JP2021019459A - モータ制御装置およびモータシステム - Google Patents

Abstract

【課題】騒音を抑制可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置（１００）は、複数相のコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）を有するモータ（４）の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）にそれぞれ対応するＰＷＭ信号（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を生成する制御部（２０）と、前記ＰＷＭ信号に基づいて、各相の前記コイルを駆動するインバータ回路（２３）と、を備え、前記制御部は、各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが一致するゼロベクトル区間（Ｔｚ）が発生する場合に、前記ゼロベクトル区間内に各相の前記コイルを通電させる通電区間（Ｔｅ）を発生させることを特徴とする。【選択図】図５

Description

本発明は、モータ制御装置およびモータシステムに関する。

従来、３相モータ用のモータ制御装置は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に対応するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，パルス幅変調）信号を用いて各相のコイルを通電させることにより、モータの駆動を制御している（特許文献１参照）。

特開２０１５−８４６３２号公報

上述した３相モータの制御において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれのＰＷＭ信号がハイレベルまたはローベルとなるゼロベクトル区間では、各相のコイルに電流が流れない。

３相モータの制御中に、ゼロベクトル区間から、各相のコイルに電流が流れる通電区間へと切り替わったとき、モータの電流が急激に変化（上昇）するため、使用アプリケーションによっては電流リップルが大きくなる。その電流リップルの周期的な変化は、モータの動作時の騒音となり、モータを適用するアプリケーションによっては、ユーザに不快感を与えるという課題がある。以下、この課題について、図を用いて詳細に説明する。

図７は、従来のモータ制御装置によって生成されるＵ相、Ｖ相、およびＷ相に対応するＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの１周期の波形と、ＰＷＭ周期を定めるＰＷＭキャリア（単に、「キャリア」とも称する。）と、モータの電流の波形の一例が示されている。

図７に示すように、例えば、時刻ｔ０においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号が全てハイレベルとなり、ゼロベクトル区間Ｔｚに移行すると、モータの電流Ｉがゼロに向かって減少する。その後、時刻ｔ１において、Ｕ相のＰＷＭ信号がローレベルになると、電流Ｉが急激に増加し、大きな電流リップルが発生する。この電流リップルは、モータ制御におけるゼロベクトルの最適化により、ＰＷＭ信号の１周期に対するゼロベクトル区間（通電停止期間）Ｔｚの割合が大きくなるほど、大きくなる。このような大きな電流リップルの周期的変化は、騒音の原因となる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、騒音を抑制可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明の代表的な実施の形態に係るモータ制御装置は、複数相のコイルを有するモータの各相にそれぞれ対応するＰＷＭ信号を生成する制御部と、前記ＰＷＭ信号に基づいて、各相の前記コイルを駆動するインバータ回路と、を備え、前記制御部は、各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが一致するゼロベクトル区間が発生する場合に、前記ゼロベクトル区間内に各相の前記コイルを通電させる通電区間を発生させることを特徴とする。

本発明に係るモータ制御装置によれば、騒音を抑制することが可能となる。

実施の形態に係るモータシステムの構成例を示す図である。 本実施の形態に係るＰＷＭ信号の生成方法の概要を説明するための図である。 実施の形態に係るモータ制御装置におけるキャリア発生部及びＰＷＭ信号生成部の構成例を示す図である。 キャリアＣ１，Ｃ２の生成原理を説明するための図である。 ＰＷＭ信号の生成原理を説明するための図である。 実施の形態に係るモータ制御装置によるモータ駆動制御処理の流れを示すフローチャートである。 従来のモータ制御装置によって生成されるＵ相、Ｖ相、およびＷ相に対応するＰＷＭ信号の１周期の波形と、ＰＷＭ周期を定めるＰＷＭキャリアと、モータの電流の波形の一例を示す図である。

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。なお、以下の説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を、括弧を付して記載している。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータ制御装置（１００）は、複数相のコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）を有するモータ（４）の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）にそれぞれ対応するＰＷＭ信号（Ｕ，Ｖ，Ｗ，ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）を生成する制御部（２０）と、前記ＰＷＭ信号に基づいて、各相の前記コイルを駆動するインバータ回路（２３）と、を備え、前記制御部は、各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが一致するゼロベクトル区間（Ｔｚ）が発生する場合に、前記ゼロベクトル区間内に各相の前記コイルを通電させる通電区間（Ｔｅ）を発生させることを特徴とする。

〔２〕上記〔１〕に記載のモータ制御装置において、前記制御部は、前記ゼロベクトル区間において各相の前記ＰＷＭ信号を同じ時間（Ｔｅ）だけ、互いに異なるタイミングで反転させてもよい。

〔３〕上記〔２〕に記載のモータ制御装置において、前記制御部は、各相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部（３９）と、前記デューティ比設定部によって設定された前記デューティ比に基づいて、各相の前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部（３２）と、を有し、各相の前記ＰＷＭ信号の１周期は、第１期間（Ａ）と残りの第２期間（Ｂ）とを含み、前記ＰＷＭ信号生成部は、前記第１期間において、各相の前記ＰＷＭ信号を一定時間、互いに異なるタイミングで反転させ、前記第２期間において、前記デューティ比に基づいて前記ＰＷＭ信号を反転させてもよい。

〔４〕上記〔３〕に記載のモータ制御装置において、前記制御部は、前記第１期間に対応する周期を有するのこぎり波状の第１キャリア（Ｃ１）と、前記第２期間に対応する周期を有するのこぎり波状の第２キャリア（Ｃ２）とを生成するキャリア発生部（３７）を更に有し、前記ＰＷＭ信号生成部は、固定値である第１閾値（Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１）および第２閾値（Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２）と前記第１キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第１期間における各相の前記ＰＷＭ信号が反転するタイミングを決定し、前記デューティ比に基づいて設定された第３閾値（Ｕｄｕ３，Ｖｄｕ３，Ｗｄｕ３）および第４閾値（Ｕｄｕ４，Ｖｄｕ４，Ｗｄｕ４）と前記第２キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第２期間における各相の前記ＰＷＭ信号が反転するタイミングを決定してもよい。

〔５〕本発明の代表的な実施の形態に係るモータシステム（１）は、〔１〕乃至〔４〕の何れか一つに記載のモータ制御装置（１００）と、モータ（４）とを備えることを特徴とする。

２．実施の形態の具体例
以下、本発明の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

図１は、一実施の形態に係るモータシステムの構成例を示す図である。
図１に示されるモータシステム１は、モータ４の回転動作を制御する。モータシステム１が搭載される機器は、例えば、コピー機、パーソナルコンピュータ、冷蔵庫等であるが、当該機器は、これらに限られない。モータシステム１は、モータ４と、モータ制御装置１００とを少なくとも備える。

モータ４は、複数のコイルを有する。モータ４は、例えば、Ｕ相コイルＬｕと、Ｖ相コイルＬｖと、Ｗ相コイルＬｗとを含む３相コイルを有する。モータ４の具体例として、３相のブラシレスモータなどが挙げられる。Ｕ相コイルＬｕと、Ｖ相コイルＬｖと、Ｗ相コイルＬｗとは、例えば、スター結線により互いに接続されている。

モータ制御装置１００は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンに従いオン／オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）制御することで、直流を３相交流に変換してモータを駆動する。

具体的に、モータ制御装置１００は、インバータ回路２３、制御部２０、および電流検出器２４を備える。

インバータ回路２３は、直流電源２１から供給される直流電力を複数のスイッチング素子のスイッチングによって３相交流に変換し、３相交流の駆動電流をモータ４に流すことによって、モータ４のロータを回転させる回路である。インバータ回路２３は、後述する通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、通電パターン生成部３５内のＰＷＭ信号生成部３２によって生成される３相のＰＷＭ信号）に基づいて、モータ４を駆動する。

インバータ回路２３は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ−，２５Ｖ−，２５Ｗ−を有する。スイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋は、それぞれ、直流電源２１の正極側に正側母線２２ａを介して接続されるハイサイドスイッチング素子（上アーム）である。スイッチング素子２５Ｕ−，２５Ｖ−，２５Ｗ−は、それぞれ、直流電源２１の負極側（具体的には、グランド側）に接続されるローサイドスイッチング素子（下アーム）である。複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ−，２５Ｖ−，２５Ｗ−は、それぞれ、上述の通電パターンに含まれるＰＷＭ信号に基づいて駆動回路３３から供給される複数の駆動信号のうち、対応する駆動信号に従って、オン又はオフとなる。以下では、複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ−，２５Ｖ−，２５Ｗ−を、特に区別しない場合には、単にスイッチング素子と称する場合がある。

スイッチング素子２５Ｕ＋とスイッチング素子２５Ｕ−との接続点は、モータ４のＵ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子２５Ｖ＋とスイッチング素子２５Ｖ−との接続点は、モータ４のＶ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子２５Ｗ＋とスイッチング素子２５Ｗ−との接続点は、モータ４のＷ相コイルの一端に接続される。Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとのそれぞれの他端は、互いに接続されている。

スイッチング素子の具体例として、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが挙げられる。しかしながら、スイッチング素子は、これらに限られない。

電流検出器２４は、インバータ回路２３の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを出力する。図１に示される電流検出器２４は、負側母線２２ｂに流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを発生させる。電流検出器２４は、例えば、負側母線２２ｂに配置される電流検出素子であり、より具体的には、負側母線２２ｂに挿入される抵抗（シャント抵抗）である。シャント抵抗等の電流検出素子は、自身に流れる電流の電流値に対応する電圧信号を検出信号Ｓｄとして発生する。なお、電流検出器２４は、負側母線２２ｂに流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力するものであればよく、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等のセンサでもよい。

制御部２０は、モータ４の各相に対応する複数のＰＷＭ信号を生成する。
制御部２０は、例えば、ＣＰＵ等のプロセッサと、ＲＡＭ，ＲＯＭ等の各種記憶装置と、カウンタ（タイマ）、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、および入出力Ｉ／Ｆ回路等の周辺回路とがバスを介して互いに接続された構成を有するプログラム処理装置（例えば、マイクロコントローラ）である。本実施の形態において、制御部２０は、ＩＣ（集積回路）としてパッケージ化されているが、これに限られない。

制御部２０は、例えば、上位装置（図示せず）から入力されたモータ４の回転速度指令ωｒｅｆと、電流検出器２４の検出信号Ｓｄに基づくモータ４の各相の相電流とに基づいて、モータ４が適切に動作するように、ＰＷＭ信号を生成する。

上述したように、３相モータの制御中に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれのＰＷＭ信号がハイレベルまたはローベルとなるゼロベクトル区間（通電停止区間）から各相のコイルに電流が流れる通電区間へと切り替わったとき、大きな電流リップルが発生し、モータの動作時の騒音の原因となる（図７参照）。

そこで、本実施の形態に係るモータ制御装置１００は、ゼロベクトル区間から通電区間へ切り替わるときの大きな電流リップルの発生を防止するために、ゼロベクトル区間に各相のコイルを通電させる通電区間が発生するようにＰＷＭ信号を生成する。

図２は、本実施の形態に係るＰＷＭ信号の生成方法の概要を説明するための図である。
図２には、本実施の形態に係るモータ制御装置１００によって生成されるＵ相、Ｖ相、およびＷ相に対応するＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの１周期の波形と、モータの電流の波形とが示されている。

図２に示すように、モータ制御装置１００では、ＰＷＭ周期を、ゼロベクトル区間内に通電区間を発生させるための第１期間Ａと、上位装置からの指令（回転速度指令ωｒｅｆ）に基づいてモータが回転するようにデューティ比を調整するための第２期間Ｂとに分ける。
同図に示すように、第１期間Ａと第２期間Ｂとは、２種類のキャリアＣ１，Ｃ２によって定められる。

キャリアＣ１は、ＰＷＭ周期における第１期間Ａに対応する周期でレベルが増減する、のこぎり波状のキャリアである。キャリアＣ２は、ＰＷＭ周期における第２期間Ｂに対応する周期でレベルが増減する、のこぎり波状のキャリアである。

図２に示すように、キャリアＣ１とキャリアＣ２とは、交互に生成され、連続する一組のキャリアＣ１，Ｃ２によってＰＷＭ信号Ｕ，Ｌ，Ｗの１周期（ＰＷＭ周期）が定められる。

ＰＷＭ信号Ｕは、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号Ｕがローレベルのとき、Ｕ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｕがハイレベルのとき、Ｕ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｕのレベルの変化に対して、Ｕ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。

ＰＷＭ信号Ｖは、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号Ｖがローレベルのとき、Ｖ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｖがハイレベルのとき、Ｖ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｖのレベルの変化に対して、Ｖ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。

ＰＷＭ信号Ｗは、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号Ｗがローレベルのとき、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオン（Ｗ相の上アームのスイッチング素子がオフ）となり、ＰＷＭ信号Ｗがハイレベルのとき、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオフ（Ｗ相の上アームのスイッチング素子がオン）となる。ＰＷＭ信号Ｗのレベルの変化に対して、Ｗ相の上下アームを構成する２つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。

制御部２０は、第１期間Ａにおいて、所定のタイミングでＰＷＭ信号の信号レベルを反転させてゼロベクトル区間に通電区間を発生させ、第２期間Ｂにおいて、回転速度指令ωｒｅｆと各相の相電流とに基づくベクトル制御によって算出したデューティ比に基づいて各相のＰＷＭ信号の信号レベルを反転させる。

ここで、ゼロベクトル区間に通電区間を設けるためには、少なくとも一つの相のＰＷＭ信号の信号レベルを他の相のＰＷＭ信号の信号レベルと相違させる必要がある。また、ゼロベクトル区間に通電区間を設けることによってＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧が電圧指令と異なる電圧になることを防止する必要がある。

そこで、制御部２０は、第１期間Ａにおいて、各相のＰＷＭ信号を、一定期間互いに異なるタイミングで反転させることで、通電期間を設ける。具体的には、図２に示すように、ゼロベクトル区間Ｔｚにおいて、各ＰＷＭ信号の信号レベルが反転する区間Ｔｅを同一の長さとし、且つ各ＰＷＭ信号の区間Ｔｅを互いにシフトさせる。例えば、各ＰＷＭ信号Ｕの区間Ｔｅをｔｓ＝Ｔｅ／２ずつシフトさせる。その結果、ゼロベクトル区間Ｔｚでは、モータの電流が低下する期間とモータの電流が増加する期間が混在することになり、小さな電流リップルが複数発生する。これにより、大きな電流リップルの発生を抑制することが可能となる。

以下、制御部２０によるＰＷＭ信号を生成するための具体的な構成について説明する。
図１に示すように、制御部２０は、各相のＰＷＭ信号を生成するための機能ブロックとして、電流検出部２７、電流検出タイミング調整部３４、駆動回路３３、通電パターン生成部３５、クロック発生部３６、およびキャリア発生部３７を有している。

電流検出部２７は、通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、３相のＰＷＭ信号）に基づいて、検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。

より詳細には、電流検出部２７は、複数の通電パターン（より具体的には、３相のＰＷＭ信号）に同期する取得タイミングで検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。検出信号Ｓｄの取得タイミングは、電流検出タイミング調整部３４により設定される。

例えば、電流検出部２７は、電流検出器２４で発生するアナログ電圧の検出信号Ｓｄを、電流検出タイミング調整部３４により設定される取得タイミングでＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器に取り込む。当該Ａ／Ｄ変換器は、電流検出部２７に設けられている。そして、電流検出部２７は、取り込んだアナログの検出信号Ｓｄをデジタルの検出信号ＳｄにＡＤ変換し、ＡＤ変換後のデジタルの検出信号Ｓｄをデジタル処理することによって、モータ４のＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する。

電流検出部２７により計測された各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測値は、通電パターン生成部３５に供給される。クロック発生部３６は、内蔵する発振回路により所定周波数のクロックを生成し、生成したクロックをキャリア発生部３７へ出力する。なお、クロック発生部３６は、例えば、モータ制御装置１００の電源が投入されると同時に、動作を開始する。

通電パターン生成部３５は、電流検出部２７により計測されるモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測値に基づいて、モータ４のロータ位置を決定し、その決定したロータ位置にモータ４のロータが追従するように、インバータ回路２３を通電させるパターン（インバータ回路２３の通電パターン）を指定する信号を生成する。

ここで、インバータ回路２３の通電パターンは、モータ４を通電させるパターン（モータ４の通電パターン）と言い換えてもよい。インバータ回路２３の通電パターンを指定する信号は、例えば、モータ４が回転するようにインバータ回路２３を通電させる３相のＰＷＭ信号を含む。

本実施の形態において、通電パターン生成部３５は、インバータ回路２３の通電パターンを、ベクトル制御により生成する。なお、インバータの通電パターンを生成する方法は、ベクトル制御に限らず、ｖｆ制御等を用いて各相の相電圧を求める方法であってもよい。

具体的に、通電パターン生成部３５は、デューティ比設定部３９およびＰＷＭ信号生成部３２を有する。
デューティ比設定部３９は、インバータ回路２３の通電パターンを指定する信号としてのＰＷＭ信号を生成するための機能部である。デューティ比設定部３９は、電流検出部２７による電流の検出結果に基づいて、３相のＰＷＭ信号のデューティ比を設定する。デューティ比設定部３９は、例えば、ベクトル制御部３０およびデューティ比算出部３１を含む。

ベクトル制御部３０は、外部からモータ４の回転速度指令ωｒｅｆが与えられると、モータ４の回転速度の計測値又は推定値と回転速度指令ωｒｅｆとの差分に基づいて、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆと励磁電流指令Ｉｄｒｅｆを生成する。ベクトル制御部３０は、電流検出部２７による相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測値に基づいて、ロータ位置θを用いたベクトル制御演算により、トルク電流Ｉｑ及び励磁電流Ｉｄを算出する。

ベクトル制御部３０は、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｑを生成する。ベクトル制御部３０は、励磁電流指令Ｉｄｒｅｆと励磁電流Ｉｄとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｄを生成する。

ベクトル制御部３０は、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄを上記のロータ位置θを用いてＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、デューティ比設定部３９に供給される。

デューティ比算出部３１は、入力される各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、３相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティ比（各相のデューティ比の設定値）Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕを算出する。

ここで、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの算出方法の具体例を説明する。
各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕは、下記（１）〜（３）式に示すように、変調率ｍｏｄＵ，ｍｏｄＶ及びｍｏｄＷに基づき算出される。

下記（１）〜（３）式に基づいて得られる各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕは、例えば１２０度ずつ位相が異なる正弦波状の波形となる。なお、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｕｄの波形の例については後述する。

Ｕｄｕ＝ｍｏｄＵ×（キャリア上限値）・・・（１）
Ｖｄｕ＝ｍｏｄＶ×（キャリア上限値）・・・（２）
Ｗｄｕ＝ｍｏｄＷ×（キャリア上限値）・・・（３）

ＰＷＭ信号生成部３２は、デューティ比設定部３９により設定される各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕと、キャリアＣ１，Ｃ２とに基づいて、通電パターン信号としての３相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを生成する。

上述したように、キャリアＣ１，Ｃ２は、レベルが周期的に増減する搬送波信号である。ＰＷＭ信号生成部３２は、各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕに基づく閾値とキャリアＣ１，Ｃ２との比較結果に基づいて、３相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを生成する。

ＰＷＭ信号Ｕは、Ｕ相上アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＵＨとＵ相下アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＵＬを含む。ＰＷＭ信号Ｖは、Ｖ相上アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＶＨとＶ相下アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＶＬとを含む。ＰＷＭ信号Ｗは、Ｗ相上アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＷＨとｗ相下アームのスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号ＷＬとを含む。

駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号を含む通電パターンに従い、インバータ回路２３に含まれる６つのスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ−，２５Ｖ−，２５Ｗ−をスイッチングさせる駆動信号を出力する。これにより、３相交流の駆動電流がモータ４に供給され、モータ４のロータが回転する。

電流検出タイミング調整部３４は、電流検出部２７がＰＷＭ信号の１周期内で３つの相の内、２つの相の相電流を検出するための取得タイミングを決定する。

なお、電流検出部２７、通電パターン生成部３５及び電流検出タイミング調整部３４は、不図示の記憶装置に読み出し可能に記憶されるプログラムに従ってプロセッサ（例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ））が各種の演算を行うことによって実現される。例えば、これらの各機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータにおけるハードウェアとソフトウェアとの協働により実現される。

次に、キャリア発生部３７及びＰＷＭ信号生成部３２の詳細を説明する。
図３は、実施の形態１に係るモータ制御装置１００におけるキャリア発生部３７及びＰＷＭ信号生成部３２の構成例を示す図である。例えば、キャリア発生部３７及びＰＷＭ信号生成部３２は、上述した制御部２０を構成するＭＣＵにおいて、プロセッサがＲＡＭやＲＯＭ等の記憶装置に記憶されたプログラムに従って各種演算を行うとともにタイマ（カウンタ）、Ａ／Ｄ変換回路、および入出力Ｉ／Ｆ回路等の周辺回路を制御することによって、実現される。

キャリア発生部３７は、各相のＰＷＭ信号のキャリアＣとして、上述した２種類のキャリアＣ１，Ｃ２を生成する。キャリア発生部３７は、図１に示すクロック発生部３６によって生成されたクロックＣＬＫに基づいて、ＰＷＭ周期における第１期間Ａに対応する周期でレベルが増減するのこぎり波状のキャリアＣ１と、ＰＷＭ周期における第２期間Ｂに対応する周期でレベルが増減するのこぎり波状のキャリアＣ２とを生成する。

具体的に、キャリア発生部３７は、カウント部１２、上限値切替部１３、比較器１４、切替制御部１５、および上限値記憶部１６を備える。

カウント部１２は、例えば、マイクロコントローラに内蔵されているカウンタ（アップカウンタ）によって実現される。カウント部１２には、クロックＣＬＫと、計数開始信号及び計数初期値信号とが入力される。

カウント部１２は、計数開始信号が与えられると、クロックＣＬＫの計数を開始し、計数値の累加算（クロックＣＬＫが入力されるたびに１を加算）により、のこぎり波キャリアであるキャリアＣ１，Ｃ２を出力する。

また、カウント部１２には、計数の初期値が設定されており、この初期値は、前述した計数初期値信号により設定される。

比較器１４は、カウント部１２の計数値と、上限値Ｔｘとを比較し、比較結果を示す２値の検出信号Ｃｐを出力する。例えば、比較器１４は、カウント部１２の計数値（Ｃ１またはＣ２）が上限値Ｔｘより低い場合に、ローレベルの検出信号Ｃｐを出力し、カウント部１２の計数値（Ｃ１またはＣ２）が上限値Ｔｘより高い場合に、ハイレベルの検出信号Ｃｐを出力する。

切替制御部１５は、比較器１４からの出力された検出信号Ｃｐに応じて、２値の制御信号Ｓｃを出力する。切替制御部１５は、例えば、フリップフロップである。切替制御部１５は、比較器１４からの検出信号Ｃｐの立ち上がりエッジに応じて、制御信号Ｓｃの論理レベルを切り替える。

カウント部１２は、比較器１４からの出力された検出信号Ｃｐに応じて、クロックの計数値をリセットして、計数初期値信号によって指定された初期値からクロックの計数値を累加算する。例えば、カウント部１２は、検出信号Ｃｐの立ち上がりエッジに応じて、クロックの計数値をリセットして、初期値からクロックの計数値を累加算する。

上限値記憶部１６は、キャリアＣ１，Ｃ２の周期、すなわち、上述したＰＷＭ信号の１周期における第１期間Ａと第２期間Ｂの長さを指定するための情報を記憶する。具体的に、上限値記憶部１６は、第１上限値Ｔ１と第２上限値Ｔ２を記憶する。

第１上限値Ｔ１は、キャリアＣ１の周期、すなわち、ＰＷＭ周期における第１期間Ａの長さを指定する値である。第２上限値Ｔ２は、キャリアＣ２の周期、すなわち、ＰＷＭ周期における第２期間Ｂの長さを指定する値である。

ここで、ＰＷＭ周期をＴとしたとき、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２であり、Ｔ１＜Ｔ２である。

上限値切替部１３は、比較器１４に入力すべき上限値Ｔｘを切り替える。具体的に、上限値切替部１３は、切替制御部１５から出力された制御信号Ｓｃに応じて、上限値記憶部１６に記憶されている第１上限値Ｔ１および第２上限値Ｔ２を上限値Ｔｘとして交互に出力する。例えば、制御信号Ｓｃがローレベルである場合には、上限値切替部１３は、第１上限値Ｔ１を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。一方、制御信号Ｓｃがハイレベルである場合には、上限値切替部１３は、第２上限値Ｔ２を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。

図４は、キャリアＣ１，Ｃ２の生成原理を説明するための図である。
時刻ｔ０において、計数開始信号がカウント部１２に与えられると、カウント部１２がクロックＣＬＫの計数を開始し、計数値の累加算を行う。このとき、切替制御部１５は、例えばローレベルの制御信号Ｓｃを出力する。上限値切替部１３は、ローレベルの制御信号Ｓｃに応じて、第１上限値Ｔ１を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。

その後、計数値が増加し、時刻ｔ１において計数値が上限値Ｔｘ（＝Ｔ１）と一致したとき、比較器１４は、計数値が上限値Ｔｘに達したことを検出して、ハイレベルの検出信号Ｃｐを出力する。

カウント部１２は、ハイレベルの検出信号Ｃｐに応じて、計数値をリセットし、再び、ゼロからクロックＣＬＫの計数値の累加算を開始する。これにより、キャリアＣ１の生成が終了し、比較器１４の検出信号Ｃｐがローレベルに切り替わる。

また、切替制御部１５は、時刻ｔ１における検出信号Ｃｐの立ち上がりエッジに応じて、制御信号Ｓｃの論理レベルを反転させる。すなわち、制御信号Ｓｃの論理レベルをローレベルからハイレベルに切り替える。上限値切替部１３は、ハイレベルの制御信号Ｓｃに応じて、第２上限値Ｔ２を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。

その後、計数値が増加し、時刻ｔ２において計数値が第２上限値Ｔ２と一致したとき、比較器１４は、計数値が上限値Ｔｘ（＝Ｔ２）に達したことを検出してハイレベルの検出信号Ｃｐを出力する。

カウント部１２は、ハイレベルの検出信号Ｃｐに応じて、計数値をリセットし、再び、ゼロからクロックＣＬＫの計数値の累加算を開始する。これにより、キャリアＣ２の生成が終了し、比較器１４の検出信号Ｃｐがローレベルに切り替わる。

また、切替制御部１５は、時刻ｔ２における検出信号Ｃｐの立ち上がりエッジに応じて、制御信号Ｓｃの論理レベルを反転させる。すなわち、制御信号Ｓｃの論理レベルをハイレベルからローレベルに切り替える。上限値切替部１３は、ローレベルの制御信号Ｓｃに応じて、再び、第１上限値Ｔ１を上限値Ｔｘとして比較器１４に与える。その後は、時刻ｔ０から時刻ｔ２までの処理と同様に処理が繰り返し行われる。

これによれば、ＰＷＭ周期内に、２つののこぎり波のキャリアＣ１，Ｃ２を生成することができる。

次に、ＰＷＭ信号生成部３２について、説明する。
図３に示すように、ＰＷＭ信号生成部３２は、固定閾値記憶部４０、可変閾値算出部４１、閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗ、ＰＷＭ回路４４、および割り込みコントローラ４５を有する。

固定閾値記憶部４０は、デューティ比算出部３１によって算出されたデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕに基づいて生成したＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのゼロベクトル区間に通電区間を設けるための閾値の情報が記憶される。具体的に、固定閾値記憶部４０は、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂにおける各相のＰＷＭ信号の信号レベルが切り替わるタイミングを指定する情報として、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の各々に対応する固定閾値Ｕｄｕ１，Ｕｄｕ２、固定閾値Ｖｄｕ１，Ｖｄｕ２、および固定閾値Ｗｄｕ１，Ｗｄｕ２を記憶する。

固定閾値Ｕｄｕ１，Ｕｄｕ２（Ｕｄｕ１＜Ｕｄｕ２）は、ＰＷＭ周期の第１期間ＡにおけるＵ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。固定閾値Ｖｄｕ１，Ｖｄｕ２（Ｖｄｕ１＜Ｖｄｕ２）は、ＰＷＭ周期の第１期間ＡにおけるＶ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。固定閾値Ｗｄｕ１，Ｗｄｕ２は、ＰＷＭ周期の第１期間ＡにおけるＷ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。例えば、Ｕｄｕ１＜Ｖｄｕ１＜Ｗｄｕ１＝Ｕｄｕ２＜Ｖｄｕ２＜Ｕｄｕ３＜Ｗｄｕ２である。

可変閾値算出部４１は、デューティ比設定部３９によって設定されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，ＷｄｕのＰＷＭ信号が生成されるように、可変閾値Ｕｄｕ３，Ｖｄｕ３，Ｗｄｕ３，Ｕｄｕ４，Ｖｄｕ４，Ｗｄｕ４を算出する。

可変閾値Ｕｄｕ３，Ｕｄｕ４（Ｕｄｕ３＜Ｕｄｕ４）は、ＰＷＭ周期の第２期間ＢにおけるＵ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。可変閾値Ｖｄｕ３，Ｖｄｕ４（Ｖｄｕ３＜Ｖｄｕ４）は、ＰＷＭ周期の第２期間ＢにおけるＵ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。可変閾値Ｗｄｕ３，Ｗｄｕ４（Ｗｄｕ３＜Ｗｄｕ４）は、ＰＷＭ周期の第２期間ＢにおけるＵ相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替りタイミングを指定する値である。

可変閾値算出部４１は、デューティ比設定部３９によって設定されたＵ相のデューティ比Ｕｄｕに基づいて、可変閾値Ｕｄｕ３，Ｕｄｕ４を算出する。同様に、可変閾値算出部４１は、デューティ比設定部３９によって設定されたＶ相のデューティ比Ｖｄｕに基づいて、可変閾値Ｖｄｕ３，Ｖｄｕ４を算出し、デューティ比設定部３９によって設定されたＷ相のデューティ比Ｗｄｕに基づいて、可変閾値Ｗｄｕ３，Ｗｄｕ４を算出する。

閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗに入力すべき閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘを切り替える。具体的に、閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、第１期間Ａと第２期間Ｂの切り替わりに応じて、出力対象の閾値を、固定閾値Ｕｄｕ１，Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ１，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ１，Ｗｄｕ２と、可変閾値Ｕｄｕ３，Ｕｄｕ４，Ｖｄｕ３，Ｖｄｕ４，Ｗｄｕ３，Ｗｄｕ４との間で切り替える。

また、閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、対応する比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗの出力信号Ｃｐｕ，Ｃｐｖ，Ｃｐｗに基づいて、固定閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１と固定閾値Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２とを交互に切り替えて、閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘとして出力する。

例えば、切替制御部１５からの制御信号Ｓｃがハイレベルからローレベルに切り替わったとき、閾値切替部４２Ｕは、固定閾値Ｕｄｕ１および固定閾値Ｕｄｕ２を出力対象の閾値とする。この場合に、閾値切替部４２は、初期値として固定閾値Ｕｄｕ１を閾値Ｕｄｕｘとして比較器４３Ｕに与える。次に、閾値切替部４２は、比較器４３Ｕの出力信号Ｃｐｕの信号レベルが反転した場合に、固定閾値Ｕｄｕ２を閾値Ｕｄｕｘとして比較器４３Ｕに与える。

その後、制御信号Ｓｃがローレベルからハイレベルに切り替わったとき、閾値切替部４２Ｕは、可変閾値Ｕｄｕ３および可変閾値Ｕｄｕ４を出力対象の閾値とする。この場合に、閾値切替部４２は、初期値として可変閾値Ｕｄｕ３を閾値Ｕｄｕｘとして比較器４３Ｕに与える。次に、閾値切替部４２は、比較器４３Ｕの出力信号Ｃｐｕの信号レベルが反転した場合に、可変閾値Ｕｄｕ４を閾値Ｕｄｕｘとして比較器４３Ｕに与える。

その後、再び、制御信号Ｓｃがハイレベルからローレベルに切り替わったとき、閾値切替部４２Ｕは、再び、固定閾値Ｕｄｕ１および固定閾値Ｕｄｕ２を出力対象の閾値とする。その後は、上述の処理が繰り返し行われる。

比較器４３Ｕは、Ｕ相の閾値ＵｄｕｘとキャリアＣ１，Ｃ２との比較を行い、２値の出力信号Ｃｐｕを生成する。具体的に、比較器４３Ｕは、第１期間Ａにおいて、閾値ＵｄｕｘとキャリアＣ１とを比較し、キャリアＣ１のレベルが閾値Ｕｄｕｘ（＝Ｕｄｕ１、Ｕｄｕ２）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｕの信号レベルを反転し、第２期間Ｂにおいて、閾値ＵｄｕｘとキャリアＣ２とを比較し、キャリアＣ２のレベルが閾値Ｕｄｕｘ（＝Ｕｄｕ３，Ｕｄｕ４）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｕの信号レベルを反転する。

比較器４３Ｖは、Ｖ相の閾値ＶｄｕｘとキャリアＣ１，Ｃ２との比較を行い、２値の出力信号Ｃｐｖを生成する。具体的に、比較器４３Ｖは、第１期間Ａにおいて、閾値ＶｄｕｘとキャリアＣ１とを比較し、キャリアＣ１のレベルが閾値Ｖｄｕｘ（＝Ｖｄｕ１，Ｖｄｕ２）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転し、第２期間Ｂにおいて、閾値ＶｄｕｘとキャリアＣ２とを比較し、キャリアＣ２のレベルが閾値Ｖｄｕｘ（＝Ｖｄｕ３，Ｖｄｕ４）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転する。

比較器４３Ｗは、Ｗ相の閾値ＷｄｕｘとキャリアＣ１，Ｃ２との比較を行い、２値の出力信号Ｃｐｗを生成する。具体的に、比較器４３Ｗは、第１期間Ａにおいて、閾値ＷｗｕｘとキャリアＣ１とを比較し、キャリアＣ１のレベルが閾値Ｗｗｕｘ（＝Ｗｄｕ１，Ｗｄｕ２）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転し、第２期間Ｂにおいて、閾値ＷｄｕｘとキャリアＣ２とを比較し、キャリアＣ２のレベルが閾値Ｗｄｕｘ（＝Ｗｄｕ２，Ｗｄｕ２）と一致した場合に、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転する。

ＰＷＭ回路４４は、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗからの出力信号Ｃｐｕ，Ｃｐｖ，Ｃｐｗに基づいて、各相の電圧指令の変化に応じたオンオフ区間をもつＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを出力する。上述したように、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗには、ＰＷＭ信号ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，及びＷＬの６種類のＰＷＭ信号が含まれる。

上記６種類のＰＷＭ信号は、インバータ回路２３の各スイッチング素子のゲートへ与えられる。６種類のＰＷＭ信号により、各スイッチング素子のオン／オフ動作が行われる。これによってインバータ回路２３からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧が出力されて、モータ４に印加される。なお、具体的な通電方式については、実施の形態１においては三角波比較法を用いているが、三角波比較法に限らず、空間ベクトル法などのその他の方式を用いて各相の電圧を出力してもよい。

また、ＰＷＭ回路４４は、ＰＷＭ周期の第２期間Ｂの所定のタイミングにおいて、割り込み信号Ｓｉを生成し、割り込みコントローラ４５へ与える。例えば、ＰＷＭ回路４４は、ＰＷＭ信号Ｕが立ち上がるタイミングにおいて、割り込み信号Ｓｉを割り込みコントローラ４５へ入力し、ＰＷＭ信号Ｖが立ち上がるタイミングにおいて、割り込み信号Ｓｉを割り込みコントローラ４５へ入力する。

割り込みコントローラ４５は、ＰＷＭ回路４４からの割り込み信号Ｓｉを受けて、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。例えば、割り込みコントローラ４５は、割り込み信号Ｓｉが入力される度に、割り込み信号Ｓｉを受けてから所定時間の経過後に、電流検出部２７に対してＡ／Ｄ変換の指令を与える。これにより、電流検出部２７は、第２期間Ｂにおける特定の相のＰＷＭ信号の信号レベルの切り替わりに応じて、検出信号ＳｄのＡ／Ｄ変換を行う。

図５は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００によるＰＷＭ信号の生成原理を説明するための図である。

先ず、時刻ｔ０において、キャリアＣ１の生成が開始されるとき、閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、初期値として固定閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１を選択し、閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘとして比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗにそれぞれ与える。これにより、第１期間Ａ（キャリアＣ１が生成されている期間）において、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗは、キャリアＣ１と固定閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１とを比較する。

時刻ｔ１において、キャリアＣ１のレベルと固定閾値Ｕｄｕ１とが一致したとき、比較器４３Ｕは、出力信号Ｃｐｕの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、閾値切替部４２Ｕが、固定閾値Ｕｄｕ２を選択し、閾値Ｕｄｕｘとして比較器４３Ｕに与える。

次に、時刻ｔ２において、キャリアＣ１のレベルと固定閾値Ｖｄｕ１とが一致したとき、比較器４３Ｖは、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｖをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、閾値切替部４２Ｖが、固定閾値Ｖｄｕ２を選択し、閾値Ｖｄｕｘとして比較器４３Ｖに与える。

次に、時刻ｔ３において、キャリアＣ１のレベルと固定閾値Ｗｄｕ１とが一致したとき、比較器４３Ｗは、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｗをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、閾値切替部４２Ｗが、固定閾値Ｗｄｕ２を選択し、閾値Ｗｄｕｘとして比較器４３Ｗに与える。また、このとき、キャリアＣ１のレベルが固定閾値Ｕｄｕ２（＝Ｗｄｕ１）とも一致するため、比較器４３Ｕは、出力信号Ｃｐｕの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｗをローレベルからハイレベルに切り替える。

次に、時刻ｔ４において、キャリアＣ１のレベルと固定閾値Ｖｄｕ２とが一致したとき、比較器４３Ｖは、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖをローレベルからハイレベルに切り替える。

次に、時刻ｔ５において、キャリアＣ１のレベルと固定閾値Ｗｄｕ２とが一致したとき、比較器４３Ｗは、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｗをローレベルからハイレベルに切り替える。

その後、時刻ｔ６において、キャリアＣ１の生成が終了し、キャリアＣ２の生成が開始されるとき、切替制御部１５が制御信号Ｓｃをローレベルからハイレベルに切り替える。閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、ハイレベルの制御信号Ｓｃに応じて、可変閾値Ｕｄｕ３，Ｖｄｕ３，Ｗｄｕ３を選択し、閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘとして比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗにそれぞれ与える。これにより、第２期間Ｂ（キャリアＣ２が生成されている期間）において、比較器４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗは、キャリアＣ２と可変閾値Ｕｄｕ３，Ｖｄｕ３，Ｗｄｕ３を比較する。

時刻ｔ７において、キャリアＣ２のレベルと可変閾値Ｕｄｕ３とが一致したとき、比較器４３Ｕは、出力信号Ｃｐｕの論理レベルを反転する（例えば、ハイレベルからローレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、閾値切替部４２Ｕが、可変閾値Ｕｄｕ４を選択し、閾値Ｕｄｕｘとして比較器４３Ｕに与える。

次に、時刻ｔ８において、キャリアＣ２のレベルと可変閾値Ｖｄｕ３とが一致したとき、比較器４３Ｖは、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｖをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、閾値切替部４２Ｖが、可変閾値Ｖｄｕ４を選択し、閾値Ｖｄｕｘとして比較器４３Ｖに与える。

次に、時刻ｔ９において、キャリアＣ２のレベルと可変閾値Ｗｄｕ３とが一致したとき、比較器４３Ｗは、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｗをハイレベルからローレベルに切り替えるとともに、閾値切替部４２Ｗが、可変閾値Ｗｄｕ４を選択し、閾値Ｗｄｕｘとして比較器４３Ｗに与える。

次に、時刻ｔ１０において、キャリアＣ２のレベルと可変閾値Ｕｄｕ４とが一致したとき、比較器４３Ｕは、出力信号Ｃｐｕの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕをローレベルからハイレベルに切り替える。

次に、時刻ｔ１１において、キャリアＣ２のレベルと可変閾値Ｖｄｕ４とが一致したとき、比較器４３Ｖは、出力信号Ｃｐｖの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｗをローレベルからハイレベルに切り替える。

次に、時刻ｔ１２において、キャリアＣ２のレベルと可変閾値Ｗｄｕ４とが一致したとき、比較器４３Ｗは、出力信号Ｃｐｗの論理レベルを反転する（例えば、ローレベルからハイレベルに切り替える）。これにより、ＰＷＭ回路４４は、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｗをローレベルからハイレベルに切り替える。

その後、時刻ｔ１３において、キャリアＣ２の生成が終了し、キャリアＣ１の生成が開始されるとき、切替制御部１５が制御信号Ｓｃをハイレベルからローレベルに切り替える。閾値切替部４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、ローレベルの制御信号Ｓｃに応じて、固定閾値Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１を選択し、閾値Ｕｄｕｘ，Ｖｄｕｘ，Ｗｄｕｘとしてそれぞれ出力する。その後は、時刻ｔ０からｔ１２までと同様の処理により、各相のＰＷＭ信号が繰り返し生成される。

図５に示すように、各相のＰＷＭ信号が生成されることにより、ゼロベクトル区間Ｔｚ内に通電区間Ｔ１２，Ｔ２３，Ｔ３４，Ｔ４５が発生する。図５において、参照符号５０１は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００によって生成するＰＷＭ信号のゼロベクトル区間Ｔｚ内に通電区間Ｔ１２，Ｔ２３，Ｔ３４，Ｔ４５が発生した場合のモータ４の電流の波形を示し、参照符号５０２は、ゼロベクトル区間に通電期間が発生しなかった場合のモータ４の電流の波形を示している。

図５に示すように、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのゼロベクトル区間Ｔｚ内に通電区間が発生しなかった場合、参照符号５００に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ７までのゼロベクトル区間Ｔｚにおいて、モータ４の電流が減少する。

これに対し、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのゼロベクトル区間Ｔｚ内に通電区間Ｔ１２，Ｔ２３，Ｔ３４，Ｔ４５を設けた場合、参照符号５０１に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ５までの期間においてモータ電流が増加する。これにより、時刻ｔ７においてゼロベクトル区間Ｔｚが終了した時点でのモータ４の電流は、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのゼロベクトル区間Ｔｚ内に通電区間を設けなかった場合に比べて、大きくなる。

すなわち、ゼロベクトル区間Ｔｚの開始時点から終了時点までの電流の変化量が、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのゼロベクトル区間Ｔｚ内に通電区間を設けなかった場合に比べて小さくなるので、大きな電流リップルの発生を防止することができる。換言すれば、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのゼロベクトル区間Ｔｚ内に通電区間Ｔ１２，Ｔ２３，Ｔ３４，Ｔ４５を発生させて、ゼロベクトル区間中に小さな電流リップルを複数発生させることにより、大きな電流リップルの発生を抑制することができる。

次に、本実施の形態に係るモータ制御装置１００によるモータ駆動制御処理の流れについて説明する。

図６は、実施の形態に係るモータ制御装置１００によるモータ駆動制御処理の流れを示すフローチャートである。

例えば、上位装置（図示せず）からモータ４の回転速度指令ωｒｅｆが入力されたとき、モータ制御装置１００は、モータ４の駆動制御を開始する。先ず、モータ制御装置１００は、モータ４を駆動するための通電パターンの生成処理を開始する（ステップＳ１０）。具体的には、デューティ比設定部３９がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕの初期値を設定するとともに、キャリア発生部３７がキャリアＣ１，Ｃ２を生成し、ＰＷＭ信号生成部３２が、キャリアＣ１，Ｃ２と初期値として設定されたデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕとに基づいて、上述した手法により、モータ４の通電パターンを指定する６種類のＰＷＭ信号を生成し、モータ４に与える。

次に、モータ制御装置１００は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する（ステップＳ１１）。次に、ベクトル制御部３０が、ステップＳ１１において電流検出部２７により検出された３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流算出値に基づいて、ＰＩ制御等の電流制御を行い（ステップＳ１２）、各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊（制御量）を算出する（ステップＳ１３）。

次に、デューティ比設定部３９が、ステップＳ１３で算出された各相の相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、各相のデューティ比を更新する（ステップＳ１４）。具体的には、デューティ比設定部３９が相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、デューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕを算出し、可変閾値算出部４１が、算出されたデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕに基づいて、上述した手法により、可変閾値Ｕｄｕ３，Ｕｄｕ４，Ｖｄｕ３，Ｖｄｕ４，Ｗｄｕ３，Ｗｄｕ４を更新する。

次に、ＰＷＭ信号生成部３２が、上述した手法により、更新されたデューティ比に対応する固定閾値Ｕｄｕ１，Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ１，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ１，Ｗｄｕ２と可変閾値Ｕｄｕ３，Ｕｄｕ４，Ｖｄｕ３，Ｖｄｕ４，Ｗｄｕ３，Ｗｄｕ４とに基づいて、上述した手法（図５参照）により、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを生成する（ステップＳ１５）。

その後、モータ制御装置１００は、上位装置からモータの停止指令が入力されたか否かを判定する（ステップＳ１６）。モータの停止指令が入力された場合には、モータ制御装置１００はＰＷＭ信号の生成を停止して、モータ４の駆動を停止する。

一方、モータの停止指示が入力されていない場合には、モータ制御装置１００は、ステップＳ１１に移行し、モータの停止指令が入力されるまで、上述の処理（Ｓ１１〜Ｓ１６）を繰り返し実行する。

以上、本実施の形態に係るモータ制御装置１００は、モータ４の各相に対応するＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗの信号レベルが一致するゼロベクトル区間が発生する場合に、ゼロベクトル区間内にモータ４の通電区間を設ける。
これによれば、上述したように、ゼロベクトル区間中に小さな電流リップルを複数発生させて、大きな電流リップルの発生を抑制することができるので、大きな電流リップルの周期的変化に起因するモータの動作時の騒音を抑制することが可能となる。

また、モータ制御装置１００は、ゼロベクトル区間において、各相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを同じ時間だけ、互いに異なるタイミングで反転させることにより、モータ４の通電区間を発生させる（図５参照）。
これによれば、ゼロベクトル区間に通電区間を発生させることによって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧が電圧指令と異なる電圧になることを防止することができ、上位装置から入力された回転速度指令ωｒｅｆに基づいたモータ４の適切な制御を実現しつつ、大きな電流リップルに起因する騒音の発生を防止することが可能となる。

また、モータ制御装置１００は、ＰＷＭ周期の第１期間Ａにおいて、各相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを一定時間、互いに異なるタイミングで反転させ、ＰＷＭ周期の残りの第２期間Ｂにおいて、設定されたデューティ比に基づいてＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗを反転させる。
これによれば、ＰＷＭ周期が、ゼロベクトル区間内に通電区間を発生させるための第１期間Ａと、上位装置からの指令（回転速度指令ωｒｅｆ）に基づいてモータが回転するようにデューティ比を調整するための第２期間Ｂとに分けられているので、モータ４が回転速度指令ωｒｅｆに応じた回転速度で回転するように各相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗのデューティ比を調整しつつ、ゼロベクトル区間内にモータ４の通電区間を設けるように、ＰＷＭ信号を生成することが容易となる。

また、モータ制御装置１００は、第１期間Ａに対応する周期を有するのこぎり波状のキャリアＣ１と、第２期間Ｂに対応する周期を有するのこぎり波状のキャリアＣ２とを生成し、固定閾値Ｕｄｕ１，Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ１，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ１，Ｗｄｕ２とキャリアＣ１のレベルとの比較結果に基づいて、第１期間Ａにおける各相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗが反転するタイミングを決定し、算出されたデューティ比に基づいて設定された可変閾値Ｕｄｕ３，Ｕｄｕ４，Ｖｄｕ３，Ｖｄｕ４，Ｗｄｕ３，Ｗｄｕ４とキャリアＣ２のレベルとの比較結果に基づいて、第２期間Ｂにおける各相のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗが反転するタイミングを決定する。

これによれば、キャリア毎に比較対象の閾値を変更し、第１期間Ａと第２期間Ｂのそれぞれの期間において適切なタイミングでＰＷＭ信号の信号レベルを反転させることにより、所望のＰＷＭ信号を容易に生成することができる。

≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、上記実施の形態では、ＰＷＭ周期において、前半に第１期間Ａを、後半に第２期間Ｂを設ける場合を例示したが、これに限られず、ＰＷＭ周期の前半に第２期間Ｂを、ＰＷＭ周期の後半に第１期間Ａを設けてもよい。

また、上述のフローチャートは、動作を説明するための一例を示すものであって、これに限定されない。すなわち、フローチャートの各図に示したステップは具体例であって、このフローに限定されるものではない。例えば、一部の処理の順番が変更されてもよいし、各処理間に他の処理が挿入されてもよいし、一部の処理が並列に行われてもよい。

１…モータシステム、４…モータ、１２…カウント部、１３…上限値切替部、１４…比較器、１５…切替制御部、１６…上限値記憶部、２０…制御部、２１…直流電源、２２ａ…正側母線、２２ｂ…負側母線、２３…インバータ回路、２４…電流検出器（シャント抵抗）、２５Ｕ＋，２５Ｕ−，２５Ｖ＋，２５Ｖ−，２５Ｗ＋，２５Ｗ−…スイッチング素子、２７…電流検出部、３０…ベクトル制御部、３１…デューティ比算出部、３２…ＰＷＭ信号生成部、３３…駆動回路、３４…電流検出タイミング調整部、３５…通電パターン生成部、３６…クロック発生部、３７…キャリア発生部、３９…デューティ比設定部、４０…固定閾値記憶部、４１…可変閾値算出部、４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ…閾値切替部、４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗ…比較器、４４…ＰＷＭ回路、４５…割り込みコントローラ、１００…モータ制御装置、Ａ…第１期間、Ｂ…第２期間、Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…キャリア、ＣＬＫ…クロック、Ｃｐ…検出信号、Ｌｕ…Ｕ相コイル、Ｌｖ…Ｖ相コイル、Ｌｗ…Ｗ相コイル、Ｓｃ…制御信号、Ｓｄ…検出信号、Ｓｉ…割り込み信号、Ｃｐｕ，Ｃｐｖ，Ｃｐｗ…出力信号、Ｔ１…第１上限値、Ｔ２…第２上限値、Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕ…デューティ比、Ｕｄｕ１，Ｖｄｕ１，Ｗｄｕ１、Ｕｄｕ２，Ｖｄｕ２，Ｗｄｕ２…固定閾値、Ｕｄｕ３，Ｖｄｕ３，Ｗｄｕ３、Ｕｄｕ４，Ｖｄｕ４，Ｗｄｕ４…可変閾値、ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ，Ｕ，Ｖ，Ｗ…ＰＷＭ信号。

Claims (5)

1. 複数相のコイルを有するモータの各相にそれぞれ対応するＰＷＭ信号を生成する制御部と、
   前記ＰＷＭ信号に基づいて、各相の前記コイルを駆動するインバータ回路と、を備え、
   前記制御部は、各相の前記ＰＷＭ信号の信号レベルが一致する通電停止期間が発生する場合に、前記通電停止期間内に各相の前記コイルを通電させる通電期間を設ける
   モータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記通電停止期間において、各相の前記ＰＷＭ信号を同じ時間だけ、互いに異なるタイミングで反転させる
   モータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、各相の前記ＰＷＭ信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、前記デューティ比設定部によって設定された前記デューティ比に基づいて、各相の前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を有し、
   各相の前記ＰＷＭ信号の１周期は、第１期間と残りの第２期間とを含み、
   前記ＰＷＭ信号生成部は、前記第１期間において、各相の前記ＰＷＭ信号を一定時間、互いに異なるタイミングで反転させ、前記第２期間において、前記デューティ比に基づいて前記ＰＷＭ信号を反転させる
   モータ制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記第１期間に対応する周期を有するのこぎり波状の第１キャリアと、前記第２期間に対応する周期を有するのこぎり波状の第２キャリアとを生成するキャリア発生部を更に有し、
   前記ＰＷＭ信号生成部は、固定値である第１閾値および第２閾値と前記第１キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第１期間における各相の前記ＰＷＭ信号が反転するタイミングを決定し、前記デューティ比に基づいて設定された第３閾値および第４閾値と前記第２キャリアのレベルとの比較結果に基づいて、前記第２期間における各相の前記ＰＷＭ信号が反転するタイミングを決定する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１乃至４の何れか一項に記載のモータ制御装置と、
   前記モータと、
   を備えるモータシステム。

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