JPH0414314A - ソース電極結合形論理回路 - Google Patents
ソース電極結合形論理回路Info
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- JPH0414314A JPH0414314A JP2116836A JP11683690A JPH0414314A JP H0414314 A JPH0414314 A JP H0414314A JP 2116836 A JP2116836 A JP 2116836A JP 11683690 A JP11683690 A JP 11683690A JP H0414314 A JPH0414314 A JP H0414314A
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 title claims description 4
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- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0956—Schottky diode FET logic
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
- H03K19/01721—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits by means of a pull-up or down element
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
(産業上の利用分野)
本発明は電界効果トランジスタ(FET)を用いたソー
ス電極結合形論理回路(S CF L)に関するもので
、特に高速ディジタル集積回路に使用されるものである
。
ス電極結合形論理回路(S CF L)に関するもので
、特に高速ディジタル集積回路に使用されるものである
。
(従来の技術)
従来の5CFL回路の基本形は、第8図に示すようにな
っている。破線a−a’ より左側がスイッチング部、
右側がソースフォロア部と呼ばれる。スイッチング部は
、FETQlとQ2が差動動作をする。Ql、Q2のゲ
ートに入力された相補信号IN、INは、ハイレベルと
ローレベルとが逆転して、それぞれFETQ3.Q4の
ゲートに伝わる。
っている。破線a−a’ より左側がスイッチング部、
右側がソースフォロア部と呼ばれる。スイッチング部は
、FETQlとQ2が差動動作をする。Ql、Q2のゲ
ートに入力された相補信号IN、INは、ハイレベルと
ローレベルとが逆転して、それぞれFETQ3.Q4の
ゲートに伝わる。
ソースフォロア部は、次段を駆動するため、そして次段
に適切なレベルの信号を伝えるために存在する。レベル
シフトは、FETQ3.Q4のゲート−ソース間電圧お
よびレベルシフト素子LSII、LS12. ・−、L
Snl、LSn2(nは自然数)の端子間電圧によって
行われる。
に適切なレベルの信号を伝えるために存在する。レベル
シフトは、FETQ3.Q4のゲート−ソース間電圧お
よびレベルシフト素子LSII、LS12. ・−、L
Snl、LSn2(nは自然数)の端子間電圧によって
行われる。
これらの素子には、定電流源CC2,CC3によって常
に定電流が流れている。
に定電流が流れている。
(発明が解決しようとする課題)
前項に述べた従来の回路では、ソースフォロア部のレベ
ルシフト素子は、一般には抵抗成分を含んでいる。その
ため、この抵抗成分(以下、交流的に考えて、インピー
ダンスという)によって負荷駆動能力が低下する。よっ
て高速動作が妨げられることになる。逆に負荷駆動能力
を上げようとすれば、より大きな電流を流す必要がある
。
ルシフト素子は、一般には抵抗成分を含んでいる。その
ため、この抵抗成分(以下、交流的に考えて、インピー
ダンスという)によって負荷駆動能力が低下する。よっ
て高速動作が妨げられることになる。逆に負荷駆動能力
を上げようとすれば、より大きな電流を流す必要がある
。
本発明の目的は、容量によってレベルシフト素子の部分
のインピーダンスを交流的に小さくすることにより、消
費電力を増やすことなく、負荷駆動能力を大きくした回
路を提供することにある。
のインピーダンスを交流的に小さくすることにより、消
費電力を増やすことなく、負荷駆動能力を大きくした回
路を提供することにある。
「発明の構成]
(課題を解決するための手段と作用)
本発明は、ソース電極どうしが結合された第1、第2の
電界効果トランジスタと、一端どうしが結合され、その
結合点が直接または第1のレベルシフト素子を介して高
電位電源に接続され他端が第1.第2の電界効果トラン
ジスタのドレイン電極に接続された第1.第2の負荷素
子と、止端が前記電界効果トランジスタのソース電極の
結合点に接続され、他端が低電位電源に接続された第1
の定電流源と、ドレイン電極か高電位電源に接続され、
ゲート電極が第1の負荷素子の他端に接続された第3の
電界効果トランジスタと、この電界効果トランジスタの
ソース電極に一端が接続された1個または複数個の直列
接続の第2のレベルシフト素子と、このレベルシフト素
子の他端に一端が接続され、他端が低電位電源に接続さ
れた第2の定電流源と、第2のレベルシフト素子に対し
て並列に接続された容量とを具備したことを特徴とする
ソース電極結合形論理回路である。
電界効果トランジスタと、一端どうしが結合され、その
結合点が直接または第1のレベルシフト素子を介して高
電位電源に接続され他端が第1.第2の電界効果トラン
ジスタのドレイン電極に接続された第1.第2の負荷素
子と、止端が前記電界効果トランジスタのソース電極の
結合点に接続され、他端が低電位電源に接続された第1
の定電流源と、ドレイン電極か高電位電源に接続され、
ゲート電極が第1の負荷素子の他端に接続された第3の
電界効果トランジスタと、この電界効果トランジスタの
ソース電極に一端が接続された1個または複数個の直列
接続の第2のレベルシフト素子と、このレベルシフト素
子の他端に一端が接続され、他端が低電位電源に接続さ
れた第2の定電流源と、第2のレベルシフト素子に対し
て並列に接続された容量とを具備したことを特徴とする
ソース電極結合形論理回路である。
即ち、本発明の回路は、通常のソース電極結合形論理回
路において、ソースフォロア部のレベルシフト素子に対
して容量を並列に接続したものである。このようにすれ
ば、レベルシフト素子のインピーダンスを容量によって
交流的に小さくすることができる。このため、直流電位
に影響を与えることなく、また消費電力を増やすことな
く、負荷駆動能力を大きくすることができる。
路において、ソースフォロア部のレベルシフト素子に対
して容量を並列に接続したものである。このようにすれ
ば、レベルシフト素子のインピーダンスを容量によって
交流的に小さくすることができる。このため、直流電位
に影響を与えることなく、また消費電力を増やすことな
く、負荷駆動能力を大きくすることができる。
(実施例)
以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する。第1
図は同実施例の回路図であるが、これは第8図のものと
対応させた場合の例であるから、対応個所には同一符号
を用いる。第1図の構成は、ソース電極が結合された電
界効果トランジスタQl、Q2を設け、一端が結合され
、その結合点がレベルシフト素子(ダイオード、抵抗等
)LSを介して高電位電源VDDに接続された2個の負
荷素子LDI、LD2を設け、正極が電界効果トランジ
スタのソース電極の結合点に接続され、負極が低電位電
源V88に接続された定電流源CCIを設け、ドレイン
電極が高電位電源に接続され、ゲート電極が負荷素子L
DI、LD2の結合点と反対側の端に接続された電界効
果トランジスタQ3.Q4を設け、この電界効果トラン
ジスタのソース電極に一端が接続されたLS11〜LS
nl、LSI2〜LSn2の直列レベルシフト素子群を
設け、このレベルシフト素子群の他端に正極が接続され
、負極が〆低位電源に接続された定電流源CC2,CC
3を設けた通常のソース電極結合形論理回路において、
直列に接続されたレベルシフト素子LS11〜LSnl
、LSI2〜LSn2に対してそれぞれ容量C,C2を
並■ 列に接続したものである。
図は同実施例の回路図であるが、これは第8図のものと
対応させた場合の例であるから、対応個所には同一符号
を用いる。第1図の構成は、ソース電極が結合された電
界効果トランジスタQl、Q2を設け、一端が結合され
、その結合点がレベルシフト素子(ダイオード、抵抗等
)LSを介して高電位電源VDDに接続された2個の負
荷素子LDI、LD2を設け、正極が電界効果トランジ
スタのソース電極の結合点に接続され、負極が低電位電
源V88に接続された定電流源CCIを設け、ドレイン
電極が高電位電源に接続され、ゲート電極が負荷素子L
DI、LD2の結合点と反対側の端に接続された電界効
果トランジスタQ3.Q4を設け、この電界効果トラン
ジスタのソース電極に一端が接続されたLS11〜LS
nl、LSI2〜LSn2の直列レベルシフト素子群を
設け、このレベルシフト素子群の他端に正極が接続され
、負極が〆低位電源に接続された定電流源CC2,CC
3を設けた通常のソース電極結合形論理回路において、
直列に接続されたレベルシフト素子LS11〜LSnl
、LSI2〜LSn2に対してそれぞれ容量C,C2を
並■ 列に接続したものである。
第2図が本発明の実施例の要部の原理的回路図である。
しかして第1図ではレベルシフト素子LSII、LS1
2.=−LSnl、LSn2 (nは自然数)は抵抗成
分をもっている。これらのレベルシフト素子に対して、
容ic、c がそれぞれ並列に接続されている。レベ
ルシフト素子の抵抗成分をRとすると、この部分のイン
ピーダンスZは、 (ω:角周波数、ω〉0)・・・(1)で表されるから
、Z<Rとなり、インピーダンスは容量によって小さく
なる。
2.=−LSnl、LSn2 (nは自然数)は抵抗成
分をもっている。これらのレベルシフト素子に対して、
容ic、c がそれぞれ並列に接続されている。レベ
ルシフト素子の抵抗成分をRとすると、この部分のイン
ピーダンスZは、 (ω:角周波数、ω〉0)・・・(1)で表されるから
、Z<Rとなり、インピーダンスは容量によって小さく
なる。
第3図は、第2図の変形例である。すなわち、レベルシ
フト素子1個に対して、容量を1個ずつ並列に接続した
ものである。この場合、各レベルシフト素子の抵抗成分
をr 、r2+ ・・・、r とi
nすれば、全抵抗成分Rrは となり、またインピーダンスZTは となって、やはりZTくRTとなるから、インピーダン
スは小さくなる。
フト素子1個に対して、容量を1個ずつ並列に接続した
ものである。この場合、各レベルシフト素子の抵抗成分
をr 、r2+ ・・・、r とi
nすれば、全抵抗成分Rrは となり、またインピーダンスZTは となって、やはりZTくRTとなるから、インピーダン
スは小さくなる。
第4図は、容量Cとして逆バイアスされたダイオード(
アノードを低電位側、カソードを高電位側に接続した状
態)Dを用いた本発明の要部の具体例である。
アノードを低電位側、カソードを高電位側に接続した状
態)Dを用いた本発明の要部の具体例である。
上記実施例によれば、
(イ)レベルシフト素子のインピーダンスZrを小さく
することにより、出力01口の振幅が大となり、負荷駆
動能力が大きくなる。したがって、同じ消費電力であり
ながら、より高速な動作が可能になる。
することにより、出力01口の振幅が大となり、負荷駆
動能力が大きくなる。したがって、同じ消費電力であり
ながら、より高速な動作が可能になる。
(ロ)インピーダンスZ を容量C、CにT
12 よって小さくするために、直流的なことには全く影響は
ない。したがって、レベルシフト量はレベルシフト素子
のみで設定することができる。
12 よって小さくするために、直流的なことには全く影響は
ない。したがって、レベルシフト量はレベルシフト素子
のみで設定することができる。
第5図に回路シミュレーションの対象にした回路のブロ
ック図を示し、第6図、第7図にブロック内部の回路図
(第6図は従来例、第7図は本発明例)を示す。ここで
第1のレベルシフト素子に抵抗を用い、第2のレベルシ
フト素子にダイオードを用いている。またFETは、第
6図、第7図共に、ゲート長が0.8μm、ゲート幅が
1ト1とし、ダイオード接合面積は3×10μm2とし
ている。この例では、増幅率が第6図の83.9%から
第7図では91,9%へと上昇しており、本発明による
効果が現れている。
ック図を示し、第6図、第7図にブロック内部の回路図
(第6図は従来例、第7図は本発明例)を示す。ここで
第1のレベルシフト素子に抵抗を用い、第2のレベルシ
フト素子にダイオードを用いている。またFETは、第
6図、第7図共に、ゲート長が0.8μm、ゲート幅が
1ト1とし、ダイオード接合面積は3×10μm2とし
ている。この例では、増幅率が第6図の83.9%から
第7図では91,9%へと上昇しており、本発明による
効果が現れている。
なお本発明は実施例のみに限られず種々の応用が可能で
ある。例えば負荷LDI、LD2の結合端は直接VDD
に接続してもよい。またソースフォロア部2はQ 側ま
たはQ4側のいずれか一方のみでもよい。またスイッチ
ング部1の入力IN。
ある。例えば負荷LDI、LD2の結合端は直接VDD
に接続してもよい。またソースフォロア部2はQ 側ま
たはQ4側のいずれか一方のみでもよい。またスイッチ
ング部1の入力IN。
INのいずれか一方は基準電位としてもよい。
[発明の効果]
以上説明した如く本発明によれば、レベルシフト素子の
インピーダンスを交流的に小とすることにより、出力振
幅が大となり、負荷駆動能力が大となる。このため従来
と同じ消費電力でありながら、より高速な動作が可能と
なる。またソースフォロア部のインピーダンスを容量に
よって小さくするため、直流的なことには全く影響がな
い。
インピーダンスを交流的に小とすることにより、出力振
幅が大となり、負荷駆動能力が大となる。このため従来
と同じ消費電力でありながら、より高速な動作が可能と
なる。またソースフォロア部のインピーダンスを容量に
よって小さくするため、直流的なことには全く影響がな
い。
従ってレベルシフト量はレベルシフト素子のみによって
決めることができる。
決めることができる。
第1図は本発明の一実施例の回路図、第2図ないし第4
図はその要部の回路説明図、第5図ないし第7図はその
効果を説明するためのシミュレーション回路図、第8図
は従来例の回路図である。 1・・・スイッチング部、2・・・ソースフォロア部、
Q1〜Q4・・・FET、LDI、LD2・・・負荷、
LS、LSII〜LSn2・・・レベルシフト素子、c
l、C2・・・容量、CC1〜CC3・・・定電流源、
■ ・・・高電位電源、■88・・・低電位電源。 D 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦a′ 第1図
図はその要部の回路説明図、第5図ないし第7図はその
効果を説明するためのシミュレーション回路図、第8図
は従来例の回路図である。 1・・・スイッチング部、2・・・ソースフォロア部、
Q1〜Q4・・・FET、LDI、LD2・・・負荷、
LS、LSII〜LSn2・・・レベルシフト素子、c
l、C2・・・容量、CC1〜CC3・・・定電流源、
■ ・・・高電位電源、■88・・・低電位電源。 D 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦a′ 第1図
Claims (5)
- (1)ソース電極どうしが結合された第1、第2の電界
効果トランジスタと、一端どうしが結合され、その結合
点が直接または第1のレベルシフト素子を介して高電位
電源に接続され他端が第1、第2の電界効果トランジス
タのドレイン電極に接続された第1、第2の負荷素子と
、一端が前記電界効果トランジスタのソース電極の結合
点に接続され、他端が低電位電源に接続された第1の定
電流源と、ドレイン電極が高電位電源に接続され、ゲー
ト電極が第1の負荷素子の他端に接続された第3の電界
効果トランジスタと、この電界効果トランジスタのソー
ス電極に一端が接続された1個または複数個の直列接続
の第2のレベルシフト素子と、このレベルシフト素子の
他端に一端が接続され、他端が低電位電源に接続された
第2の定電流源と、第2のレベルシフト素子に対して並
列に接続された容量とを具備したことを特徴とするソー
ス電極結合形論理回路。 - (2)前記容量を、アノードが低電位側、カソードが高
電位側に接続されたダイオードにより構成したことを特
徴とする前記請求項1に記載のソース電極結合形論理回
路。 - (3)前記第3の電界効果トランジスタ、第2のレベル
シフト素子、容量、第2の定電流源の回路を第1のソー
スフォロア部として、これと対応構成の第2のソースフ
ォロア部を設け、前記第3の電界効果トランジスタに対
応する前記第2のソースフォロア部の第4の電界効果ト
ランジスタのゲート電極を第2の負荷素子の他端に接続
し、第1、第2のソースフォロア部の出力端から互に相
補関係にある出力を得ることを特徴とする請求項1に記
載のソース電極結合形論理回路。 - (4)前記第1、第2の電界効果トランジスタのゲート
入力は互に相補関係を有することを特徴とする請求項1
に記載のソース電極結合形論理回路。 - (5)前記第1、第2の電界効果トランジスタのゲート
入力の一方は単相の入力で、他方は基準電圧であること
を特徴とする請求項1に記載のソース電極結合形論理回
路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2116836A JPH0414314A (ja) | 1990-05-08 | 1990-05-08 | ソース電極結合形論理回路 |
US07/696,743 US5177378A (en) | 1990-05-08 | 1991-05-07 | Source-coupled FET logic circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2116836A JPH0414314A (ja) | 1990-05-08 | 1990-05-08 | ソース電極結合形論理回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0414314A true JPH0414314A (ja) | 1992-01-20 |
Family
ID=14696828
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2116836A Pending JPH0414314A (ja) | 1990-05-08 | 1990-05-08 | ソース電極結合形論理回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5177378A (ja) |
JP (1) | JPH0414314A (ja) |
Families Citing this family (26)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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DE4337511A1 (de) * | 1993-11-03 | 1995-05-04 | Siemens Ag | Inverterstufe |
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US5644258A (en) * | 1996-01-04 | 1997-07-01 | Winbond Electronics Corp. | Driver circuit, with low idle power consumption, for an attachment unit interface |
US5978379A (en) * | 1997-01-23 | 1999-11-02 | Gadzoox Networks, Inc. | Fiber channel learning bridge, learning half bridge, and protocol |
US5869985A (en) * | 1997-02-07 | 1999-02-09 | Eic Enterprises Corporation | Low voltage input buffer |
US6271706B1 (en) * | 1998-01-22 | 2001-08-07 | Intel Corporation | Divided voltage de-coupling structure |
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US6424194B1 (en) * | 1999-06-28 | 2002-07-23 | Broadcom Corporation | Current-controlled CMOS logic family |
US6897697B2 (en) | 1999-06-28 | 2005-05-24 | Broadcom Corporation | Current-controlled CMOS circuit using higher voltage supply in low voltage CMOS process |
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JP2002026719A (ja) * | 2000-07-07 | 2002-01-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 完全差動型論理回路 |
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