JP2006296185A - アーク溶接機電源のためのチョッパ出力ステージ - Google Patents

アーク溶接機電源のためのチョッパ出力ステージ Download PDF

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Abstract

【課題】高効率な溶接用電源を提供する。
【解決手段】ＡＣ入力信号を受取って、第１のＤＣ出力信号を生成する第１ステージと、第１ステージと結合されて、第１のＤＣ出力信号を受取り、第１のＤＣ出力信号を第２のＤＣ出力信号に変換する非調整型第２ステージと、第２ステージと結合されて、第２のＤＣ出力信号を受信する第３ステージとからなり、第３ステージは、制御入力を有するスイッチング素子を具備し、第２のＤＣ出力信号を溶接に適した調整信号に変換する複数の並列に接続されたコンバータ電力回路と、それぞれのコンバータ電力回路に対し異なる位相角で制御入力信号を生成するためのコントローラとからなるインターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを具備する。
【選択図】図１０

Description

本発明は、一般に、溶接及びプラズマ切断装置用電源に関し、より具体的には、溶接または切断システム用３ステージ電源におけるインターリーブ形マルチフェーズチョッパ出力ステージに関する。
（援用文献）
以下の特許及び特許出願及びその他の文書、すなわち、Ｃａｌｋｉｎの米国特許第３，７３７，７５５号、Ｆｌｅｔｃｈｅｒの米国特許第３，９８４，７９９号、Ｋａｒａｄｓｈｅｈの米国特許第４，４３３，３７０号、Ｏｇａｗａの米国特許第４，７４８，３９７号、Ｐａｒｓｌｅｙの米国特許第５，００８，７９５号、Ｓｍｏｌｅｎｓｋｉの米国特許第５，０１９，９５２号、Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐの米国特許第５，２７８，３９０号、Ｔｈｏｍｍｅｓの米国特許第５，６０１，７４１号、Ｂａｋｅｒの米国特許第５，８６４，１１６号、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号、Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号、Ｖｏｇｌｅの米国特許第５，９９１，１８０号、Ｒｅｙｎｏｌｄｓの米国特許第６，０５１，８０４号、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第６，０６９，８１１号、Ｃｈｕｒｃｈの米国特許第６，１７７，６４５号、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第６，２７８，０８０号、Ｒｅｙｎｏｌｄｓの米国特許第６，３００，５８９号、Ｃｈｕｒｃｈの米国特許第６，５０４，１３２号、Ｂｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号、Ｈｏｖｅｒｓｏｎの米国特許第６，７２３，９５７号、２００４年７月１３日にファイルされた「電気アーク溶接用電源（ＰＯＷＥＲ ＳＯＵＲＣＥ ＦＯＲ ＥＬＥＣＴＲＩＣ ＡＲＣ ＷＥＬＤＩＮＧ）」というタイトルのＤａｎｉｅｌの米国特許出願第１０／８８９，８６６号、Ｃｈｏの「新規なゼロ電圧遷移ＰＷＭマルチフェーズコンバータ（Ｎｏｖｅｌ Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ ＰＷＭ Ｍｕｌｔｉｐｈａｓｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」（パワーエレクトロニクスに関するＩＥＥＥ会報、Ｖｏｌ．１３、Ｎｏ．１、１９９８年１月）、Ｓｃｈｕｅｌｌｅｉｎの「マルチフェーズコンバータバックスパワー（Ｍｕｌｔｉｐｈａｓｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｂｕｃｋｓ Ｐｏｗｅｒ）」（ＥＥ Ｔｉｍｅｓ、２０００年９月１１日）、Ｈｕａｎｇの「平均電流共用バスを有するスケーラブルマルチフェーズバックコンバータ（Ａ Ｓｃａｌａｂｌｅ Ｍｕｌｔｉｐｈａｓｅ Ｂｕｃｋ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ａｖｅｒａｇｅ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｈａｒｅ Ｂｕｓ）」（ＡＰＥＣ ０３で提示されたＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ）、Ｃｚｏｇａｌｌａの「マルチフェーズ結合インダクタＤＣ−ＤＣコンバータの自動車への応用（Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ Ｍｕｌｔｉ−Ｐｈａｓｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ−Ｉｎｄｕｃｔｏｒ ＤＣ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」（ＩＡＳ２００３）、Ｗｏｎｇの「カップリングインダクタを用いたインタリービングＶＲＭのパフォーマンスの改善（Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｓ ｏｆ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ ＶＲＭｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｉｎｄｕｃｔｏｒｓ）」（パワーエレクトロニクスに関するＩＥＥＥ会報、Ｖｏｌ．１６、Ｎｏ．４、２００１年７月）、Ｚｕｍｅｌの「インターリーブ形コンバータのための磁気統合（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」（ＩＥＥＥ ２００３）、Ｄｉｘｏｎの「マルチアウトプットバックレギュレータにおける結合フィルタインダクタ（Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｉｎｄｕｃｔｏｒｓ ｉｎ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ Ｂｕｃｋ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒｓ）」（Ｕｎｉｔｒｏｄｅ，Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ，２００３）、Ｓｈｏｒｔｔの「６００Ｗ４ステージ移相並列ＤＣ−ＤＣコンバータ（Ａ ６００ Ｗａｔｔ Ｆｏｕｒ Ｓｔａｇｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔｅｄ−Ｐａｒａｌｌｅｌ ＤＣ−ＴＯ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」（Ｎａｖａｌ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ Ｓｐａｃｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ，１９８５）およびＲｉｄｌｅｙの「すごい縮小（非調整型）電源（Ｔｈｅ ｉｎｃｒｅｄｉｂｌｅ Ｓｈｒｉｎｋｉｎｇ（Ｕｎｒｅｇｕｌａｔｅｄ）Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ）」を背景情報として、本願明細書に援用する。
溶接電源は、多くの場合、ＡＣ入力信号をＤＣ信号に変換する第１ステージと、ＤＣ信号を、溶接のための信号に変換する最終調整出力ステージとを含む。「溶接」という用語は、「プラズマ切断」を含み、この場合、溶接または切断プロセスは、入力電力と絶縁することが好ましい。Ｖｏｇｅｌの米国特許第５，９９１，１８０号明細書は、溶接調整の後ろに設けられた出力絶縁変圧器を有し、かつ溶接動作を直接駆動するチョッパについて述べており、この場合、チョッパネットワークは、所望の調整された出力溶接電流を生成し、出力ステージに絶縁が形成される。Ｔｈｏｍｍｅｓの米国特許第５，６０１，７４１号明細書は、調整された溶接出力信号を生成するパルス幅変調（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ＰＷＭ）インバータを駆動するブーストコンバータについて開示しており、この場合、Ｖｏｇｅｌ及びＴｈｏｍｍｅｓの両者の第２ステージは、力率が制御された電流を、プリレギュレータから直接溶接動作へ供給するように調整される。溶接電源は、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第６，０６９，８１１号明細書、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの同第６，２７８，０８０号明細書及びＭｏｒｉｇｕｃｈｉの同第６，０６９，８１１号明細書に示されており、そこでは、調整型出力インバータが、入力ブーストコンバータ、または、溶接に適した電流を、絶縁に用いられる出力変圧器に対して生成する整流器のＤＣ出力によって駆動され、この場合、変圧器の出力の２次側は、溶接動作に用いられる。上記の特許には、本発明を実施する新規な電源に用いられるのと同じような３ステージ形態はない。Ｄａｎｉｅｌの米国特許出願第１０／８８９，８６６号は、本発明の譲受人に譲渡されており、第１ステージコンバータが、ＡＣ電力を第１のＤＣ出力信号に変換し、第２のステージが、第１のＤＣ出力信号を第２のＤＣ出力信号に変換し、第３ステージが、第２のＤＣ出力信号を、溶接のためのプロセス出力に変換し、この場合、第２ステージが非調整型である、溶接のための３ステージ電源構造について記述している。このＤａｎｉｅｌの特許出願は、背景情報として本願明細書に援用し、また、従来技術ではない。Ｄａｎｉｅｌの３ステージ溶接機は、通常の調整型第１ステージと、溶接調整型出力ステージとを有し、この場合、溶接信号は、実際の溶接プロセスからのフィードバックによって決まる。また、これも一般的なことであるが、Ｄａｎｉｅｌの新規な特徴は、調整型第１ステージと、出力ステージとの間の絶縁非調整型中間ステージであり、この場合、出力ステージは、溶接に適した信号を生成するためのフィードバックによって調整される。
背景技術に関して、Ｂｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書は、同期整流器について説明しており、また、Ｃａｌｋｉｎの米国特許第３，７３７，７５５号明細書は、低出力用途のＤＣ／ＤＣコンバータを開示しており、この場合、固定された調整電流が非調整型インバータへ流れて、非可変出力ＤＣ信号が生成される。同期整流器を説明するため、Ｂｏｙｌａｎの米国特許第６，６１８，２７４号明細書及びＣａｌｋｉｎの同第３，７３７，７５５号明細書における全般的な背景技術を本願明細書に援用し、この場合、どのような出力調整も、入力ＤＣ信号レベルを制御することにより、インバータの前で実行され、また、これらの特許のどちらも、溶接用電源に関してのものではなく、同期整流器デバイス及び非調整型インバータ等の一般的な技術概念として単に援用する。Ｓｍｏｌｅｎｓｋｉの米国特許第５，０１９，９５２号明細書は、コンバータを流れる電流に、最小の高調波ひずみを伝える非溶接２ステージＡＣ／ＤＣコンバータについて説明している。溶接状況とは違って、Ｓｍｏｌｅｎｓｋｉの米国特許第５，０１９，９５２号明細書における付加は可変ではなく、調整を必要とはせず、この特許は、全般的な技術を説明するために、本発明に関する背景情報として本願明細書に援用する。
スイッチングコンバータは、たいていの場合、所望の溶接波形に従って出力溶接電流を生成する最終出力ステージとして用いられ、この場合、溶接プロセスは、繰り出される電極と、溶接される非加工物との間に溶接アークを生成するためのＤＣまたはＡＣ電流波形を要する可能性がある。このようなコンバータは、典型的には、例えば、Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐの米国特許第５，２７８，３９０号明細書に記述されているように、スイッチが高周波で作動されて、溶接プロセスのための所望の波形または電流レベルが生成されるＰＷＭデザインである。現在のアーク溶接機において、最終コンバータステージは、たいていの場合、オハイオ州クリーブランドのリンカーンエレクトリックカンパニー（Ｔｈｅ Ｌｉｎｃｏｌｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｍｐａｎｙ）が先駆者である「波形制御技術（ｗａｖｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）を用いる。Ｋｏｏｋｅｎの米国特許第５，９９１，１６９号明細書及びＣｈｕｒｃｈの同第６，５０４，１３２号明細書に示されているように、溶接出力電流は、インバータステージの出力または入力ブーストコンバータの出力のいずれかに変圧器を用いて絶縁を実現した状態で、出力チョッパまたはバックコンバータ（ｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）によって調整することができる。
バックコンバータ、ブーストコンバータ、または、他のタイプのＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチングコンバータは、ＤＣ電力を入力し、かつＤＣ出力を生成する２つ以上のコンバータフェーズまたはセルを含む非溶接状況において開発されてきた。このようなコンバータは、例えば、Ｆｌｅｔｃｈｅｒの米国特許第３，９８４，７９９号明細書やＯｇａｗａの同第４，７４８，３９７号明細書に示されているように、マルチフェーズコンバータと呼ばれる場合もある。Ｈｕａｎｇの「平均電流共用バスを有するスケーラブルマルチフェーズバックコンバータ」及びＳｃｈｕｅｌｌｅｉｎの「マルチフェーズコンバータバックスパワー」は、高度なマイクロプロセッサアプリケーションを目標にしたスケーラブルマルチフェーズコンバータについて説明している。Ｃｈｏの「新規なゼロ電圧遷移ＰＷＭマルチフェーズコンバータは、スイッチング損失を低減するための単一の補助ゼロ電圧スイッチング（ｚｅｒｏ−ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ；ＺＶＳ）回路を有する２フェーズ及び３フェーズＤＣ−ＤＣコンバータについて説明している。また、マルチフェーズコンバータは、Ｋａｒａｄｓｈｅｈの米国特許第４，４３３，３７０号明細書、およびＣｚｏｇａｌｌａの「マルチフェーズ結合インダクタＤＣ−ＤＣコンバータの自動車への応用」で述べられているように、自動車用途でも用いられてきており、ここで、Ｃｚｏｇａｌｌａは、共通のコア上にある個々のフェーズの結合インダクタについて述べている。マルチフェーズインタリーブドレギュレータモジュール及びコンバータにおける結合インダクタについても、Ｗｏｎｇの「カップリングインダクタを用いたインタリービングＶＲＭのパフォーマンスの改善」Ｚｕｍｅｌの「インターリーブ形コンバータのための磁気統合」及びＤｉｘｏｎの「マルチアウトプットバックレギュレータにおける結合フィルタインダクタ」に記述されている。これらの参照文献を本願明細書に背景情報として援用するが、参照文献は、３ステージ電源におけるマルチフェーズコンバータの使用を教示するものではない。Ｂａｋｅｒの米国特許第５，８６４，１１６号明細書は、溶接のための結合インダクタを有する２フェーズダウンチョッパを示しており、特許は、本発明の譲受人に譲渡されている。Ｒｅｙｎｏｌｄｓの米国特許第６，０５１，８０４号明細書及び同第６，３００，５８９号明細書は、電圧源から負荷へ電力を供給する２重チョッパを有するプラズマ切断電源について説明しており、そこでは、オープン回路出力電圧が、負荷の出力電圧の約２倍となっている。しかし、Ｂａｋｅｒの特許もＲｅｙｎｏｌｄｓの特許も３ステージ溶接電源におけるマルチフェーズ出力ステージについては教示していない。
米国特許第５，９９１，１８０号明細書 米国特許第５，６０１，７４１号明細書 米国特許第６，０６９，８１１号明細書 米国特許第６，２７８，０８０号明細書 米国特許第６，６１８，２７４号明細書 米国特許第３，７３７，７５５号明細書 米国特許第５，０１９，９５２号明細書 米国特許第５，２７８，３９０号明細書 米国特許第５，９９１，１６９号明細書 米国特許第６，５０４，１３２号明細書 米国特許第３，９８４，７９９号明細書 米国特許第４，７４８，３９７号明細書 米国特許第４，４３３，３７０号明細書 米国特許第５，８６４，１１６号明細書 米国特許第６，０５１，８０４号明細書 米国特許第６，３００，５８９号明細書
溶接システムにおいて、溶接電源の電力効率は、重要な設計パラメータであり、この場合、低効率電源は、過剰な熱を生じ、また、一般に、より効率の良い電源よりも大きく扱いにくい。一般に、効率を向上させるために、溶接機電源のコンポーネントの電気的スイッチング及び伝導損を低減または最小化することが好ましい。さらに、コンデンサや他のコンポーネントへの電気的ひずみを最小化するため、および溶接動作の品質を改善するため、電源のリップル電流を最小化することが好ましい。他のデザイン上の目的は、速い過渡応答またはインパルス応答（例えば、スルーレート）であり、波形制御のための異なる出力信号レベル間で素早く遷移することが可能で、かつ特に、短絡溶接、および溶接アーク条件が急速に変化する可能性がある他の用途に対して、負荷条件の変化に素早く適応できる溶接機電源を提供することが好ましい。このことに関して、溶接電源は、典型的には、負荷変動が極小であるほとんどの電源デザインとは非常に異なる作動上の必要条件を有する。また、溶接電源は、ほとんどの場合、出力信号レベル及び内部ＤＣ電圧を、高速負荷遷移中にある範囲内に維持するために、大きなフィルタコンデンサおよび／または直列インダクタまたはチョークを含んでおり、このようなフィルタリングまたは平滑化コンポーネントの必要性は、スイッチングコンバータ制御部が帯域制限されている場合に大きくなる。
従って、溶接電源の進化においては、最終出力ステージの作動帯域を増大させて、大きなフィルタリングコンポーネントの必要性を軽減または回避し、およびそれにより、電源の過渡応答を改善することが好ましい。より少ないフィルタリングはスルーレートの改善を容易にするが、低減された出力フィルタリングは、より高いリップル電流及び電圧をもたらす可能性がある。さらに、スイッチング損失は、一般に、スイッチングコンバータの作動周波数が増加したときに増加する。単に、出力チョッパステージのスイッチング速度を増加させることは、熱の追加的発生に耐えるより大きなスイッチング素子および／またはファン、ヒートシンク等の追加的またはより大きな熱除去デバイスを必要とすることになり、それにより、溶接システムのコンポーネントの数、サイズ及びコストが増加し、また、システムの電力効率が悪くなる。１つの可能性のあるアプローチは、コンバータの帯域幅またはスイッチング周波数を増加させるとともに、スイッチング損失の量を低減するために、また、電磁妨害（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＥＭＩ）またはラジオ周波妨害（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＲＦＩ）の量を潜在的に低減するために、出力チョッパステージのパワートランジスタ及び他のコンポーネントに対して、いわゆるソフトスイッチングを用いることである。しかし、ソフトスイッチングを用いることは、追加的、補助的コンポーネントを必要とし、チョッパ効率を低下させ、かつ補助的インダクタ及び整流器は、高電流を必要とする。従って、システムコスト及びシステム効率に重大な影響を与えることなく、良好な過渡応答をそれによって実現できる、より高い帯域幅のスイッチングコンバータ出力ステージを有するよう改良された溶接機電源に対する要望がある。
本発明の基本的な理解を容易にするために、ここに、本発明の１つ以上の態様の要約を示し、この要約は、本発明の完璧な概観ではなく、また、本発明のある要素を同定するものではなく、本発明の範囲を明確に叙述するものでもない。そうではなく、本要約の主な目的は、本願明細書において後述されているより詳細な説明の前に、本発明のいくつかのコンセプトを単純なかたちで提示することである。本発明は、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、中間の非調整型ＤＣ−ＤＣコンバータを有する新規なコンセプトの電源における調整型最終ステージとして用いられている、改良された溶接機電源に関する。インターリーブ形マルチフェーズコンバータは、溶接、すなわち、またプラズマ切断にも適した調整された信号を生成し、かつ同等の単相コンバータにおいては非実用的なスイッチング周波数で作動することができ、それにより、より高い出力ステージ帯域幅を、システム効率を著しく低下させることなく、およびシステムコストを過度に増大させることなく、実現することができる。このことに関して、高速出力チョッパにおける多数のフェーズまたは電力回路の使用は、低減されたリップル電流レベルをもたらし、それにより、出力チョークまたはインダクタのサイズ及び値を低減することができる。このインダクタサイズの低減は、単相コンバータで見られた大きなチョークに代わって、基板取付け形チョークの使用を容易にし、また、低減されたインダクタンス値は、出力ステージの動的過渡応答を改善する。また、個々の並列電力回路は、所望のコンバータ電流出力によって決まる所定の電源デザインにおける電力回路の数によって所定の最大定格電流に対して設計することができ、それにより、異なる溶接システムまたはプラズマ切断システムを、異なる数のモジュラーチョッパ電力回路を用いて設計することができる。さらに、個々の電力回路により生成される電流は比較的低いため、高効率及び低コンポーネント電流ひずみを実現することができると共に、進歩した溶接技術のための潜在的に制限のない帯域幅を実現できる。
本発明の１つ以上の態様によれば、新規な３ステージアーク溶接電源またはアーク切断電源は、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを含む第３ステージを備えている。このようにして、第１ステージは、ＡＣ入力信号を受取って、第１のＤＣ出力信号を生成し、第２ステージは、第１のＤＣ出力信号を受取って、第１のＤＣ出力信号を第２のＤＣ出力信号に変換するように結合された非調整型コンバータである。電源の第３ステージは、第２のＤＣ出力信号を受取り、また、第２のＤＣ出力信号を変換して、溶接または切断プロセスに適した信号を生成する複数のコンバータ電力回路を含む。第３ステージのコンバータ電力回路は、溶接と、新規な非調整型第２ステージとの間に並列に接続されており、また、リップル電流レベルを最小化するように、互いに異なる位相で作動され、それにより、第３ステージのコンバータの全体の定格リップル電流は、個々のコンバータ電力回路の定格リップル電流よりも小さくなる。個々のコンバータ電力回路は、バックコンバータまたは他のタイプのコンバータとすることができ、この場合、コンバータ電力回路のインダクタは、システムサイズ及びコスト低減のため、結合状態または非結合状態で、単一のコアと一体化してもよく、また、２つ以上の電力回路を時間的にオーバラップさせて作動させることができる。また、コンバータ電力回路は、所定の電圧範囲に対して設計することができ、この場合、Ｎ個の電力回路の並列接続は、個々のコンバータ電力回路の最大定格電流の約Ｎ倍のコンバータ最大定格電流を有する第３ステージを実現できる。このことは、事実上、どのようなアンペア数でも作動可能な溶接電源の構造を可能にし、この場合、個々のコンバータ電力回路モジュールは、典型的な溶接電圧レベルでの動作のために設計され、溶接機出力電圧は、出力ステージのコンバータ電力回路の数とは、本質的に関係ない。
本発明は、上記のように構成したので、高効率の電源を実現することが可能になった。
以下の説明及び図面は、本発明のある例示的な実施を詳細に示したものであり、実施は、本発明の原理を実行することができるいくつかの例示的な方法を示すものである。本発明の他の目的、効果及び新規な特徴は、図面と共に考究すれば、本発明の以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
本発明の１つ以上の実施形態または実施を、以下に、図面と共に説明し、同様の参照数字は、全体を通して同様の要素を指すのに用いられ、また、図示した構成は、一定の縮尺で描かれる必要はない。本発明のある態様は、溶接またはプラズマ切断動作に適した出力信号を生成する際の用途のための３ステージ電源に関し、電源は、本願明細書において以後、まとめて溶接電源と呼び、電気アーク溶接のコンセプトは、プラズマアーク切断の関連する技術も包含する。ＡＣ信号を第１のＤＣ出力信号に変換する入力ステージが設けられており、ＤＣ出力信号は、好ましくは、固定電圧レベルを有し、また、非調整型第２ステージも設けられており、第２ステージは、絶縁コンポーネントを含んでもよく、また、第２のＤＣ出力信号を生成する。重要なことには、第３電源ステージは、高帯域幅動作、低リップル電流、より小さなコンポーネントサイズ及び改善された過渡応答という上述した効果を容易にするため、溶接または切断動作時に、第２のＤＣ信号を、使用可能な調整信号に変換するインターリーブ形マルチフェーズコンバータとして構成されている。従って、本発明は、不十分な効率、またはコストまたはサイズの増加という欠点を有することなく、高度な波形制御技術を実施する溶接システムに有利に用いることができる。
上記出力ステージのマルチフェーズ構造によってもたらされる高帯域幅と共に、上記非調整型第２ステージインバータは、速いスイッチング速度で作動することもでき、第２のステージインバータのスイッチは、１８ｋＨｚ超の、および１つの実施例においては、好ましくは、約１００ｋＨｚ以上の高スイッチング周波数で作動される。非調整型第２ステージインバータにおける速いスイッチング速度は、第２ステージインバータにおける小さな磁気コンポーネントの使用を可能にし、また、第２ステージから第３ステージに供給されるＤＣ出力は、好ましくは、絶縁される。インターリーブ形マルチフェーズ第３ステージチョッパは、好ましくは、チョッパの２つ以上の並列コンバータ電源の動作における時間的オーバラップを伴う溶接動作の電流、電圧または電力等の溶接パラメータによって調整される。従って、本発明の１つの実施の形態は、第１のＤＣ信号を生成する入力ステージと、溶接動作に用いられる電流を調整するために、電源の第３ステージによって用いられる絶縁された固定ＤＣ電圧を生成する第２の非調整型ＤＣ−ＤＣステージとを有し、この場合、最終出力ステージは、インターリーブ形マルチフェーズコンバータである。本発明の他の態様は、溶接またはプラズマ切断動作に適した調整信号を概して生成するマルチフェーズインターリーブ形電力ステージの使用に関する。図１〜図３は、３ステージ電源との関連で、本発明のある態様の３つの例示的な実施を示し、どの適当な第１ステージも、本発明の範囲内で、ＡＣ入力電力を第１のＤＣ出力信号に変換するのに用いることができる。また、どのタイプの非調整型第２ステージも、第１のＤＣ出力信号を第２のＤＣ出力信号に変換するのに用いることができ、この場合、第２のステージは、絶縁してもよい。また、どのタイプのマルチフェーズ第３ステージコンバータも、本発明の範囲内で用いることができ、第３ステージコンバータは、第２のＤＣ出力信号を受取って、溶接、切断、あるいは、他のアーク処理動作に適した調整信号を生成する。
第１ステージＩと、非調整型絶縁第２ステージＩＩと、インターリーブ形マルチフェーズ第３ステージコンバータＩＩＩとを含む第１の３ステージ電源ＰＳ１を図１に示す。この実施形態における第１ステージＩは、ＡＣ信号１２を第１のＤＣ出力信号１４に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ１０を含む。本発明は、特定の数の入力フェーズまたは特定の入力電圧値に限定されないが、入力１２は、典型的には、１１５〜５７５Ｖの間で変化することができる電圧を有する単相または三相ＡＣライン供給である。コンバータ１０は、第１のＤＣ出力信号１４（ＤＣ＃１）を生成する整流器及びフィルタネットワークの形態とすることができる非調整型デバイスとして示されている。ＡＣ入力信号はライン電圧であるため、ＤＣ＃１は、大きさが概して均一である。第２のステージＩＩにおいて、非調整型インバータＡは、第１の出力信号１４（ＤＣ＃１）を第２のＤＣ出力信号２０（ＤＣ＃２）に変換する絶縁変圧器を有するＤＣ−ＤＣコンバータの形で設けられている。
第２のＤＣ出力信号２０は、ステージＩＩＩへの電力入力を形成し、ステージは、ライン２０上の第２のＤＣ出力信号電圧を、ラインＢにおける溶接に適した調整信号（例えば、電流または電圧）に変換するマルチフェーズインターリーブ形ＤＣ−ＤＣコンバータ３０を含む。帰還制御または調整ループＣは、第３ステージマルチフェーズコンバータ３０の調整により出力信号ラインＢ上の電流、電圧および／または電力を調整するための溶接動作のパラメータを検知する。実際には、コンバータ３０は、マルチフェーズインターリーブ形バックコンバータ（例えば、図１０〜図１５以下）等のチョッパまたはスイッチングコンバータであるが、マルチフェーズブーストコンバータ、バックブーストコンバータ、Ｃｕｋコンバータ等、またはマルチフェーズインバータの使用は、可能な代替例であり、マルチフェーズコンバータのこのような全ての変形実施は、本発明及び添付の特許請求の範囲内に含まれるように意図されている。さらに、第２ステージＡのスイッチングネットワークは、図１に示すような３ステージ電源ＰＳ１における第３ステージコンバータ３０のスイッチング周波数よりも高い周波数で作動することができるが、本発明の厳密な必要条件ではない。また、ライン２０（ＤＣ＃２）の第２のＤＣ出力信号電圧は、ライン１４（ＤＣ＃１）上のステージＩからの第１のＤＣ出力信号電圧よりも実質的に小さくてもよいが、本発明の必要条件ではない。また、好適な実施形態においては、ライン２０上に第２のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃２を生成するのに用いられる２次部分または２次側よりも実質的に巻数が多い入力または１次部分または側を有する絶縁変圧器を第２ステージインバータＡに設けることができる。１つの特定の実施例においては、ライン２０上の第２のＤＣ出力信号電圧が、ライン１４上の第１のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃１の約４分の１になるように、４：１の変圧巻数比が用いられるが、他の適当な巻数比も用いることができ、この場合、第１のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃１は、第２のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃２よりも大きい必要はなく、また、第２ステージＩＩは、非調整とすることができる。
図２は、３ステージ電源ＰＳ２が、上述した電源ＰＳ１と本質的に同様のステージＩＩ及びステージＩＩＩを有する、本発明の他の実施を示す。しかし、図２の実施形態においては、入力ステージＩは、第１のＤＣ出力信号ＤＣ＃１を生成する調整型ＤＣ−ＤＣコンバータに随伴する整流器を含むＡＣ−ＤＣコンバータ４０である。変換された信号は、第１のＤＣ信号（ＤＣ＃１）として示す、ライン１４のＤＣ出力信号である。ライン１４上の第１のＤＣ出力信号電圧は、一般的な技術に従って、フィードバックライン４２で示すように調整される。従って、電源ＰＳ２の１つの実施においては、第１のＤＣ出力信号ＤＣ＃１及び第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２は、調整４２に従って制御され、出力溶接コンバータ３０は、出力フィードバックループＣによって調整される。第１ステージに関して、ライン１４上の第１の出力信号電圧ＤＣ＃１は、フィードバックループ４２によって調整され、この場合、例示的なコンバータ４０は、ライン４４によって表されるようなＡＣ入力電圧波形１２を検知することにより、力率補正も実行できる。図２の電源ＰＳ２を用いることにより、第１のＤＣ出力信号１４は、入力１２における異なる単相または三相電圧に対する固定ＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃１となる。すなわち、２０における第２のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃２は、単に、ライン１４上の第１のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃１の変換である。従って、この実施における第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２は、非調整型第２ステージインバータＡにおける絶縁変圧器及びスイッチングネットワークの固定デューティサイクルによって決まるレベルを有する固定電圧である。これは、ステージＩＩが、固定された第１のＤＣ出力信号を、チョッパまたはインバータ等の調整型インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータ３０を駆動するのに用いられる第２の固定ＤＣ出力信号に変換する非調整型インバータである、３つの独立した種類の異なるステージを用いる新規な電源の好適な実施である。別の可能な代替例として、ステージＩは、図２の点線で示すフィードバックループまたはライン４６によって表されるように、ライン２０のＤＣ＃２からのフィードバックによって調整することができる。
本発明による、３ステージ電源ＰＳ３の他の可能な実施を図３に示し、第１ステージの入力コンバータ５０は、溶接電流プロセス出力信号Ｂからのフィードバックループ５２によって調整され、かつ、さらに、第１ステージのフィードバック４２に従って、およびライン４４を介した力率補正に従って、第１のＤＣ出力信号ＤＣ＃１を制御してもよい。図３の図示の実施例において、コンバータ５０は、好ましくは、図２の電源ＰＳ２の場合のようなライン１４上の第１のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃１によってではなく、溶接出力フィードバック５２によって調整されるが、このフィードバック構成は、本発明の必要条件ではない。図３の溶接出力Ｂからの調整を用いて、コンバータ５０は、力率補正ステージ及び溶接レギュレータとなる。しかし、本発明のこの実施が、本発明により意図されている上記３ステージ電源の完璧な技術的開示のために開示されており、力率補正が本発明の明確な限定ではないことに注意する。
上述したように、入力ステージＩは、単相または三相のいずれかのＡＣ信号１２を、第２のステージＩＩを構成する非調整型インバータＡによる使用のための固定ＤＣ１４（ＤＣ＃１）に変換する。本発明の実施は、一般に、ステージＩにおけるＤＣ−ＤＣコンバータ１０、４０、５０を用いて、図１〜図３のライン１４に、第１のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃１を生成する。ステージＩのＤＣ−ＤＣコンバータ１０、４０、５０は、所望の信号電圧ＤＣ＃１をライン１４上に生成するように選定することができ、入力整流器は、ブーストコンバータ、バックコンバータ、バック＋ブーストコンバータ、あるいは、他の適当なＤＣ−ＤＣコンバータ構成であってもよい第１ステージのＤＣ−ＤＣコンバータ（図示せず）にＤＣ電圧を供給する。第１ステージのこのようなＤＣ−ＤＣコンバータは、３ステージ電源ＰＳ２、ＰＳ３の入力１２における高調波ひずみを低減するため、および／または入力ＡＣ電流及び電圧が、可能な範囲内で同相であることを保障するため、ライン４４を介して入力ＡＣ波形を検知し、かつ波形に従って第１のＤＣ出力信号ＤＣ＃１を制御することにより、力率補正（例えば、図２及び図３）を有利に実行してもよい。力率補正入力ＤＣ−ＤＣコンバータ４０、５０の使用は、溶接技術においては公知であり、多くの従来の２ステージ構成に用いられているが、力率補正は、本発明を実施するための明確な必要条件ではない。この点に関して、ステージＩの主な目的は、（後の図面においては、ライン１４ａ、１４ｂとして示されている）ライン１４に第１のＤＣ（ＤＣ＃１）を生成することであり、第１のＤＣは、その後、（後の図面においては、ライン２０ａ、２０ｂによって示されている）ライン２０に固定ＤＣ（ＤＣ＃２）を生成するために、第２ステージＩＩにより使用される。代替の実施は、図１に示すような非力率補正入力または第１ステージ１０を用いて可能であり、この場合、入力整流器の出力ラインは、ライン１４に、平滑化され、概して固定された第１のＤＣ出力信号電圧ＤＣ＃１を生成するために、大容量コンデンサ（図示せず）によって結合されていることに注意する。別の代替の実施においては、第１ステージＩは、第２ステージのインバータＡの入力として、概して固定されたＤＣ電圧（ＤＣ＃１）を１４に生成するために、単相または三相のＡＣ入力１２に接続された受動力率補正回路４０、５０を含むことができる。上述したステージＩは、単なる実施例にすぎず、単相または三相のいずれかの入力信号を用いて、力率補正を用いてまたは用いることなく、および調整を用いてまたは用いることなく、本発明を実施する際に、他の入力ステージを用いることができる。
図４について説明すると、ある好適な実施形態において、比較的低い固定された第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２が（例えば、図４〜図１０及び図１３でライン２０ａ、２０ｂとして示されている）出力２０に生成され、上記新規な３ステージ溶接電源のマルチフェーズ第３ステージＩＩＩは、１８ｋＨｚよりも高い周波数で作動して、増加した帯域幅という効果をもたらすチョッパまたは他のコンバータとすることができる。非調整型の第２ステージインバータＡ及び調整型出力マルチフェーズコンバータ３０のスイッチング周波数は、必ずしも必要なことではないが、異ならせてもよい。この点に関して、マルチフェーズインターリーブ形チョッパ出力ステージ３０のスイッチング周波数は、１つの実施例において、非調整型インバータＡの周波数よりもかなり小さくすることができるが、第２ステージと第３ステージとの特定の周波数の関係は、本発明の明確な必要条件ではない。
図４に示す電源ＰＳ４は、本発明の使用を示し、ステージＩＩＩは、インターリーブ形マルチフェーズＤＣ−ＤＣスイッチングコンバータ３０を含み、さらに、出力端子またはライン１１０ａ、１１０ｂにおけるＡＣ溶接１２０を容易にするための極性スイッチ１１０を備え、電源ＰＳ４は、制御信号１３２及び１３４をそれぞれコンバータ３０及び極性スイッチ１１０へ供給する第３ステージコントローラ１３０を含む。マルチフェーズコンバータ３０は、概して固定された入力ＤＣ２０（第１のＤＣ出力信号ＤＣ＃１）によって駆動され、また、出力リード１０２、１０４の両端に溶接に適した電流を生成するために、ＡＣまたはＤＣ溶接動作１２０からのフィードバックによって駆動することができる。また、調整された信号は、ＡＣ溶接のために供給するため、図４に示すように、リード１１０ａ及び１１０ｂを介して極性スイッチ１１０に供給してもよく、リード１０２は正極性リードであり、リード１０４は負極性リードである。この関連で、極性スイッチ１１０は、リード１０２が、溶接動作１２０の電極に向けられている第１の位置を有しているため、極性スイッチ１１０の出力は、出力ライン１１０ａ上に正極性を、出力ライン１１０ｂ上に負極性を有している。このことは、溶接動作１２０において、電極正（ｅｌｅｃｔｒｏｄｅ ｐｏｓｉｔｉｖｅ；ＥＰ）ＤＣ溶接プロセスをもたらす。極性スイッチネットワーク１１０の反転は、溶接動作１２０において、電極負（ｅｌｅｃｔｒｏｄｅ ｎｅｇａｔｉｖｅ；ＥＮ）ＤＣ溶接プロセスをもたらすことができる。
従って、電極正または電極負のいずれかを有するＤＣ溶接プロセスは、一般的な極性スイッチ１１０のセッティングにより、実行することができる。同様に、極性スイッチ１１０は、溶接動作１２０においてＡＣ溶接プロセスをもたらすために、電極正と電極負との間で入れ替えることができる。それに伴って、極性スイッチ１１０は、調整型マルチフェーズコンバータ３０からのＤＣ出力を駆動して、ＡＣ溶接プロセスまたはＤＣ溶接プロセス１２０のいずれかをもたらし、プロセスは、マルチフェーズコンバータ３０を調整し、かつそれぞれ、制御信号ライン１３２、１３４によって表されるように、スイッチ１１０の極性を設定するコントローラ１３０に向けられたラインまたはループ１２２として図４に示されているフィードバックシステムを介して有利に調整及び制御することができる。このように、ステージＩＩＩにおいて、溶接動作１２０を調整することにより、ステージＩＩにおける非調整型インバータＡは、比較的高いスイッチング周波数と、高いデューティサイクルとを有して、コンポーネントサイズを低減し、かつ電源ＰＳ４の第２ステージＩＩの効率を改善することができる。
また、図５について説明すると、本発明のある実施形態は、オハイオ州クリーブランドのリンカーンエレクトリックカンパニーが先駆者である波形制御技術を有利に用いる。この種の制御システムを図５に示し、図４のコントローラ１３０内の制御回路１５０は、波形ジェネレータ１５２によって生成された、ライン１５２ａ上の電圧として波形プロファイルを処理する。波形プロファイルは、出力１５６を有する誤差増幅器１５４によって概略的に示すように、フィードバックループ１２２によって制御される。それに伴って、ジェネレータ１５２からの波形のプロファイルは、フィードバックループ１２２によって制御され、出力ライン１５６に信号を生じる。このライン１５６は、発振器１６２の出力によって決まる高周波で作動する適当なＰＷＭ回路１６０に向いている。１つの実施例におけるこの周波数は、１８ｋＨｚより高く、また、たいていの場合、４０ｋＨｚよりも高い。さらに、図１０〜図１５に関して以下に示し、かつ説明するように、第３ステージＩＩＩは、好ましくは、マルチフェーズ調整ＰＷＭ出力信号を用いて、および／または個々のＰＷＭ制御信号を（例えば、図１２以下の）出力ステージＩＩＩのコンバータ電力回路へ供給する移相またはオフセット回路要素を用いて、コントローラ１３０を介して、多数の第３ステージコンバータ電力回路の異相インターリーブ形制御を実行できる。
マルチフェーズスイッチング第３ステージコンバータ３０によって生成される波形を制御する、例えば、ソフトウェア内におよび／またはコントローラ１３０内のディジタル回路として実装することができるパルス幅変調器１６０の出力は、図５にライン１３２として示されている。第３ステージコンバータの出力波形（溶接プロセス１２０に供給される調整信号）は、ＡＣ、ＤＣ、またはそれらの組合せ等のどのようなプロファイル及び種類も有することができ、その実施例を図５の右側に、波形１５２ｂ、１５２ｃ及び１５２ｄとして概略的に示す。１つのＡＣ溶接の実施例において、波形１５２ｂは、ＡＣ ＭＩＧ溶接に用いられる種類のＡＣ波形の形でコンバータ３０によって生成され、この場合、負電極アンペア数は、正電極アンペア数よりも高い。別法として、正のアンペア数は、負のアンペア数よりも高くしてもよい。波形１５２ｃにおいては、正負両電極のためのアンペア数は、大きいほうの負電極部分の長さと本質的に同じである。当然、ＡＣ溶接のためのプロセスは、正負いずれかの電極のために、平衡ＡＣ波形または不平衡ＡＣ波形を生成するように調節することができ、または、平衡は、動的に変更してもよく、この場合、時間部分および／または振幅部分は、負電極または正電極の方へバイアスさせてもよい。極性スイッチ１１０が、ＤＣ負またはＤＣ正の溶接動作のために設定されている（あるいは、極性スイッチ１１０が、図６に示すように、全く省かれている）場合、波形１５２ｄとして示すパルス溶接波形は、コンバータ３０から溶接プロセス１２０への調整信号の出力のために、波形ジェネレータ１５２によって制御される。様々な他のＡＣやＤＣ波形をコントローラ１３０によって制御することができるため、溶接動作１２０がＡＣまたはＤＣとなるように調節することができる。さらに、溶接動作は、ＴＩＧ、ＭＩＧ、サブマージアーク、または他の方法とすることができ、電源ＰＳ４または本発明を利用した他の電源を、どのような種類のアーク処理動作を実行する際にも用いることができる。これに関連して、プロセス電極（図７，８，１０、１１及び１３における電極Ｅ）は、メタルコア、フラックスコアまたはソリッドワイヤ等の非消耗品または消耗品とすることができ、シールドガスは、使用する電極により、必ずしも使用する必要はない。溶接動作におけるこれらすべての変更例は、本発明の様々な態様を用いるシステムにおいて実行することができる。
次に、図６について説明すると、電源ＰＳ４の変更例が、ＤＣ溶接を実行する電源ＰＳ５として示されている。この実施例においては、電源ＰＳ５は、ＤＣ溶接動作１２０のみを実行し、フィードバックループ１２２は、出力１３２を有するコントローラ１３０へ向けられている。電源ＰＳ５の調整型コンバータ３０は、好ましくは、ライン１０２ａ、１０４ａにＤＣ電圧を生成するマルチフェーズチョッパ形スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータであり、コントローラ１３０は、好ましくは、波形ジェネレータ１５２（図５）によって制御される。また、ライン１０２ａ、１０４ａの極性は、溶接動作１２０において実行されるＤＣ溶接プロセスの要求に従って、電極負または電極正とすることができる。さらに、調整型コンバータ３０による調整信号出力は、図４に示す電源ＰＳ４の出力よりもより単純化することができる。図４、図６、及び図５に示す制御ネットワークまたは回路１５０は、本発明を構成する、新規な３ステージ電源及びインターリーブ形マルチフェーズ出力コンバータ３０の多様性を示し、図示の実施形態は、単なる実施例であり、本発明の可能な実施を網羅したものではない。
次に、図７及び図８について説明すると、従来使用されているような２ステージ電源、または、本発明の新規な３ステージ電源を実施する際は、これら２種類の電源に用いられる調整型及び非調整型スイッチングネットワークのために、上記コントローラを作動させるための電圧を生成することが必要である。図７は、溶接動作のための調整信号を生成する、および制御電圧を生成して、電源ＰＳ６等の３ステージ電源の種々のコントローラを作動させる、本発明による１つの好適な３ステージ構成を示す。プリレギュレータのスイッチングコントローラ、及び２ステージ電源の第２ステージのスイッチングコントローラのための制御電圧を生成するプリレギュレータの出力の使用は、公知であり、Ｍｏｒｉｇｕｃｈｉの米国特許第５，９２６，３８１号明細書に開示されており、これを本願明細書に援用する。最終ステージに関しては、溶接動作を実行する出力チョッパが、入力ＤＣ電圧からチョッパへのコントローラ制御電圧を定期的に取得する。これら２つの公知の技術は、電源ＰＳ６に組み込まれている。
図７の３ステージ電源ＰＳ６は、電源の様々な所から得られる電源を有するコントローラによって作動させることができる。具体的には、電源ＰＳ６は、出力１８２と、リード１４ａ、１４ｂ上の第１のＤＣ（ＤＣ＃１）からの入力１８４、１８６とを有する第１のコントローラ電源１８０（ＰＳ＃１）を有する。電源１８０は、図２のプリレギュレータ４０の出力における高電圧ＤＣ＃１を、第１ステージのコントローラ１９０を作動させるのに適した、ライン１８２上の低電圧に低下させる、図示しないバックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。ライン１８２上のこの制御電圧は、１つの実施例においては、５〜２０Ｖとすることができるが、本発明の範囲内で、他の電圧も可能である。ライン１８２上の電圧は、一般的な技術に従ってプリレギュレータ４０の動作を実行する出力リード１９２を有する第１のコントローラ１９０へ向けられている。プリレギュレータ４０は、図２及び図３に示すライン４２、４４からのフィードバックを用いてもよく、および／または図３に示すようなライン５２に沿った溶接機出力フィードバックを受取ってもよい。例示的な実施における非調整型第２ステージインバータＡは、デューティサイクルを変調するコントローラや入力電圧と出力電圧との間の固定された関係を必要としないが、第１の電源１８０からのライン１９８でコントローラ作動電圧を受取る第２のコントローラ１９４からの出力リード１９８上で制御信号を受取ってもよい。
代替例として、第３の電源ＰＳ＃３は、任意の電源電圧１７６を第１のコントローラへ与えるために、単相の入力１２によって駆動される。この実施におけるステージＩＩＩの調整型マルチフェーズスイッチングコンバータ３０は、それぞれ入力２０６及び２０４を介して第２のＤＣリード２０ａ及び２０ｂに結合されている第２の電源２００（ＰＳ＃２）を有し、ライン２０２上のコントローラ電圧は、リード２０ａ及び２０ｂを含むように示されているＤＣ２０上の電圧（ＤＣ＃２）によって決まる。電源２００は、非調整型コンバータＡの出力におけるＤＣを、出力１３２を有する第３ステージコントローラ１３０による使用のためのより低い電圧に変換するバックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。ライン１３２上の信号は、それぞれ、図１及び図２の電源ＰＳ１、ＰＳ２に関して述べたように、ラインＣ上のフィードバック信号に従って、溶接コンバータ３０の出力を調整し、マルチフェーズコンバータ３０の個々の電力回路は、コントローラ１３０からの専用出力１３２によって個別に制御することができ、あるいは、単一のＰＷＭまたは他の種類の制御出力１３２は、コンバータ３０の個々の電力回路に対して時間的にずらしてもよく、その結果、個々の３ステージコンバータ電力回路は、互いに異なる位相で作動される。ＤＣ１４（ＤＣ＃１）及びＤＣ２０（ＤＣ＃２）は、それぞれ、電源１８０及び２００への入力を生成し、これらの電源は、１つの実施例において、コントローラ１９０、１９４および／または１３０のための低レベルＤＣ制御電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータである。図７に点線２２０で代替的に示すように、第１の電源１８０は、第３の電源コントローラのための制御電圧を生成することも可能である。図７は、ＰＳ＃１及びＰＳ＃２で表される様々な固定ＤＣ電圧レベルからの低減された供給電圧を受取ることができるコントローラを有する３ステージ電源を用いることの多様性を説明するために開示されている。ＰＳ＃３として示すような方法の変圧器によってライン２７２及び２７４を介したＡＣ入力電圧１２の単相への整流接続等の他の構成を、コントローラ電圧を生成するのに用いることもできる。
次に、図８及び図９について説明すると、図８は、本発明の好適な３ステージの実施形態に関するさらに特定の詳細を有する本発明の別の実施を示し、電源ＰＳ６と同様の３ステージ電源ＰＳ７が示されており、同様の構成要素は、同じ識別番号を有している。本発明の１つの態様によれば、出力ステージＩＩＩは、調整された信号出力（例えば、電極Ｅと被加工物Ｗとの間の溶接電流）を生成するマルチフェーズインタリーブ形スイッチングコンバータまたはチョッパ３０を含む。図７及び図８に示すように、分流器Ｓは、溶接プロセス電流フィードバック信号Ｃをコントローラ１３０へ供給するのに用いることができる。この実施における図示のステージＩＩの高速スイッチングインバータＡは、上述した特長及び特性を含み、また、１次巻線２５２と２次巻線２５４とを有する絶縁変圧器を介して、第１のＤＣ出力信号ＤＣ＃１と第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２との間に電気的絶縁を追加的に形成する。さらに図９に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータＡの１次側は、交流電流を１次巻線２５２へ流すスイッチングネットワークを含む。２次側２５４からの整流出力は、コンバータＡの２次部または２次側である。
図８及び図９の例示的なコンバータＡは、非調整コントローラ１９４によるデューティサイクルまたは移相セットを有する高速スイッチングインバータを用いており、図示の実施においては、コントローラ１９４には、プロセスフィードバックまたはシステムフィードバックは供給されない。また、第２ステージのスイッチング周波数は、比較的高く（例えば、第３ステージのコンバータ３０のスイッチング速度よりも高く）することができ、例えば、この電源ＰＳ７の実施上の形態においては、約１００ｋＨｚとすることができる。この例示的な非調整型第２ステージコンバータにおいては、デューティサイクル及び作動周波数は、溶接動作中、本質的に固定されたままであるが、デューティサイクルおよび／または第２ステージＩＩの周波数に対する非フィードバック方式の調整も、コントローラ１９４を調整する出力２６２を有する“ＡＤＪ”回路２６０で表すように実行することができる。また、第２ステージＩＩの好適な実施形態においては、そのデューティサイクルは、スイッチのペアが、インバータＡの１次側で最大限導電性となるように、１００％に近いが、適切ならばどのようなスイッチング周波数及びデューティサイクルも本発明の範囲内で用いることができ、回路２６０または他の手段は、第１のＤＣ１４と第２のＤＣ２０との別の概して固定された（例えば、調整されない）関係を調整するために、第２ステージＩＩに対して、デューティサイクル、移相、周波数等を調整するのに用いることができる。従って、非調整型絶縁インバータＡは、異なるが、固定されたデューティサイクルを有するように変更することができる。この点に関して、デューティサイクルは、スイッチのペアが、本質的に同時に作動するように、好ましくは、１００％に近く、デューティサイクルは、本発明の典型的な適用においては、約８０〜１００％の間で変化させてもよい。
ステージＩは、通常、力率補正ＤＣ−ＤＣコンバータ６２が後に続く整流器６０を含み、適切な整流器６０を、入力１２で表される様々な大きさの単相ＡＣ信号または三相ＡＣ信号のために設けることができる。また、好適な実施において、ブーストコンバータ６２は、図８に示すように、第１のＤＣ出力信号ＤＣ＃１を生成するために、力率補正入力ステージＩに対して用いられる。このブーストコンバータ６２は、上述したような制御電圧１８２を有するコントローラ１９０に従って作動される。好適な実施形態のわずかな変更例によれば、図８の電源２７０は、単相または三相ＡＣ入力１２の単相にわたってライン２７２及び２７４により接続された変圧器を有する。電源２７０における整流器及びフィルタは、必要に応じて、ライン１８２における制御電圧の代わりに用いるために、任意の点線のライン２７６に低い制御電圧を生成する。これら２つの代替例は、電源ＰＳ７の動作特性に影響を及ぼさない。電気アーク溶接用３ステージ電源の他のこのような変更例は、上記の説明及び溶接分野における公知の技術から得ることができる。
ステージＩＩの非調整型インバータは、様々なインバータ回路に用いることができ、そのうちの１つを図９に詳細に示す。好適な第２ステージの回路Ａは、絶縁変圧器２５０の１次巻線２５２への入力によって画成される１次部分または１次側と、２次巻線２５４の出力によって画成される２次部分または２次側との間で分割される。まず、インバータＡの１次部分または１次側について説明すると、フルブリッジ回路３００が用いられており、１組のスイッチＳＷ１−ＳＷ３及びＳＷ２−ＳＷ４は、コンデンサ３４８の両端にわたっており、リード３０２、３０４、３０６及び３０８によって接続されているが、ハーフブリッジ回路または他のスイッチング回路を代替的に用いることもできる。図示の回路３００におけるスイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、それぞれ、ライン３１０、３１２、３１４及び３１６上のゲートパルスによって、交互に通電される。コントローラ１９４は、ゲートパルスをライン３１０〜３１６に出力し、調整されたデューティサイクル、周波数（周期）、および／または位相関係は、上述したように、回路２６０からのライン２６２上の論理によって決めることができる。１つの実施例においては、デューティサイクルは、ライン３１０、３１２及びライン３１４、３１６の位相シフトを変えることによって制御することができ、回路２６０は、一対のスイッチのデューティサイクルまたは位相シフトを調整する。この調整は、インバータＡの動作中は、固定されている。好適な実施において、回路３００は、約１００％のデューティサイクルまたは位相シフトを有しており、この場合、各スイッチのペアは、重複導通の最大期間を有する。コントローラ１９４は、上述したように、ライン１９６による図９に示す適当な電源からの制御電圧を有する。
図９の例示的な回路３００の動作においては、交流電流が、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の制御された動作によって、１次巻線２５２を通って流れる。この電流は、好ましくは、通常、少なくとも約１００ｋＨｚの超高周波を有しているため、コンポーネントのサイズ、重量及びコストを低減することができ、このような高スイッチング周波数は、溶接動作によって必然的に決まるものではなく、上記３ステージ電源の非調整型ステージＡの効率のために選定されるものであるが、第２ステージＩＩのための動作の特定の周波数は、本発明の必要条件ではない。インバータＡの２次部分または２次側は、整流器３２２、３２４を有する整流器を、電力入力３３０及び３３２、出力３４２及び３４０、および２次巻線の両端部で生成される、それぞれライン３２６、３２８上の信号によって制御される制御入力３２６及び３２８と共に含む。リード３２６、３２８、３３０、３３２、３４０及び３４２は、リード２０ａ、２０ｂにわたってＤＣ電圧（ＤＣ＃２）を生成する整流器３２０の出力リードを構成し、出力電流は、チョーク３４４によって平滑化され、その結果生じる出力電圧は、出力平滑コンデンサ３４６の両端に印加される。
図８及び図９に示す例示的な３ステージ電源において、第２ステージのインバータＡは非調整型であり、このことは、溶接動作からのまたは第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２からの実時間フィードバック信号によって調整されないことを意味する。そうではなく、第２ステージＩＩは、フィードバック調整を伴わない比較的固定された方法で、ＤＣ１４（ＤＣ＃１）をＤＣ２０（ＤＣ＃２）に変換する。図示の第２ステージＩＩにおいては、ＤＣ−ＤＣ変換は、変圧器の巻き数比の適切な選択によって、インバータＡを用いた電源の調整型の第３ステージ３０への電圧の実質的な低減を可能にする。１つの実施例においては、変圧器の巻き数比は、約４：１であり、出力２０上の固定電圧は、第１ステージの出力１４上の固定電圧の約４分の１であるが、どのような巻数比も、本発明の範囲内で用いることができる。非調整型ステージのいくつかの効果は、本願明細書に背景情報として援用する、Ｄｒ．Ｒａｙ Ｒｉｄｌｅｙによる「すごい縮小（非調整型）電源」という論文に含まれている。基本的な効果は、周波数を１００ｋＨｚ以上に増加させて、第２ステージＩＩのサイズ及びコストを低減する能力である。
次に、図１０〜図１５について説明すると、本発明の態様は、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータ３０の、３ステージ溶接電源の最終ステージとしての使用を含む。本発明のこの態様において、第３の電源ステージＩＩＩは、第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２を、溶接、切断または他のアークプロセスに適した調整信号に変換する複数のコンバータ電力回路を備え、第３ステージＩＩＩの様々な態様は、本願明細書において以後、第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２と、プロセス出力信号を生成する溶接動作との間に並列に結合された個々のコンバータ電力回路３０ａ、３０ｂ、３０ｃ及び３０ｄを有する四相バック型スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータのいくつかの例示的な実施形態に典型的に示す。しかし、どのような数Ｎのコンバータ電力回路も、本発明の範囲内で、マルチフェーズ３ステージコンバータに用いることができ、ただし、Ｎが１以上の正の整数であることが正しく認識されよう。また、どのようなタイプのコンバータ電力回路も用いることができ、本発明は、バックコンバータ電力回路構成に限定するものではない。また、例示的な３ステージコンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄは、図１２に示すように、互いに異なる位相で作動されるが、本願明細書に例示したコンバータ電力回路制御のこの特定の構成は、本発明の明確な必要条件ではない。
図１０は、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄの個々のスイッチング素子及び出力チョークが、負の（被加工物）リターン経路内に電流分流フィードバックセンサＳを伴って、正の第２のＤＣ出力信号ライン２０ａと、溶接電極Ｅ（プロセス出力Ｂ）との間に結合されているハイサイドバック型構成で構成されているマルチフェーズインターリーブ形３ステージコンバータ３０の実施を示す。代替の四相バックコンバータの実施を図１１に示し、コンバータのフェーズスイッチ及びインダクタチョークは、被加工物Ｗと、負の第２の出力信号ライン２０ｂとの間の負のリターン経路内にある。これらの実施例の各々において、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄは、それぞれ、整流器Ｄ及びインダクタまたはチョークＬと共に、バイポーラトランジスタ（例えば、ＩＧＢＴ等）、ＭＯＳＦＥＴまたは他のスイッチング素子等のスイッチング素子Ｑを備え、これらの構成要素は、バックタイプコンバータ電力回路構成内に設けられている。別法として、コンバータ電力回路の構成要素は、例えば、ブースト、バックブーストまたは他のコンバータ型構成を実現するために異ならせて構成してもよく、また、コンバータ電力回路は、別法として、図示した実施形態の例示的なバックコンバータ電力回路よりも多いまたは少ない構成要素を備えてもよく、溶接電源の第３ステージにおけるアークプロセスに適した調整信号を生成するために、マルチフェーズＤＣ−ＤＣ変換を実行できる全てのこのような変形実施は、本発明及び添付クレームの範囲内に含まれるように意図されている。
図１０に示すように、１つの可能なマルチフェーズコンバータ３０は、４つのこのようなバックコンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄを備える。第１のコンバータ電力回路３０ａは、第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２の正のライン２０ａと内部のバックコンバータ電力回路ノードとの間に結合されたスイッチング素子Ｑ１を含み、Ｑ１は、ライン２０ａに結合されたコレクタと、コンバータ電力回路の内部ノードに結合されたエミッタと、コントローラ１３０からの第１のコンバータ電力回路制御信号１３２ａ（ΦＡ）を受取るように結合された制御端子（ベースまたはゲート）とを有するバイポーラトランジスタである。第１のバックコンバータ電力回路３０ａは、さらに、第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２の負のライン２０ｂに結合されたアノードと、Ｑ１のエミッタ（内部ノード）に結合されたカソードと、内部ノードと調整信号との間に結合されたコンバータ電力回路インダクタＬ１とを備える。他の３つのバックコンバータ電力回路３０ｂ〜３０ｄは、それぞれ、対応するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４、ダイオードＤ２〜Ｄ４及びインダクタＬ２〜Ｌ４を備えて同様に構成されている。図１０に示すように、コンバータ電力回路スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、全て、内部端子２０ａと、対応する内部電力回路ノードとの間に結合されており、また、インダクタＬ１〜Ｌ４は、全て、調整信号ラインＢを介して溶接電極に結合されており、コントローラ１３０は、対応する電力回路制御信号ΦＡ〜ΦＤを、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄのスイッチＱ１〜Ｑ４へ供給する。
また、図１２について説明すると、第３ステージのコントローラ１３０は、個々のコンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄが、電流分流器Ｓからのフィードバック信号Ｃに従って、パルス幅変調され、かつ各コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄが、マルチフェーズコンバータ３０のスイッチング周期Ｔの期間を有する対応するアクティブ部分に対してアクティブになるように、制御信号１３２ａ〜１３２ｄを生成する。また、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄは、インタリーブ方式で制御され、コントローラ１３０は、バックコンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄが、互いに異なる位相で作動されるように、スイッチング制御信号１３２ａ〜１３２ｄを生成する。０°（例えば、同相）を含むどのような位相関係も、本発明の範囲内に意図されており、本願明細書に例示しかつ説明した例示的な実施は、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄの数Ｎ（例えば、図示の実施例においては４）に関連する相対的な位相角を規定する。また、本発明の１つの態様におけるコンバータ電力回路は、少なくとも２つが、各スイッチング周期の少なくとも一部の間に同時に作動しているように作動され、それにより、回路の一部または全ては、パルス幅のある値に対して、時間的にオーバラップして作動する。この点に関して、図１２の図示の実施例は、スイッチング周期が互いにオーバーラップした状態の、連続するコンバータ電力回路間の９０°位相角を示す。
図１２のタイミングまたは波形図は、インターリーブ形四相コンバータ３０の２つの例示的なスイッチング周期に対して、トランジスタ制御電圧ΦＡ〜ΦＤとして表されている例示的な電力回路スイッチング制御信号１３２ａ〜１３２ｄを示し、各コンバータスイッチング周期は期間Ｔを有し、個々の電力回路は、期間Ｔの対応する部分においてアクティブであり（例えば、パルス幅変調され）、アクティブな部分は、３６０度／Ｎである角度ずつ位相がシフトする。また、図１２は、対応するコンバータ電力回路のスイッチング素子電流ＩＱ１〜ＩＱ４も示している。本願明細書に示しかつ説明した例示的な四相コンバータにおいて、コンバータ３０の各スイッチング周期またはスイッチング期間Ｔは、３６０°を含み、各コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄのアクティブ部分は、多数の９０°位相角で始まる。同相動作を含む他の相対的位相関係も、本発明の範囲内で可能である。一般に、本発明のインターリーブ形マルチフェーズコンバータは、どのような数のコンバータ電力回路も含んでもよく、ただし、Ｎは、１以上の整数であり、また、位相角（位相差）は、０°〜３６０°の間で変化してもよい。
図１２のタイミング図３１に示すように、個々のバックコンバータ電力回路は、通常のバックコンバータ方式で作動し、コントローラ１３０は、インタリーブ位相シフト方式で制御信号１３２ａ〜１３２ｄを供給して、ラインＢ上の溶接電極Ｅへの調整プロセス出力信号を生成する。第１のコンバータ電力回路３０ａに関しては、例えば、第１のコンバータ電力回路スイッチＱ１が導通している場合（Ｑ１は、制御信号１３２ａ（ΦＡ）によってターンオンし、正のスイッチ電流ＩＱ１がスイッチＱ１を流れる）、内部ノードが、ライン２０ａにおける電圧まで上昇し、インダクタＬ１を流れる電流が、概して線形状態で増加し、溶接電流がラインＢを介して電極Ｅへ供給される。Ｑ１がターンオフすると、スイッチ電流ＩＱ１が増加し、インダクタ電流は流れ続け、内部ノードの電圧は低下し、フリーホイールダイオードＤ１は、順方向バイアスになり、導通し始める。四相の実施例においては、第１のコンバータ電力回路３０ａのパルス幅変調は、各指定されたスイッチング周期Ｔの０度で始まり、コントローラ１３０は、所定のオン時間ＴＯＮＡを有する第１の制御信号１３２ａ（ΦＡ）を生成し、オン時間ＴＯＮＡとスイッチング周期Ｔの比は、（例えば、図５に示すような波形制御に従って）検出された溶接プロセス電流と所望の溶接電流との比較に基づいて、あるいは、フィードバック、フィードフォワード、または他のアルゴリズムまたは制御スキームを用いる他の適当の制御戦略に従って、コントローラ１３０により決定されたＰＷＭデューティサイクルに相当する。他のコンバータ電力回路３０ｂ〜３０ｄは、この実施例において、コントローラ１３０からの信号１３２ｂ〜１３２ｄにより同様に制御され、それぞれのオン時間ＴＯＮＢ〜ＴＯＮＤもフィードバック及び波形制御戦略に従って決定され、アクティブ部分は、連続的な位相シフト方式で始まり、第２の回路３０ｂの周期Ｔは９０度で始まり、回路３０ｃ及び３０ｄの周期は、それぞれ、１８０度及び２７０度で始まる。このようにして、各コンバータ電力回路は、各溶接周期Ｔの対応する部分の間の溶接動作に対する電流に寄与し、電流は、出力において付加される。この点に関しては、出力電圧は、コンバータ電力回路の数Ｎとは本質的に関係ないことに注意する。他の可能な実施においては、各電力回路のアクティブ時間部分は、等しい必要はなく、電力回路は、同じ戦略に従って制御される必要はない。また、例示的なコントローラ１３０は、パルス幅変調技術を用いているが、パルス周波数変調等の他の変調を用いることもでき、このような全ての代替的な実施は、本発明及び添付クレームの範囲内に含まれるものと意図されている。
また、図１１について説明すると、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄが、それぞれ、第２のＤＣ出力信号と内部電力回路ノードとの間に結合されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている、代替の四相バック式インターリーブ形コンバータ３０が示されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、図１１の構成において、第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２の負のライン２０ｂに結合されており、電力回路のインダクタＬ１〜Ｌ４は、対応するバックコンバータの電力回路の内部ノードと、被加工物Ｗにおける調整信号との間に結合されており、電流分流器Ｓは、ラインＣ上にフィードバックを生成するために、ラインＢにおける正の経路に設けられている。この実施形態においては、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄのフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４は、アノードが電力回路の内部ノードに、カソードが正のＤＣライン２０ａに結合されている。この場合、制御信号１３２ａ〜１３２ｄは、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄのインタリーブ式パルス幅変調に対する上述した実施例と同様に、図１２のタイミング図３１に示すように生成される。Ｑ１がオンの場合（例えば、ＴＯＮＡ）、第１の電力回路の内部ノードは、ライン２０ｂの電圧にあり、電流ＩＱ１は、第１のインダクタＬ１から負のＤＣライン２０ｂへ流れる。スイッチＱ１がターンオフすると、インダクタ電流は、フリーホイールダイオードＤ１を通ってライン２０ａへ流れ続け、そのため溶接プロセス電極Ｅへ流れる。上述したように、他の特定の電力回路タイプ及びデザインも、本発明の範囲内で、図１０及び図１１の例示的なバックコンバータの電力回路と置き換えることができる。
第３ステージＩＩＩのスイッチングコンバータ３０に多数の電力回路を用いることが、非マルチフェーズアプローチを超えるいくつかの効果をもたらすことに注意する。１つの特定の効果は、低減されたリップル電流である。この点に関して、コンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄは、同じように構成されており、各電力回路は、コンバータ電力回路リップル電流定格Ｉｐｒを有し、インタリーブ式マルチフェーズスイッチングコンバータ３０は、個々の電力回路の定格Ｉｐｒより小さいコンバータリップル電流定格Ｉｃｒを有する。リップル電流のこの低減は、マルチフェーズ構成から生じ、コンバータ電力回路のインダクタＬ１〜Ｌ４のサイズ及び値の低減を可能にし、それにより、スペース及びコストを節約する。この低減は、例えば、マルチフェーズデザインに必要とされる増加した構成要素の数を相殺する可能性がある。さらに、低減されたインダクタのサイズは、単相コンバータで見られた大きなチョークの代わりに、基板載置形チョークの使用を容易にする可能性がある。また、インダクタの低減された値は、出力ステージＩＩＩの過渡応答を改善することができ、それにより、進化した溶接プロセス制御戦略（例えば、波形制御等）が容易になる。
また、個々の電力回路３０ａ〜３０ｄは、所定の電源デザインにおける電力回路の数が、所望のコンバータ電流出力によって決まる状態で、所定の定格最大電流に対して設計することができ、それにより、異なる溶接またはプラズマ切断システムを、異なる数のモジュラーチョッパ電力回路を用いて設計することができる。さらに、個々の電力回路によって生成される電流は、比較的小さいため、高効率及び低電流ひずみを実現することができると共に、高度な溶接技術に対して、潜在的に、制限のない帯域幅を実現できる。Ｒｅｙｎｏｌｄｓの米国特許第６，０５１，８０４号明細書及び同第６，３００，５８９号明細書等の、マルチフェーズ溶接電源における従来の試みとは異なり、本発明の３ステージ溶接電源は、実質的に、どのような電流アンペア数でも作動可能であり、この場合、個々のコンバータ電力回路モジュールは、典型的な溶接電圧レベルにおける動作に対して設計することができ、溶接機の出力電圧は、出力ステージのコンバータ電力回路の数Ｎとは、本質的に関係ない。この点に関して、本発明のインタリーブ式マルチフェーズスイッチングコンバータ（例えば、コンバータ３０）は、第２のＤＣ出力信号（ＤＣ＃２）を受取るように並列に結合されたＮ個のコンバータ電力回路（例えば、電力回路３０ａ〜３０ｄ）を備え、この場合、電力回路は、それぞれ、コンバータ電力回路の最大定格電流ＩＰを有し、また、インタリーブ式マルチフェーズスイッチングコンバータは、約Ｎ×ＩＰのコンバータ最大定格電流を有する。例えば、バックコンバータの電力回路３０ａが、５０アンペアの最大電力回路電流Ｉｐにおける動作のために設計されている場合、第２のＤＣ出力信号ＤＣ＃２からの電力を溶接調整信号に変換するために並列に結合された６つのコンバータ電力回路であって、各コンバータ電力回路を、スイッチング周期Ｔに対して６０度の相対位相関係で作動させることができる、６つのコンバータ電力回路を用いて、３００アンペアのマルチフェーズコンバータを構成することができる。
次に、図１３〜図１５について説明すると、本発明の他の態様は、入力ＡＣ信号を変換して第１のＤＣ出力を生成する第１ステージと、第１のＤＣ出力信号を第２のＤＣ出力信号に変換する第２ステージと、第２のＤＣ出力信号を調整信号に変換するインタリーブ式マルチフェーズ第３ステージとを有し、マルチフェーズコンバータが、インダクタ及びスイッチング素子を各々が有する複数のコンバータ電力回路を備え、インダクタのうちの少なくとも２つが、共通のコアに巻き回されている、３ステージ電源を実現できる。図１３は、４つのコンバータ電力回路３０ａ〜３０ｄを有する例示的なマルチフェーズスイッチングコンバータは、バックコンバータ３０を示し、電力回路の構成要素は、図１０に示すものと同様でかつ電気的に等価であるバックコンバータ構成で相互接続されている。しかし、図１３の実施においては、電力回路のインダクタＬ１〜Ｌ４は、一体化された磁気コンポーネントまたは一体のコンバータインダクタ構造３０Ｌを形成するために、共通のコアを用いて互いに一体化されている。インダクタの数よりも少ないインダクタが単一のコアに結合された、本発明のこの態様の他の実施形態も可能である。インダクタＬ１〜Ｌ４は、それぞれ、対応する巻線を含み、インダクタＬ１〜Ｌ４の巻線のうちの２つ以上は、共通のコアに巻き回してもよく、これは、Ｅ−Ｉ、Ｅ−Ｅ、または他の公知のコア構造等の適当な形態または材料とすることができる。２つ以上のコンバータ電力回路のインダクタＬ１〜Ｌ４の一体化は、本発明の３ステージ電源構成のさらなるシステムサイズ及びコストの低減を可能にする。
本発明のマルチフェーズ出力ステージに一体化されたコンバータ構造を構成する際、インダクタの巻線の相対方向は、図１４に示すようにそろえてもよく、あるいは、図１５の代替の実施例３０Ｌａに示すように、交互に、または互い違いにしてもよい。この点に関して、特定のコアデザインの選択、および所定のデザインにおける相対的な巻線方向は、代替または逆の結合を選択的に実現できるように、変化させることができ、そのように一体化された個々の電力回路のインダクタは、Ｚｕｍｅｌの「インターリーブ形コンバータのための磁気統合」に教示されているように、結合及び減結合することができる。減結合されたインダクタＬ１〜Ｌ４の一体化自体は、全体的なコンポーネントサイズの低減、および低下された損失及びコストを有利に実現することができる。インダクタＬ１〜Ｌ４のうちのいくつかまたは全ての磁気的結合は、１つのインダクタからのエネルギを他の結合インダクタへ伝達できるようにし、出力フィルタリングの必要条件を低減することができる。従って、例えば、減結合された交互の一体化は、一体化された磁気コンポーネント３０Ｌａ（図１５）に、互い違いの巻線を備えることができ、この場合、共通のコアは、一体化された巻線を、平行に離間した磁気コアの脚に巻回した状態で構成することができ、これらのインダクタを互いに磁気的に減結合するために、１つ以上の追加的な離れていない脚が設けられる。他の可能な実施（図１４）においては、一体化されたインダクタＬ１〜Ｌ４の巻線は、追加的な減結合脚を要することなく、コア構造の離間したまたは離れていない脚に巻回されており、それにより、一体化されたインダクタは、磁気的に結合される。従って、本発明のマルチフェーズ出力ステージの変換態様は、改良された動的応答及び高い帯域幅という上述した効果を容易にすることができるのに対して、２つ以上のコンバータ電力回路のインダクタの選択的一体化は、特に、比較的多数（例えば、高い値のＮ）のコンバータ電力回路が用いられる場合に、さらなる恩恵をもたらす可能性がある。本発明を、１つ以上の例示的な実施または実施形態に関して示しかつ説明してきたが、当業者は、この明細書及び添付図面を読んで理解すれば、同等の代替例及び変更例が思い浮かぶであろう。特に、上述した構成要素（アセンブリ、デバイス、システム、回路等）によって実行される様々な機能に関して、そのような構成要素を説明するのに用いた（“手段”に関する説明を含む）用語は、他の手段が示されていない限り、本発明の本願明細書に例示した例示的な実施における機能を実行する開示された構造とは構造的に同等ではなくとも、記載した構成要素の特定の機能を実行する（すなわち、機能的に同等である）どのような構成要素にも対応するように意図されている。また、本発明の特定の特徴は、いくつかの実施のうちの１つのみに関して開示されている可能性があるが、そのような特徴は、所定のまたは特定の用途に対して所望されかつ有利である可能性がある場合には、他の実施の１つ以上の他の特徴と組み合わせてもよい。
本発明の１つ以上の態様に係る、非調整型絶縁第２ステージからの電力を用いて、調整されたプロセス出力信号を生成するインターリーブ形マルチフェーズ出力ステージスイッチングコンバータを有する３ステージ電源を示す概略図である。 本発明に係る３ステージ電源の別の実施形態を示す、図１と同様の概略図である。 本発明に係る３ステージ電源の別の実施形態を示す、図１と同様の概略図である。 マルチフェーズ出力ステージがＡＣ溶接電流を生成する、本発明に従って構成された第２及び第３ステージを示す概略図である。 ３つの例示的な溶接調整信号波形と、図４の実施形態におけるマルチフェーズ第３ステージによって生成される調整信号を制御する波形技術制御回路の概略図である。 出力ステージがＤＣ溶接電流を生成する、本発明に従って構成された電源の第２及び第３ステージを示す概略図である。 ２つの別々のコントローラ電圧供給源を有する、電気アーク溶接に適した出力電流を生成する、本発明による３ステージ電源の形態を示す概略図である。 本発明による例示的な３ステージ電源を示す概略図である。 本発明による電源の例示的な非調整型絶縁第２ステージインバータのさらなる詳細を示す概略図である。 本発明による３ステージ電源において、溶接プロセス出力信号を生成する、４つの並列接続バックコンバータ電源を有する例示的なインターリーブ形マルチフェーズＤＣ−ＤＣ３ステージコンバータを示す概略図である。 本発明に従って調整信号を供給する別の例示的な４フェーズインターリーブ形バックコンバータを示す概略図である。 図１０及び図１１のインターリーブ形コンバータにおける例示的なマルチフェーズ制御信号を示す概略図である。 本発明による、コンバータ電力回路インダクタが共通コアに一体に巻回されているインターリーブ形マルチフェーズバックコンバータ出力ステージの別の実施を示す概略図である。 本発明に従って共通コアに巻回された一体型コンバータ電力回路インダクタの代替の巻回方向を示す概略図である。 本発明に従って共通コアに巻回された一体型コンバータ電力回路インダクタの代替の巻回方向を示す概略図である。
符号の説明
２０ａ、２０ｂ 第２のＤＣ出力信号
３０ａ〜３０ｄ バックコンバータ
１３０ コントローラ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｌ１〜Ｌ４ インダクタ
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Φａ〜Φｄ 電力回路制御信号
Ｅ 溶接電極
Ｓ 分流器
Ｗ 被加工物

Claims (27)

  1. 電気アーク溶接または切断プロセスのための３ステージ電源であって、
    ＡＣ入力信号を受取って、第１のＤＣ出力信号を生成する第１ステージと、
    前記第１ステージと結合されて、前記第１のＤＣ出力信号を受取り、前記第１のＤＣ出力信号を第２のＤＣ出力信号に変換する非調整型第２ステージと、
    前記第２ステージと結合されて、前記第２のＤＣ出力信号を受信する第３ステージとからなり、
    前記第３ステージは、制御入力を有するスイッチング素子を具備し、前記第２のＤＣ出力信号を溶接に適した調整信号に変換する複数の並列に接続されたコンバータ電力回路と、前記それぞれのコンバータ電力回路に対し異なる位相角で制御入力信号を生成するためのコントローラとからなるインターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを具備することを特徴とする３ステージ電源。
  2. 前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、複数のバックコンバータ電源を備えるマルチフェーズバックコンバータであることを特徴とする請求項１に記載の３ステージ電源。
  3. 前記各コンバータ電力回路のスイッチング素子が、前記第２のＤＣ出力信号とバックコンバータ電力回路の内部ノードとの間に結合されており、
    前記バックコンバータ電力回路が、それぞれ、前記第２のＤＣ出力信号とそれぞれの前記バックコンバータ電力回路の内部ノードとの間に結合された整流器と、前記バックコンバータ電力回路の内部ノードと前記調整信号との間に結合されたインダクタとを備えることを特徴とする請求項２に記載の３ステージ電源。
  4. 前記マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｎ個のコンバータ電力回路を備え、Ｎが１以上の整数であり、前記位相角が、３６０°／Ｎであることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の３ステージ電源。
  5. 前記コンバータ電力回路が、それぞれ、定格コンバータ電力回路リップル電流Ｉｐｒを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｉｐｒよりも小さい定格コンバータリップル電流Ｉｃｒを有することを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の３ステージ電源。
  6. 前記第２ステージは、前記第１のＤＣ出力信号を受取る前記第１ステージと結合された入力と、前記第１のＤＣ出力信号を第１の内部ＡＣ信号に変換する複数のスイッチからなるネットワークと、前記第１のＡＣ信号によって駆動される１次巻線と第２の内部ＡＣ信号を生成する２次巻線とを有する絶縁変圧器と、前記２次巻線と結合され、前記第２の内部ＡＣ信号を第２のＤＣ出力信号に変換する整流器とからなる非調整型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の３ステージ電源。
  7. 前記個々のコンバータ電力回路が、インダクタをさらに備え、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも２つの前記インダクタが、共通のコアに一体的に巻回されていることを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の３ステージ電源。
  8. 前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、前記第２のＤＣ出力信号を受取るように並列に結合されたＮ個のコンバータ電力回路を備え、Ｎが１以上の整数であり、前記コンバータ電力回路がそれぞれ、定格コンバータ電力回路最大電流Ｉｐを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｎ×Ｉｐの定格コンバータ最大電流を有することを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の３ステージ電源。
  9. 前記第３ステージが、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータのコンバータ電力回路の数に無関係の電圧を有する前記調整信号を生成することを特徴とする請求項１〜８の何れかに記載の３ステージ電源。
  10. 前記マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｎ（Ｎは１以上の整数）個のコンバータ電力回路を備え、前記位相角が３６０°／Ｎであり、前記コントローラが、コンバータスイッチング周期Ｔを有するスイッチング周波数で前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを作動させるための前記制御入力信号を生成し、前記コンバータ電力回路は、それぞれパルス幅変調され、それぞれのコンバータ電力回路の長さＴの時間に、前記第２のＤＣ出力信号からの電力を前記調整信号に選択的に与え、前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路部のうちの少なくとも２つが時間的な重なりを有し、前記位相角による位相がずれた状態で作動するように構成したことを特徴とする請求項１に記載の３ステージ電源。
  11. 電気アーク溶接または切断プロセスのための電源であって、前記電源がインターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを含み、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、ＤＣ信号を溶接に適した調整信号に変換するための複数の並列接続されたコンバータ電力回路と、それぞれの前記コンバータ電力回路に対して異なる位相角で制御入力信号を生成するコントローラとを備え、
    それぞれの前記コンバータ電力回路が、制御入力を有するスイッチング素子を備え、
    前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも２つが時間的な動作の重なりを有し、互いに位相がずれた状態で作動するように構成したことを特徴とする電源。
  12. 前記マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｎ（Ｎは１以上の整数）個のコンバータ電力回路を備え、前記位相角が３６０°／Ｎであり、前記コントローラが、コンバータスイッチング周期Ｔを有するスイッチング周波数で前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを作動させるための前記制御入力信号を生成し、前記コンバータ電力回路は、それぞれパルス幅変調され、それぞれのコンバータ電力回路の長さＴの時間に、前記第２のＤＣ出力信号からの電力を前記調整信号に選択的に与え、前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路部のうちの少なくとも２つが時間的な重なりを有し、前記位相角による位相がずれた状態で作動するように構成したことを特徴とする請求項１１に記載の電源。
  13. 前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、複数のバックコンバータ電力回路を備えるマルチフェーズバックコンバータであることを特徴とする請求項１１又は１２に記載の電源。
  14. 前記マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｎ個のコンバータ電力回路を備え、Ｎが１以上の整数であり、前記位相角が３６０°／Ｎであることを特徴とする請求項１１〜１３の何れかに記載の電源。
  15. 前記コンバータ電力回路が、それぞれ、定格コンバータ電力回路リップル電流Ｉｐｒを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｉｐｒよりも小さい定格コンバータリップル電流を有することを特徴とする請求項１１〜１４の何れかに記載の電源。
  16. 前記個々のコンバータ電力回路が、インダクタをさらに備え、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも２つの前記インダクタが、共通のコアに一体的に巻回されていることを特徴とする請求項１１〜１５の何れかに記載の電源。
  17. 前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、前記ＤＣ信号を受取るように並列に接続されたＮ個のコンバータ電力回路を備え、Ｎが１以上の整数であり、前記コンバータ電力回路がそれぞれ、定格コンバータ電力回路最大電流Ｉｐを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｎ×Ｉｐの定格コンバータ最大電流を有することを特徴とする請求項１１〜１６の何れかに記載の電源。
  18. 前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、コンバータ電力回路の数に無関係の電圧を有する前記調整信号を生成することを特徴とする請求項１１〜１７の何れかに記載の電源。
  19. 電気アーク溶接または切断プロセスのための３ステージ電源であって、
    ＡＣ入力信号を受取り、かつ第１のＤＣ出力信号を生成する第１ステージと、
    前記第１ステージと結合されて、前記第１のＤＣ出力信号を第２のＤＣ出力信号に変換する第２ステージと、
    前記第２ステージと結合されて、前記第２のＤＣ出力信号を、溶接に適した調整信号に変換するインターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを備える第３ステージであって、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが複数のコンバータ電力回路を備え、前記コンバータ電力回路がそれぞれ、インダクタと、制御入力を有するスイッチング素子とを備え、前記インダクタのうちの少なくとも２つが、共通のコアに巻回されている第３ステージと、
    各前記コンバータ電力回路に対して、異なる位相角で制御入力信号を生成するコントローラと、
    を備えることを特徴とする３ステージ電源。
  20. 前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、マルチフェーズバックコンバータであり、前記コンバータ電力回路が、バックコンバータ電力回路であることを特徴とする請求項１９に記載の３ステージ電源。
  21. 前記各コンバータ電力回路の前記スイッチング素子が、前記第２のＤＣ出力信号とそれぞれのコンバータ電力回路の内部ノードとの間に結合されており、前記コンバータ電力回路が、それぞれ、前記第２のＤＣ出力信号と前記コンバータ電力回路の内部ノードとの間に結合された整流器と、前記コンバータ電力回路の内部ノードと前記調整信号との間に結合されたインダクタとを備えることを特徴とする請求項１９又は２０に記載の３ステージ電源。
  22. 前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｎ個のコンバータ電力回路を備え、Ｎが１以上の整数であり、前記位相角が３６０°／Ｎであることを特徴とする請求項１９〜２１の何れかに記載の３ステージ電源。
  23. 前記コンバータ電力回路がそれぞれ、定格コンバータ電力回路リップル電流Ｉｐｒを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｉｐｒよりも小さい定格コンバータリップル電流Ｉｃｒを有することを特徴とする請求項１９〜２２の何れかに記載の３ステージ電源。
  24. 前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも２つが時間的な重なりをもち、互いに位相がずれた状態で作動することを特徴とする請求項１９〜２３の何れかに記載の３ステージ電源。
  25. 前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、前記第２のＤＣ出力信号を受取るように並列に接続されたＮ個のコンバータ電力回路を備え、Ｎが１以上の整数であり、前記コンバータ電力回路がそれぞれ、定格コンバータ電力回路最大電流Ｉｐを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Ｎ×Ｉｐよりも小さい定格コンバータ最大電流を有することを特徴とする請求項１９〜２４の何れか記載の３ステージ電源。
  26. 電気アーク溶接または切断プロセスのための電源であって、前記電源は、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータであり、このインターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータは、ＤＣ信号を溶接に適した調整信号に変換する複数の並列接続されたコンバータ電力回路と、前記それぞれのコンバータ電力回路に対して、制御入力信号を生成するコントローラとを備え、
    前記各コンバータ電力回路が、制御入力を有するスイッチング素子を具備し、
    前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも２つが時間的な重なりをもって作動するように構成したことを特徴とする電源。
  27. 電気アーク溶接または切断プロセスのための電源であって、前記電源が、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータであり、このインターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、
    複数のＮ（Ｎが１以上の整数）個の並列接続されたコンバータ電力回路と、
    前記各コンバータ電力回路に設けられた制御入力を有するスイッチング素子と、
    前記並列の各コンバータ電力回路に対しての異なる位相角の制御入力信号を生成するコントローラとからなり、
    前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータは、ＤＣ信号を溶接に適した調整信号に変換するように構成され、前記調整信号の電圧が、前記コンバータ電力回路の数Ｎとは無関係であることを特徴とする電源。
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