KR20120043120A - 상전류 검출장치, 및 이를 이용한 전력변환장치 - Google Patents

상전류 검출장치, 및 이를 이용한 전력변환장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20120043120A
KR20120043120A KR1020127006791A KR20127006791A KR20120043120A KR 20120043120 A KR20120043120 A KR 20120043120A KR 1020127006791 A KR1020127006791 A KR 1020127006791A KR 20127006791 A KR20127006791 A KR 20127006791A KR 20120043120 A KR20120043120 A KR 20120043120A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
phase current
period
switching
current detection
phase
Prior art date
Application number
KR1020127006791A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101507212B1 (ko
Inventor
히로시 히비노
Original Assignee
다이킨 고교 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 다이킨 고교 가부시키가이샤 filed Critical 다이킨 고교 가부시키가이샤
Publication of KR20120043120A publication Critical patent/KR20120043120A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101507212B1 publication Critical patent/KR101507212B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

인버터 제어를 소정 길이의 인버터 제어기간(T2) 단위로 반복하는 제어부(4)를 설치한다. 그리고, 이 제어부(4)에서는, 상(相)전류를 검출하는 상전류 검출기간(T1)을 소정의 인버터 제어기간(T2)들 사이에 설치하고, 인버터 제어기간(T2)에서의 전압펄스의 폭보다 큰 폭의 전압펄스가 상전류 검출기간(T1)에 션트저항(R)으로부터 출력되도록, 인버터 회로(3)의 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 제어한다.

Description

상전류 검출장치, 및 이를 이용한 전력변환장치{PHASE CURRENT DETECTION DEVICE AND POWER CONVERSION DEVICE USING SAME}
본 발명은, 인버터 회로 출력교류의 상(相)전류를 검출하는 상전류 검출장치 및 이를 이용한 전력변환장치에 관한 것이다.
공기조화기에서는 압축기를 구동시키는 모터에 교류전력을 공급하기 위해, 직류를 교류로 변환하는 인버터 회로가 이용되는 경우가 많다. 그리고, 이 인버터 회로에는, 모터에 흐르는 전류를 제어하기 위함 등의 목적으로, 출력교류의 상전류를 검출하는 상전류 검출장치가 설치되는 것이 일반적이다(예를 들어, 특허문헌 1을 참조). 특허문헌 1의 상전류 검출장치는, DC링크에 설치한 션트저항과, 션트저항 양단(兩端)의 전압을 입력하여, 검출전류를 출력하는 증폭기를 가지며, PWM 제어(PWM:Pulse Width Modulation)를 실행하고 있을 시 션트저항에 발생한 전압펄스를 이용하여 상전류를 검출하고 있다.
그런데, 상기 인버터 회로는 복수의 스위칭 소자의 스위칭 상태를 각각 변화시켜 직류를 교류로 변환하므로, 캐리어 신호의 주파수(캐리어 주파수)를 높게 할 수 있다면, 출력 제어의 응답성이 향상(즉, 제어 대역(帶域)이 확대)된다. 이것에는, 예를 들어 PWM 제어의 인버터 회로에서는, 스위칭 속도를 고속화할 필요가 있으며, 예를 들어 와이드 밴드갭(wide band-gap) 반도체로 구성된 스위칭 소자를 이용하면, 스위칭 속도를 고속화(예를 들어 종래의 10배 이상)하여 캐리어 주파수를 높게 하는 것을 기대할 수 있다.
[선행기술문헌]
[특허문헌]
특허문헌 1 : 일본 특허공개 2004-135440호 공보
그러나, 상기와 같이 캐리어 주파수(스위칭 주파수)가 높아지면, 션트저항에 발생하는 전압펄스의 폭이 작아지므로, 상전류 검출장치를 구성하는 부품의 고속화가 필요해진다. 게다가, 션트저항이 출력하는 전압펄스는, 상승에서부터 소정의 기간은 링잉(ringing) 등에 의해 파형이 왜곡되므로, 전압이 안정되기까지 소정 시간 기다리지 않으면 상전류를 측정할 수 없다. 즉, 캐리어 주파수가 높아지면, 상전류 검출에 필요한 펄스 폭의 확보가 곤란해질 가능성을 생각할 수 있다. 이에 대해서는, 예를 들어, 홀 CT(Hall Current Transformer)를 이용하면 검출이 가능해진다고 생각할 수 있으나, 이것으로는 션트저항을 이용하는 경우보다 상전류 검출장치의 원가가 증대한다.
본 발명은 상기 문제에 착안하여 이루어진 것이며, 션트저항을 이용하여 인버터 회로의 상전류를 검출하는 상전류 검출장치에 있어서, 인버터 회로 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 고주파가 되어도, 보다 확실하게 상전류를 검출할 수 있도록 하는 것을 목적으로 한다.
상기의 과제를 해결하기 위해, 제 1 발명은, 복수의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 각각 변화시켜 직류를 교류로 변환하는 인버터 회로(3) 출력교류의 상(相)전류를 검출하는 상전류 검출장치에 있어서, 상기 상전류에 따른 전압의 전압펄스를 출력하는 션트저항(R)과, 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 각각 변화시켜 상기 출력교류의 전류 또는 전압을 제어하는 인버터 제어를 소정 길이의 인버터 제어기간(T2) 단위로 반복하는 제어부(4)와, 상기 전압펄스에 기초하여 상기 상전류를 검출하는 검출부(5)를 구비하고, 상기 제어부(4)는, 상기 상전류를 검출하는 상전류 검출기간(T1)을 소정의 인버터 제어기간(T2)들 사이에 설치하고, 상기 인버터 제어기간(T2)에서의 상기 전압펄스의 폭보다 큰 폭의 전압펄스가, 상기 상전류 검출기간(T1)에 상기 션트저항(R)으로부터 출력되도록 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 제어하고, 상기 검출부(5)는, 상기 상전류 검출기간(T1)의 전압펄스에 의해 상기 상전류를 검출하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에 의해, 인버터 제어기간(T2)에는 인버터 제어가 실행되어 소정의 교류가 출력된다. 그리고, 본 발명에서는, 상기 인버터 제어가 실행되는 인버터 제어기간(T2)과는 별도로 상전류 검출기간(T1)을 설정하여, 이 상전류 검출기간(T1)의 전압펄스로부터, 검출부(5)가 상전류를 검출하도록 구성된다. 이 전력변환장치에서도 상전류 검출기간(T1)의 전압펄스는, 상승에서부터 소정의 기간은, 링잉으로 인해 파형이 흐트러져 있을 가능성이 있다. 그러나, 본 발명에서는, 이 상전류 검출기간(T1)에는 인버터 제어 시의 전압펄스보다 펄스 폭이 큰 전압펄스가 션트저항(R)으로부터 출력되도록 제어부(4)가 제어한다. 때문에, 링잉이 멈추고 전압이 안정되기까지 검출을 기다려도, 인버터 제어 중의 전압펄스를 이용하는 경우보다 더 긴 검출시간(즉, 보다 큰 펄스 폭)을 상전류 검출기간(T1)에서 확보할 수 있다.
또, 제 2 발명은, 제 1 발명의 상전류 검출장치에 있어서, 상기 상전류 검출기간(T1)은, 상기 인버터 제어기간(T2)보다 긴 기간인 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 상전류 검출기간(T1)이 인버터 제어기간(T2)보다 길므로, 상전류 검출기간(T1)에 있어서 전압펄스의 폭을 더 크게 하는 것이 가능해진다.
또, 제 3 발명은, 제 1 또는 제 2 발명의 상전류 검출장치에 있어서, 상기 션트저항(R)은, 상기 인버터 회로(3)에서 음(－)측의 직류모선(母線)(N)과, 상기 직류를 출력하는 직류전원(2)과의 사이에 설치되는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 음(－)측의 직류모선(N)과 직류전원(2)과의 사이에 션트저항(R)이 설치되므로, 이 션트저항(R)에는 각 상(U상, V상, W상)의 상전류가 흐른다. 즉, 1개의 션트저항(R)에서 각 상의 상전류(Iu, Iv, Iw)를 검출할 수 있다.
또, 제 4 발명은, 제 1 또는 제 2 발명의 상전류 검출장치에 있어서, 상기 복수의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)는, 2개의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)가 직렬 접속된 복수의 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)를 구성하고, 각 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)는, 상기 인버터 회로(3)의 양극(＋) 및 음극(－)의 직류모선(P, N) 사이에 접속됨과 동시에, 각각의 중간점이 부하(負荷)(6)에 접속되고, 상기 션트저항(R1, R2, R3)은, 각 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)에 설치되는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 션트저항(R1, R2, R3)이 각 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)에 설치되므로, 각 상(相)의 상전류의 검출을 동시에 행하는 것이 가능해진다.
또, 제 5 발명은, 복수의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 각각 변화시켜 직류를 교류로 변환하는 인버터 회로(3)와, 제 1 발명에서 제 4 발명 중 어느 하나의 상전류 검출장치를 구비하고, 각각의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)는, 와이드 밴드갭 반도체로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치이다.
이 구성에서는, 인버터 회로(3)에서, 와이드 밴드갭 반도체로 구성된 스위칭 소자(Sup, …, Swn)에 의해 스위칭이 이루어진다. 즉, 이 인버터 회로(3)에서는, 스위칭의 고속화가 가능해진다.
제 1 발명에 의하면, 상전류 측정을 위해 보다 큰 펄스 폭을 확보하는 것이 가능해지므로, 스위칭 주파수가 고주파가 되어도, 보다 확실하게 상전류를 검출하는 것이 가능해진다.
또, 일반적으로, 스위칭 주파수가 높아지면, 상전류 검출에 사용할 수 있는 기간이 짧아지므로, 링잉이 멈추고 전압이 안정되기까지의 기간을 단축해야 하고, 각 배선의 인덕턴스(inductance)를 저감시킬 필요가 있다. 때문에, 일반적으로는, 스위칭 주파수가 높아질수록, 상전류 검출장치의 배선설계에 주의가 필요하게 된다고 생각할 수 있다. 그러나, 본 발명에서는, 인버터 제어기간(T2)과는 별도로 상전류 검출기간(T1)을 설정하여, 상전류 검출기간(T1)에는 인버터 제어 시의 전압펄스보다 펄스 폭이 큰 전압펄스가 션트저항으로부터 출력되도록 한다. 때문에, 스위칭 주파수를 종래보다 높게 해도, 스위칭 주파수에 관계없이, 링잉이 멈추고 전압이 안정되는 기간을 설정할 수 있다. 즉, 본 발명에서는, 종래와 마찬가지의 배선설계로 상전류의 측정을 실시하는 것도 가능해진다. 즉, 본 발명에 의하면, 고주파에서 동작하는 인버터 회로를 용이하게 설계하는 것이 가능해진다.
또, 상전류 검출기간(T1)에는 인버터 제어 시의 전압펄스보다 펄스 폭이 큰 전압펄스가 션트저항(R)으로부터 출력되므로, 검출부(5)는 특별히 고속화할 필요가 없고, 종래의 상전류 검출장치에서 채용되었던 검출부를 이용하는 것도 가능해진다.
또, 제 2 발명에 의하면, 상전류 검출기간(T1)에서의 전압펄스의 폭을 더 크게 할 수 있으므로, 보다 확실하게 상전류를 검출하는 것이 가능해진다.
또, 제 3 발명에 의하면, 1개의 션트저항(R)에서 각 상의 상전류를 검출할 수 있으므로, 상전류 검출장치를 소형으로 설계하는 것이 가능해진다.
또, 제 4 발명에 의하면, 각 상의 상전류의 검출을 동시에 행하는 것이 가능해지므로, 상전류 검출기간(T1)을 설정하는 개소(箇所)를 저감시킬 수 있다.
또, 제 5 발명에 의하면, 와이드 밴드갭 반도체로 구성된 스위칭 소자(Sup, …, Swn)를 이용한 인버터 회로(3)에서, 보다 확실하게 상전류를 검출하는 것이 가능해진다.
도 1은, 본 발명의 제 1 실시형태에 관한 상전류 검출장치를 적용한 전력변환장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는, 검출부의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 3은, 상측 암의 각 스위칭 소자의 게이트에 각각 부여하는 게이트 신호의 파형과 션트저항의 전압파형을 설명하는 도이다.
도 4는, 제 1 실시형태의 변형예 2에 관한 상전류 검출장치가 상측 암의 각 스위칭 소자의 게이트에 각각 부여되는 게이트 신호의 파형과 션트저항의 전압파형을 설명하는 도이다
도 5는, 상전류 검출기간을 0.5 캐리어 주기로 한 예이다.
도 6은, 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 상전류 검출장치를 적용한 전력변환장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 7은, 전압벡터와 각 스위칭 소자의 스위칭 상태의 관계를 나타내는 표이다.
도 8은, 인버터 회로의 출력전압을 저하시키지 않도록 할 수 있는 스위칭 패턴의 일례이다.
도 9는, 인버터 회로의 출력전류를 증가시키지 않도록 할 수 있는 스위칭 패턴의 일례이다.
도 10은, 전압펄스를 항시 양(＋)으로 할 수 있는 스위칭 패턴의 일례이다.
도 11은, 션트저항이 3개의 상전류 검출장치에서의 스위칭 상태와 션트저항에 의한 검출값의 관계를 나타내는 표이다.
이하, 본 발명의 실시형태에 대해 도면을 참조하면서 설명한다. 그리고, 이하의 실시형태는, 본질적으로 바람직한 예시이며, 본 발명, 그 적용물, 또는 그 용도의 범위를 제한하는 것을 의도하는 것은 아니다.
《제 1 실시형태》
〈개요〉
이하에서는, 본 발명의 실시형태에 관한 상전류 검출장치를 전력변환장치에 적용한 예를 설명한다. 도 1은, 본 발명의 제 1 실시형태에 관한 상전류 검출장치(1)를 적용한 전력변환장치(10)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 전력변환장치(10)는, 상전류 검출장치(1), 컨버터 회로(2)(직류전원), 및 인버터 회로(3)를 구비한다. 그리고, 전력변환장치(10)에는 교류전원(7)이 접속되며, 교류전원(7)이 출력한 교류(이하, 입력교류라 함)를 3상 교류(이하, 출력교류라 함)로 변환하고, 부하인 모터(6)로 공급하도록 구성된다. 이 모터(6)는, 예를 들어 공기조화기의 냉매회로에 설치된 압축기를 구동하는 것이다.
《전력변환장치 각 부의 구성》
이하에서는, 전력변환장치(10)의 각 구성요소에 대해 상세하게 설명한다.
〈컨버터 회로(2)〉
본 실시형태의 컨버터 회로(2)는, 브리지 접속된 4개의 다이오드(D1, …, D4), 리액터(2a), 및 평활 콘덴서(2b)를 구비하고, 상기 입력교류를 전파 정류(全波整流)한다. 이 컨버터 회로(2)의 출력은 인버터 회로(3)에 설치된 양음(陽陰) 한 쌍의 직류모선(P, N)(후술)에 접속된다. 구체적으로, 이 컨버터 회로(2)에서는, 도 1에 나타내듯이, 리액터(2a)는, 컨버터 회로(2)의 양(＋)측 출력과, 인버터 회로(3)의 양측 직류모선(P)에 접속되며, 평활 콘덴서(2b)는, 인버터 회로(3)의 2개의 직류모선(P, N) 사이에 접속된다.
〈인버터 회로(3)〉
이 인버터 회로(3)는, 복수의 스위칭 소자의 스위칭 상태를 각각 변화시켜, 컨버터 회로(2)가 출력한 직류를 교류로 변환하여 모터(6)(부하)로 공급하도록 구성된다. 구체적으로는, 본 실시형태의 인버터 회로(3)는, 도 1에 나타내듯이, 상측 암을 구성하는 3개의 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp) 및 3개의 환류 다이오드(Dup, Dvp, Dwp), 하측 암을 구성하는 3개의 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn) 및 3개의 환류 다이오드(Dun, Dvn, Dwn)를 구비한다. 또, 이 인버터 회로(3)에는, 양음(陽陰) 한 쌍의 직류모선(P, N)이 배치되며, 이들 직류모선(P, N)에는, 컨버터 회로(2)가 출력한 직류가 공급된다.
그리고, 이 인버터 회로(3)에서는, 상측 암의 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)와 하측 암의 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn)는, 1대 1로 대응하여 직렬 접속된다. 이하에서는, 직렬 접속된 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 쌍을 스위칭 레그라 부르기로 한다. 이 예에서는, 스위칭 소자(Sup)와 스위칭 소자(Sun)의 쌍으로 형성된 스위칭 레그(leg1), 스위칭 소자(Svp)와 스위칭 소자(Svn)의 쌍으로 형성된 스위칭 레그(leg2), 스위칭 소자(Swp)와 스위칭 소자(Swn)의 쌍으로 형성된 스위치 레그(leg3)가 있다.
이들 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)는, 양(＋)측 직류모선(P)과 음(－)측 직류모선(N)과의 사이에 각각 접속된다. 또, 각각의 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)의 각 중간점(M1, M2, M3)이 출력교류의 각 상(U상, V상, W상)의 상전압(Vu, Vv, Vw)을 출력하는 노드(node)이며, 각 중간점(M1, M2, M3)은 모터(6)의 각 상에 각각 접속된다.
-스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 선정-
이 인버터 회로(3)에서는, 상측 암 및 하측 암의 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)로, 와이드 밴드갭 반도체를 이용한 스위칭 소자를 채용한다. 보다 구체적으로, 스위칭 소자(Sup, …, Swn)는, SiC MOSFET(SiC: Silicon Carbide, 탄화규소)이다. 그리고, SiC MOSFET 외에도, 질화갈륨(GaN), 또는 다이아모드(C)를 주재료로 한 반도체로 형성된 스위칭 소자 등을 이용하는 것이 가능하다.
〈상전류 검출장치(1)〉
상전류 검출장치(1)는, 상기 출력교류의 각 상전류(Iu, Iv, Iw)를 검출하여, 각각의 검출결과(상전류값)를 나타내는 전류값 신호를 출력하도록 구성된다. 이 전류값 신호는, 전력변환장치(10)의 제어나, 인버터 회로(3)를 과전류로부터 보호하기 위함 등의 목적으로 사용할 수 있다. 구체적으로, 본 실시형태의 상전류 검출장치(1)는, 션트저항(R), 제어부(4), 및 검출부(5)를 구비한다.
-션트저항(R)-
션트저항(R)은, 부하(모터(6))로부터의 전류가 유입하는 위치에 배치된다. 이 예에서, 션트저항(R)은, 인버터 회로(3)의 음(－)측 직류모선(N)과 컨버터 회로(2)의 음(－)측 노드(보다 상세하게는 평활 콘덴서(2b)보다 모터(6)측에 가까운 노드)와의 사이에 설치된다. 이 션트저항(R)에 모터(6)로부터의 전류가 흐르면, 션트저항(R)의 양단(兩端)에는 전압차가 생기고, 이 양단 사이의 전압을 검출함으로써 상전류(Iu, Iv, Iw)를 산출할 수 있다.
-제어부(4)-
제어부(4)는, 인버터 회로(3)의 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 게이트에 인가하는 게이트 신호(Gup, …, Gwn)를 생성한다. 그리고, 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 천이(遷移)시킴으로써, 상기 출력교류의 전류 또는 전압을 제어하는 인버터 제어와, 상전류 검출의 제어를 실행한다.
-인버터 제어-
이 제어부(4)는, 상기 인버터 제어를 소정 길이의 인버터 제어기간(T2)의 단위로 반복한다. 구체적으로는, 제어부(4)가 실행하는 인버터 제어는 PWM 제어이며, 캐리어 신호에 동기하여 상기 출력교류의 전압을 제어한다. 상기 인버터 제어기간(T2)은, 캐리어 신호의 주기(캐리어 주기)와 동일 길이의 기간이다.
이 제어부(4)는, 일반적인 인버터 회로(예를 들어, Si 반도체를 주재료로 한 스위칭 소자를 이용한 인버터 회로. 이하에서는, 편의상, 종래의 인버터 회로라 부름) 스위칭 주파수(즉, 캐리어 주파수. 예를 들어, 5㎑)의 10배 이상의 주파수(예를 들어, 50㎑)이고, 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)를 스위칭시킨다. 스위칭 주파수를 높게 하면 일반적으로는 스위칭 소자의 손실이 커지나, 본 실시형태의 인버터 회로(3)에서는, 이미 설명한 바와 같이, 와이드 밴드갭 반도체를 주재료로 형성한 스위칭 소자(Sup, …, Swn)를 이용하므로, 스위칭 주파수를 높게 하여도 손실의 증가가 작다. 때문에, 이 인버터 회로(3)에서는, 캐리어 신호의 주파수(캐리어 주파수)를 이와 같이 고주파로 하여, 고속 스위칭을 실행시키는 것이 가능해진다. 그리고, PWM 제어를 실행한 경우, 션트저항(R)으로부터의 출력은 전압펄스가 된다(후에 서술).
-상전류 검출의 제어-
이 인버터 회로(3)에서는, 상기 출력 교류의 상전류(Iu, Iv, Iw)를 검출하는 상전류 검출기간(T1)을 소정의 인버터 제어기간(T2)들 사이에 설정한다. 이 인버터 회로(3)에서는, 인버터 제어기간(T2) 단위로 인버터 제어가 반복되며, 소정의 간격(예를 들어, 200μsec)으로, 인버터 제어기간(T2)과 인버터 제어기간(T2) 사이에 상전류 검출기간(T1)이 설정된다. 이 예에서, 상전류 검출기간(T1)은, 캐리어 주기의 1주기분의 기간이며, 연속된 2개의 상전류 검출기간(T1)이, 인버터 제어기간(T2)들 사이에 삽입된다. 이들 2개의 상전류 검출기간(T1) 중, 전반의 기간(제 1 기간)에 U상의 상전류(Iu)에 따른 전압펄스가 션트저항(R)으로부터 출력되고, 후반의 기간(제 2 기간)에 V상의 상전류(Iv)에 따른 전압펄스가 션트저항(R)으로부터 출력되도록, 제어부(4)가, 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 제어한다.
이 때, 제어부(4)는, 인버터 제어기간(T2)의 전압펄스 폭보다 큰 폭의 전압펄스가, 이 상전류 검출기간(T1)에 션트저항(R)으로부터 출력되도록, 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 제어한다. 구체적으로는, 이 기간의 각 전압펄스의 폭은, 종래의 인버터 회로에서 션트저항에 발생하는 전압펄스의 폭과 동일 정도가 되는 것이 바람직하다. 이렇게 함으로써, 종래와 동일한 구성의 검출부(5)에서 전압 차의 검출이 가능해진다(상세한 것은 후술). 그리고, 제 1 및 제 2 기간에서의 구체적인 스위칭 상태에 대해서는, 후술의 《전력변환장치(10)의 동작》에서 상세하게 설명한다.
-검출부(5)-
검출부(5)는, 상전류 검출기간(T1)에 션트저항(R)에 발생한 전압펄스가 상승하고 나서, 이 전압펄스에 발생한 링잉이 멈출 정도의 소정 시간이 경과한 후에, 전압펄스의 전압값을 검출하며, 검출값과 션트저항(R)의 저항값에서 상전류를 구하고, 그 검출결과를 출력한다. 도 2는, 검출부(5)의 구성예를 나타내는 블록도이다. 이 예에서는, 검출부(5)는, 션트저항(R)이 출력한 전압펄스를 입력으로 한 작동 증폭기(5a)와 이 작동 증폭기(5a)의 출력을 A/D 변환하는 A/D 변환기(5b)에 의해 구성된다.
《전력변환장치(10)의 동작》
〈인버터 제어기간(T2)의 동작〉
PWM 제어 시에 제어부(4)가 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)에 인가하는 게이트 전압의 패턴(파형)은, 종래의 인버터 회로에서 실행되는 PWM 제어와 동일하다. 단, 이미 설명한 바와 같이, 이 인버터 회로(3)에서는, 그 때의 캐리어 주파수가 종래의 인버터 회로보다 높다. 도 3은, 상측 암의 각 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)의 게이트에 각각 부여하는 게이트 신호(Gup, Gvp, Gwp)의 파형과 션트저항(R)의 전압 파형을 설명하는 도이다. 이 도에서는, 게이트 신호(Gup, Gvp, Gwp)가 하이레벨(High level)로 표시되는 경우에는, 이 신호에 대응한 상측 암의 스위칭 소자가 온(ON), 이와 쌍이 되는 하측 암의 스위칭 소자가 오프(OFF)인 것을 나타낸다. 역으로, 게이트 신호(Gup, Gvp, Gwp)가 로레벨(Low level)로 표시되는 경우에는, 이 게이트 신호에 대응한 상측 암의 스위칭 소자가 오프(OFF), 이와 쌍이 되는 하측의 스위칭 소자가 온인 것을 나타낸다.
도 3의 예에서는, 제어부(4)는, U상에 대응한 스위칭 레그(leg1)에 대해서는, 인버터 제어기간(T2)의 t3?t5 기간에, 직사각형 파형의 게이트 신호(Gup)를 출력하여 상측 암의 스위칭 소자(Sup)를 온으로 제어하고, 인버터 제어기간(T2) 중의 다른 기간에는 오프로 제어한다. 또, V상에 대응한 스위칭 레그(leg2)에 대해서는, 인버터 제어기간(T2)의 t2?t6 기간에, 상측 암의 스위칭 소자(Svp)를 온으로 제어하고, 인버터 제어기간(T2) 중의 다른 기간에는 오프로 제어한다. 또, W상에 대응한 스위칭 레그(leg3)에 대해서는, 인버터 제어기간(T2)의 t1?t7 기간에, 상측 암의 스위칭 소자(Swp)를 온으로 제어하고, 인버터 제어기간(T2) 중의 다른 기간에는 오프로 제어한다.
그리고, 이 인버터 제어에서는, 하측 암의 각 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn)는, 온오프(ON/OFF)의 상태가, 대응한 상측 암의 스위칭 소자와는 역의 관계이다. 예를 들어, 제어부(4)는, U상의 하측 암의 스위칭 소자(Sun)를, 스위칭 소자(Sup)가 온인 경우에는 오프, 스위칭 소자(Sup)가 오프인 경우에는 온으로 제어한다.
상기 제어에 의해, 도 3에 나타내듯이, t0?t1의 기간에는, 상측 암의 모든 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)가 오프로 되며, 이 경우는 션트저항(R)에서의 전류 크기는 0이다. 따라서, 션트저항(R)의 양단에 전압은 발생하지 않는다. 또, t1?t2의 기간에는, 상측 암의 스위칭 소자(Swp)와 하측 암의 2개 스위칭 소자(Sun, Svn)가 온, 상측 암 및 하측 암의 그 밖의 스위칭 소자가 오프로 제어된다. 이에 따라, 션트저항(R)에는 상전류(Iw)가 흐른다. 마찬가지로, t2?t3 기간에는, 상측 암의 2개 스위칭 소자(Svp, Swp)와 하측 암의 스위칭 소자(Sun)가 온, 상측 암 및 하측 암의 그 밖의 스위칭 소자가 오프로 제어된다. 이에 따라, 션트저항(R)에는, 크기가 (Iv＋Iw)의 전류(즉, -Iu)가 흐른다. 션트저항(R)에 흐르는 상전류는, 상기 파형에 대응한 펄스상(狀) 전류이며, 션트저항(R) 양단에는 전압펄스가 발생한다. 마찬가지로, t5?t6의 기간, t6?t7의 기간도 각각 션트저항(R)의 양단에는 전압펄스가 발생한다.
종래의 인버터 회로에서는, 이와 같이 인버터 제어 중에 션트저항에 발생한 전압펄스의 레벨에서 상전류를 검출하나, 본 실시형태에서는 이 기간의 전압펄스로부터의 상전류 검출은 곤란하다. 즉, 이 인버터 회로(3)에서는 캐리어 주파수가 종래의 인버터 회로의 10배 이상이므로, 인버터 제어기간(T2)에서의 전압펄스 폭은 종래의 1／10 이하이다. 게다가, 도 3에서는, 도시를 생략하나, 이 전압펄스는 상승에서부터 소정의 기간은 링잉으로 인해 파형이 흐트러진다. 따라서, 이 인버터 제어기간(T2)에서는, 전압펄스의 전압이 안정되고 난 후에는, 측정을 위해 충분한 펄스 폭을 확보하는 것이 어렵다. 즉, 본 실시형태와 같이 캐리어 주파수가 커지면, 종래의 인버터 회로와 같이, 인버터 제어 중에 션트저항(R)에 발생한 전압펄스로부터 상전류(Iu, Iv, Iw)를 검출하는 것은 어렵다.
〈상전류 검출기간(T1)의 동작〉
한편, 상전류 검출기간(T1)에는, 제어부(4)는, 상기 제 1 기간에, 상측 암은 스위칭 소자(Sup)를 온으로, 하측 암은 스위칭 소자(Svn)와 스위칭 소자(Swn)의 2개를 온으로, 상측 암 및 하측 암의 그 밖의 스위칭 소자를 오프 각각 제어한다. 이에 따라, 제 1 기간에는, 션트저항(R)에 U상의 상전류(Iu)가 흐르게 된다. 이 상전류(Iu)는, 역시 펄스상 전류이며, 션트저항(R)의 양단에는 전압펄스가 발생한다. 이 전압펄스는, 상승에서부터 소정의 기간은, 역시 링잉으로 인해 파형이 흐트러진다.
그러나, 이 전압펄스는, 인버터 제어기간(T2)의 전압펄스보다 폭이 크게 제어되므로, 링잉이 멈추고 전압이 안정되기까지 검출을 기다려도, 검출부(5)가 상전류를 측정하기 위한 시간을, 인버터 제어 중의 전압펄스를 이용하는 경우보다 더 충분히 길게 확보할 수 있다. 때문에, 전압펄스가 상승하고 나서 링잉이 멈추고 전압펄스의 전압이 안정된 후에도, 측정을 위해 충분한 펄스 폭을 확보하는 것이 가능해진다. 여기서, 본 실시형태의 검출부(5)는, 전압펄스가 상승하고 나서 링잉이 멈출 정도의 시간이 경과한 후, 전압 펄스의 레벨과 션트저항(R)의 저항값에서 U상의 상전류(Iu)를 구하고, 검출결과를 출력한다. 이에 따라, 검출부(5)는, 보다 확실하게 상전류를 검출할 수 있다.
마찬가지로, 상기 제 2 기간에는, 제어부(4)는, 상측 암은 스위칭 소자(Svp)를 온으로, 하측 암은 스위칭 소자(Sun)와 스위칭 소자(Swn)의 2개를 온으로, 상측 암 및 하측 암의 그 밖의 스위칭 소자는 오프로 각각 제어한다. 이에 따라, 제 2 기간에는, 션트저항(R)에 V상의 상전류(Iv)가 흐르게 된다. 이 기간에도 검출부(5)는, 이 전압펄스가 상승하고 나서 소정의 시간이 경과한 후에, 전압펄스의 레벨과 션트저항(R)의 저항값에서 V상의 상전류(Iv)를 구하고, 검출결과를 출력한다. 그리고, 이 제 2 기간에서도 전압펄스의 폭이 인버터 제어기간(T2)의 전압펄스보다 폭이 크게 제어되므로, 링잉이 멈추고 전압이 안정되기까지 전류의 검출을 기다리더라도, 상전류 측정을 위한 시간을, 인버터 제어 중의 전압펄스를 이용하는 경우보다 더 길게 확보할 수 있다.
그리고, 이와 같이 U상, V상 각각의 상전류(Iu, Iv)의 측정이 끝나면, 검출부(5)는, W상의 상전류(Iw)를 Iw＝－(Iu＋Iv)의 관계식에서 산출하고, 그 값을 출력한다. 이에 따라, 3상(相)분의 상전류(Iu, Iv, Iw)가 검출된 것이 된다.
《본 실시형태의 효과》
이상과 같이, 본 실시형태에 의하면, 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 주파수(캐리어 주파수)가 종래의 인버터 회로보다 높게 되어도, 검출부(5)에서 각 상의 상전류(Iu, Iv, Iw)의 검출을 보다 확실하게 실행하는 것이 가능해진다. 그리고, 상기와 같이, 인버터 제어가 실행되지 않은 상전류 검출기간(T1)이 존재하면, 그 기간은 출력전압이 고정되게 된다. 그러나, 본 실시형태와 같이, 부하로서 모터(6)를 접속한 경우에는, 모터(6)의 시정수(時定數)에 비해 상전류 검출기간(T1)은 충분히 작으므로, 전류 파형은 원하는 파형에서 크게 벗어나는 일이 없고, 실용상 지장은 없다.
또, 스위칭 주파수가 높아지면, 종래의 인버터 회로에서는, 상전류 검출에 사용할 수 있는 기간이 짧아지므로, 링잉이 멈추고 전압이 안정되기까지의 기간을 단축해야하고, 각 배선의 인덕턴스를 저감시킬 필요가 있다. 이 때문에 종래의 인버터 회로에서는, 본 실시형태와 같이 스위칭 주파수가 높아지면, 배선설계에 주의가 필요하게 되는 것도 생각할 수 있다. 그러나, 본 실시형태에서는, 인버터 제어기간(T2)과는 별도로 상전류 검출기간(T1)을 설정하고, 상전류 검출기간(T1)에는 인버터 제어 시의 전압펄스보다 펄스 폭이 큰 전압펄스가 션트저항(R)으로부터 출력되도록 하므로, 스위칭 주파수를 종래보다 높게 해도, 스위칭 주파수에 관계없이, 링잉이 멈추고 전압이 안정되는 기간을 설정하는 것이 가능해진다. 따라서, 본 실시형태에서는, 종래와 마찬가지의 배선설계로 상전류의 측정을 실현하는 것도 가능해진다. 즉, 본 실시형태의 상전류 검출장치(1)를 적용하면, 고주파에서 동작하는 인버터 회로를 용이하게 설계하는 것이 가능해진다.
또, 상전류 검출기간(T1)에 충분한 펄스 폭을 가진 전압펄스를 얻을 수 있으므로, 스위칭 주파수가 크게 되어도, 상전류 검출장치(1)를 구성하는 소자를 고속화하지 않아도 된다. 예를 들어, 본 실시형태에서는, 검출부(5)의 A/D 변환기(5b) 등의 고속화는 반드시 필요하지는 않고, 종래의 인버터 회로 검출부의 A/D 변환기 등과 동등한 것을 채용하는 것도 가능해진다. 즉, 스위칭의 고속화로 인한 원가 증대를 억제하는 것이 가능해진다.
그리고, 도 3에 나타낸 예에서는, 상전류의 검출을 행할 시에, U상과 V상이 동시에 스위칭하지 않도록 제어하였으나, 이들 상(相)이 동시에 스위칭하도록 제어해도 된다.
《제 1 실시형태의 변형예 1》
여기서, 상기의 U상, V상의 검출과 더불어, 추가로 W상의 상전류 값도 실제로 검출하도록 해도 된다. 이것에는, 예를 들어, 상전류 검출기간(T1)을 더 삽입하고, 삽입한 그 기간에 W상의 상전류 값을 직접 검출하면 된다. W상의 상전류 값을 검출하기 위해서는, 제어부(4)에 의해, 상측 암은 스위칭 소자(Swp)를 온으로, 하측 암은 스위칭 소자(Sun)와 스위칭 소자(Svn) 2개를 온으로, 상측 암 및 하측 암의 그 밖의 스위칭 소자는 오프로 각각 제어한다.
예를 들어, 실제로 검출하는 2상의 전압펄스 중 어느 한 파형이 왜곡되어 있으면, 산출하여 구하는 상전류(상기 예에서는 상전류(Iw))의 값이 부정확하게 된다. 이에 반해, 3상 모두의 전류값을 검출함으로써, 보다 정확하게 상전류를 구하는 것이 가능해진다. 또, 3상 모두에 상전류 검출기간(T1)을 설정하면, 3상 모두의 상전류 검출기간(T1)에서의 출력전압의 평균값을 0으로 할 수 있으므로, 3상의 출력전압이 불평형하게 되지 않는다.
《제 1 실시형태의 변형예 2》
예를 들어, 캐리어 주파수가 더 고주파가 되어, 상전류 검출기간(T1)을 1 캐리어 주기로 하는 것으로는 충분한 전압펄스 폭을 확보할 수 없는 경우에는, 상전류 검출기간(T1)을, 1 캐리어 주기분보다 긴 기간으로 설정하면 된다. 도 4는, 본 변형예 2의 상전류 검출장치가 상측 암의 각 스위칭 소자(Sup, Svp, Swp)의 게이트에 각각 부여하는 게이트 신호(Gup, Gvp, Gwp)의 파형과 션트저항(R)의 전압 파형을 설명하는 도이다. 이 예에서는, 도 4에 나타내듯이, 1개의 상전류를 검출하는 상전류 검출기간(T1)으로써, 2 캐리어 주기분의 기간을 충당하고 있다. 그리고, 도 4의 예는, V상의 상전류(Iv)를 측정하는 경우의 게이트 신호의 파형이며, 제어부(4)는 상전류 검출기간(T1)에 게이트 신호(Gvp)를 출력한다.
《제 1 실시형태의 변형예 3》
또, 1상(相)당 검출시간이 1 캐리어 주기보다 짧아도 되는 경우에는, 상전류 검출기간(T1)을 제 1 실시형태 등의 예보다 짧게 해도 된다. 도 5는, 상전류 검출기간(T1)을 0.5 캐리어 주기로 한 예이다.
《제 2 실시형태》
도 6은, 본 발명의 제 2 실시형태에 관한 상전류 검출장치(21)를 적용한 전력변환장치(20)의 구성을 나타내는 블록도이다. 이 상전류 검출장치(21)는, 션트저항의 수와 배치, 제어부(4) 및 검출부(5)의 구성이 제 1 실시형태의 전력변환장치(10)와 다르다.
구체적으로, 이 상전류 검출장치(21)는 3개의 션트저항(R1, R2, R3)을 가지며, 각각의 션트저항(R1, R2, R3)은, 각 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)에 1개씩 설치된다. 보다 상세하게는, 스위칭 레그(leg1)에는 스위칭 소자(Sun)와 직류모선(N) 사이에 션트저항(R1)이, 스위칭 레그(leg2)에는 스위칭 소자(Svn)와 직류모선(N) 사이에 션트저항(R2)이, 스위칭 레그(leg3)에는 스위칭 소자(Swn)와 직류모선(N) 사이에 션트저항(R3)이 각각 배치된다. 즉, 션트저항(R1)에는 U상의 상전류(Iu), 션트저항(R2)에는 V상의 상전류(Iv), 션트저항(R3)에는 W상의 상전류(Iw)가 각각 흐르게 된다.
또, 본 실시형태에서는, 각 션트저항(R1, R2, R3)에 대응하여 3개의 검출부(5)가 설치된다. 각각의 검출부(5)는, 제 1 실시형태의 검출부(5)와 동일 구성이며, 각 검출부(5)는 대응한 션트저항(R1, R2, R3)의 전압펄스를 검출하여, 대응한 상의 상전류(Iu, Iv, Iw)를 구하도록 구성된다.
또, 제어부(4)는, 제 1 실시형태와 마찬가지로, 인버터 제어기간(T2)과 상전류 검출기간(T1)으로 나누어 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 제어한다. 단, 본 실시형태의 제어부(4)는, 상전류 검출기간(T1)의 스위칭 상태의 제어가, 제 1 실시형태의 장치에서 실행되던 제어와는 다르다. 스위칭 상태의 제어에 대해서는 후술한다. 여기서, 본 실시형태에서도, 상전류 검출기간(T1)은, 1 캐리어 주기분의 기간이며, 본 실시형태의 제어부(4)도, 상전류 검출기간(T1)에서 각 션트저항(R1, R2, R3)에 발생하는 전압펄스의 폭이, 인버터 제어기간(T2)에 있어서 전압펄스의 폭보다 크게 되도록, 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 제어한다.
《전력변환장치(20)의 동작》
본 실시형태에서 인버터 제어기간(T2)의 동작은, 제 1 실시형태의 전력변환장치(10)와 동일하다.
한편, 상전류 검출기간(T1)에는, 제어부(4)는, 하측 암의 3개 스위칭 소자(Sun, Svn, Swn)를 모두 온으로 한다. 이에 따라, 션트저항(R1)에는 U상의 상전류(Iu), 션트저항(R2)에는 V상의 상전류(Iv), 션트저항(R3)에는 W상의 상전류(Iw)가 각각 흐른다. 이때, 각 션트저항(R1, R2, R3)의 양단에는 전압펄스가 발생한다. 이들 전압펄스는, 상승에서부터 소정의 기간은, 역시 링잉으로 인해 파형이 흐트러진다. 여기서, 검출부(5)는, 전압펄스가 상승하고 나서 링잉이 멈출 정도의 시간이 경과한 후, 전압펄스의 레벨과 션트저항(R1, R2, R3)의 저항값에서 상전류(Iu, Iv, Iw)를 각각 구하고, 검출결과를 각각 출력한다.
본 실시형태에서도, 상전류 검출기간(T1)의 전압펄스 폭이, 인버터 제어기간(T2)의 전압펄스보다 폭이 크게 제어되므로, 링잉이 멈추고 전압이 안정되기까지 검출을 기다리더라도, 상전류 측정을 위한 시간을, 인버터 제어 중의 전압펄스를 이용하는 경우보다 더 길게 확보할 수 있다.
따라서, 본 실시형태에서도 역시, 검출부(5)에서 각 상의 상전류(Iu, Iv, Iw)의 검출을 보다 확실하게 실행하는 것이 가능해진다. 게다가, 3상(相)분의 상전류를 동시에 검지(檢知)할 수 있으므로, 상전류 검출기간(T1)의 삽입회수를 저감시킬 수 있다.
그리고, 본 실시형태에서도, 캐리어 주파수가 보다 고주파가 되어, 1 캐리어 주기의 기간으로는 충분한 전압 펄스 폭을 확보할 수 없는 경우에는, 제 1 실시형태의 변형예 2와 같이, 상전류 검출기간(T1)을, 1 캐리어 주기 분보다 긴 기간(예를 들어, 2×캐리어 주기분의 기간)으로 하면 된다.
《제 3 실시형태》
제 3 실시형태에서는, 상전류 검출 시 스위칭 패턴의 예를 설명한다. 그리고, 이하에서는, 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 패턴을 전압벡터로 표시한다. 도 7은, 전압벡터 V0?V7과 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태의 관계를 나타내는 표이다. 여기서, 도 7에 나타낸 션트저항의 전압값은, 제 1 실시형태의 전력변환장치(10)와 같이 1개의 션트저항을 전류검출에 이용하는 경우의 예이다.
〈스위칭 패턴 예 1〉
제 1 실시형태에서 설명한 도 3의 예에서는, V4(100)와 V2(010)를 사용하여 전류를 검출하므로, 인버터 회로(3)의 출력전압을 낮추게 된다. 그래서, 스위칭 패턴 예 1에서는, 출력전압을 저하시키지 않도록 할 수 있는 스위칭 패턴 예를 설명한다.
도 8은, 인버터 회로(3)의 출력전압을 저하시키지 않도록 할 수 있는 스위칭 패턴의 일례이다. 도 8에 나타내듯이, 인버터 제어에 이용하는 전압벡터가, V0(000), V1(001), V3(011), V7(111)의 경우는, 비제로(non-zero)벡터인 V1(001), V3(011)을 이용하여 전류의 검출처리를 실행한다. 즉, 상전류의 검출을 실행하는 기간에, 인버터 제어와 동일한 전압벡터를 출력하는 것이다. 이와 같이 함으로써, 상전류 검출기간에 인버터 회로(3)의 출력전압을 저하시키지 않도록 하는 것이 가능해진다.
그리고, 도 8의 예에서는, V상과 W상의 스위칭 타이밍을 어긋나게 한다. 이는, 스위칭 타이밍이 겹치면 노이즈가 발생할 가능성이 있기 때문이다. 단, 이와 같은 노이즈가 문제없을 경우에는, 동시에 스위칭을 해도 된다.
〈스위칭 패턴 예 2〉
스위칭 패턴 예 2에서는, 출력전류를 증가시키지 않도록 할 수 있는 스위칭 패턴 예를 설명한다. 도 9는, 인버터 회로(3)의 출력전류를 증가시키지 않도록 할 수 있는 스위칭 패턴의 일례이다. 도 9는, ｜Iu｜＞｜Iv｜＞｜Iw｜, Iu＜0, Iv＞0, Iw＞0인 경우의 예이다.
이 예에서는, U상은, ｜Iu｜가 가장 크므로, ｜Iu｜를 저하시키도록 U상의 스위칭 상태로 "1"을 선택한다. V상은, ｜Iv｜가 두 번째로 크므로, ｜Iv｜를 저하시키도록 V상의 스위칭 상태로 "0"을 선택하고 있다. W상은, ｜Iw｜가 가장 작으므로, 2상의 전류가 검출되도록 "0", "1"을 선택하고 있다. 그리고, 이 스위칭 패턴 선택에서는, 이전에 검출한 Iu, Iv, Iw를 사용해도 되고, 추정한 Iu, Iv, Iw를 사용해도 된다. 이와 같이 함으로써, 상전류 검출기간에 출력전류를 증가시키지 않도록 할 수 있으며, 인버터 회로(3)의 이상 정지 및 파괴를 방지할 수 있다.
〈스위칭 패턴 예 3〉
스위칭 패턴 예 3에서는, 전압펄스를 항상 양(＋)으로 할 수 있는 스위칭 패턴 예를 설명한다. 도 10은, 전압펄스를 항상 양(＋)으로 할 수 있는 스위칭 패턴의 일례이다. 도 10은, ｜Iu｜＞｜Iv｜＞｜Iw｜, Iu＜0, Iv＞0, Iw＞0인 경우의 예이다.
이 예에서는, 전류의 절대값이 큰 Iu, Iv를 선택하고 있다. 구체적으로, 전압벡터는, Iu는 음(－)이므로 -Iu가 검출 가능한 전압벡터 V3을, Iv는 양이므로 Iv가 검출 가능한 전압벡터 V2를 선택하고 있다. 이 스위칭 패턴 선택에서는, 이전에 검출한, Iu, Iv, Iw를 사용해도 되며, 추정한 Iu, Iv, Iw를 사용해도 된다.
여기서, 전류의 절대값이 가장 작은 Iw를 검출하지 않는 것은, 전회(前回) 검출값 등에서 각 상전류의 대소 판단을 하기 때문이며, 0에 가장 가까운 Iw에서는 부호가 변화되어 있을 가능성이 있기 때문이다.
이 스위칭 패턴에서는, 션트저항의 양단(兩端) 전압의 검출회로로, 양(＋)의 전압만 검출 가능하게 구성하면 되므로, 전압 분해능(分解能)이 향상된다. 예를 들어, 10bit A/D 컨버터를 이용하여, -1V?1V의 범위를 검출하면, 분해능이 2／2＾10＝1.95㎷／bit가 된다. 이에 반해, 0V?1V의 범위를 검출(양의 전압만 검출)하면, 분해능이 1／2＾10＝0.977㎷／bit가 되어, 분해능이 향상된다.
《제 4 실시형태》
제 4 실시형태에서는, 션트저항의 전압 오프셋(offset)의 보상(이하, 오프셋 보상)을 행하는 것이 가능한 상전류 검출장치의 예를 설명한다. 구체적으로는, 제 1 실시형태(각 변형예를 포함) 또는 제 2 실시형태에서, 션트저항에 상전류(모터 전류)가 흐르지 않는 스위칭 패턴을 선택하고, 이때의 전압을 검출(오프셋 검출)하고, 검출값(오프셋 검출값)을 이용하여 오프셋 보상을 한다.
구체적으로는, 션트저항이 1개의 상전류 검출장치(제 1 실시형태 등)에서는, 전압벡터 V0, V7을 선택한다.
또, 션트저항이 3개의 상전류 검출장치(예를 들어 제 2 실시형태)에서는, 오프셋 보상을 행하는 상의 스위칭 상태를 "1"로 한다(상측 암 스위칭 소자를 온, 하측 암 스위칭 소자를 오프로 한다). 도 11은, 션트저항이 3개의 상전류 검출장치에서의 스위칭 상태와 션트저항에 의한 검출값의 관계를 나타내는 표이다. 예를 들어, 한번에 3상 모두의 오프셋 검출을 행하는 경우에는 전압벡터 V7(111)을 선택한다. 또, 상전류 검출과 오프셋 검출을 동시에 행하는 경우에는, 통상의 인버터 제어에서 가장 펄스 폭이 긴 비제로(non-zero)벡터를 사용한다. 구체적으로는, 전압벡터 V1?V6을 사용한다. 이와 같이 함으로써, 인버터 회로(3)의 출력전압을 낮추지 않도록 할 수 있다.
또, 전압벡터 V1, V2, V4를 주기적으로 선택하도록 해도 된다. 이와 같이 함으로써, 정기적으로 오프셋 검출을 행할 수 있다. 이와 같이 정기적으로 오프셋 검출을 행하면, 온도변화 등에 의한 오프셋 양의 변동에 대해서도 추종하는 것이 가능해진다.
《그 밖의 실시형태》
그리고, 상기 각 실시형태나 변형예에서 나타낸 캐리어 주파수나 상전류 검출시기(T1)의 삽입주기는 예시이다. 이들 값은, 전력변환장치의 용도 등을 고려하여 적절히 선택하면 된다.
또, 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)에 채용한 와이드 밴드갭 반도체도 예시이며, 이에 한정되는 것은 아니다. 캐리어 주파수(스위칭 주파수) 등을 고려하여 스위칭 소자를 적절히 선택하면 된다.
또, 상기 인버터 회로(3)에서는, 외부에 장착된 환류 다이오드(Dup, …, Dwn)를 생략하여, 이른바 동기 정류를 행해도 된다.
또, 검출부(5)에서는, 반드시 상전류 검출기간(T1)에 검출(A/D 변환)을 완료할 필요는 없다. 예를 들어, 검출부(5)에 샘플 앤드 홀드(sample and hold) 회로를 설치해 두고, 상전류 검출기간(T1)에 전압값을 유지하고, 인버터 제어기간(T2)의 기간 중에 검출(A/D 변환)을 완료하도록 해도 된다. 요는, 상전류 검출기간(T1)에 검출결과의 출력까지 행할 필요는 없고, 상전류 검출기간(T1) 중의 전압펄스의 전압값을 검출할 수 있으면 되는 것이다.
[산업상 이용 가능성]
본 발명은, 인버터 회로 출력교류의 상전류를 검출하는 상전류 검출장치, 및 이를 이용한 전력변환장치 등에 유용하다.
1 : 상전류 검출장치 2 : 컨버터 회로(직류전원)
3 : 인버터 회로 4 : 제어부
5 : 검출부 6 : 모터(부하)
10 : 전력변환장치 leg1, leg2, leg3 : 스위칭 레그
M1, M2, M3 : 중간점 N, P : 직류모선(N)
R, R1, R2, R3 : 션트저항 Sup, …, Swn : 스위칭 소자
T1 : 상전류 검출기간 T2 : 인버터 제어기간

Claims (5)

  1. 복수의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 각각 변화시켜 직류를 교류로 변환하는 인버터 회로(3) 출력교류의 상(相)전류를 검출하는 상전류 검출장치에 있어서,
    상기 상전류에 따른 전압의 전압펄스를 출력하는 션트저항(R)과,
    각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 각각 변화시켜 상기 출력교류의 전류 또는 전압을 제어하는 인버터 제어를 소정 길이의 인버터 제어기간(T2) 단위로 반복하는 제어부(4)와,
    상기 전압펄스에 기초하여 상기 상전류를 검출하는 검출부(5)를 구비하고,
    상기 제어부(4)는, 상기 상전류를 검출하는 상전류 검출기간(T1)을 소정의 인버터 제어기간(T2)들 사이에 설치하고, 상기 인버터 제어기간(T2)에서의 상기 전압펄스의 폭보다 큰 폭의 전압펄스가 상기 상전류 검출기간(T1)에 상기 션트저항(R)으로부터 출력되도록 각 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 제어하고,
    상기 검출부(5)는, 상기 상전류 검출기간(T1)의 전압펄스에 의해 상기 상전류를 검출하는 것을 특징으로 하는 상전류 검출장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 상전류 검출기간(T1)은, 상기 인버터 제어기간(T2)보다 긴 기간인 것을 특징으로 하는 상전류 검출장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 션트저항(R)은, 상기 인버터 회로(3)에서의 음(－)측의 직류모선(母線)(N)과, 상기 직류를 출력하는 직류전원(2)과의 사이에 설치되는 것을 특징으로 하는 상전류 검출장치.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 복수의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)는, 2개의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)가 직렬 접속된 복수의 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)를 구성하고,
    각 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)는, 상기 인버터 회로(3)의 양측(＋) 및 음(－)측의 직류모선(P, N) 사이에 접속됨과 동시에, 각각의 중간점(M1, M2, M3)이 부하(6)에 접속되고,
    상기 션트저항(R1, R2, R3)은, 각 스위칭 레그(leg1, leg2, leg3)에 설치되는 것을 특징으로 하는 상전류 검출장치.
  5. 복수의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)의 스위칭 상태를 각각 변화시켜 직류를 교류로 변환하는 인버터 회로(3)와,
    청구항 1의 상전류 검출장치를 구비하고,
    각각의 스위칭 소자(Sup, …, Swn)는, 와이드 밴드갭 반도체로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
KR1020127006791A 2009-09-28 2010-09-27 상전류 검출장치, 및 이를 이용한 전력변환장치 KR101507212B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009222775 2009-09-28
JPJP-P-2009-222775 2009-09-28
PCT/JP2010/005795 WO2011036896A1 (ja) 2009-09-28 2010-09-27 相電流検出装置、及びそれを用いた電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20120043120A true KR20120043120A (ko) 2012-05-03
KR101507212B1 KR101507212B1 (ko) 2015-03-30

Family

ID=43795663

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020127006791A KR101507212B1 (ko) 2009-09-28 2010-09-27 상전류 검출장치, 및 이를 이용한 전력변환장치

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8605461B2 (ko)
EP (1) EP2485381B1 (ko)
JP (1) JP4671000B1 (ko)
KR (1) KR101507212B1 (ko)
CN (1) CN102577070B (ko)
AU (1) AU2010299394B2 (ko)
WO (1) WO2011036896A1 (ko)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101508834B1 (ko) * 2013-07-02 2015-04-06 엘에스산전 주식회사 인버터에서 출력전류 검출을 위한 전압지령 수정장치
KR20180026070A (ko) * 2016-09-02 2018-03-12 아주대학교산학협력단 이중 병렬 전동기의 구동 장치
CN108574431A (zh) * 2017-03-14 2018-09-25 株式会社东芝 同步电动机的旋转位置推定装置、空调机以及洗衣机
KR20180117382A (ko) * 2017-04-19 2018-10-29 주식회사 만도 션트 저항을 이용한 dc 브러시드 모터의 전류 검출장치 및 방법

Families Citing this family (62)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102010030078A1 (de) * 2010-06-15 2011-12-15 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Sperren eines Stromrichters mit verteilten Energiespeichern
WO2012014292A1 (ja) * 2010-07-28 2012-02-02 三菱電機株式会社 チョッパ装置
JP5636990B2 (ja) * 2011-01-28 2014-12-10 株式会社豊田自動織機 インバータ装置
JP5373863B2 (ja) * 2011-08-04 2013-12-18 シャープ株式会社 同期モータ駆動装置およびそれを備えた冷凍サイクルを有する機器
JP5951208B2 (ja) * 2011-09-20 2016-07-13 株式会社東芝 モータ制御装置
JP5842534B2 (ja) * 2011-10-26 2016-01-13 ダイキン工業株式会社 インバータ制御装置
KR101238943B1 (ko) * 2011-12-19 2013-03-04 엘에스산전 주식회사 전류센서의 옵셋 보상 장치 및 방법
US9667187B2 (en) 2012-01-30 2017-05-30 Mitsubishi Electric Corporation Motor control apparatus
JP2013162536A (ja) 2012-02-01 2013-08-19 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP5765287B2 (ja) * 2012-04-12 2015-08-19 三菱電機株式会社 コンバータ制御装置及びコンバータ制御装置を備えた空気調和機
CN104220820B (zh) 2012-04-16 2016-03-30 三菱电机株式会社 热泵装置、空调机和制冷机
JP5895704B2 (ja) * 2012-05-23 2016-03-30 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
GB2505189B (en) * 2012-08-20 2020-01-15 Nidec Control Techniques Ltd Modulation of switching signals in power converters
DE102012217116A1 (de) * 2012-09-24 2014-03-27 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Ermittlung der Phasenströme einer elektrischen Maschine mit einem Stromrichter
JP5968805B2 (ja) 2013-02-28 2016-08-10 日立オートモティブシステムズ株式会社 モータ装置およびモータ駆動装置
JP5811363B2 (ja) * 2013-03-13 2015-11-11 株式会社デンソー 回転電機制御装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
US9263982B2 (en) * 2013-03-15 2016-02-16 Steering Solutions Ip Holding Corporation Motor control system having common-mode voltage compensation
JP5674845B2 (ja) * 2013-03-26 2015-02-25 カヤバ工業株式会社 負荷制御装置、電動パワーステアリング装置及び負荷制御装置を制御する方法
WO2014167714A1 (ja) 2013-04-12 2014-10-16 三菱電機株式会社 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機
JP6157599B2 (ja) * 2013-04-12 2017-07-05 三菱電機株式会社 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機
US9712070B2 (en) * 2013-06-04 2017-07-18 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion device
JP6268857B2 (ja) * 2013-07-23 2018-01-31 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 駆動装置
US9634590B2 (en) 2013-07-23 2017-04-25 Aisin Aw Co., Ltd. Drive device
JP6131754B2 (ja) * 2013-07-23 2017-05-24 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 駆動装置及びインバータ制御装置
CN105340169B (zh) * 2013-07-23 2018-06-12 爱信艾达株式会社 驱动装置
DE102013216224A1 (de) 2013-08-15 2015-02-19 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Bestimmen von Phasenströmen und eines Erregerstroms einer elektrischen Maschine sowie Motorsystem
WO2015038124A1 (en) * 2013-09-12 2015-03-19 Nissan Motor Co., Ltd. Variable magnetization machine controller
ES2690329T3 (es) * 2013-09-25 2018-11-20 Mitsubishi Electric Corporation Dispositivo de conmutación, dispositivo de conversión de potencia y dispositivo de accionamiento de motor
WO2015083244A1 (ja) 2013-12-03 2015-06-11 三菱電機株式会社 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機
DK3078107T3 (da) 2013-12-04 2020-02-17 Schneider Electric It Corp Forbedring af inverterregulering
JP5836510B1 (ja) * 2014-01-10 2015-12-24 株式会社日立産機システム 電力変換装置
US9225264B1 (en) * 2014-08-26 2015-12-29 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for multiphase inverter control
CN105612097B (zh) * 2014-09-17 2017-10-13 日本精工株式会社 电动助力转向装置
WO2016111260A1 (ja) * 2015-01-05 2016-07-14 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2017055945A (ja) * 2015-09-16 2017-03-23 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 洗濯機
JP6528634B2 (ja) * 2015-10-02 2019-06-12 富士通株式会社 スイッチング電源回路の制御方法及び電源装置
EP3160033B1 (en) * 2015-10-20 2022-12-14 Schneider Electric IT Corporation Current sensing system for full-bridge pulse-width modulated inverter system
DE112015007090T5 (de) * 2015-11-04 2018-07-26 Mitsubishi Electric Corporation Fahrzeugmotor-Steuervorrichtung und Fahrzeugmotor-Steuerverfahren
KR101759906B1 (ko) * 2016-03-14 2017-07-31 엘지전자 주식회사 압축기 구동장치 및 이를 구비하는 공기조화기
DE102016217874A1 (de) 2016-09-19 2018-03-22 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Verfahren zur Strommessung an einem Wechselrichter, Strommessvorrichtung und Wechselrichtereinheit damit
CN106357093B (zh) * 2016-09-21 2019-03-26 广州视源电子科技股份有限公司 提高电流采样精度的方法与系统
EP3300243A1 (en) * 2016-09-22 2018-03-28 Celeroton AG Converter and method for operating a converter
JP6882044B2 (ja) * 2017-04-11 2021-06-02 キヤノン株式会社 モータ制御装置および制御方法
JP6714154B2 (ja) * 2017-04-27 2020-06-24 三菱電機株式会社 モータ制御装置及び空気調和機
EP3457550A1 (de) * 2017-09-14 2019-03-20 Siemens Aktiengesellschaft Zwischenkreiskopplung in antriebsverbänden
US10320323B1 (en) 2018-03-28 2019-06-11 Infineon Technologies Austria Ag Pulse width modulation (PWM) scheme for single shunt motor control
US10158299B1 (en) * 2018-04-18 2018-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. Common voltage reduction for active front end drives
US11239788B2 (en) * 2018-06-14 2022-02-01 Mitsubishi Electric Corporation Motor driving device, circuitry for controlling motor driving device, control method of motor driving device, and air conditioner
CN108696223A (zh) * 2018-07-27 2018-10-23 清正源华（北京）科技有限公司 一种基于GaN功率器件的超高速主轴控制器
JP2020048381A (ja) * 2018-09-21 2020-03-26 ミネベアミツミ株式会社 モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法
EP3683587A1 (en) * 2019-01-15 2020-07-22 Mahle International GmbH Power supply control circuits for brushless dc (bldc) motors
US10884070B2 (en) * 2019-01-30 2021-01-05 Koninklijke Fabriek Inventum B.V. System and method for ground fault detection using current measurement coils
US10784810B1 (en) * 2019-04-29 2020-09-22 Allegro Microsystems, Llc Motor controller with accurate current measurement
JP2021019459A (ja) * 2019-07-22 2021-02-15 ミネベアミツミ株式会社 モータ制御装置およびモータシステム
US11211879B2 (en) 2019-09-23 2021-12-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded H-bridge drives
CN110907694A (zh) * 2020-02-07 2020-03-24 南京派格测控科技有限公司 功率放大器的输入电流的计算方法及装置
DE102020114727A1 (de) 2020-06-03 2021-12-09 Hanon Systems Verfahren und Anordnung zur kontinuierlichen Kalibrierung eines Messwiderstands
KR20220064050A (ko) * 2020-11-11 2022-05-18 주식회사 만도 모터 제어 장치 및 방법
KR20220077804A (ko) * 2020-12-02 2022-06-09 현대모비스 주식회사 스위칭전류센싱시의 옵셋보상 장치 및 방법
GB2605557B (en) * 2020-12-23 2023-05-24 Yasa Ltd A method and apparatus for generating a three-phase voltage
CN112666461B (zh) * 2021-03-17 2021-05-25 臻驱科技（上海）有限公司 逆变器直流侧的电流估算方法、电机控制器、电流检测装置及电动汽车
US11539283B1 (en) * 2021-06-04 2022-12-27 Rockwell Automation Technologies, Inc. System and method for reducing delay in the modulation of a multi-phase output voltage from an inverter

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2190754A (en) * 1986-04-11 1987-11-25 Hitachi Ltd Load current detecting device for pulse width modulation inverter
JP3267524B2 (ja) * 1996-12-13 2002-03-18 株式会社東芝 インバータ制御装置
JPH10271892A (ja) * 1997-03-28 1998-10-09 Komatsu Ltd 誘導負荷の電流検出装置
US6529393B1 (en) * 1999-12-01 2003-03-04 Texas Instruments Incorporated Phase current sensor using inverter leg shunt resistor
JP2002291284A (ja) * 2001-03-26 2002-10-04 Toshiba Kyaria Kk 電動機の電流検出方法及び制御装置
JP4045105B2 (ja) * 2002-01-30 2008-02-13 株式会社日立産機システム パルス幅変調方法、電力変換装置、およびインバータ装置
JP4722372B2 (ja) 2002-10-11 2011-07-13 ダイキン工業株式会社 相電流検出装置
CN1973426B (zh) * 2004-06-25 2010-05-05 松下电器产业株式会社 逆变器装置及搭载其的车辆用空调装置
CN100568699C (zh) * 2004-07-20 2009-12-09 松下电器产业株式会社 变换器装置
WO2006009145A1 (ja) * 2004-07-20 2006-01-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. インバータ装置
CN100550383C (zh) * 2005-07-08 2009-10-14 松下电器产业株式会社 半导体装置和电气设备
JP2007068260A (ja) * 2005-08-29 2007-03-15 Mitsuba Corp Ｐｗｍ駆動制御装置及びその制御方法
JP4715677B2 (ja) * 2006-08-11 2011-07-06 株式会社デンソー ３相回転機の制御装置
JP2008061404A (ja) 2006-08-31 2008-03-13 Daikin Ind Ltd 電力変換装置
JP4956123B2 (ja) * 2006-09-28 2012-06-20 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP4866216B2 (ja) * 2006-11-22 2012-02-01 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP4637148B2 (ja) * 2007-08-27 2011-02-23 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP5446324B2 (ja) * 2008-03-12 2014-03-19 三洋電機株式会社 インバータ装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101508834B1 (ko) * 2013-07-02 2015-04-06 엘에스산전 주식회사 인버터에서 출력전류 검출을 위한 전압지령 수정장치
KR20180026070A (ko) * 2016-09-02 2018-03-12 아주대학교산학협력단 이중 병렬 전동기의 구동 장치
CN108574431A (zh) * 2017-03-14 2018-09-25 株式会社东芝 同步电动机的旋转位置推定装置、空调机以及洗衣机
KR20180117382A (ko) * 2017-04-19 2018-10-29 주식회사 만도 션트 저항을 이용한 dc 브러시드 모터의 전류 검출장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
AU2010299394A1 (en) 2012-03-15
US20120163046A1 (en) 2012-06-28
AU2010299394B2 (en) 2014-02-27
CN102577070A (zh) 2012-07-11
EP2485381A1 (en) 2012-08-08
CN102577070B (zh) 2014-08-27
JP4671000B1 (ja) 2011-04-13
KR101507212B1 (ko) 2015-03-30
US8605461B2 (en) 2013-12-10
WO2011036896A1 (ja) 2011-03-31
EP2485381A4 (en) 2017-10-11
JP2011091992A (ja) 2011-05-06
EP2485381B1 (en) 2019-05-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101507212B1 (ko) 상전류 검출장치, 및 이를 이용한 전력변환장치
US6678180B2 (en) Power semiconductor module
JP4942569B2 (ja) 電力変換装置
US9130481B2 (en) Power converting appartatus
WO2020026755A1 (ja) 電力変換装置及び地絡箇所診断方法
JP5428961B2 (ja) 過電流保護装置
CN105765851A (zh) 电力转换装置、具备其的电动机驱动装置、具备其的鼓风机、压缩机、以及具备这些的空调机、冰箱和制冷机
Cho et al. Analysis of the phase current measurement boundary of three shunt sensing PWM inverters and an expansion method
JP2006246649A (ja) インバータ装置
JP2006238637A (ja) インバータ装置
JP2012235582A (ja) 電力変換装置
KR101915991B1 (ko) 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기
JP5764517B2 (ja) スイッチング電源装置及びそれを用いた電源システム
JP2004135440A (ja) 相電流検出装置
JP5895704B2 (ja) 電力変換装置
JP2005210871A (ja) モータ駆動制御装置及びモータ電流検出方法
EP3070831A2 (en) Power frequency current converter and method for controlling the same
JP4877594B2 (ja) マトリクスコンバータ装置及びその制御方法
KR20160024796A (ko) 매트릭스 컨버터, 매트릭스 컨버터의 제어 장치 및 매트릭스 컨버터의 제어 방법
JP4795761B2 (ja) 直流電源装置
Takayama et al. Binary-weighted Modular Multi-level Digital Active Gate Driver
KR20140052138A (ko) 전류 검출용 션트저항을 포함하는 전동기용 인버터장치
JP7021562B2 (ja) 電力変換装置
JP2007104779A (ja) 電流オフセット調整方法とそれを用いた電力変換装置。
JP2024020088A (ja) 装置および電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application
J201 Request for trial against refusal decision
J301 Trial decision

Free format text: TRIAL DECISION FOR APPEAL AGAINST DECISION TO DECLINE REFUSAL REQUESTED 20140310

Effective date: 20150226

S901 Examination by remand of revocation
GRNO Decision to grant (after opposition)
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180302

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190305

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20200303

Year of fee payment: 6