KR102326432B1 - 결합 인덕터를 구비한 dc-dc 변환 장치 - Google Patents

결합 인덕터를 구비한 dc-dc 변환 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR102326432B1
KR102326432B1 KR1020190176348A KR20190176348A KR102326432B1 KR 102326432 B1 KR102326432 B1 KR 102326432B1 KR 1020190176348 A KR1020190176348 A KR 1020190176348A KR 20190176348 A KR20190176348 A KR 20190176348A KR 102326432 B1 KR102326432 B1 KR 102326432B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
inductor
switch
node
output
current
Prior art date
Application number
KR1020190176348A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20210083744A (ko
Inventor
박정언
한상규
배지훈
구자춘
이나영
최재동
Original Assignee
한국항공우주연구원
국민대학교산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국항공우주연구원, 국민대학교산학협력단 filed Critical 한국항공우주연구원
Priority to KR1020190176348A priority Critical patent/KR102326432B1/ko
Priority to US17/597,187 priority patent/US20230132923A1/en
Priority to PCT/KR2020/016634 priority patent/WO2021132901A2/ko
Publication of KR20210083744A publication Critical patent/KR20210083744A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102326432B1 publication Critical patent/KR102326432B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/007—Regulation of charging or discharging current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명에 의하면, 출력 인덕터가 별도의 인덕터 소자로 이루어지는 것이 아니라, 제2 트랜스포머를 구성하는 제3 인덕터 및 상기 제4 인덕터와 서로 자기적으로 결합되어 이루어지는 것이기 때문에, 출력 인덕터가 제3 인덕터 및 제4 인덕터와는 무관하게 별도의 인덕터 소자로 이루어지는 경우에 비해, DC-DC 변환 장치의 가격을 절감할 수 있고 부피 또한 감소시킬 수 있다.

Description

결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치{DC-DC CONVERTING APPARATUS WITH COUPLED INDUCTOR}
본 발명은 종래 DC-DC 변환기에 비해 출력 전류의 리플을 감소시킬 수 있는, 결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치에 관한 것이다.
도 1은 위성 내의 버스 전력 시스템을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이, 위성 내의 버스 전력 시스템은 태양전지 판, BCDR(Battery Charge-Discharge Regulator; 배터리 충방전 레귤레이터), 배터리 및 부하로 이루어진다. 위성 내의 버스 전력 시스템은 일반적으로 태양전지 판을 전압원으로 하여 전력을 생성하며, 상기 태양전지 판에 의해 생성된 전력 중 일부는 배터리에 충전되고, 배터리에 충전하고 남은 전력 또는 배터리에 충전되어 있던 전력은 BCDR을 통해 출력 커패시터 및 출력 저항으로 공급된다.
출력 저항은 태양전지 판에 의해 생성된 전력을 소모하는 부하에 해당하며, 출력 커패시터는 출력 저항이 필요로 하는 전력을 저장해 두었다가, 출력 저항에서 전력을 필요로할 때 이에 저장된 전력을 출력 저항에 공급하는 역할을 한다. 출력 커패시터는 실효 출력 전류(RMS 전류)에 의해 충전이 이루어지게 되는데, 만일 실효 출력 전류가 지나치게 크면 출력 커패시터가 열화되어버려 출력 커패시터의 수명이 줄어들게 된다.
여기서, 출력 커패시터의 수명이 줄어든다는 것은 곧 출력 커패시터를 포함하고 있는 위성의 수명 역시 줄어들게 된다는 것을 의미한다. 따라서, 위성의 수명을 보장하기 위해서는 출력 커패시터가 안정적인 출력 전류에 의해 충전이 이루어질 수 있도록 해야 하며, 이를 위해서는 DC-DC 변환 장치의 출력단에 흐르는 출력 전류의 리플을 감소시켜야만 한다.
도 2는 종래 Weinberg DC-DC 변환 장치를 개략적으로 나타낸 도면으로서, 도 2에 나타낸 Weinberg DC-DC 변환 장치는 도 1에 나타낸 각각의 BCDR에 포함되는 장치이다.
이러한 Weinberg DC-DC 변환 장치는 버스 전력 시스템 내에서 전압원(1)과 출력 커패시터(2)에 연결되어, 출력 커패시터(2)에 DC-DC 변환된 전력이 충전되도록 하는 역할을 한다. 하지만, Weinberg DC-DC 변환 장치는 후술하는 바와 같이 출력 전류의 리플이 비교적 큰 편에 속한다. 이에 따라, Weinberg DC-DC 변환 장치가 포함된 버스 전력 시스템은 비교적 큰 리플을 갖는 출력 전류에 의해 출력 커패시터(2)를 충전시킬 우려가 있기 때문에, 출력 커패시터(2)의 수명, 더 나아가 위성의 수명을 단축시킬 위험이 있다.
이러한 문제점을 해결하기 위하여, 특허문헌 1은 Weinberg DC-DC 변환 장치에 포함된 제1 스위치(Q1)와 제2 스위치(Q2) 이외에, 제3 스위치(Q3)와 제4 스위치(Q4)를 추가하여, DC-DC 변환 장치의 출력단에 흐르는 출력 전류의 리플을 감소시키고 있다.
하지만, 특허문헌 1에 추가된 제3 스위치(Q3) 및 제4 스위치(Q4)는 제1 스위치(Q1) 및 제2 스위치(Q2)와 마찬가지로 능동소자에 해당하며, 이와 같이 다수 개의 능동소자를 제어하기 위해서는 그만큼 제어부의 제어 복잡도가 커져야 하고, 추가된 능동소자의 수만큼에 해당하는 드라이버(예를 들어, 능동소자가 FET일 경우에는 게이트 드라이버)가 추가되어야 하기 때문에 DC-DC 변환 장치의 부피, 무게 및 가격이 증가한다는 문제점이 있다.
한국 등록특허공보 제2005881호
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 출력 전류의 리플을 감소시킬 수 있는 DC-DC 변환 장치를 제공하는 것에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 다수 개의 능동 소자를 제어함에 따라 초래되는 복잡도를 낮추며, 부피 및 무게를 감소시킬 수 있고, 가격을 절감시킬 수 있는 DC-DC 변환 장치를 제공하는 것에 그 목적이 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치는, 입력 전압이 인가되는 입력단과 출력 전압이 인가되는 출력단 사이의 제1 노드와 접지 사이에 연결되고, 서로 자기적으로 결합되는 제1 인덕터와 제2 인덕터를 포함하는 제1 트랜스포머; 상기 제1 노드와 상기 접지 사이에서 상기 제1 인덕터와 직렬로 연결되는 제1 스위치; 상기 제1 노드와 상기 접지 사이에서 상기 제2 인덕터와 직렬로 연결되는 제2 스위치; 상기 제1 인덕터와 상기 제1 스위치 사이의 제2 노드와, 상기 입력단과 상기 출력단 사이의 제4 노드에 연결되는 제1 역전류 방지 소자; 상기 제2 인덕터와 상기 제2 스위치 사이의 제3 노드와, 상기 제4 노드에 연결되는 제2 역전류 방지 소자; 상기 입력단과 상기 출력단 사이에 위치하며, 서로 자기적으로 결합되는 제3 인덕터와 제4 인덕터를 포함하는 제2 트랜스포머; 상기 제4 인덕터와 상기 제4 노드에 연결되는 제3 역전류 방지 소자; 상기 제4 노드와, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 연결되는 링크 커패시터; 및, 상기 제4 노드와 상기 출력단에 연결되는 출력 인덕터를 포함하며, 상기 출력 인덕터는 상기 제3 인덕터 및 상기 제4 인덕터와 서로 자기적으로 결합되어 이루어지는 것일 수 있다.
여기서, 상기 제3 인덕터의 일단은 상기 입력단에 연결되고, 상기 제3 인덕터의 타단은 상기 제1 노드에 연결되며, 상기 제4 인덕터의 일단은 상기 제1 노드에 연결되고, 상기 제4 인덕터의 타단은 상기 제3 역전류 방지 소자에 연결되는 것일 수 있다.
또는, 상기 제3 인덕터의 일단은 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치 및 상기 링크 커패시터에 연결되고, 상기 제3 인덕터의 타단은 상기 접지에 연결되며, 상기 제4 인덕터의 일단은 상기 제1 노드에 연결되고, 상기 제4 인덕터의 타단은 상기 제3 역전류 방지 소자에 연결되는 것일 수 있다.
그리고 본 발명에 따른 DC-DC 변환 장치는, 상기 제1 스위치가 턴-온될 때 상기 제2 스위치는 턴-오프 상태에 있고, 상기 제2 스위치가 턴-온될 때 상기 제1 스위치는 턴-오프 상태에 있으며, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 모두 턴-오프 상태에 있는 구간을 가질 수 있다.
여기서, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치는 서로 동일한 듀티비로 교대로 턴-온되며, 상기 듀티비는 50% 미만일 수 있다.
그리고 본 발명에 따른 DC-DC 변환 장치는, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 모두 턴-오프 상태에 있는 구간에서는, 상기 제3 역전류 방지 소자만을 통해 출력 전류가 흐르는 것일 수 있다.
그리고 본 발명에 따른 DC-DC 변환 장치에서, 상기 제1 스위치는 게이트 전극에 입력되는 제1 제어 신호에 의해 턴-온 및 턴-오프 동작이 제어되는 제1 FET(Field Effect Transistor)이고, 상기 제2 스위치는 게이트 전극에 입력되는 제2 제어 신호에 의해 턴-온 및 턴-오프 동작이 제어되는 제2 FET일 수 있다.
그리고 본 발명에 따른 DC-DC 변환 장치는, 상기 제1 제어 신호를 상기 제1 FET의 게이트 전극에 출력하고, 상기 제2 제어 신호를 상기 제2 FET의 게이트 전극에 출력하는 제어부를 더 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치는 링크 커패시터 및 출력 인덕터와 같은 수동 소자를 통해, 출력단으로 흐르는 출력 전류가 급격한 변화를 일으키는 현상을 방지하고 있으며, 이러한 본 발명에 의하면 출력 전류에서 발생하는 리플을 크게 감소시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면, 상기 특허문헌 1의 DC-DC 변환 장치에 비해 능동 소자의 개수가 적어, 다수 개의 능동 소자를 제어함에 따라 초래되는 복잡도를 낮출 수 있으며, 다수 개의 능동 소자를 구동하기 위한 드라이버의 개수 또한 감소시킬 수 있기 때문에, DC-DC 변환 장치의 부피 및 무게를 감소시킬 수 있고, 가격 또한 절감시킬 수 있게 된다.
또한, 본 발명에 의하면, 출력 인덕터가 별도의 인덕터 소자로 이루어지는 것이 아니라, 제2 트랜스포머를 구성하는 제3 인덕터 및 상기 제4 인덕터와 서로 자기적으로 결합되어 이루어지는 것이기 때문에, 출력 인덕터가 제3 인덕터 및 제4 인덕터와는 무관하게 별도의 인덕터 소자로 이루어지는 경우에 비해, DC-DC 변환 장치의 부피 및 무게를 감소시킬 수 있고, 가격 또한 절감시킬 수 있게 된다.
도 1은 위성 내의 버스 전력 시스템을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2는 종래 Weinberg DC-DC 변환 장치를 나타낸 도면이다.
도 3은 도 2에 나타낸 Weinberg DC-DC 변환 장치에서, (a)제1 스위치 및 제2 스위치에 인가되는 전압의 파형과, (b)출력 전류의 파형을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치를 나타낸 도면이다.
도 5는 도 4에 나타낸 DC-DC 변환 장치에서, (a)제1 스위치 및 제2 스위치에 인가되는 전압의 파형과, (b)출력 전류의 파형을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치를 나타낸 도면이다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치에 대해 상세하게 설명한다. 첨부한 도면들은 통상의 기술자에게 본 발명의 기술적 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위하여 어디까지나 예시적으로 제공되는 것으로서, 본 발명은 이하 제시되는 도면들로 한정되지 않고 다른 형태로 얼마든지 구체화될 수 있다.
본 발명에 따른 DC-DC 변환 장치에 대해 설명하기 전에, 먼저 도 2 및 도 3을 참고하여 종래기술 중 하나인 Weinberg DC-DC 변환 장치에 대해 설명하기로 한다.
도 2는 종래 Weinberg DC-DC 변환 장치를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2에 나타낸 Weinberg DC-DC 변환 장치는 도 1에 나타낸 각각의 BCDR에 포함될 수 있으며, 제1 트랜스포머(10), 제1 스위치(20), 제2 스위치(30), 제1 역전류 방지 소자(40), 제2 역전류 방지 소자(50), 제2 트랜스포머(60) 및 제3 역전류 방지 소자(70)를 포함한다.
제1 트랜스포머(10)는 입력단(nin)과 출력단(nout) 사이의 제1 노드(n1)와 접지 사이에 연결되며, 서로 자기적으로 결합되는 제1 인덕터(11)와 제2 인덕터(12)를 포함한다. 여기서, 제1 인덕터(11)와 제2 인덕터(12)가 서로 자기적으로 결합된다는 것은, 제1 인덕터(11)와 제2 인덕터(12)가 서로 동일한 코어를 공유하면서, 상기 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 의해 상호 유도적으로 결합된다는 것을 의미한다.
입력단(nin)에는 전압원(1)에 의해 입력 전압(Vin)이 인가되고, 상기 입력 전압(Vin)에 의해 입력 전류(Iin)의 흐름이 생기게 된다. 그리고 출력단(nout)에는 출력 전압(Vo)이 인가되고, 이러한 출력 전압(Vo)의 크기는 출력 전류(Iout)의 RMS(Root Mean Square) 값에 의존한다.
제1 스위치(20)는 제1 노드(n1)와 접지 사이에서 제1 인덕터(11)와 직렬로 연결된다. 그리고 제2 스위치(30)는 제1 노드(n1)와 접지 사이에서 제2 인덕터(12)와 직렬로 연결된다.
제1 역전류 방지 소자(40)는 제1 인덕터(11)와 제1 스위치(20) 사이의 제2 노드(n2)와 출력단(nout)에 연결된다. 그리고 제2 역전류 방지 소자(50)는 제2 인덕터(12)와 제2 스위치(30) 사이의 제3 노드(n3)와 출력단(nout)에 연결된다.
제2 트랜스포머(60)는 입력단(nin)과 출력단(nout) 사이에 연결되며, 서로 자기적으로 결합되는 제3 인덕터(61)와 제4 인덕터(62)를 포함한다. 여기서, 제3 인덕터(61)와 제4 인덕터(62)가 서로 자기적으로 결합된다는 것은, 제3 인덕터(61)와 제4 인덕터(62)가 서로 동일한 코어를 공유하면서, 상기 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 의해 상호 유도적으로 결합된다는 것을 의미한다. 제3 인덕터(61)는 입력단(nin)과 제1 노드(n1)에 연결되고, 제4 인덕터(62)는 제1 노드(n1)와 제3 역전류 방지 소자(70)에 연결된다. 그리고 제3 역전류 방지 소자(70)는 제4 인덕터(62)와 출력단(nout)에 연결된다.
Weinberg DC-DC 변환 장치의 출력단(nout)과 접지에는 출력 커패시터(2), 및 상기 출력 커패시터(2)에 병렬로 출력 저항(3)이 연결될 수 있다. 여기서, 출력 저항(3)은 전압원(1)에 의해 생성된 전력을 소모하는 부하에 해당하며, 출력 커패시터(2)는 출력 저항(3)이 필요로 하는 전력을 저장해 두었다가, 출력 저항(3)에서 전력을 필요로 할 때 이에 저장된 전력을 출력 저항(3)에 공급하는 역할을 한다. 출력 커패시터(2)는 출력 전류(Iout)의 RMS 값에 의해 충전이 이루어지게 된다.
도 3은 도 2에 나타낸 Weinberg DC-DC 변환 장치에서, (a)제1 스위치 및 제2 스위치에 인가되는 전압의 파형과, (b)출력 전류의 파형을 나타낸 도면으로서, 도 2에 나타낸 Weinberg DC-DC 변환 장치의 출력 전류 리플은 도 3에서 알 수 있듯이 비교적 큰 값을 갖는다.
도 3에 관해 구체적으로 설명하면, 우선 도 3(a)는 Weinberg DC-DC 변환 장치의 제1 스위치(20) 및 제2 스위치(30)에 인가되는 제어 신호를 나타낸 것으로서, 제1 스위치(20)가 턴-온될 때 제2 스위치(30)는 턴-오프 상태에 있고, 제2 스위치(30)가 턴-온될 때 제1 스위치(20)는 턴-오프 상태에 있으며, 제1 스위치(20) 및 제2 스위치(30)가 모두 턴-오프 상태에 있는 구간도 갖는다.
우선, 제2 스위치(30)가 턴-오프인 상태에서 제1 스위치(20)가 턴-온되면, 전압원(1)에 의한 입력 전류(Iin)가 주로 제3 인덕터(61), 제1 인덕터(11) 및 제1 스위치(20)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 되고, 미소량의 입력 전류(Iin)가 제3 인덕터(61), 제4 인덕터(62) 및 제3 역전류 방지 소자(70)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 된다. 이때 제1 인덕터(11)를 흐르는 전류에 의해 제2 인덕터(12)에는 유도 전류가 발생하게 되고, 상기 제2 인덕터(12)에서 발생한 유도 전류는 제3 노드(n3)를 거쳐 제2 역전류 방지 소자(50)를 통해 출력단(nout)으로 흐르게 된다.
다음으로, 제2 스위치(30)가 턴-오프인 상태에서, 제1 스위치(20)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환되면 전압원(1)에 의한 입력 전류(Iin)가 제3 인덕터(61)에 흐르게 되는데, 이때 제3 인덕터(61)를 흐르는 전류에 의해 제4 인덕터(62)에는 유도 전류가 발생하게 되고, 상기 제4 인덕터(62)에서 발생한 유도 전류는 제3 역전류 방지 소자(70)를 통해 출력단(nout)으로 흐르게 된다.
다음으로, 제1 스위치(20)가 계속해서 턴-오프인 상태에서 제2 스위치(10)가 턴-온되면, 전압원(1)에 의한 입력 전류(Iin)가 주로 제3 인덕터(61), 제2 인덕터(12) 및 제2 스위치(30)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 되고, 미소량의 입력 전류(Iin)가 제3 인덕터(61), 제4 인덕터(62) 및 제3 역전류 방지 소자(70)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 된다. 이때 제2 인덕터(12)를 흐르는 전류에 의해 제1 인덕터(11)에는 유도 전류가 발생하게 되고, 상기 제1 인덕터(11)에서 발생한 유도 전류는 제2 노드(n2)를 거쳐 제1 역전류 방지 소자(40)를 통해 출력단(nout)으로 흐르게 된다.
상술한 바와 같이, 제2 스위치(30)가 턴-오프인 상태에서 제1 스위치(20)가 턴-온되면, 제2 인덕터(12)에서 발생한 유도 전류가 제3 노드(n3)를 거쳐 제2 역전류 방지 소자(50)를 통해 출력단(nout)으로 흐르게 된다. 이후, 제2 스위치(30)가 계속해서 턴-오프인 상태에서, 제1 스위치(20)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환되면, 오로지 제4 인덕터(62)에서 발생한 유도 전류만이 제3 역전류 방지 소자(70)를 통해 출력단(nout)으로 흘러야 한다.
만일, 트랜스포머(10, 60)에 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)가 존재하지 않을 경우에는, Weinberg DC-DC 변환 장치의 출력 전류(Iout)에는 리플이 발생하지 않는다. 하지만, 트랜스포머(10, 60)에는 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)가 존재하기 때문에, Weinberg DC-DC 변환 장치의 출력 전류(Iout)에는 도 3(b)에서와 같은 리플이 발생하게 된다.
도 3(b)는 다음의 표 1과 같은 조건에서 시뮬레이션한 결과이다.
시뮬레이션 조건 도 1에 나타낸 Weinberg DC-DC 변환 장치
입력 전압 Vin[V] 36
출력 전압 Vo[V] 50
출력 전력 Po [W] 750
제1 트랜스포머의 턴 비 1:1
제2 트랜스포머의 턴 비 1:1
자화 인덕턴스 Lm [μH] 1.86
누설 인덕턴스 Lk [μH] 0.48
출력 커패시턴스 Co [μF] 13.2
위의 표 1에서 제1 트랜스포머(10)는 제1 인덕터(11) 및 제2 인덕터(12)를 포함하는 것이다. 그리고 제1 트랜스포머(10)의 턴 비는 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 관한 비율을 의미하는 것으로서, 제1 트랜스포머(10)를 구성하는 제1 인덕터(11) 및 제2 인덕터(12)는 하나의 동일한 코어를 공유하며 상기 코어에 감긴 코일의 횟수는 1:1이다.
위의 표 1에서 제2 트랜스포머(60)는 제3 인덕터(61) 및 제4 인덕터(62)를 포함하는 것이다. 그리고 제2 트랜스포머(60)의 턴 비는 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 관한 비율을 의미하는 것으로서, 제2 트랜스포머(60)를 구성하는 제3 인덕터(61) 및 제4 인덕터(62)는 다른 하나의 동일한 코어를 공유하며 상기 코어에 감긴 코일의 횟수는 1:1이다.
제2 스위치(30)가 턴-오프인 상태에서, 제1 스위치(20)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환될 경우, 제4 인덕터(62)에서 발생한 유도 전류가 제3 역전류 방지 소자(70)를 통해 출력단(nout)으로 흐를 뿐만 아니라, 트랜스포머(10, 60)에 존재하는 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)로 인해, 제1 역전류 방지 소자(40) 및 제2 역전류 방지 소자(50)를 통해서도 출력단(nout)으로의 전류 흐름이 순간적으로 생기게 된다. 그리고 이러한 순간적인 전류 흐름에 의해 Weinberg DC-DC 변환 장치의 출력 전류(Iout)에는 도 3(b)에서와 같은 리플(약 22.7A)이 발생하게 된다.
이와 마찬가지의 원리로, 제1 스위치(20)가 턴-오프인 상태에서, 제2 스위치(30)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환될 경우, 제4 인덕터(62)에서 발생한 유도 전류가 제3 역전류 방지 소자(70)를 통해 출력단(nout)으로 흐를 뿐만 아니라, 트랜스포머(10, 60)에 존재하는 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)로 인해, 제1 역전류 방지 소자(40) 및 제2 역전류 방지 소자(50)를 통해서도 출력단(nout)으로의 전류 흐름이 순간적으로 생기게 된다. 그리고 이러한 순간적인 전류 흐름에 의해 Weinberg DC-DC 변환 장치의 출력 전류(Iout)에는 도 3(b)에서와 같은 리플(약 22.7A)이 발생하게 된다.
이와 같이 출력 전류(Iout)에 비교적 큰 값의 리플이 발생하게 되면, 출력 전류(Iout)의 RMS 값 역시 증가하게 되어, 출력단(nout)에 연결되는 출력 커패시터(2)를 열화시켜 출력 커패시터(2)의 수명을 단축시키게 되고, 도 2에 나타낸 Weinberg DC-DC 변환 장치가 위성의 배터리 충방전 레귤레이터에 사용될 경우에는 위성의 수명 역시 단축시키게 된다. 이에 따라, 출력 전류의 리플을 감소시킬 수 있는 DC-DC 변환 장치가 마련될 필요가 있다.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치를 나타낸 도면이다.
도 4를 참고하면, 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 변환 장치는 제1 트랜스포머(100), 제1 스위치(200), 제2 스위치(300), 제1 역전류 방지 소자(400), 제2 역전류 방지 소자(500), 제2 트랜스포머(600), 제3 역전류 방지 소자(700), 링크 커패시터(800) 및 출력 인덕터(900)를 포함한다.
제1 트랜스포머(100)는 입력단(nin)과 출력단(nout) 사이의 제1 노드(n1)와 접지 사이에 연결되며, 서로 자기적으로 결합되는 제1 인덕터(110)와 제2 인덕터(120)를 포함한다. 여기서, 제1 인덕터(110)와 제2 인덕터(120)가 서로 자기적으로 결합된다는 것은, 제1 인덕터(110)와 제2 인덕터(120)가 서로 동일한 코어를 공유하면서, 상기 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 의해 상호 유도적으로 결합된다는 것을 의미한다.
입력단(nin)에는 전압원(1000)에 의해 입력 전압(Vin)이 인가되고, 상기 입력 전압(Vin)에 의해 입력 전류(Iin)의 흐름이 생기게 된다. 그리고 출력단(nout)에는 출력 전압(Vo)이 인가되고, 이러한 출력 전압(Vo)의 크기는 출력 전류(ILo)의 RMS 값에 의존한다.
제1 스위치(200)는 제1 노드(n1)와 접지 사이에서 제1 인덕터(110)와 직렬로 연결된다. 제1 스위치(200)는 제어부(미도시)에서 출력하는 제1 제어 신호에 의해 제어되는 FET(즉, 제1 FET)일 수 있다. 제1 스위치(200)가 제1 FET일 경우, 제1 FET의 게이트 전극에는 상기 제1 제어 신호가 입력될 수 있으며, 상기 제1 제어 신호에 의해 제1 FET의 턴-온 및 턴-오프 동작이 제어될 수 있다. 이때 제1 FET의 드레인 전극은 제2 노드(n2)에 연결되고, 제1 FET의 소스 전극은 접지에 연결될 수 있다.
제2 스위치(300)는 제1 노드(n1)와 접지 사이에서 제2 인덕터(120)와 직렬로 연결된다. 제2 스위치(300)는 상기 제어부에서 출력하는 제2 제어 신호에 의해 제어되는 FET(즉, 제2 FET)일 수 있다. 제2 스위치(300)가 제2 FET일 경우, 제2 FET의 게이트 전극에는 상기 제2 제어 신호가 입력될 수 있으며, 상기 제2 제어 신호에 의해 제2 FET의 턴-온 및 턴-오프 동작이 제어될 수 있다. 이때 제2 FET의 드레인 전극은 제3 노드(n3)에 연결되고, 제2 FET의 소스 전극은 접지에 연결될 수 있다.
다만, 본 발명에서 제1 스위치(200) 또는 제2 스위치(300)가 반드시 FET만으로 한정되는 것은 아니며, BJT(Bipolar Junction Transistor)나 릴레이와 같이 제어부의 제어 신호에 의해 온오프 동작이 제어될 수 있는 소자이면 얼마든지 본 발명에 따른 제1 스위치(200) 또는 제2 스위치(300)에 해당될 수 있다.
제1 역전류 방지 소자(400)는 제1 인덕터(110)와 제1 스위치(200) 사이의 제2 노드(n2)와, 입력단(nin)과 출력단(nout) 사이의 제4 노드(n4)에 연결된다. 보다 구체적으로, 제1 역전류 방지 소자(400)의 애노드 전극은 제2 노드(n2)에 연결되고, 제1 역전류 방지 소자(400)의 캐소드 전극은 제4 노드(n4)에 연결되어, 제2 노드(n2)에서 제4 노드(n4)로 순방향 전류가 흐르도록 할 수 있다.
제2 역전류 방지 소자(500)는 제2 인덕터(120)와 제2 스위치(300) 사이의 제3 노드(n3)와, 입력단(nin)과 출력단(nout) 사이의 제4 노드(n4)에 연결된다. 보다 구체적으로, 제2 역전류 방지 소자(500)의 애노드 전극은 제3 노드(n3)에 연결되고, 제2 역전류 방지 소자(500)의 캐소드 전극은 제4 노드(n4)에 연결되어, 제3 노드(n3)에서 제4 노드(n4)로 순방향 전류가 흐르도록 할 수 있다.
제2 트랜스포머(600)는 입력단(nin)과 출력단(nout) 사이에 위치하고, 서로 자기적으로 결합되는 제3 인덕터(610)와 제4 인덕터(620)를 포함한다. 여기서, 제3 인덕터(610)와 제4 인덕터(620)가 서로 자기적으로 결합된다는 것은, 제3 인덕터(610)와 제4 인덕터(620)가 서로 동일한 코어를 공유하면서, 상기 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 의해 상호 유도적으로 결합된다는 것을 의미한다.
도 4에 나타낸 DC-DC 변환 장치에서는, 제3 인덕터(610)의 일단이 입력단(nin)에 연결되고, 제3 인덕터(610)의 타단이 제1 노드(n1)에 연결된다. 그리고 제4 인덕터(620)의 일단은 제1 노드(n1)에 연결되고, 제4 인덕터(620)의 타단은 제3 역전류 방지 소자(700)의 애노드에 연결된다.
제3 역전류 방지 소자(700)는 제4 인덕터(620)와 제4 노드(n4)에 연결된다. 보다 구체적으로, 제3 역전류 방지 소자(700)의 애노드는 제4 인덕터(620)에 연결되고, 제3 역전류 방지 소자(700)의 캐소드는 제4 노드(n4)에 연결된다.
링크 커패시터(800)는 제4 노드(n4)와, 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)에 연결된다. 즉, 링크 커패시터(800)의 일단은 제4 노드(n4)에 연결되고, 링크 커패시터(800)의 타단은 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)에 연결된다. 링크 커패시터(800)는 제1 트랜스포머(100), 제1 스위치(200), 제2 스위치(300), 제1 역전류 방지 소자(400), 제2 역전류 방지 소자(500) 및 제2 트랜스포머(600)에 의해 변환된 직류 전압을 제공받아 이를 저장하는 역할을 한다. 또한, 링크 커패시터(800)는 상기 변환된 직류 전압에서 교류 성분을 제거하는 역할도 한다.
출력 인덕터(900)는 제4 노드(n4)와 출력단(nout)에 연결된다. 즉, 출력 인덕터(900)의 일단은 제4 노드(n4)에 연결되고, 출력 인덕터(900)의 타단은 출력단(nout)에 연결된다. 출력 인덕터(900)는 출력 전류(ILo)가 제4 노드(n4)에서 출력단(nout)으로 흐를 때, 출력 전류(ILo)가 급격한 변화를 일으키는 현상을 방지하는 역할을 한다.
본 발명에서 출력 인덕터(900)는 별도의 인덕터 소자로 이루어지는 것이 아니라, 제2 트랜스포머(600)를 구성하는 제3 인덕터(610) 및 제4 인덕터(620)와 서로 자기적으로 결합되어 이루어진다. 즉, 본 발명에서 제2 트랜스포머(600)는 제3 인덕터(610), 제4 인덕터(620) 및 출력 인덕터(900)를 포함하여 이루어질 수 있다. 여기서, 출력 인덕터(900)가 제3 인덕터(610) 및 제4 인덕터(620)와 서로 자기적으로 결합된다는 것은, 출력 인덕터(900)가 제3 인덕터(610) 및 제4 인덕터(620)와 서로 동일한 코어를 공유하면서, 상기 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 의해 상호 유도적으로 결합된다는 것을 의미한다. 즉, 본 발명에서 출력 인덕터(900)는 제3 인덕터(610) 및 제4 인덕터(620)와 함께 결합 인덕터를 구성한다.
이와 같이 본 발명에서는 출력 인덕터(900)가 제3 인덕터(610) 및 제4 인덕터(620)와 서로 자기적으로 결합되어 이루어짐에 따라, 출력 인덕터(900)가 제3 인덕터(610) 및 제4 인덕터(620)와는 무관하게 별도의 인덕터 소자로 이루어지는 경우에 비해, DC-DC 변환 장치의 부피 및 무게를 감소시킬 수 있고, 가격 또한 절감시킬 수 있게 된다.
도 4에 나타낸 DC-DC 변환 장치의 출력단(nout)과 접지에는 출력 커패시터(2000), 및 상기 출력 커패시터(2000)에 병렬로 출력 저항(3000)이 연결될 수 있다. 여기서, 출력 저항(3000)은 전압원(1000)에 의해 생성된 전력을 소모하는 부하에 해당하며, 출력 커패시터(2000)는 출력 저항(3000)이 필요로 하는 전력을 저장해 두었다가, 출력 저항(3000)에서 전력을 필요로 할 때 이에 저장된 전력을 출력 저항(3000)에 공급하는 역할을 한다. 출력 커패시터(2000)는 출력 전류(ILo)의 RMS 값에 의해 충전이 이루어지게 된다.
도 5는 도 4에 나타낸 DC-DC 변환 장치에서, (a)제1 스위치 및 제2 스위치에 인가되는 전압의 파형과, (b)출력 전류의 파형을 나타낸 도면이다.
도 5에 관해 구체적으로 설명하면, 우선 도 5(a)는 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 변환 장치의 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)에 인가되는 제어 신호를 나타낸 것으로서, 제1 스위치(200)가 턴-온될 때 제2 스위치(300)는 턴-오프 상태에 있고, 제2 스위치(300)가 턴-온될 때 제1 스위치(200)는 턴-오프 상태에 있으며, 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)가 모두 턴-오프 상태에 있는 구간도 갖는다.
제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)는 각각 50% 미만의 듀티비를 가질 수 있다. 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)는 제어부에서 출력되는 제어 신호에 의해 서로 동일한 듀티비(예를 들어, 30%)로 교대로 턴-온될 수 있다. 이때 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)가 모두 턴-오프 상태에 있는 40%의 구간은, 제어부로부터의 제어 신호가 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)에 입력되지 않는 구간에 해당한다.
우선, 제2 스위치(300)가 턴-오프인 상태에서 제1 스위치(200)가 턴-온되면, 전압원(1000)에 의한 입력 전류(Iin)가 주로 제3 인덕터(610), 제1 인덕터(110) 및 제1 스위치(200)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 되고, 미소량의 입력 전류(Iin)가 제3 인덕터(610), 제4 인덕터(620) 및 제3 역전류 방지 소자(700)를 포함하는 경로를 통해 흐르게 된다. 이때 제1 인덕터(110)를 흐르는 전류에 의해 제2 인덕터(120)에는 유도 전류가 발생하게 되고, 상기 제2 인덕터(120)에서 발생한 유도 전류는 제3 노드(n3)를 거쳐 제2 역전류 방지 소자(500)를 통해 제4 노드(n4)로 흐르게 된다.
다음으로, 제2 스위치(300)가 턴-오프인 상태에서, 제1 스위치(200)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환되면 전압원(1000)에 의한 입력 전류(Iin)가 제3 인덕터(610)에 흐르게 되는데, 이때 제3 인덕터(610)를 흐르는 전류에 의해 제4 인덕터(620)에는 유도 전류가 발생하게 되고, 상기 제4 인덕터(620)에서 발생한 유도 전류는 제3 역전류 방지 소자(700)를 통해 제4 노드(n4)로 흐르게 된다.
다음으로, 제1 스위치(200)가 계속해서 턴-오프인 상태에서, 제2 스위치(300)가 턴-온되면, 전압원(1000)에 의한 입력 전류(Iin)가 주로 제3 인덕터(610), 제2 인덕터(120) 및 제2 스위치(300)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 되고, 미소량의 입력 전류(Iin)가 제3 인덕터(610), 제4 인덕터(620) 및 제3 역전류 방지 소자(700)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 된다. 이때 제2 인덕터(120)를 흐르는 전류에 의해 제1 인덕터(110)에는 유도 전류가 발생하게 되고, 상기 제1 인덕터(110)에서 발생한 유도 전류는 제2 노드(n2)를 거쳐 제1 역전류 방지 소자(400)를 통해 제4 노드(n4)로 흐르게 된다.
상술한 바와 같이, 제2 스위치(300)가 턴-오프인 상태에서 제1 스위치(200)가 턴-온되면, 제2 인덕터(120)에서 발생한 유도 전류가 제3 노드(n3)를 거쳐 제2 역전류 방지 소자(500)를 통해 제4 노드(n4)로 흐르게 된다. 이후, 제2 스위치(300)가 계속해서 턴-오프인 상태에서, 제1 스위치(200)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환되면, 오로지 제4 인덕터(620)에서 발생한 유도 전류만이 제3 역전류 방지 소자(700)를 통해 제4 노드(n4)로 흘러야 한다.
만일, 트랜스포머(100, 600)에 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)가 존재하지 않을 경우에는, DC-DC 변환 장치의 출력 전류(ILo)에는 리플이 발생하지 않는다. 하지만, 트랜스포머(100, 600)에는 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)가 존재하기 때문에, DC-DC 변환 장치의 출력 전류(ILo)에는 도 5(b)에서와 같은 리플이 발생하게 된다.
도 5(b)는 다음의 표 2와 같은 조건에서 시뮬레이션한 결과이다.
시뮬레이션 조건 도 4에 나타낸 DC-DC 변환 장치
입력 전압 Vin[V] 36
출력 전압 Vo[V] 50
출력 전력 Po [W] 750
제1 트랜스포머의 턴 비 1:1
제2 트랜스포머의 턴 비 1:1:1.3
자화 인덕턴스 Lm [μH] 1.86

누설 인덕턴스 Lk [μH]		 Lk1=0.48
Lk2=0.48
Lk3=1.28
출력 커패시턴스 Co [μF] 11
링크 커패시턴스 Clink [μF] 2.2
표 2에서 제1 트랜스포머(100)의 턴 비는 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 관한 비율을 의미하는 것으로서, 제1 트랜스포머(100)를 구성하는 제1 인덕터(110) 및 제2 인덕터(120)는 하나의 동일한 코어를 공유하며 상기 코어에 감긴 코일의 횟수는 1:1이다.
표 2에서 제2 트랜스포머(600)는 제3 인덕터(610) 및 제4 인덕터(620) 이외에 출력 인덕터(900)도 포함하는 것이다. 그리고 이러한 제2 트랜스포머(600)의 턴 비는 동일한 코어에 감긴 코일의 횟수에 관한 비율을 의미하는 것으로서, 제2 트랜스포머(600)를 구성하는 제3 인덕터(610), 제4 인덕터(620) 및 출력 인덕터(900)는 다른 하나의 동일한 코어를 공유하며 상기 코어에 감긴 코일의 횟수는 1:1:1.3이다.
제2 스위치(300)가 턴-오프인 상태에서, 제1 스위치(200)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환될 경우, 또는 제1 스위치(200)가 턴-오프인 상태에서, 제2 스위치(300)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환될 경우, 제4 인덕터(620)에서 발생한 유도 전류가 제3 역전류 방지 소자(700)를 통해 제4 노드(n4)로 흐를 뿐만 아니라, 트랜스포머(100, 600)에 존재하는 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)로 인해, 제1 역전류 방지 소자(400) 및 제2 역전류 방지 소자(500)를 통해서도 제4 노드(n4)로의 전류 흐름이 순간적으로 생기게 된다. 그리고 이러한 순간적인 전류 흐름에 의해 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 변환 장치의 출력 전류(ILo)에는 도 5(b)에서와 같은 리플이 발생하게 된다.
다만, 도 3(b)에 나타난 바와 같이, 도 2에 따른 Weinberg DC-DC 변환 장치의 출력 전류(Iout)에는 약 22.7A의 리플이 발생하게 되는데 반하여, 도 5(b)에 나타난 바와 같이 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 변환 장치의 출력 전류(ILo)에는 약 5.9A의 리플만이 발생하게 됨을 알 수 있다.
이는 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 변환 장치에서, 제2 스위치(300)가 계속해서 턴-오프 상태이고, 제1 스위치(200)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환될 때, 또는 제1 스위치(200)가 계속해서 턴-오프 상태이고, 제2 스위치(300)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환될 때, 비록 도 2에 따른 Weinberg DC-DC 변환 장치와 마찬가지로 모든 역전류 방지 소자(400, 500, 700)를 통해 전류는 흐르게 되지만, 제4 노드(n4)에서 출력단(nout)으로 흐르는 출력 전류(ILo)가 급격한 변화를 일으키는 현상을 출력 인덕터(900)가 방지를 해주기 때문이다.
한편, 도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 결합 인덕터를 구비한 DC-DC 변환 장치를 나타낸 도면이다. 도 6에 나타낸 DC-DC 변환 장치는 도 4에 나타낸 DC-DC 변환 장치와 비교해서, 제3 인덕터(610)의 배치만 달리할 뿐 그 외 다른 구성요소의 배치나 기능은 도 4에 관해 상술한 바와 동일하다. 따라서, 본 발명의 제2 실시예에 따른 DC-DC 변환 장치에 대한 설명은 제1 실시예에 따른 DC-DC 변환 장치와 비교하여 차이가 있는 부분에 대해서만 중점적으로 하기로 한다.
도 6에 나타낸 DC-DC 변환 장치에서는, 제3 인덕터(610)의 일단이 제1 스위치(200), 제2 스위치(300) 및 링크 커패시터(800)에 연결되고, 제3 인덕터(620)의 타단은 접지에 연결된다. 그리고 제4 인덕터(620)의 일단은 제1 노드(n1)에 연결되고, 제4 인덕터(620)의 타단은 제3 역전류 방지 소자(700)의 애노드에 연결된다.
제3 역전류 방지 소자(700)는 제4 인덕터(620)와 제4 노드(n4)에 연결된다. 보다 구체적으로, 제3 역전류 방지 소자(700)의 애노드는 제4 인덕터(620)에 연결되고, 제3 역전류 방지 소자(700)의 캐소드는 제4 노드(n4)에 연결된다.
도 6에 나타낸 DC-DC 변환 장치는 도 4에 나타낸 DC-DC 변환 장치와 동일한 방식으로 동작한다. 즉, 제1 스위치(200)가 턴-온될 때 제2 스위치(300)는 턴-오프 상태에 있고, 제2 스위치(300)가 턴-온될 때 제1 스위치(200)는 턴-오프 상태에 있으며, 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)가 모두 턴-오프 상태에 있는 구간도 갖는다.
제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)는 각각 50% 미만의 듀티비를 가질 수 있다. 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)는 제어부에서 출력되는 제어 신호에 의해 서로 동일한 듀티비(예를 들어, 30%)로 교대로 턴-온될 수 있다. 이때 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)가 모두 턴-오프 상태에 있는 40%의 구간은, 제어부로부터의 제어 신호가 제1 스위치(200) 및 제2 스위치(300)에 입력되지 않는 구간에 해당한다.
우선, 제2 스위치(300)가 턴-오프인 상태에서 제1 스위치(200)가 턴-온되면, 전압원(1000)에 의한 입력 전류(Iin)가 주로 제1 인덕터(110), 제1 스위치(200) 및 제3 인덕터(610)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 되고, 미소량의 입력 전류(Iin)가 제4 인덕터(620) 및 제3 역전류 방지 소자(700)를 포함하는 경로를 통해 흐르게 된다. 이때 제1 인덕터(110)를 흐르는 전류에 의해 제2 인덕터(120)에는 유도 전류가 발생하게 되고, 상기 제2 인덕터(120)에서 발생한 유도 전류는 제3 노드(n3)를 거쳐 제2 역전류 방지 소자(500)를 통해 제4 노드(n4)로 흐르게 된다.
다음으로, 제2 스위치(300)가 턴-오프인 상태에서, 제1 스위치(200)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환되면 전압원(1000)에 의한 입력 전류(Iin)가 제4 인덕터(620)에 흐르게 되고, 상기 제4 인덕터(620)에 흐르는 전류는 제3 역전류 방지 소자(700)를 통해 제4 노드(n4)로 흐르게 된다.
다음으로, 제1 스위치(200)가 계속해서 턴-오프인 상태에서, 제2 스위치(300)가 턴-온되면, 전압원(1000)에 의한 입력 전류(Iin)가 주로 제2 인덕터(120), 제2 스위치(300) 및 제3 인덕터(610)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 되고, 미소량의 입력 전류(Iin)가 제4 인덕터(620) 및 제3 역전류 방지 소자(700)를 포함하는 전류 경로를 통해 흐르게 된다. 이때 제2 인덕터(120)를 흐르는 전류에 의해 제1 인덕터(110)에는 유도 전류가 발생하게 되고, 상기 제1 인덕터(110)에서 발생한 유도 전류는 제2 노드(n2)를 거쳐 제1 역전류 방지 소자(400)를 통해 제4 노드(n4)로 흐르게 된다.
상술한 바와 같이, 제2 스위치(300)가 턴-오프인 상태에서 제1 스위치(200)가 턴-온되면, 제2 인덕터(120)에서 발생한 유도 전류가 제3 노드(n3)를 거쳐 제2 역전류 방지 소자(500)를 통해 제4 노드(n4)로 흐르게 된다. 이후, 제2 스위치(300)가 계속해서 턴-오프인 상태에서, 제1 스위치(200)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환되면, 오로지 제4 인덕터(620) 및 제3 역전류 방지 소자(700)를 포함하는 경로를 통해서만 전류가 제4 노드(n4)로 흘러야 한다.
만일, 트랜스포머(100, 600)에 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)가 존재하지 않을 경우에는, DC-DC 변환 장치의 출력 전류(ILo)에는 리플이 발생하지 않는다. 하지만, 트랜스포머(100, 600)에는 누설 인덕턴스(Lk)나 자화 인덕턴스(Lm)가 존재하기 때문에, DC-DC 변환 장치의 출력 전류(ILo)에는 도 5(b)에서와 같은 리플이 발생하게 된다.
즉, 도 6에 나타낸 DC-DC 변환 장치는 도 4에 나타낸 DC-DC 변환 장치와 동일한 조건 하에서 동일한 출력 전류의 파형을 나타낸다. 이는 본 발명의 제2 실시예에 따른 DC-DC 변환 장치 역시, 제2 스위치(300)가 계속해서 턴-오프 상태이고, 제1 스위치(200)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환될 때, 또는 제1 스위치(200)가 계속해서 턴-오프 상태이고, 제2 스위치(300)가 턴-온 상태에서 턴-오프 상태로 전환될 때, 비록 도 2에 따른 Weinberg DC-DC 변환 장치와 마찬가지로 모든 역전류 방지 소자(400, 500, 700)를 통해 전류는 흐르게 되지만, 제4 노드(n4)에서 출력단(nout)으로 흐르는 출력 전류(ILo)가 급격한 변화를 일으키는 현상을 출력 인덕터(900)가 방지를 해주기 때문이다.
본 발명에서 역전류 방지 소자는 다이오드인 것이 바람직하나, 반드시 이것만으로 한정되는 것은 아니며, 역전류를 방지할 수 있는 소자이기만 하면 FET, BJT, 릴레이 등도 본 발명의 역전류 방지 소자로 이용할 수 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 이는 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 따라서, 본 발명의 기술적 사상은 특허청구범위에 의해서만 파악되어야 하고, 이의 균등 또는 등가적 변형 모두는 본 발명의 기술적 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.
100: 제1 트랜스포머
110: 제1 인덕터 120: 제2 인덕터
200: 제1 스위치 300: 제2 스위치
400: 제1 역전류 방지 소자 500: 제2 역전류 방지 소자
600: 제2 트랜스포머
610: 제3 인덕터 620: 제4 인덕터
700: 제3 역전류 방지 소자
800: 링크 커패시터
900: 출력 인덕터
1000: 전압원
2000: 출력 커패시터
3000: 출력 저항

Claims (8)

  1. 입력 전압이 인가되는 입력단과 출력 전압이 인가되는 출력단 사이의 제1 노드와 접지 사이에 연결되고, 서로 자기적으로 결합되는 제1 인덕터와 제2 인덕터를 포함하는 제1 트랜스포머;
    상기 제1 노드와 상기 접지 사이에서 상기 제1 인덕터와 직렬로 연결되는 제1 스위치;
    상기 제1 노드와 상기 접지 사이에서 상기 제2 인덕터와 직렬로 연결되는 제2 스위치;
    상기 제1 인덕터와 상기 제1 스위치 사이의 제2 노드와, 상기 입력단과 상기 출력단 사이의 제4 노드에 연결되는 제1 역전류 방지 소자;
    상기 제2 인덕터와 상기 제2 스위치 사이의 제3 노드와, 상기 제4 노드에 연결되는 제2 역전류 방지 소자;
    상기 입력단과 상기 출력단 사이에 위치하며, 서로 자기적으로 결합되는 제3 인덕터와 제4 인덕터를 포함하는 제2 트랜스포머;
    상기 제4 인덕터와 상기 제4 노드에 연결되는 제3 역전류 방지 소자;
    상기 제4 노드와, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치에 연결되는 링크 커패시터; 및
    상기 제4 노드와 상기 출력단에 연결되는 출력 인덕터를 포함하며,
    상기 출력 인덕터는 상기 제3 인덕터 및 상기 제4 인덕터와 서로 자기적으로 결합되어 이루어지고,
    상기 제3 인덕터의 일단은 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치 및 상기 링크 커패시터에 연결되고, 상기 제3 인덕터의 타단은 상기 접지에 연결되며,
    상기 제4 인덕터의 일단은 상기 제1 노드에 연결되고, 상기 제4 인덕터의 타단은 상기 제3 역전류 방지 소자에 연결되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환 장치.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위치가 턴-온될 때 상기 제2 스위치는 턴-오프 상태에 있고, 상기 제2 스위치가 턴-온될 때 상기 제1 스위치는 턴-오프 상태에 있으며, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 모두 턴-오프 상태에 있는 구간을 갖는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치는 서로 동일한 듀티비로 교대로 턴-온되며, 상기 듀티비는 50% 미만인 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환 장치.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 모두 턴-오프 상태에 있는 구간에서는, 상기 제3 역전류 방지 소자만을 통해 출력 전류가 흐르는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위치는 게이트 전극에 입력되는 제1 제어 신호에 의해 턴-온 및 턴-오프 동작이 제어되는 제1 FET(Field Effect Transistor)이고,
    상기 제2 스위치는 게이트 전극에 입력되는 제2 제어 신호에 의해 턴-온 및 턴-오프 동작이 제어되는 제2 FET인 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 제어 신호를 상기 제1 FET의 게이트 전극에 출력하고, 상기 제2 제어 신호를 상기 제2 FET의 게이트 전극에 출력하는 제어부를 더 포함하는 DC-DC 변환 장치.
KR1020190176348A 2019-12-27 2019-12-27 결합 인덕터를 구비한 dc-dc 변환 장치 KR102326432B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020190176348A KR102326432B1 (ko) 2019-12-27 2019-12-27 결합 인덕터를 구비한 dc-dc 변환 장치
US17/597,187 US20230132923A1 (en) 2019-12-27 2020-11-24 Dc-dc conversion device having coupling inductor
PCT/KR2020/016634 WO2021132901A2 (ko) 2019-12-27 2020-11-24 결합 인덕터를 구비한 dc-dc 변환 장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020190176348A KR102326432B1 (ko) 2019-12-27 2019-12-27 결합 인덕터를 구비한 dc-dc 변환 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20210083744A KR20210083744A (ko) 2021-07-07
KR102326432B1 true KR102326432B1 (ko) 2021-11-15

Family

ID=76575314

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020190176348A KR102326432B1 (ko) 2019-12-27 2019-12-27 결합 인덕터를 구비한 dc-dc 변환 장치

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20230132923A1 (ko)
KR (1) KR102326432B1 (ko)
WO (1) WO2021132901A2 (ko)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006296185A (ja) 2005-04-08 2006-10-26 Lincoln Global Inc アーク溶接機電源のためのチョッパ出力ステージ
US20080054874A1 (en) * 2006-08-31 2008-03-06 Sriram Chandrasekaran Power Converter Employing Regulators with a Coupled Inductor
KR102005881B1 (ko) * 2017-12-01 2019-08-01 한국항공우주연구원 Dc-dc 변환 시스템

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3902107A (en) * 1974-09-26 1975-08-26 Lorain Prod Corp Circuit for protecting series-connected switches
US6094038A (en) * 1999-06-28 2000-07-25 Semtech Corporation Buck converter with inductive turn ratio optimization
FR2821996B1 (fr) * 2001-03-09 2003-06-13 St Microelectronics Sa Circuit a la commutation d'un convertisseur a decoupage
JP4714250B2 (ja) * 2008-09-10 2011-06-29 株式会社日立製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR101013153B1 (ko) * 2009-06-18 2011-02-10 주식회사 룩센테크놀러지 단일 인덕터 직류 전압 변환 회로
CN105612687B (zh) * 2013-06-26 2018-08-14 华为技术有限公司 一种光伏应用场景下基于三态开关单元概念的dc-dc升压变换器
CN106655366B (zh) * 2016-12-13 2019-09-20 中国电子科技集团公司第十八研究所 卫星电源用的蓄电池充放电调节器控制电路
KR102343689B1 (ko) * 2016-12-29 2021-12-27 삼성에스디아이 주식회사 양방향 dc-dc 컨버터, 및 이를 포함하는 에너지 저장 시스템
KR102081411B1 (ko) * 2018-05-30 2020-04-23 한국항공우주연구원 Ｄｃ-ｄｃ 변환 장치

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006296185A (ja) 2005-04-08 2006-10-26 Lincoln Global Inc アーク溶接機電源のためのチョッパ出力ステージ
US20080054874A1 (en) * 2006-08-31 2008-03-06 Sriram Chandrasekaran Power Converter Employing Regulators with a Coupled Inductor
KR102005881B1 (ko) * 2017-12-01 2019-08-01 한국항공우주연구원 Dc-dc 변환 시스템

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Qian Chen et al., Research on the optimal design of weinberg converter, IEEJ 2019 Trans. on electrical and electronic engineering, vo.14, is.1, pp.47-56 (2019.01.)

Also Published As

Publication number Publication date
WO2021132901A2 (ko) 2021-07-01
WO2021132901A3 (ko) 2021-08-19
KR20210083744A (ko) 2021-07-07
US20230132923A1 (en) 2023-05-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11979091B2 (en) Merged voltage-divider forward converter
US20200336063A1 (en) Multi-level power converter with improved transient load response
US8184458B2 (en) Power converter load line control
US8885370B2 (en) Current-fed isolation converter
EP2526615B1 (en) Power conversion with zero voltage switching
US20140133200A1 (en) Clamp snubber circuit and resistance adjustment method for the same
US10361624B2 (en) Multi-cell power converter with improved start-up routine
KR102005881B1 (ko) Dc-dc 변환 시스템
Luo et al. An active clamp high step-up boost converter with a coupled inductor
JP2008072856A (ja) Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
US7768243B2 (en) Aid for the switching of a switched-mode converter
KR20190064962A (ko) Dc-dc 변환 시스템
KR20190136294A (ko) Ｄｃ-ｄｃ 변환 장치
KR102326432B1 (ko) 결합 인덕터를 구비한 dc-dc 변환 장치
US11228246B1 (en) Three-phase AC to DC isolated power conversion with power factor correction
KR102322799B1 (ko) Dc-dc 변환 장치
KR102288894B1 (ko) 출력 인덕터 간 커플링을 이용한 dc-dc 변환 장치
KR102256221B1 (ko) 입력 인덕터와의 커플링을 이용한 dc-dc 변환 장치
KR102077825B1 (ko) 부스트 컨버터
US11742767B2 (en) Flux-corrected switching power converters
CN213937749U (zh) 一种辅助电源电路
CN112713769B (zh) 一种基于升压公式的单开关Boost三电平变换器
US10164533B2 (en) Converter circuit for reducing a nominal capacitor voltage
JP2018153037A (ja) 直流変換装置
KR101106505B1 (ko) 소프트 스위칭 투-인덕터 부스트 컨버터

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant