９７年）において、２次元２Ｄフィルタリングアルゴリズムがパイロットシンボル援用チャネル推定ＰＡＣＥに対し提案されている。しかしながら、一般的に、このような２Ｄ推定装置構造は実際の実施にあたってはあまりに複雑である。

複雑さを軽減するために、ヘーアー（Ｐ．Ｈｏｅｈｅｒ）、カイサー（Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ）およびロバートソン（Ｐ Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ）の『時間および周波数におけるパイロットシンボル援用チャネル推定』（ＩＥＥＥ世界電気通信会議（ＧＬＯＢＥＣＯＭ’９７）と連携した通信理論小会議（ＣＴＭＣ）議事録、フェニックス、米国、９０〜９６頁、１９９７年）において、時間および周波数相関の使用を分割することが提案された。２重１次元（２×１Ｄ）パイロットシンボル援用チャネル推定ＰＡＣＥと呼ばれるこの併用スキームでは、周波数方向において１つおよび時間方向において１つの別々のウィーナフィルタが使用される。

計算複雑性を軽減する別の手法は、チャネル出力を僅かな変換係数に集中させる変換に基づいている。離散フーリエ変換ＤＦＴに基づく推定装置の場合、ＦＦＴの形式をとる計算上効率的な変換が存在する、またＤＦＴに基づいた補間が簡単であるという利点を有する。リー（Ｙ．Ｌｉ）の『無線システムにおけるＯＦＤＭに対するパイロットシンボル援用チャネル推定』（ＩＥＥＥ車両技術議事録、４９巻、１２０７〜１２１５頁、２０００年７月）において、単一アンテナの場合には２次元ＦＦＴを使用することで、離散フーリエ変換ＤＦＴに基づくパイロットシンボル援用チャネル推定ＰＡＣＥによる手法を、２次元パイロットシンボル援用チャネル推定ＰＡＣＥに拡大している。

しかしながら、分散パイロットグリッドを利用した２次元チャネル推定の手法を多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムに拡大する際の主たる問題として、一定数のパイロットに分割可能な送信アンテナ数の限界がある。それぞれＱ個のタップを有するＮ_Ｔ個のチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を推定するのに必要とされるパイロットシンボル最小数

号化広帯域ＯＦＤＭシステムのための低ランクチャネル推定』（ＩＥＥＥ車両技術会議議事録（ＶＴＣ２００１年秋）、アトランチックシティー、米国、７２２〜７７６頁、２００１年）において、以下のようになると示されている。

しかしながら、これは送信アンテナ数Ｎ_Ｔが増加するのに伴い、チャネル推定に必要とされるパイロット数も増加することを意味する。

上記に鑑みて、本発明の目的は２次元チャネル推定の概念をＭＩＭＯシステムに拡大することにある。

本発明によると上記目的は、複数の送信アンテナから作用し、パイロットシンボルが挿入された２次元データ系列を搬送する、マルチキャリア変調送信信号を使用する多重入力多重出力送信システムのための、２次元チャネル推定方法により達成される。第１ステップにおいては、複数の送信アンテナが、分割送信アンテナのサブセットに分割される。第２ステップにおいては、作用するパイロット系列が、第１段階チャネル推定を行うことにより送信アンテナサブセットに関連して分割され、送信の第１次元におけるチャネル応答の仮推定を得る。第３ステップにおいては、作用するパイロット系列が、各送信アンテナサブセットの各アンテナに対して第２段階チャネル推定を行うことにより送信アンテナサブセットのアンテナに関連して分割され、チャネル応答の推定を得る。

本発明の重要な利点は、チャネル推定における柔軟性の向上である。なぜならば、時間および周波数方向にける重畳送信信号の分割タスクを分けることにより、パイロットシンボルのより効率的な使用が可能となるからである。よって、必要とされるパイロットシンボル数を減少できる、または能力を向上することが可能である。

上記に鑑みて、本発明の別の重要な利点は、２段階チャネル推定手法の適用により一定数のパイロットシンボルにより推定できる送信アンテナ数が増加することである。

本発明のさらに別の重要な利点は、２段階チャネル推定手法により、ドップラー周波数が高い場合においてもチャネル変動のトラッキングが可能となることである。これはモバイルユーザの高速度を支える必要条件であり、よって、移動に真に適した多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムが実現される。

本発明の好適な実施形態によると、第１段階チャネル推定はパイロットシンボルの２次元グリッドとして配置されたパイロット系列を使用して行われ、第１段階チャネル推定に使用されるパイロットシンボルは送信の第１次元にのみ依存し、第２段階チャネル推定に使用されるパイロットシンボルは送信の第２次元にのみ依存する。送信の第１次元および送信の第２次元においてパイロット系列を分割するために、パイロット系列が積の形で表されることが好ましい。

本発明のこの好適な実施形態の利点は、分散パイロットグリッドの利用により、パイロットシンボルが効率よく使用できることにある。さらに、時間および周波数におけるパイロット間隔をチャネル特性が最悪の場合に合わせることにより、従来の１次元スキームに対して、より高い移動速度をサポートすることが可能である。

本発明の別の好適な実施形態によると、１の値を有するパイロット間隔に対し、推定の次元におけるパイロットシンボルグリッド位置に関連して仮推定を得ることにより、第１段階チャネル推定および／または第２段階チャネル推定が補間なしで達成される。また、１よりも大きな値を有するパイロット間隔に対し、推定の次元においてすべてのデータ系列グリッド位置に対する仮推定を得ることにより、第１段階チャネル推定および／または第２段階チャネル推定が補間ありで達成される。

この好適な実施形態の重要な利点は、異なる２次元のパイロットグリッドを柔軟にサポートできることにある。言い換えると、本発明は、周波数および時間方向の両方におけるいずれのタイプのパイロット間隔、および適切な補間技術を適用することにより、柔軟に適用することが可能である。

本発明のさらなる好適な実施形態は、周波数方向または時間方向などの第１チャネル推定段階および第２チャネル推定段階に対して送信の第１次元を選択することに関し、さらに周波数領域チャネル推定または時間領域チャネル推定などのチャネル推定領域の選択に関する。ここで、本発明によると、送信次元およびチャネル推定領域のどのような組み合わせもサポートされる。

送信次元およびチャネル推定領域が自由に選択可能であることは、本発明に係るチャネル推定手法の柔軟性を説明するもう１つの理由である。これにより、マルチキャリアに関する送信パラメータの最適な考察、選択されたパイロットグリッド構造、さらに計算上最適なチャネル推定技術の適用が可能となる。

本発明の別の好適な実施形態によると、基地局および関連するアンテナアレイが複数の送信アンテナを形成するように、また、送信アンテナサブセットおよび関連する送信アンテナがこの複数の送信アンテナに関連して定義されるように、チャネル推定手法が周波数再利用係数が１であるセルラー通信システムに適用される。

本発明のこの好適な実施形態の重要な利点は、上記に概説した２段階チャネル推定技術が分散したアンテナに適用できることにある。特に、これによって、モバイルユーザがセル境界においてローミングしている場合に対処可能となる。データを含むシンボルは、チャネルコードまたは拡散を用いて干渉から保護可能であるが、パイロットシンボルに対してはこれが不可能である。本発明によると、セルラー通信システムのセルに関連してサブセットを適切に定義することにより、これが可能となる。

本発明のさらに別の好適な実施形態によると、２次元において多重入力多重出力送信チャネルを推定するための、チャネル推定装置の内部メモリに直接ロード可能なコンピュータプログラム製品であって、チャネル推定装置のプロセッサ上で製品が作動する時に本発明に係る２次元チャネル推定方法のステップを実行するソフトウエアコード部を含むコンピュータプログラム製品が提供される。

よって、本発明はコンピュータまたはプロセッサシステムにおける進歩性を有する方法ステップの実施を実現するためにも提供される。結論として、このような実施により、２次元において多重入力多重出力送信チャネルを推定するチャネル推定装置などに構成されるコンピュータシステム、またはより特定的には、プロセッサと併用されるコンピュータプログラム製品が提供される。

本発明の機能を定義するプログラムは、コンピュータ／プロセッサに対し、プロセッサまたはコンピュータＩ／Ｏ装置により読み出し可能なＲＯＭまたはＣＤ−ＲＯＭディスクなどの読み取り専用メモリ装置といった書き込み不可能な記録媒体に永久的に記録された情報、フロッピーディスクおよびハードライブなどの書き込み可能な記録媒体に記録された情報、または構内通信網、電話網、および／またはインターネットやその他のインターフェース装置などの通信媒体を介してコンピュータ／プロセッサに伝達される情報を含む数多くの形体で提供されるが、これらに限定されるものではない。このような媒体は、進歩性を有する概念を実施するプロセッサにより読み取り可能な指示を伝達する場合、本発叨の別の実施形態を表していると理解される。

以下、本発明の最良の形態および好適な実施形態について図面を参照しながら説明する。まず、本発明のよりよい理解のために、差分マルチ長送信ダイバーシチおよび関連するダイバーシチ受信の基礎をなす基本的考察を説明する。

基本的考察

本発明は、パイロットグリッドの挿入に基づくマルチキャリア式多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムのためのパイロットシンボル援用チャネル推定ＰＡＣＥを取り上げる。典型的に、マルチキャリア式多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムに対しては、パイロットシンボル援用チャネル推定ＰＡＣＥ（以下、ＰＡＣＥともいう）を周波数方向におけるサブキャリアに、また、ＯＦＤＭシンボルなどのいくつかのマルチキャリア送信シンボルを介して２次元に適用され、結果として２次元の２ＤＰＡＣＥが得られる。

以下に説明される本発明は、特定の種類のマルチキャリア式多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムに限定されるものではなく、直交周波数分割多重ＯＦＤＭ、離散マルチトーン送信ＤＭＴ、フィルタリングマルチトーン送信ＦＭＴ、または双直交周波数分割多重方式ＢＦＤＭなどに適用してもよい。

別のマルチキャリア式多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムとして、マルチキャリア変調に加えて、周波数および／または時間方向への拡散が導入されているマルチキャリア符号分割多重アクセスＭＣ−ＣＤＭＡがある。さらに別のマルチキャリア式多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムとして、可変拡散率を用いたマルチキャリア符号分割多重アクセスＭＣ−ＣＤＭＡ、すなわち可変拡散率直交周波数・符号分割多重アクセスＶＳＦ−ＯＦＣＤＭがある。

以上のことから、２次元において相関がとられる送信信号により作動するすべてのマルチキャリア式多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムに、パイロットシンボル援用チャネル推定ＰＡＣＥを適用してもよいことが理解される。よって、これらすべてのマルチキャリア式多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムは、以下に説明されるように本発明の異なる実施形態を採用してもよい。

システムモデル

図１は、本発明の基礎をなすシステムモデルを説明するためのＯＦＤＭに基づく多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システム（以下、ＯＦＤＭシステムともいう）の概略図を示す。さらに、図２は、図１に示したＯＦＤＭに基づく多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムに対応する、ＯＦＤＭ変調および復調を説明する概略図を示す。

図１に示すように、考察されるＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯシステムにおいては、各送信アンテナに１つのＯＦＤＭ変調器が使用されているとともに、ＯＦＤＭ復調は各受信アンテナ毎に独立して行われる。典型的には、いずれのマルチキャリア変調スキームにおいても、信号ストリームはＮ_ｃ個の並列したサブストリームに分割される。以下においてＯＦＤＭシンボルと記載される、ｌ番目のシンボルブロックのｉ番目のサブストリーム（以下、サブキャリアともいう）はＸ_ｌ，ｉと表記する。Ｎ_ＦＦＴポイント逆ＤＦＴが各ブロックに対して行われ、続いてＮ_ＧＩ個のサンプルを有するガードインターバルを挿入してｘ_ｌ，ｎを得る。Ｄ／Ａ変換の後、信号ｘ（ｔ）は、応答ｈ（ｔ，τ）の移動無線チャネルを介して送信される。

図１に示すように、受信アンテナνにおける受信信号は、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナからの重畳信号で構成される。同調が完全であると仮定すると、受信アンテナｖにおいてサンプリング時点ｔ＝［ｎ＋ｌＮ_ｓｙｍ］Ｔ_ｓｐｌで作用する等価ベースバンドシステムの受信信号は、以下の形式で表現される。

ここで、ｘ^（μ）（ｔ）はＯＦＤＭ変調後の送信アンテナμの送信信号を表し、ｎ（ｔ）は加法的白色ガウス雑音を表し、また、Ｎ_ｓｙｍ＝Ｎ_ＦＦＴ＋Ｎ_ＧＩはＯＦＤＭシンボルあたりのサンプル数を表す。

図２に示すように、受信側においてガードインターバルが除去され、信号サンプルの受信ブロックにＤＦＴを行うことにより情報が復元され、ＯＦＤＭ復調の出力Ｙ_ｌ，ｉが得られる。受信アンテナνにおいて受信したＯＦＤＭ復調後の信号は、以下のように表現される。

送信された情報信号と送信アンテナμのチャネル伝達関数（ＣＴＦ）とをそれぞれ表す。Ｎ_ｌ，ｉという語は、平均ゼロで分散Ｎ_０の加法的白色ガウス雑音ＡＷＧＮを表す。送信された信号は、それぞれＮ_ｃ個のサブキャリアを有するＬＯＦＤＭシンボルで構成されるものと仮定する。

チャネル特性

以下に、チャネル特性のモデリング方法を説明するが、ここで、本発明はこのモデルなどのいずれの方法にも限定されるものではない。反対に、本発明は実際に存在する移動無線チャネルに適用可能である。本発明の適用に際して、移動無線チャネルの帯域が制限されていればよい。それらが時間においても制限されていることが好ましく、移動無線チャネルの最大遅延を考慮すると実際上そうなる。さらに、異なる送信アンテナおよび受信アンテナの相関がとられていないことが好ましい。

本発明では、時変周波数選択性フェージングチャネルが考察される。典型的に、非ゼロ

ナμおよび受信アンテナνの間のチャネルインパルス応答ＣＩＲは、以下のように定義される。

表す。

本発明によると、Ｑ_０個のチャネルタップとすべてのアンテナとは相互に相関がとられ

あり、その帯域は最大ドップラー周波数ν_ｍａｘによって制限されている。

さらに、１つのＯＦＤＭシンボル中チャネルインパルス応答ＣＩＲはほぼ一定であると一般的に仮定されており、よって１つのＯＦＤＭシンボルにおけるＣＩＲの時間依存性を

立つ。厳密には、これは非時変チャネルにのみあてはまるものであるが、この仮定は実際には多くの場合に正当化されると考えられ、良好なシステムデザインにおいてはＯＦＤＭシンボル継続時間を必ず十分に短いものとしなければならない。

さらに、式（２）のチャネル伝達関数ＣＴＦはＣＩＲｈ^{（μ，ν）}（ｔ，τ）のフーリエ変換を示している。時間ｔ＝ｌＴ_ｓｙｍおよび周波数ｆ＝ｉ／Ｔにおける結果をサンプリングすると、ＯＦＤＭシンボルｌのサブキャリアｉにおけるＣＴＦは、以下のようになる。

ここで、Ｔ_ｓｙｍ＝（Ｎ_ＦＦＴ＋Ｎ_ＧＩ）Ｔ_ｓｐｌとＴ＝Ｎ_ＦＦＴＴ_ｓｐｌとは、それぞれ、ガードインターバルがある場合とない場合とにおけるＯＦＤＭシンボル継続時間を表す。式（４）の行列形式は、以下のように与えられる。

いて、以下のように定義される。

直交性は維持され、式（２）の受信信号が得られる。

受信アンテナにおけるフェージングが相互に相関どりされていないと仮定すると、本発明に係るチャネル推定は各アンテナに対して独立して行われる。よって、以下の記載において、受信アンテナνへのマーカは省略される。

さらに、本発明において、チャネルは、タップ遅延τ_ｑがサンプリング時点Ｔ_ｓｐｌの倍数である場合においてサンプルによって間隔が定められていると定義され、例えば、以下が成り立つ。

ここで、Ｆは次元Ｎ_ＧＩ×Ｎ_ｃのＤＦＴ−行列を表し、以下のように定義される。

実際のチャネルに対しては、タップ遅延τ_ｑサンプリング継続時間Ｔ_ｓｐｌの倍数とはならないが、多くの適用において、サンプリングによって間隔が定められたチャネルモデルは、十分に実際のチャネルに近似したものとなる。

ＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯシステムのためのパイロットシンボル援用チャネル推定の原理

図３は、本発明に係る２次元チャネル推定に適した分散パイロットグリッドを示す。

図３に示すように、パイロット援用チャネル推定ＰＡＣＥはデータ系列に、公知のシンボル、いわゆるパイロットシンボルを周期的に挿入することに基づく。パイロットシンボルの間隔がサンプリング定理を満たすのに十分に狭い場合、データ系列全体に渡るチャネル推定および補間が可能となる。

本発明でいうところの２次元パイロット援用チャネル推定においては、ＯＦＤＭの場合、フェージング変動は時間および周波数の２次元であるということを考慮に入れなくてはならない。従って、２次元サンプリング定理を満たすために、パイロットシンボルは時間−周波数グリッドに渡って分散され、よって２次元パイロットグリッドが得られる。分散パイロットグリッドを選択する別の理由は、スペクトル効果を最大化するためである。

２次元におけるパイロットグリッドの説明

本発明に係る２Ｄ面における通常のグリッドを形式面から説明すると、１つのフレーム

とは、それぞれ、周波数方向と時間方向とにおけるパイロット数である）と定義される。ここで、以下の表記法を使用する。２Ｄ構造Ｘを表す行列を想定して、周波数および時間方向に対応する次元を表すサブセットを、それぞれ、Ｘ′およびＸ″と表記する。

サブキャリアｉおよびＯＦＤＭシンボルｌのパイロットシンボルをｐ＝［ｉ，ｌ］^Ｔと表記することによって、本発明の枠組内において使用されるいずれの通常２Ｄグリッドも、以下のように表される。

ロットのインデックスを表し、ｇ_０はパイロットグリッドオフセットを定義している。

多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システム（以下、ＭＩＭＯシステムともいう）の場合、送信アンテナにおけるすべての送信信号は独自のパイロットグリッドを使用してもよい。このことによって、異なる送信アンテナからの重畳送信信号を受信側で分割することが可能となる。

本発明でいうところのパイロットシンボル援用チャネル推定を説明すると、それぞれ、

図３に示す特定の例において、パイロットグリッド構造は以下のように表されるＧにより定義される。

ここでＤ_ｆとＤ_ｔとは、それぞれ、周波数と時間とにおけるいわゆるパイロット間隔を表す。図３に示すパイロットグリッドの場合に特定の値はＤ_ｆ＝５およびＤ_ｔ＝５である。

なお、送信前に、すべての送信アンテナに対して同一である外部パイロット系列

列が得られる。

いて低いピークが得られる、かつ／または同期化において良好な相関特性が得られる。

図２に示すように、受信側において、巡回プレフィックスが除去され、ＦＦＴが行われ、ＯＦＤＭ復調後の受信信号が得られる。同期が完全であると仮定すると、式（２）の受信信号Ｙ_ｌ，ｉが得られる。チャネル推定のために、パイロット位置の受信信号をデータストリ

とで、受信パイロットは以下のように得られる。

多重入力多重出力通信システムのための２×１Ｄ−パイロット援用チャネル推定の基本的考察

図４は、本発明に係るマルチキャリア通信システムの多重入力多重出力送信チャネルを推定するためのチャネル推定装置の概略図を示す。

図４に示すように、チャネル推定装置１０は、第１推定装置段階１２と第２推定装置段階１４とを含む。さらに、このチャネル推定装置は、送信アンテナサブセットメモリ１６を含む。

図５は、図４に示すチャネル推定装置の操作のフローチャートを示す。

図５に示すように、本発明に係るチャネル推定装置の動作は、第１ステップＳ１０において、複数の送信アンテナを分割送信アンテナサブセットに分割する方法によっている。次に、ステップＳ１２において、送信アンテナサブセットに関連して作用するパイロット系列を第１段階チャネル推定を行うことにより分割し、送信の第１次元におけるチャネル応答の仮推定を得る。次に、ステップＳ１４において、送信アンテナサブセットのアンテナに関連して作用するパイロット系列を、各送信アンテナサブセットの各アンテナに対して第２段階チャネル推定を行うことにより分割し、チャネル応答の推定を得る。

図６は、本発明に係るチャネル推定の原理を説明する概略図を示す。

図６および上記の概説に示すように、ステップＳ１２において、チャネル推定は１次元において行われ、ＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリアに対する仮推定が得られる。これらの仮推定は、フレーム全体のチャネルを推定するために、ステップＳ１４において新たなパイロットとして使用される。

図６に示すように、第２段階はパイロットを有するＯＦＤＭシンボル間に補間するだけのものではなく、仮推定の精度を向上させるものである。

さらに、本発明によれば、周波数方向または時間方向のチャネル推定のいずれを最初に行ってもよい。最初に周波数方向におけるチャネル推定を行う場合については、以下に２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩとして参照される。さらに、最初に時間方向におけるチャネル推定を行う場合については、以下に２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩＩとして参照される。

問題を形式面から説明するために、ＯＦＤＭシンボルｌＤ_ｔの受信パイロットは、（ｉＤ_ｆ）番目のサブキャリアにおいて、以下のように考えられる。

関数（ＣＴＦ）とを表す。

さらに、ＣＴＦは、時間および周波数などの変数ｌおよびｉにおいて変動すると仮定さ

ＯＦＤＭシンボル数を表し、Ｎ_ｃはＯＦＤＭシンボルあたりのサブキャリア数を表し、Ｄ_ｆおよびＤ_ｔは周波数および時間におけるパイロット間隔を表し、Ｎ_Ｔは送信アンテナ数を表す。

推定することである。

本目的を達成するために、一般的に、ＭＩＭＯチャネル推定においては、チャネル推定および補間に加えてＮ_Ｔ個の送信アンテナから作用する信号を分割することが必要となる。Ｎ_Ｔ個の送信アンテナに対応する信号をＮ_Ｔ１個のサブセットに分割することで、それぞれＮ_Ｔ２個の信号を有するＮ_Ｔ１個のグループが得られ、よってＮ_Ｔ＝Ｎ_Ｔ１Ｎ_Ｔ２となる。言い換えると、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナを有するＭＩＭＯシステムに対して、本発明によると、Ｎ_Ｔ２個の送信アンテナに対応する信号が１つのセットにグループ化され、Ｎ_Ｔ１個のサブセットを形成する。

言い換えると、本発明の基礎をなす基本概念は、ステップＳ１２でＯＦＤＭシンボル

ャリアに対して仮推定を得るという方法により、分割タスクを２つの段階に分けることにある。第２ステップＳ１４では、フレーム全体のチャネルを推定するために、これら仮推定を新たなパイロットとして使用する。

図６に示すように、第２段階推定はパイロットを有するＯＦＤＭシンボル間に補間するだけのものではなく、仮推定の精度を向上させるものである。従って、以下に詳細に説明する本発明の異なる実施形態においては、パフォーマンスはほとんど低下しない一方で、複雑性が大幅に減少されている。

図６によると、最初に時間方向におけるチャネル推定を行うという順序とは反対に、最初に周波数方向におけるチャネル推定を行うことは簡単である。最初に周波数方向におけるチャネル推定を行う場合については、以下に２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩとして参照される。反対に、最初に時間方向におけるチャネル推定を行う場合については、２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩＩとして参照される。

ングが必要となる。

う別の方法もある。この場合、時間方向におけるチャネル推定に対しては、先行するパイロットのみが使用される。

予測フィルタリングがバッファリングを必要としないことは明らかであるが、平滑化に関するパフォーマンスは低下する。一方で、周波数方向におけるチャネル推定では、１つのＯＦＤＭシンボルのすべてのパイロットが同時に受信されるので、バッファリングを必要としない。しかしながら、典型的にはチャネル推定の精度が帯域端近くまで低下する。

２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩ

図７は、チャネル推定が最初に周波数方向において行われる、本発明に係るマルチキャリア通信システムの多重入力多重出力送信チャネルを推定するためのチャネル推定装置の概略図を示す。

本発明によると、２×１Ｄ−ＰＡＣＥをＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯチャネル推定に拡大することが提案されている。ＭＩＭＯチャネル推定においては、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナから作用する信号を分割することが必要となる。Ｎ_Ｔ個の送信アンテナを有するＭＩＭＯシステムをセットとしてＡと表す。さらに、本発明によると、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナのセッ

トにはＮ_Ｔ２個の送信アンテナが含まれ、よってＮ_Ｔ＝Ｎ_Ｔ１Ｎ_Ｔ２となる。

言い換えると、本発明によるとＮ_Ｔ個の送信アンテナを有するＭＩＭＯシステムにおいては、Ｎ_Ｔ２個の送信アンテナに対応する信号を１つのセットとしてグループ化し、ＡのＮ_Ｔ１個のサブセットを形成することが提案される。保護範囲を限定することなく、すべて

アンテナが１つのセットとしてのみ扱われると仮定してもよい。

本発明の基礎をなす概念は、第１推定段階において最初にＮ_Ｔ１＜Ｎ_Ｔ信号のサブセットを分割し、チャネル推定を併せて行う方法により、分割タスクを２つの段階に分けること

第２推定段階において、残りのＮ_Ｔ２個の重畳信号が第１推定段階のＮ_Ｔ１個の信号のそれぞれに対して分割され、第２次元におけるチャネル推定を併せて行うことにより、周波

図７は、提案されたスキームのタイプＩに関するする基本的な考えを説明するものである。

なお、図７に示すバッファは時間方向において平滑化フィルタリングを適用するために使用される。しかしながら、上記に概説したように、本発明は、平滑化および予測フィルタリングの両方に適用可能であるため、図７に示すバッファは任意に用いられ、使用される特定のチャネル推定アルゴリズムに依存する。

図８および９は、本発明に係るＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯチャネル推定のための２段階手法を支えるために使用されうるパイロット系列デザインを示す。ここで、図９に示すパイロットグリッドは、ＥＴＳＩ ＥＮ３００ ７４４、Ｖ１．４．１（２００１−０１）に準拠したＤＶＢ−Ｔパイロットグリッドに対応する。保護範囲を限定するものとして考えられるべきではないが、さらなる規格として、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ、またはＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ４７５ ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２が挙げられる。

より一般的な意味において、多重送信アンテナを用いたＯＦＤＭに基づくシステムに対しパイロット系列デザインを拡大するためには、本発明の好適な実施形態によると、送信

以下のような積の形で表されるパイロット系列を選択することが提案される。

ンボルである。

存する。

あることを意味する。それに対応して、１つのサブキャリアのパイロットを表す系列

直交デザインから選択されることが好ましい。

（１２）の提示された２Ｄパイロット系列を、（１１）の受信パイロットに代入すると、以下が得られる。

ループを分割し、さらに、周波数方向においてチャネルを推定および補間することにある。

ことを意味する。

さらに、第１推定段階の出力は後に、７に示す第２推定段階のための入力として用いられる。

図７に示すように、第２推定段階において、チャネルは時間方向において推定され、サ

本発明では、この枠組みを使用して、ＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯシステムのための、利用可能な１次元スキームを適用することでチャネル推定を行うことが提案される。

２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩＩ

図１０は、チャネル推定が最初に時間方向において行われる、本発明に係るマルチキャリア通信システムの多重入力多重出力送信チャネルを推定するためのチャネル推定装置の概略図を示す。

図１０に示すように、２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩＩの２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩに対する主たる相違点は、第１推定段階におけるＮ_Ｔ１個のサブセットの分割が、時間方向におけるチャネル推定とともに行われることにある。このことにより、２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩＩのパイロットシンボルが得られる。

上記から、パイロット系列が式（１２）における２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩと非常に

された２Ｄパイロット系列を、式（１１）の受信パイロットに代入すると、受信パイロット系列は以下のように表現することができる。

信パイロット系列は、以下のように定義される。

こと、すなわち、Ｎ_Ｔ１個のグループを分割し、その後、時間方向においてチャネルを、ｌ変数などを介して推定および補間することにある。

にΔｌＤ_ｔＯＦＤＭシンボルはバッファリングを必要とする。第２推定段階に対しては、チャネルを周波数方向に推定してサブセットあたりの残りのＮ_Ｔ２個の信号を分割することが提案される。

２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩとタイプＩＩとの比較

タイプＩおよびタイプＩＩの両スキームのパフォーマンスは、ほとんどの実施において同一であることが分かる。しかし、チャネル推定に必要とされる乗算の数において、計算複雑性が異なりうる。実際の計算複雑性はその多くを、システムパラメータ、パイロットグリッド構造、および使用されるチャネル推定アルゴリズムに依存している。さらに、ＤＳＰまたはハードウェアアーキテクチャによっては一方のスキームが好ましい場合もある。

しかしながら、より重要なことは、あるパイロットグリッドを選択することで、特定のスキームの実施が不可能となる点にある。図８および図９に示すパイロットグリッドにはタイプＩおよびタイプＩＩの両スキームが適用可能である。しかしながら、これは一般的ではない。この問題を掘り下げるために、図８に示す以下のグリッドを考察する。

このようなグリッド構造に対しては、周波数方向のパイロットが一列に配置されるために２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩを採用することがより適切である。一方で、時間方向に連続するパイロットは１つのサブキャリア分離れて変位するため、２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩＩの採用は困難となる。

従って、図９に示す以下のグリッドを選択すると、２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩＩの採用がより適切となる。

図９のこのグリッドはＤＶＢ−Ｔ規格に対して選択されてきたものであり、よって、ＤＶＢ−Ｔに対しては、２×１Ｄ−ＰＡＣＥが使用される場合、時間方向における本発明の好適な実施形態に係るチャネル推定を最初に行うべきである。

２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩの適用

本発明に係るパイロットシンボル援用チャネル推定を説明すると、周波数方向における

いてそれぞれサンプリングされた、パイロットのみを含む受信信号系列のサブセット、す

以下においては、２つのチャネル推定技術が２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩに対して説明される。１つ目は、ウィーナフィルタ補間による周波数領域におけるチャネル推定であり、２つ目の手法は、受信信号の時間領域への伝達である。

周波数領域チャネル推定

第１段階ウィーナフィルタリング

２×１Ｄ−ＰＡＣＥタイプＩの場合、第１のステップはチャネルを周波数方向に推定することである。ベクトル表記法においては、ＯＦＤＭシンボルｌの受信パイロット系列は、以下のようになる。

信パイロット系列を表す。

さらに、アンテナμ_ｌから送信されるＯＦＤＭシンボルｌの送信パイロット系列、サブ

さらに、本発明によると、周波数領域におけるチャネル推定はＦＩＲ補間フィルタを用いて行われることが好ましく、これは周波数方向における第１段階に対して、以下のように表現することができる。

ボルの位置に依存している。これは、各送信アンテナだけではなく各サブキャリアに対しても、別のフィルタが必要となることを意味する。

とである。ウィーナフィルタにより、パイロット系列および所望の応答の間における平均二乗誤差ＭＳＥが最小となる。これは最小ＭＳＥまたは同等にＭＭＳＥ推定装置としても公知である。

さらに、ウィーナフィルタを生成するためには、共分散行列で表されるチャネル統計の

より定義される。共分散行列のｍ番目の列およびｎ番目の行における値は、以下のように与えられる。

のように表現することができる。

式（２０）および式（２１）による数値はウィーナ補間フィルタを評価するために必要である。ＭＭＳＥに関して最適の解決法を、以下によるウィーナ・ホッフを使用して定義してもよい。

第２段階ウィーナフィルタリング

上記に鑑みて、Ｎ_Ｔ１のサブセットおよび各サブキャリアに対する式（１９）の計算は、第２段階においてさらに処理される。ここで、時間方向におけるフィルタリングおよび補間によって、以下の形式で得られる周波数応答推定が得られる。

階のＦＩＲ補間フィルタを表す。

低い推定になる代わりに、チャネル推定による時間遅延を引き起こすことなく線形予測受信側を特定する。

なお、一般的に、推定されるべきシンボルがそのシンボルの推定に使用されるパイロッ

シンボルが関与する。

さらに、行列表記法によると、式（２３）は以下のようになる。

補間フィルタを使用することである。時間方向における第１段階出力の共分散行列は、

における値は、以下のように与えられる。

の値は、以下のように表現することができる。

式（２０）および式（２１）による数値はウィーナ補間フィルタを評価するために必要である。ＭＭＳＥに関して最適の解決法は、以下によるウィーナ・ホッフ式を使用して得られる。

時間領域チャネル推定

図１１は、本発明に係る時間領域のチャネル推定を実現するように構成された推定装置段階の概略図を示す。

図１１に示すように、本発明に係る周波数応答Ｈ_ｌ，ｉを定義するためのもうひとつの手

ある。μ番目の送信アンテナから作用するＯＦＤＭシンボルｌのＣＩＲベクトルに関し

のようになる。

で説明したサンプリングによって間隔が定められたチャネルモデルにのみ当てはまる。Ｈ_ｌ，ｉのＤＦＴが時間制限されない、サンプリングによって間隔が定められていないチャネルモデルの場合は、エイリアシングを避けるためにオーバーサンプリングが必要となる。この場合、Ｑが有効なタップ数を表す。

これは、ＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯシステムの２段階チャネル推定が、時間および周波数領域において同様に採用可能であるということを意味する。

ＯＦＤＭ復調後の受信パイロット系列は、以下のように与えられる。

ここで、以下が成り立つ。

域に変換する。

わち、以下のようになる。

わち、最小二乗ＬＳ推定装置および最小平均二乗誤差ＭＭＳＥ推定装置について説明する。

最小二乗ＬＳ推定装置

定義されてもよい。

推定装置は送信信号に依存するために、パイロット系列は適切に選択しなくてはならな

ての場合に当てはまらない。ＬＳ推定装置が存在するために必要な条件として、以下のものがある。

本発明の好適な実施形態によると、２倍のオーバーサンプリングにより、パイロットによるシステムオーバーヘッドを最小化すること、およびパフォーマンスを最適化すること

れる。

なお、複数の送信アンテナに対するＬＳ推定装置は時間領域のみに存在する。

最小平均二乗誤差ＭＭＳＥ推定装置

ＭＭＳＥ推定装置は、時間領域チャネル推定のためのＦＩＲフィルタにより与えられる。

ウィーナフィルタはウィーナ・ホッフ式により定義される。

ここで、異なる送信アンテナ間のフェージングは相関がとられていないと仮定される。

ーナフィルタは、以下のように簡略化可能となる。

なお、本発明によると、ＬＳ推定装置により行われるＮ_Ｔ１個の信号の分割は、フィルタリングタスクより分けることが可能である。

上記に概説したように、一般的にＭＭＳＥ推定装置はパイロットシンボルの選択に依存

従って、式（３３）および式（４０）において必要とされる行列反転が簡単になるので、式（４０）のＭＭＳＥ推定装置と同様に、式（３３）の上記ＬＳ推定装置も著しく簡略化可能となる。

さらに、式（３３）および式（４０）から、推定装置は選択したパイロット系列から独立し、よってフィルタ生成が大幅に簡単となることが分かる。

図１１は、直交パイロット系列を使用した時間領域におけるチャネル推定および補間のブロック図を示す。最初に、受信パイロット系列をＮ_Ｔ１個のブランチに分割し、各ブラン

する。任意のフィルタリングおよび／またはウィンドウィングにより、チャネルは時間領域において推定される。第１段階推定のゼロパディングにより、Ｎ_ｃ個のサンプルにまで拡大される。ＯＦＤＭシンボル全体（パイロットおよびデータ）のＣＴＦ推定は、ＣＩＲ推定のＮ_ｃポイントＦＦＴにより得られる。

Ｎ_Ｔ１Ｎ_ｃ×Ｎ_Ｔ１Ｎ_ｃブロック対角行列を表す。

ることが可能である。

Ｎ_Ｔ１回のＦＦＴにより周波数領域に変換される。さらに、ドップラー領域における第２段階のチャネル推定も可能であり、すなわち、時間領域と同等のアルゴリズムを使用して

図１２は、本発明に係る時間領域のチャネル推定を実現するように構成された推定装置段階の概略図を示す。

図１２より、第２段階のチャネル推定も、上記した第１推定段階に対応するＤＦＴ補間を用いて行ってもよいことが分かる。しかしながら、ゼロパディングおよびＮ_ｃポイントＦＦＴ前などに、第２推定段階を時間領域においても行うことが計算上より効率的である。

図１２に示すように、送信の第１および第２次元など周波数および時間において相関関数が相互に独立しているため、第２段階のフィルタリングそれ自体は影響を受けないままとなる。よって、ウィーナフィルタリングが第２段階に選択された場合、上記の式（２

プルインデックスを表す。第２段階フィルタリングの後、Ｎ_Ｔ個の出力全体、例えばサブセットあたりＮ_Ｔ２個の出力はそれぞれ周波数領域に戻るように変換される。

周波数再利用係数１を用いたセルラーシステムへの適用

図１３は、本発明に係る２段階チャネル推定手法の、周波数再利用係数が１であるセルラー通信システムへの適用を示す。

図１３に示すように、Ｎ_Ｔ個のアンテナ素子を含むアンテナアレイを有する代わりに、提案したスキームは分散したアンテナにも適用可能である。例えば、２×１Ｄ−ＰＡＣＥが周波数再利用係数が１であるセルラーシステムに適用される。モバイルユーザがセル境界にいる場合、ユーザは１つの基地局から所望の信号を受信し、さらに他の基地局から１つ以上の干渉信号を受信する。

さらに、各基地局はＮ_Ｔ２個のアンテナ素子を有すると仮定してもよい。データを含むシンボルは、チャネルコードまたは拡散を用いて干渉から保護可能であるが、パイロットシンボルはこのようには保護されない。しかしながら、高精度のチャネル推定はシステムが効率よく作動するために最も重要である。解決法の１つはパイロットを増加することであるが、これは他の基地局のサービスを受けるユーザに対する干渉を増やすこととなり、よってシステムの容量を制限してしまう。

本発明によると、２×１Ｄ−ＰＡＣＥはこのような場合に以下のように適用可能である。基地局においてＮ_Ｔ１個のサブセットを形成し、各サブセットはＮ_Ｔ２個のアンテナ素子を含むアンテナアレイを有し、結果としてＮ_Ｔ＝Ｎ_Ｔ１Ｎ_Ｔ２個の素子を有するアレイを形成する。これには、セル間の同期が必要となる。

略語

ＡＷＧＮ 加法的白色ガウス雑音
ＣＩＲ チャネルインパルス応答
ＣＴＦ チャネル伝達関数
ＤＦＴ 離散フーリエ変換
ＦＦＴ 高速フーリエ変換
ＧＩ ガードインターバル
ＩＤＦＴ 逆離散フーリエ変換
ＩＦＦＴ 逆高速フーリエ変換
ＬＳ 最小二乗
ＭＩＭＯ 多重入力多重出力、一般的には、いくつかの送信および受信アンテナを有するシステム
ＭＭＳＥ 最小平均二乗誤差
ＭＳＥ 平均二乗誤差
ＯＦＤＭ 直交周波数分割多重方式
ＰＡＣＥ パイロットシンボル援用チャネル推定

共通して使用されるシステムパラメータリスト

Ｎ_ＦＦＴ ＦＦＴ長
Ｎ_ｃ サブキャリア数
Ｎ_ＧＩ ガードインターバルサンプル数
Ｌ フレームあたりＯＦＤＭシンボル数
Ｔ ＯＦＤＭシンボル継続時間
Ｔ_ｓｐｌ Ｔ_ｓｐｌ＝Ｔ／Ｎ_ＦＦＴにより与えられるサンプルインターバル
Ｔ_ｓｙｍ ガードインターバルＴ_ｓｐｌ＝Ｔ＋Ｎ_ＧＩＴ_ｓｐｌを含むＯＦＤＭシンボル合計継続時間
Ｑ_０ 非ゼロチャネルタップ数
Ｑ チャネルタップ合計数
Ｎ_Ｒ 受信アンテナ数
Ｎ_Ｔ 送信アンテナ数
Ｎ_Ｔ１ サブセット数
Ｎ_Ｔ２ １つのサブセット内の送信アンテナ数

Ｄ_ｆ 周波数におけるパイロット間隔
Ｄ_ｔ 時間におけるパイロット間隔

共通して使用される変数リスト

Ｎ_ｌ，ｉ サブキャリアｉにおけるＯＦＤＭシンボルｌの平均ゼロで分散Ｎ_０のＡＷＧＮサンプル
ｎ（ｔ） ＯＦＤＭ復調前の時間ｔにおけるＡＷＧＮ過程の実現

本発明の基礎をなすシステムモデルを説明するためのＯＦＤＭに基づく多重入力多重出力ＭＩＭＯ通信システムの概略図を示す。 それぞれ、ＯＦＤＭ変調および復調を説明する概略図を示す。 本発明に係る２次元チャネル推定に適した分散パイロットグリッドを示す。 本発明に係るマルチキャリア通信システムの多重入力多重出力送信チャネルを推定するためのチャネル推定装置の概略図を示す。 図５に示すチャネル推定装置の動作のフローチャートを示す。 本発明の基礎をなす２×１Ｄチャネル推定の原理を説明する概略図を示す。 チャネル推定が最初に周波数方向において行われる、本発明に係るマルチキャリア通信システムの多重入力多重出力送信チャネルを推定するためのチャネル推定装置の概略図を示す。 本発明に係る２次元チャネル推定に適したさらなる分散パイロットグリッドを示す。 デジタルビデオブロードキャストＤＶＢ−Ｔアプリケーションに対応し、本発明に係る２次元チャネル推定に適したさらなる分散パイロットグリッドを示す。 チャネル推定が最初に時間方向において行われる、本発明に係るマルチキャリア通信システムの多重入力多重出力送信チャネルを推定するためのチャネル推定装置の概略図を示す。 本発明に係る時間領域のチャネル推定を実現するように構成された推定装置段階の概略図を示す。 本発明に係る時間領域のチャネル推定を実現するように構成されたさらなる推定装置段階の概略図を示す。 本発明に係る２段階チャネル推定手法の、周波数再利用係数が１であるセルラー通信システムへの適用を示す。

Claims (30)

1. 
2. 前記パイロット系列は送信の前記第１次元と送信の前記第２次元に分離可能な積形式で表現されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記パイロット系列は直交計画から選択されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記直交計画はウォルシュ系列および位相シフト系列を含むグループから選択されることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 前記第１次元は周波数次元であることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の方法。
6. 
7. 
8. 前記第１段階チャネル推定は周波数領域において行われることを特徴とする請求項５乃至７のいずれかに記載の方法。
9. 前記第２段階チャネル推定は時間領域において行われることを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 前記第１次元は時間次元であることを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
11. 
12. 
13. 前記第１段階チャネル推定は時間領域において行われることを特徴とする請求項１０乃至１２のいずれかに記載の方法。
14. 前記第２段階チャネル推定は周波数領域で行われることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
15. 
16. 
17. 前記第１段階推定手段は、第１次元送信と送信の第２次元に分離可能な積形式で表現されたパイロット系列を用いて前記第１段階チャネル推定を行うことを特徴とする請求項１６に記載のチャネル推定装置。
18. 前記第１段階推定手段は、直交計画から選択されたパイロット系列を用いて前記第１段階推定を行うことを特徴とする請求項１６または１７に記載のチャネル推定装置。
19. 前記第１段階推定手段は、ウォルシュ系列もしくは位相シフト系列を用いて前記第１段階チャネル推定を行うことを特徴とする請求項１８に記載のチャネル推定装置。
20. 前記第１段階推定手段は、前記第１段階チャネル推定を周波数次元において行うことを特徴とする請求項１６または１７に記載のチャネル推定装置。
21. 
22. 
23. 前記第１段階推定手段は、前記第１段階チャネル推定を周波数領域において行うことを特徴とする請求項２０乃至２２のいずれかに記載のチャネル推定装置。
24. 前記第２段階推定手段は、前記第２段階チャネル推定を時間領域において行うことを特徴とする請求項２３に記載のチャネル推定装置。
25. 第１段階推定手段は、前記第１段階チャネル推定を時間方向において行うことを特徴とする請求項１６乃至１７のいずれかに記載のチャネル推定装置。
26. 
27. 
28. 前記第１段階推定手段は、前記第１段階チャネル推定を時間領域において行うことを特徴とする請求項２５乃至２７のいずれかに記載のチャネル推定装置。
29. 前記第２段階推定手段は、前記第２段階チャネル推定を周波数領域において行うことを特徴とする請求項２８に記載のチャネル推定装置。
30. チャネル推定装置の内部メモリに直接的にロード可能なコンピュータプログラム製品であって、多重入力多重出力送信チャネルを２次元で推定するチャネル推定装置のプロセッサにおいて実行された場合に、請求項１乃至１９のいずれかに記載の各ステップを実行させるソフトウェアコード部分を備える、多重入力多重出力送信チャネルを２次元で推定するチャネル推定装置の内部メモリに直接的にロード可能なコンピュータプログラム。

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