DE69834701T2

DE69834701T2 - Elektrische schaltung, halbleiter, elektronische vorrichtung und taktgenerator

Info

Publication number: DE69834701T2
Application number: DE69834701T
Authority: DE
Inventors: Tadao Kadowaki; Yoshiki Makiuchi; Shinji Nakamiya
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1997-03-04
Filing date: 1998-03-03
Publication date: 2007-03-08
Anticipated expiration: 2018-03-04
Also published as: EP0915409A1; EP1681608A2; US20010052809A1; CN1184546C; US20010043106A1; EP1681608B1; EP0915409B1; WO1998039693A1; US6288600B1; DE69841691D1; JP3416949B2; EP1681608A3; EP0915409A4; DE69834701D1; CN1224516A

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schaltung, eine Halbleitervorrichtung, elektronische Geräte und eine Uhr.
STAND DER TECHNIK
Eine elektronische Schaltung, die Stand der Technik ist, weist eine Versorgungsspannungserzeugerschaltung auf, die eine Versorgungsspannung ausgibt, und eine Kristalloszillatorschaltung, die von dieser Versorgungsspannung betrieben wird. Diese Art von elektronischer Schaltung ist in Anwendungen wie beispielsweise Uhren/Zeitgebern, Telefonen und Computerterminals weit verbreitet.
Neueste Trends in der Miniaturisierung von elektronischer Ausrüstung haben es insbesondere üblich gemacht, solche elektronischen Schaltungen als kompakte ICs niedriger Leistung herzustellen.
Aber eine elektronische Schaltung, die als IC ausgebildet ist, ist problematisch, da eine Versorgungsspannung, die Ausgabegröße einer Versorgungsspannungserzeugerschaltung ist, sich mit den Temperatureffekten ändert.
Dies ist insbesondere bei einer Kristalloszillatorschaltung wichtig, die mit einer von einer Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegebenen Versorgungsspannung betrieben wird, weil sich die Schwingungsfrequenz der Kristalloszillatorschaltung ändert, wenn sich die Versorgungsspannung ändert. Dies verursacht ein Problem in einer elektronischen Schaltung, die ein Bezugstaktsignal für einen Betrieb auf der Basis der Schwingungsfrequenz dieser Kristalloszillatorschaltung erzeugt, da eine genaue Zeiterfassung nicht möglich ist. Wenn als Beispiel eine Armbanduhr genommen wird, kann die Umgebung, in der eine solche Armbanduhr genutzt wird, zwischen niedrigen Temperaturen und hohen Temperaturen schwanken. Wenn eine herkömmliche elektronische Schaltung in einer solchen Armbanduhr eingesetzt wird, können daher Änderungen in der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegebenen Versorgungsspannung Fehler in der von dieser angezeigten Zeit verursachen.
Es ist notwendig, den Betrag der Versorgungsspannung, die von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegeben wird, so festzulegen, dass er immer gleich oder höher als der Betrag der schwingungsstoppenden Spannung der Kristalloszillatorschaltung ist. Wenn diese Spannung unter die schwingungsstoppende Spannung fällt, kann die Kristalloszillatorschaltung nicht mehr funktionieren.
Es ist bekannt, dass der Energieverbrauch der Kristalloszillatorschaltung proportional zum Quadrat der Versorgungsspannung ist, die von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung geliefert wird. Um den Energieverbrauch der elektronischen Schaltung zu senken, ist es daher notwendig, den Wert der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegebenen Versorgungsspannung so klein wie möglich innerhalb eines Bereiches, der die Bedingung erfüllt, dass sie gleich oder größer als die schwingungsstoppende Spannung der Kristalloszillatorschaltung ist, einzustellen.
Wenn eine solche elektronische Schaltung als integrierte Halbleiterschaltung ausgebildet ist, verursachen die Effekte von Faktoren wie Fehlern bei der Implantation von Verunreinigungen kleine Änderungen in dem Wert der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegebenen Versorgungsspannung und dem Wert der schwingungsstoppenden Spannung der Kristalloszillatorschaltung.
Da es nicht möglich ist, den Wert der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung in herkömmlichen elektronischen Schaltungen ausgegebenen Versorgungsspannung fein anzupassen, ist es nötig, den Wert dieser Versorgungsspannung so festzulegen, dass er einen ausreichend großen Abstand von dem erwarteten Wert der schwingungsstoppenden Spannung hat, wobei das Risiko einer großen Schwankungsbreite darin in Betracht gezogen wird. Dies bedeutet, dass die Kristalloszillatorschaltung mit einer Spannung betrieben wird, die größer als nötig ist, wodurch ein Problem darin entsteht, dass es auch aus diesem Gesichtspunkt schwierig ist, den Verbrauch der elektronischen Schaltung zu reduzieren.
JP-A-09-018231 offenbart eine Konstantspannungsschaltung für einen Taktgeber-IC, die einen extrem geringen Energieverbrauch hat. Die Konstantspannungsschaltung ist ausgebildet, um eine Konstantspannung zu erzeugen, die von der Grenzspannung eines Transistors und seinen Temperatureigenschaften nicht beeinflusst wird. Die Gleichspannungsschaltung und ein CMOS-Inverter einer Schwingungsschaltung des Taktgeber-IC haben jeder einen N-Kanal-Transistor und einen P-Kanal-Transistor. Beide N-Kanal-Transistoren sind ausgebildet, die gleiche Kanalbreite und -länge zu haben, und das gleiche gilt für die beiden P-Kanal-Transistoren. Dieses Dokument lehrt demnach, die Effekte von Fertigungstoleranzen zu verringern, indem die Transistoren der Konstantspannungsschaltung und die der Schwingungsschaltung auf die gleiche Weise hergestellt werden. Dieser Stand der Technik zieht einen Temperatureinfluss auf den Strom, der von einer Stromquelle in der Konstantspannungsschaltung geliefert wird, nicht in Betracht.
Die vorliegende Erfindung ist im Licht der obigen Probleme erfunden worden, und ein erstes Ziel von ihr ist die Bereitstellung einer elektronischen Schaltung, einer Halbleitervorrichtung, von elektronischem Gerät und einer Uhr, wobei der Wert der Versorgungsspannung, der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegeben wird, von Temperaturänderungen nicht wesentlich beeinflusst wird.
Ein anderes Ziel dieser Erfindung ist es, eine elektronische Schaltung, eine Halbleitervorrichtung, elektronisches Gerät und eine Uhr bereitzustellen, worin der Wert der Versorgungsspannung, der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegeben wird, fein abgestimmt werden kann.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Diese Ziele werden von einer elektronischen Schaltung nach Anspruch 1 und ihre bevorzugten Ausführungsformen, wie in den abhängigen Ansprüchen beansprucht, erreicht.
Die Erfindung ermöglicht es, Schwankungen in der Spannung zwischen den Enden des Spannungssteuertransistors auf ein vernachlässigbares Maß zu reduzieren, selbst wenn der Wert des Konstantstroms, der von der Konstantstromquelle geliefert wird durch Temperaturänderungen in der Umgebung, in der die elektronische Schaltung genutzt wird, leicht variiert, indem der Wert des Konstantstroms, der von der Konstantstromquelle geliefert wird, innerhalb des gesättigten Betriebsbereichs des Spannungssteuertransistors liegt. Daher bleibt der Wert der Bezugsspannung und/oder der Vergleichsspannung, die von entweder der ersten Spannungserzeugungsschaltung oder der zweiten Spannungserzeugungsschaltung ausgegeben wird, im wesentlichen gleich, ungeachtet der Effekte von Temperaturänderungen, so dass die Versorgungsspannungserzeugerschaltung immer eine Versorgungsspannung ausgeben kann.
Auf diese Weise stellt die elektronische Schaltung sicher, dass die ihre Versorgungsspannungserzeugerschaltung eine Versorgungsspannung erzeugen und ausgeben kann, die nicht bedeutend schwankt, selbst wenn die Umgebungstemperatur sich ändert.
Insbesondere ist es möglich, eine konstante von einer Kristalloszillatorschaltung ausgegebene Schwingungsfrequenz aufrecht zu erhalten, selbst wenn die Umgebungstemperatur schwankt, indem die Versorgungsspannung, die von dieser Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegeben wird, als Spannung zum Betreiben der Schwingungsschaltung eingesetzt wird. Demzufolge ist es möglich, ein genaues Betriebsbezugssignal aus der von dieser Kristalloszillatorschaltung ausgegebenen Schwingung zu erzeugen.
Es ist vorzuziehen, einen Feldeffekttransistor als Spannungssteuertransistor einzusetzen. Es ist noch mehr vorzuziehen, einen Feldeffekttransistor einzusetzen, bei dem dessen Gate und Drain kurzgeschlossen worden sind.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann jeder gewünschte Transistor aus einer Vielzahl von Transistoren mit unterschiedlichen Stromverstärkungsverhältnissen ausgewählt werden, um als Spannungssteuertransistor eingesetzt zu werden. Dies ermöglicht es, den Wert der Bezugsspannung und/oder der Vergleichsspannung fein einzustellen, so dass der Wert der Versorgungsspannung, die von der spannungserzeugenden Schaltung ausgegeben wird, fein eingestellt werden kann.
Indem die Versorgungsspannung, die von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegeben wird, als Spannung zum Betreiben einer Kristalloszillatorschaltung benutzt wird, ist es möglich, diese Betriebsspannung an die notwendige untere Grenze passend zur schwingungsstoppenden Spannung der Kristalloszillatorschaltung anzupassen. Dies bedeutet, dass es möglich ist, die elektronische Schaltung, insbesondere die Kristalloszillatorschaltung, stabil bei einem geringen Energieverbrauch zu betreiben.
Insbesondere ist es möglich, bei der Herstellung der elektronischen Schaltung Schaltungen auszubilden, die die hinsichtlich der schwingungsstoppenden Spannung der Kristalloszillatorschaltung optimale Versorgungsspannung ausgeben. Der Gebrauch dieser Konfiguration ermöglicht es, den Wert der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegebenen Versorgungsspannung so fein anzupassen, dass er gleich oder größer als die schwingungsstoppende Spannung ist und sich gleichzeitig auf dem nötigen Minimalwert befindet, selbst wenn kleine Änderungen in der Charakteristik der Versorgungsspannungserzeugerschaltung oder der schwingungsstoppenden Spannung der Kristalloszillatorschaltung während des Herstellungsprozesses der Halbleitervorrichtung auftreten. Da diese Feinanpassung während der Herstellung der elektronischen Schaltung oder spezieller während der Herstellung der Halbleitervorrichtung durchgeführt werden kann, ist es möglich, eine Halbleitervorrichtung mit guter Ausbeute herzustellen, die mit einer elektronischen Schaltung versehen ist, in der eine Kristalloszillatorschaltung stabil betrieben werden kann und die auch einen geringeren Energieverbrauch hat.
Es ist daher möglich, eine elektronische Schaltung zu implementieren, die eine Kristalloszillatorschaltung stabil und sogar bei geringerem Energieverbrauch betreiben kann, indem die Versorgungsspannung, die von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegeben wird, eingesetzt wird, um die Kristalloszillatorschaltung zu betreiben.
Die Versorgungsspannungserzeugerschaltung weist mindestens einen Spannungssteuertransistor auf, der mit einem vorgegebenen Konstantstrom versorgt wird, zum Ausgeben der Bezugsspannung und/oder der Vergleichsspannung, um die auszugebende Versorgungsspannung zu steuern; und der Konstantstrom kann auf einen solchen Wert gesetzt werden, dass der Betrag von Spannungsschwankungen innerhalb eines Betriebstemperaturbereichs des Spannungssteuertransistors im wesentlichen gleich der Größe der Schwankung der schwingungsstoppenden Schwankung innerhalb des Betriebstemperaturbereichs ist.
Mit dieser Konfiguration kann innerhalb des gesamten Temperaturbereiches, der als Betriebsumgebung der Kristalloszillatorschaltung benötigt wird, der Wert der Versorgungsspannung, der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegeben wird, auf einen etwas höheren Wert gesetzt werden als die schwingungsstoppende Spannung der Kristalloszillatorschaltung. Daher kann die Kristalloszillatorschaltung für eine lange Zeit sowohl stabil als auch bei einem niedrigen Energieverbrauch betrieben werden, egal welcher Temperaturumgebung sie ausgesetzt ist.
Der Konstantstrom kann auf einen solchen Wert gesetzt werden, dass die Schwankungsbreite der Spannung innerhalb des Betriebstemperaturbereichs des ersten und zweiten Spannungssteuertransistors halb so groß ist wie die Schwankungsbreite der schwingungsstoppenden Spannung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches.
Dies stellt sicher, dass der Wert der Versorgungsspannung, der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegeben wird, auf die Minimalspannung gesetzt wird, die ermöglicht, dass die Kristalloszillatorschaltung arbeitet. Daher kann die Kristalloszillatorschaltung für eine lange Zeit sowohl stabil als auch mit einem niedrigem Energieverbrauch betrieben werden.
Der Betrag der Versorgungsspannung kann größer sein als der Betrag der schwingungsstoppenden Spannung einer Kristalloszillatorschaltung, die mit der Versorgungsspannung versorgt wird.
Die Konstantstromquelle, die in der Versorgungsspannungserzeugerschaltung eingesetzt wird, wird vorzugsweise hergestellt, um einen konstanten Strom mit einer negativen Temperaturcharakteristik zu liefern. Dies ermöglicht es, Schaden an der Schaltung durch einen zu hohen konstanten Strom, der ansonsten auftreten könnte, wenn die Umgebungstemperatur steigt, zu verhindern.
Eine Halbleitervorrichtung gemäß dieser Erfindung weist die oben beschriebene elektronische Schaltung auf.
Elektronisches Gerät gemäß dieser Erfindung weist die oben beschriebene elektronische Schaltung oder Halbleitervorrichtung auf, und ein Betriebsbezugssignal wird aus der von der Kristalloszillatorschaltung ausgegebenen Schwingung erzeugt.
Eine Uhr gemäß dieser Erfindung weist die oben beschriebene elektronische Schaltung oder Halbleitervorrichtung auf, und ein Uhrenbezugssignal wird aus einer von der Kristalloszillatorschaltung ausgegebenen Schwingung erzeugt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine erläuternde Darstellung einer bevorzugten ersten Ausführungsform einer elektronischen Schaltung, bei der diese Erfindung angewendet wird.
2 ist eine erläuternde Darstellung eines Beispiels der Versorgungsspannungserzeugerschaltung, die in der elektronischen Schaltung dieser ersten Ausführungsform eingesetzt ist.
3 ist eine erläuternde Darstellung eines Beispiels der Konstantstromquelle, die in der Versorgungsspannungserzeugerschaltung eingesetzt wird.
4 ist ein Diagramm, das die Temperaturcharakteristik des Konstantstroms I_D darstellt, der von der Konstantstromquelle geliefert wird.
5 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Konstantstrom, der von der Konstantstromquelle geliefert wird, und der Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source des FETs, der als Spannungssteuertransistor eingesetzt wird, darstellt.
6 ist ein Diagramm, das die Temperaturcharakteristik der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung ausgegebenen Versorgungsspannung V_reg und der schwingungsstoppenden Spannung V_sto der Kristalloszillatorschaltung darstellt.
7 ist ein Diagramm, das ein Beispiel zeigt, in dem die Temperaturcharakteristika der Versorgungsspannung V_reg und der schwingungsstoppenden Spannung V_sto gleich sind.
8 ist eine erläuternde Darstellung einer Modifikation der Versorgungsspannungserzeugerschaltung, die in der elektronischen Schaltung von 1 eingesetzt wird.
9 ist eine erläuternde Darstellung einer bevorzugten zweiten Ausführungsform der Versorgungsspannungserzeugerschaltung, die in der elektronischen Schaltung dieser Erfindung eingesetzt wird.
10 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Konstantstrom I_D und der Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source des Spannungssteuertransistors zeigt, der in der Versorgungserzeugungsschaltung der zweiten Ausführungsform eingesetzt wird, wobei die Stromverstärkungsverhältnisse von FETs als Parameter ausgedrückt sind.
11 ist eine erläuternde Darstellung einer Schaltung zum Ausgeben von Signalen zum Auswählen von FETs mit verschiedenen Stromverstärkungsverhältnissen.
12A ist eine erläuternde Darstellung der Messung des Kurzschlussstroms I_s einer Kristalloszillatorschaltung; und 12B ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem gemessenen Kurzschlussstrom I_s und der schwingungsstoppenden Spannung darstellt.
13 ist ein Diagramm, das ein Verfahren zum Gleichsetzen der Temperaturcharakteristika der Versorgungsspannung V_reg und der schwingungsstoppenden Spannung zeigt, indem ein Verfahren eingesetzt wird, das von dem der ersten Ausführungsform abweicht.
14 ist eine erläuternde Darstellung einer Uhrenschaltung, in der die elektronische Schaltung dieser Ausführungsform eingesetzt wird.
15 ist ein genaues Funktionsblockdiagramm einer Ohrenschaltung.
GÜNSTIGSTE ART, DIE ERFINDUNG AUSZUFÜHREN
Bevorzugte Ausführungsformen dieser Erfindung werden unten mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Erste Ausführungsform
Ein Beispiel einer elektronischen Schaltung, bei der diese Erfindung eingesetzt wird, ist in 1 gezeigt. Die elektronische Schaltung dieser Ausführungsform weist eine Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100, die eine Versorgungsspannung V_reg über eine Signalausgabeleitung 200 ausgibt, und eine Kristalloszillatorschaltung 10, die mit dieser Versorgungsspannung V_reg betrieben wird, auf.
Die Kristalloszillatorschaltung 10 weist einen Signalumkehrverstärker 14 und eine Rückkopplungsschaltung auf. Diese Rückkopplungsschaltung weist einen Kristalloszillator 12, einen Widerstand 20 und Kondensatoren CD und CG zum Phasenausgleich auf, wobei die Konfiguration so ist, dass eine Ausgabegröße vom Drain des Signalumkehrverstärkers 14 um 180° phasenverschoben und zu dem Gate des Signalumkehrverstärkers 14 als Gateinput zurückgeführt wird.
Der Signalumkehrverstärker 14 weist gepaarte Transistoren auf: einen P-Typ-Feldeffekttransistor (nachstehend mit „PMOSFET" abgekürzt) 16 und einen N-Typ-Feldeffekttransistor (nachstehend abgekürzt mit „NMOSFET") 18.
Dieser Signalumkehrverstärker 14 ist zwischen eine erste Potentialseite und eine zweite Potentialseite, die eine niedrigere Spannung hat, gekoppelt und wird von einer Leistungsversorgung betrieben, die von der Potentialdifferenz zwischen diesen beiden Potentialen geliefert wird. In diesem Fall ist das erste Potential als Massepotential V_dd gesetzt, und das zweite Potential ist als negative Versorgungsspannung V_reg gesetzt.
Wenn die Versorgungsspannung V_reg an den Signalumkehrverstärker 14 der Kristalloszillatorschaltung 10 der obigen Konfiguration angelegt wird, wird ein Signal von dem Signalumkehrverstärker 14 ausgegeben, und das Ausgangssignal wird um 180° umgekehrt und zu dessen Gate zurückgeführt. Dies bewirkt, dass der PMOSFET 16 und der NMOSFET 18 des Signalumkehrverstärkers 14 sich abwechselnd an- und abschalten, was fortschreitend die von der Kristalloszillatorschaltung 10 ausgegebene Schwingung verstärkt, bis der Kristalloszillator 12 stabil schwingend betrieben ist.
Dies verursacht, dass ein Schwingungssignal mit einer vorgegebenen Frequenz an einem Ausgangsanschluss 11 der Kristalloszillatorschaltung 10 ausgegeben wird.
Um eine elektronische Schaltung, die diese Kristalloszillatorschaltung 10 aufweist, mit einem geringeren Energieverbrauch zu betreiben, ist es nötig, den Betrag der Betriebsspannung V_reg der Kristalloszillatorschaltung 10 so niedrig wie möglich festzusetzen. Es ist aus Experimenten bekannt, dass der Energieverbrauch der Kristalloszillatorschaltung 10 proportional zum Quadrat des Betrags der zugeführten Spannung V_reg ist.
Aber diese Kristalloszillatorschaltung 10 hat auch die schwingungsstoppende Spannung V_sto, und die Kristalloszillatorschaltung 10 wird aufhören zu schwingen, wenn der Betrag der zugeführten Spannung V_reg unter den Betrag der schwingungsstoppenden Spannung V_sto fällt.
Daher ist es notwendig, sicherzustellen, dass die Versorgungsspannung V_reg, die von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 geliefert wird, die folgende Ungleichung erfüllt, so dass sie gleich oder größer als der Betrag der schwingungsstoppenden Spannung V_sto ist, und sie gleichzeitig so klein wie möglich festzusetzen: |Vreg| ≥ |Vsto| (1)
Halbleiterproduktionstechniken werden oft eingesetzt, um eine elektronische Schaltung herzustellen, die die oben beschriebene Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 und Kristalloszillatorschaltung 10 aufweist. Es ist daher notwendig, sicherzustellen, dass die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 die Kristalloszillatorschaltung 10 stabil betreiben kann und auch eine Versorgungsspannung V_reg ausgibt, die den Energieverbrauch so niedrig wie möglich hält, wenn die Kristalloszillatorschaltung 10 stabil schwingt.
Eine spezielle Schaltungskonfiguration dieser Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ist in 2 gezeigt.
Die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform weist eine erste Spannungserzeugungsschaltung 110, die eine Bezugsspannung V_ref1, erzeugt, und eine zweite Spannungserzeugungsschaltung 130 auf, die die Versorgungsspannung V_reg, die eine vorgegebene Korrelation mit der Bezugsspannung V_ref1 hat, auf der Ausgabeleitung 200 ausgibt. Diese Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ist zwischen eine erste Potentialseite und eine zweite Potentialseite, die auf einem niedrigerem Potential ist, verbunden und wird von einer Leistungsversorgung, die von der Potentialdifferenz zwischen diesen beiden Potentialen geliefert wird, betrieben. In diesem Fall ist das erste Potential als Massepotential V_dd gesetzt, und das zweite Potential ist auf eine vorgegebene Leistungsspannung V_ss gesetzt. Der Betrag dieser Leistungsspannung V_ss ist gleich oder größer als der Betrag der Versorgungsspannung V_reg.
Die erste Spannungserzeugungsschaltung 110 weist eine erste Konstantstromquelle 150-1, die einen konstanten Strom I₀ liefert, wie von dem Pfeil in der Figur gezeigt, und einen P-Typ Feldeffekttransistor (nachfolgend abgekürzt zu „PMOSFET") 112 auf, der mit der ersten Konstantstromquelle 150-1 in Serie geschaltet ist und als ein erster Spannungssteuertransistor wirkt.
Das Gate und der Drain dieses Spannungssteuer-FET 112 sind kurzgeschlossen. Die Source dieses FET 112 ist mit der Massepotenzialseite V_dd verbunden, und sein Drain ist durch die Konstantstromquelle 150-1 mit der Leistungsquelle V_ss und auch mit einer Bezugsspannungsausgabeleitung 210 verbunden.
Diese erste Spannungserzeugungsschaltung 110 erzeugt daher zwischen der Source und dem Drain des FET 112 eine Potentialdifferenz von α|V_TP|, die von der Grenzspannung V_TP des FET 112 in Übereinstimmung mit dem Konstantstrom I_D, der von der Konstantstromquelle 150-1 kommt, abhängt. Daher wird die Bezugsspannung V_ref1 an die Ausgabeleitung 210 auf Grundlage des Massepotentials V_dd wie folgt ausgegeben: Vref1 = α|VTP| (2),wobei V_TP die Grenzspannung des FET 112 ist und α ein vorgegebener Koeffizient ist.
Die zweite Spannungserzeugungsschaltung 130 weist eine zweite Konstantstromquelle 150-2, die zwischen dem Massepotential V_dd und der Leistungsquelle V_ss in Serie geschaltet ist, einen N-Typ Feldeffekttransistor (nachfolgend abgekürzt zu "NMOSFET") 132, der als zweiter Spannungssteuertransistor wirkt und einen NMOSFET 134, der als Ausgangstransistor wirkt, auf.
Diese Konstantstromquelle 150-2 ist ausgebildet, um den gleichen Konstantstrom I_D zu liefern wie die erste Konstantstromquelle 150-1.
Das Gate und der Drain des FET 132 sind kurzgeschlossen. Der Drain des FET 132 ist durch die zweite Konstantstromquelle 150-2 mit der Massepotentialseite V_dd verbunden, und seine Source ist mit der Ausgabeleitung 200 verbunden.
Der Drain des FET 134, der als Ausgangstransistor wirkt, ist mit der Ausgabeleitung 200 verbunden, und seine Source ist mit der Seite der Leistungsquelle V_ss verbunden.
Zusätzlich weist die zweite Spannungserzeugungsschaltung 130 auch einen Signalumkehrverstärker 140 auf. Ein Vergleichssignal V_ref2, das von einer Vergleichssignalausgabeleitung 220 ausgegeben wird, die mit der Drainseite des FET 132 verbunden ist, wird in einen positiven Eingangsanschluss des Signalumkehrverstärkers 140 eingegeben, die Vergleichsspannung V_ref1 wird in einen negativen Eingangsanschluss hiervon eingegeben, und der Signalumkehrverstärker 140 verstärkt die Differenz zwischen den beiden Spannungen V_ref2 und V_ref1 und führt das Ausgangssignal als Eingangssignal zurück zu dem Gate des FET 134.
Auf diese Weise wird durch den Betrieb des Signalumkehrverstärkers 140 und des Ausgangs FET 134 eine Rückkopplungssteuerung bereitgestellt, um sicherzustellen, dass die Vergleichsspannung V_ref2 der Vergleichssignalausgabeleitung 220 gleich der Bezugsspannung V_ref1 der Ausgabeleitung 210 wird. Mit anderen Worten, die Drainspannung V_ref2 des Spannungssteuer-FET 132 nimmt den Wert von α|V_TP| wie folgt an: Vref2 = α |VTP| (3)
Während dieser Zeit fließt der Konstantstrom I_D von der zweiten Konstantstromquelle 150-2 durch den FET 132, so dass eine Potentialdifferenz αV_TN, die von der Grenzspannung V_TN des FET 132 abhängt, zwischen den Ausgabeleitungen 220 und 200 erzeugt wird.
Demzufolge hängt die Versorgungsspannung V_reg, die zwischen der Ausgabeleitung 200 und dem Massepotential V_dd ausgegeben wird, von (|V_TP| + V_TN) ab wie folgt: Vreg = α(|VTP| + VTN) (4)wobei V_TN die Grenzspannung des FET 132 ist.
Mit dieser Konfiguration gibt die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform die vorgegebene Versorgungsspannung V_reg an die Ausgabeleitung 200 aus, so dass der Betrieb der Kristalloszillatorschaltung 10 ermöglicht wird.
Die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 10D dieser Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des von der ersten und zweiten Konstantstromquelle 150-1 und 150-2 gelieferten Konstantstroms I_D auf einen Wert gesetzt ist, der in dem gesättigten Betriebsbereich der FETs 112 und 132 liegt, die als erster und zweiter Steuertransistor wirken. Dadurch wird ermöglicht sicherzustellen, dass der Wert der Versorgungsspannung V_reg, der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ausgegeben wird, von Temperaturwechseln nicht bedeutend beeinflusst wird.
Die Konfiguration, die diesen Effekt sicherstellt, ist unten ausführlicher beschrieben.
Ein Bespiel der ersten und zweiten Konstantstromquelle 150-1 und 150-2, die in der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform eingesetzt werden, ist in 3 gezeigt. Es ist zu beachten, dass die Konfiguration von jeder der Konstantstromquellen 150-1 und 150-2 gleich ist, so dass nur die Konfiguration der Konstantstromquelle 150-2 hier exemplarisch gezeigt ist und eine weitere Beschreibung der anderen Konstantstromquellen 150-1 ausgelassen ist.
Die Konstantstromquelle 150 dieser Ausführungsform weist einen selbstleitenden PMOSFET 152 und einen Widerstand 154 auf.
Gate und Source dieses FET 152 sind kurzgeschlossen, seine Sourceseite ist mit dem Massepotential V_dd verbunden, und seine Drainseite ist mit dem Widerstand 154 verbunden.
Die so konfigurierte Konstantstromquelle 150 arbeitet mit einer negativen Temperaturcharakteristik hinsichtlich Änderungen der Temperatur T, wie in 4 gezeigt.
In diesem Diagramm kennzeichnen t_a und t_b die oberen und unteren Grenzen des Betriebstemperaturbereichs, der von der Konstantstromquelle 150 und der Kristalloszillatorschaltung benötigt wird. Zusätzlich bezeichnet ΔI den Bereich von Stromänderungen der Konstantstromquelle 150, die innerhalb dieses Bereichs arbeitet.
In dieser Ausführungsform werden das Elementlayout und die Elementherstellungsbedingungen während des Herstellungsprozesses des FET 152 sowohl in der ersten als auch in der zweiten Konstantstromquelle 150-1 und 150-2 festgelegt, um sicherzustellen, dass Größen wie Breite und Länge des Gates und die Verunreinigungsimplantationskonzentration gleich sind. Dies stellt sicher, dass beide Konstantstromquellen 150-1 und 150-2 mit der gleichen negativen Temperaturcharakte ristik wie in 4 gezeigt hergestellt werden.
Die Beziehung zwischen der Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source der FETs 112 und 132, die als erster und zweiter Spannungssteuertransistor genutzt werden, und dem Konstantstrom I_D, der hindurchfließt, ist in 5 gezeigt.
Dieses Diagramm zeigt, dass wenn sich der Wert des Konstantstroms I_D, der an jeden der FETs 112 und 132 geliefert wird, verändert, die Spannung zwischen dem Gate und der Source desselben (in anderen Worten: der Wert α |V_TP| oder α |V_TN|) sich auch verändert.
Wie in 4 gezeigt, verändert sich der Wert des Konstantstroms I_D, der von jeder Konstantstromquelle 150 geliefert wird, innerhalb des Betriebstemperaturbereichs nur um ΔI. Wenn die FETs 112 und 132 in dem ungesättigten Betriebsbereich bei der Grenzspannung V_TH oder darunter betrieben werden, ist die Schwankungsbreite daher ein großer Wert, der mit ΔV₁ bezeichnet ist.
Im Gegensatz dazu kann die Schwankungsbreite von V_GS unabhängig von den von Temperaturänderungen verursachten Schwankungen ΔI des Konstantstroms I_D auf einen extrem kleinen Wert ΔV₂ gesetzt werden, indem der Wert des Stroms I_D, der von jeder Konstantstromquelle 150 geliefert wird, in den gesättigten Betriebsbereich der FETs 112 und 132 gelegt wird.
Daher ist der Konstantstrom I_D, der von den Konstantstromquellen 150-1 und 150-2 in der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 in dieser Ausführungsform geliefert wird, in den gesättigten Betriebsbereich der FETs 112 und 132 gelegt. Dies stellt die Ausgabe der Versorgungsspannung V_reg sicher, die von Temperaturschwankungen nicht bedeutend beeinflusst wird, so dass es möglich ist, die Kristalloszillatorschaltung 10 stabil zu betreiben.
Es ist festzuhalten, dass die Konstantstromquelle 150, die in der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform eingesetzt wird, nicht auf die Konfiguration, die in 3 gezeigt ist, beschränkt ist, und daher nach Bedarf jede andere Konfiguration haben kann.
Die Versorgungsspannung V_reg, die wie oben beschrieben nicht bedeutend von Temperaturänderungen beeinflusst wird, wird von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform geliefert. Es ist daher möglich, effektiv zu verhindern, dass ein Zustand auftritt, in dem die Effekte von Temperaturänderungen bewirken, dass der Betrag dieser Versorgungsspannung V_reg unter den Betrag der schwingungsstoppenden Spannung V_sto fällt und dadurch die Schwingung stoppt, selbst wenn der Betrag der Versorgungsspannung V_reg gleich oder größer als der Betrag der schwingungsstoppenden Spannung V_sto eingerichtet ist und auch auf eine Größe festgelegt ist, die den nötigen Minimalgrenzwert erfüllt.
Die Beziehung zwischen der Versorgungsspannung und der schwingungsstoppenden Spannung wird nun genauer beschrieben.
Zuerst ist die schwingungsstoppende Spannung V_sto der Kristalloszillatorschaltung 10 wie folgt ausgedrückt: Vsto = K(|Vthp| + Vthn) (5)wobei V_thp und V_thn die Grenzspannungen der FETs 16 bzw. 18 sind und K zwischen 0,8 und 0,9 liegt.
Daher wird die schwingungsstoppende Spannung V_sto als ein Wert erhalten, der proportional zu der Summe der Grenzspannungen der FETs 16 und 18 ist. Dies bedeutet, dass die schwingungsstoppende Spannung V_sto von den Temperaturcharakteristika der Grenzspannungen der FETs 16 und 18 beeinflusst wird.
Die Versorgungsspannung V_reg, die von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ausgegeben wird, hat auch eine negative Temperaturcharakteristik, wie oben beschrieben.
Es ist daher unter dem Gesichtspunkt, die Kristalloszillatorschaltung stabil in einem niedrigen Energiebereich zu betreiben, wichtig sicherzustellen, dass die Temperaturcharakteristika der beiden Spannungen V_sto und V_reg gleich sind.
In der elektronischen Schaltung dieser Ausführung kann die Temperaturcharakteristik der Versorgungsspannung V_reg, die von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 geliefert wird, mit der Temperaturcharakteristik der schwingungsstoppenden Spannung V_sto gleichgesetzt werden. Eine Konfiguration, die dies ermöglicht, ist unten beschrieben.
Ein Beispiel von verschiedenen Temperaturcharakteristika für die Versorgungsspannung V_reg und die schwingungsstoppende Spannung V_sto ist in 6 gezeigt. In diesem Diagramm ist die Temperatur an einer horizontalen Achse aufgetragen, und die Spannung ist an der vertikalen Achse aufgetragen.
Basierend auf diesen Temperaturcharakteristika muss die Bedingung V_reg > V_sto an der oberen Grenze t_a des Betriebstemperaturbereichs erfüllt werden, um den durch die obige Ungleichung (1) definierten Zustand sicherzustellen.
Aber wenn diese Bedingung festgelegt wird, ist der Betrag der Versorgungsspannung V_reg bei der Minimaltemperatur t_b dieses Bereichs hinsichtlich der schwingungsstoppenden Spannung V_sto größer als nötig. Demzufolge entsteht ein Problem darin, dass die Kristalloszillatorschaltung Energie in einer verschwenderischen Art und Weise verbraucht.
Im Gegensatz hierzu kann die Schaltung dieser Ausführungsform mit einem niedrigeren Energieverbrauch betrieben werden, weil die Versorgungsspannung V_reg und die schwingungsstoppende Spannung V_sto, wie in 7 gezeigt, so eingerichtet werden können, dass sie die gleichen Temperaturcharakteristika haben.
D.h., die Kristalloszillatorschaltung 10 dieser Ausführungsform ist so hergestellt, dass die FETs 16 und 18 des Signalumkehrverstärkers 14 im gesättigten Betriebsbereich arbeiten. Dies stellt sicher, dass die Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source von jedem der FETs 16 und 18 eine Charakteristik hat, die gleich derjenigen im gesättigten Betriebsbereich der FETs 112 und 132 ist, wie in 5 gezeigt.
Mit anderen Worten, der Temperaturkoeffizient von α und K kann in den Gleichungen (4) und (5) im wesentlichen gleich gesetzt werden, um die Versorgungsspannung V_reg und die schwingungsstoppende Spannung V_sto zu erhalten. Als Ergebnis können die Versorgungsspannung V_reg und die schwingungsstoppende Spannung V_sto wie in 7 gezeigt so erzeugt werden, dass sie den gleichen negativen Temperaturkoeffizienten haben.
In diesem Fall werden die FETs 16, 18, 112 und 132 vorzugsweise als Transistoren mit den gleichen Dimensionen hergestellt.
Wie oben beschrieben ermöglicht diese Ausführungsform, aus der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 eine stabilisierte Versorgungsspannung V_reg auszugeben, indem die Spannungssteuertransistoren 112 und 132 der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 bei dem Konstantstrom I_D in dem gesättigten Betriebsbereich betrieben werden.
Zusätzlich ermöglicht es diese Ausführungsform durch eine Konfiguration, die sicherstellt, dass die FETs 16 und 18, die den Signalumkehrverstärker 14 der Kristalloszillatorschaltung 10 bilden, in dem gesättigten Betriebsbereich betrieben werden, sicherzustellen, dass die Temperaturcharakteristik der schwingungsstoppenden Spannung V_sto gleich der Temperaturcharakteristik der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ausgegebenen Versorgungsspannung V_reg ist.
Dies ermöglicht es, die Versorgungsspannung V_reg auf ein Minimum festzusetzen, das die Ungleichung (1) über den gesamten Temperaturbereich der Schaltung erfüllt, wie in 7 gezeigt, und daher die Kristalloszillatorschaltung 10 optimal bei einer Spannung mit dem nötigen Minimalpegel zu betreiben.
Modifikation
Eine Modifikation der ersten Ausführungsform wird jetzt beschrieben.
Die obige Ausführungsform wurde exemplarisch mit zwei Konstantstromquellen 150-1 und 150-2 beschrieben worden, aber die vorliegende Erfindung ist nicht darauf beschränkt, und die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 könnte, wie in 8 gezeigt, gleich gut auf andere Weise konfiguriert werden.
In dieser Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 weist die zweite Spannungserzeugungsschaltung 130 den Signalumkehrverstärker 140 und die Leitung 220 auf, die die Ausgabegröße dieses Signalumkehrverstärkers 140 unverändert zu dessen negativem Anschluss als Vergleichsspannung V_ref2 zurückführt. Die Ausgangsspannung des Signalumkehrverstärkers 140 wird unverändert als Versorgungsspannung V_reg von der Ausgabeleitung 200 ausgegeben.
Dies bedeutet, dass der Wert der Versorgungsspannung V_reg, die von der Ausgabeleitung 200 ausgegeben wird, gleich dem Wert der Bezugsspannung V_ref1 ist, die am positiven Anschluss des Signalumkehrverstärkers 140 eingegeben wird.
Um diese Bezugsspannung zu erzeugen, sind eine Vielzahl von Spannungssteuertransistoren der ersten Spannungserzeugungsschaltung 110 zwischen einer Bezugspotenzial-V_dd-Seite und der Leitung 210 in Reihe geschaltet. In diesem Fall werden der PMOSFET 112 und der NMOSFET 114 eingesetzt. Das Gate und der Drain von jedem dieser FETs 112 und 114 sind kurzgeschlossen. Zusätzlich sind die Drainanschlüsse dieser FETs 112 und 114 miteinander verbunden.
Die oben beschriebene Konfiguration stellt sicher, dass eine Spannung, die von der folgenden Gleichung bestimmt wird, als Bezugsspannung von der ersten Spannungserzeugungsschaltung 110 ausgegeben wird: Vref1 = α(|VTP|+ VTN) (6)
Daher wird eine Versorgungsspannung V_reg, die den gleichen Wert hat wie in der ersten Ausführungsform, von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ausgegeben.
Während dieser Zeit wird der Konstantstrom I_D, der zu den FETs 112 und 114 geliefert wird, auf einen Wert innerhalb des gesättigten Betriebsbereichs der FETs 112 und 114 gesetzt, sogar in der Schaltung, die in 8 gezeigt ist. Dies ermöglicht es, Funktionseffekte zu erzielen, die ähnlich denen in der obigen Ausführungsform sind.
Zweite Ausführungsform
Eine zweite Ausführungsform der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100, bei der diese Erfindung angewendet wird, ist in 9 gezeigt. Es wird darauf hingewiesen, dass Komponenten, die denen der ersten Ausführungsform entsprechen, mit den gleichen Symbolen gekennzeichnet werden, und eine weitere Beschreibung von diesen ausgelassen wird.
Ein erstes Merkmal der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform liegt in der Bereitstellung einer Mehrzahl von Transistoren mit verschiedenen Werten des Stromverstärkungsverhältnisses β als erster Spannungssteuertransistor, wobei ein Transistor aus dieser Mehrzahl von Transistoren ausgewählt wird um als erster Spannungssteuertransistor 112 eingesetzt zu werden.
Ein anderes Merkmal dieser Ausführungsform liegt in der Bereitstellung einer Mehrzahl von Transistoren mit verschiedenen Werten des Stromverstärkungsverhältnisses β, wobei ein Transistor dieser Mehrzahl von Transistoren ausgewählt wird um als zweiter Spannungssteuertransistor 132 eingesetzt zu werden.
Dies ermöglicht es, als ersten und zweiten Spannungssteuertransistor 112 und 132 eine Kombination von Transistoren auszuwählen, die optimale Stromverstärkungsverhältnisse aufweisen. Dadurch kann der Wert der auf der Basis der Gleichung (4) ausgegebenen Versorgungsspannung noch feiner angepasst werden. Mit anderen Worten kann der Betrag der Versorgungsspannung V_reg auf einen Wert festgesetzt werden, der so klein wie möglich innerhalb eines Bereiches ist, in dem die Ungleichung (1) erfüllt ist, wodurch es möglich wird, den Energieverbrauch der gesamten Schaltung noch weiter zu reduzieren.
Diese Konfiguration wird jetzt ausführlicher beschrieben.
Die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform hat eine erste FET-Gruppe 160, die eine Mehrzahl von PMOSFETs 112-1, 112-2 und 112-3 mit jeweils verschiedenen Stromverstärkungsverhältnissen β₁, β₂ und β₃ aufweist, zusammen mit einer ersten Auswahlschaltung 162, die eine Mehrzahl von schaltenden FETs 164-1, 164-2 und 164-3 zum Auswählen von jedem gewünschten FET 112 der ersten FET-Gruppe 160 aufweist, um seinen Gebrauch zu ermöglichen.
Das Gate und der Drain von jedem der FETs 112 in der ersten FET-Gruppe 160 sind kurzgeschlossen, und ihre Drainseiten sind alle mit der Konstantstromquelle 150-1 verbunden.
Die schaltenden FETs 164-1, 164-2 und 164-3 sind zwischen den entsprechenden FETs 112-1, 112-2 und 112-3 und dem Massepotenzial V_dd in Serie geschaltet. Einer dieser FETs 164-1, 164-2 und 164-3 wird durch ein Auswahlsignal SEL angeschaltet, das auf sein Gate aufgebracht wird, was den entsprechenden FET 112 auswählt und ihn für die Anwendung bereit macht.
In diesem Fall sind die Stromverstärkungsverhältnisse der FETs 112-1, 112-2 und 112-3 so festgesetzt, dass sie die folgende Ungleichung erfüllen: β1 < β2 < β3 (7)
Die Beziehung zwischen der Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source von jedem der FETs 112-1, 112-2 und 112-3 und dem Strom I_D, der hindurch fließt, ist in 10 gezeigt.
Bei gleichem hindurchfließenden Strom I_D, verringert sich, wie in diesem Diagramm gezeigt, die Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source mit zunehmendem Stromverstärkungsverhältnis β des FET. In diesem Fall wird die Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source von jedem FET 112 wie folgt ausgedrückt: VGS = αVTP (8)
Diese Spannung zwischen Gate und Source ist Teil der Versorgungsspannung V_reg, wie aus Gleichung (4) ersichtlich.
Daher kann die Auswahlschaltung 162 eingesetzt werden, um den Wert der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ausgegebenen Versorgungsspannung V_reg fein anzupassen, indem der FET 112, der ein passendes Stromverstärkungsverhältnis aufweist, ausgewählt wird.
Eine zweite FET-Gruppe 170 weist eine Mehrzahl von NMOSFETs 132-1, 132-2 und 132-3 auf, die jeweils verschiedene Stromverstärkungsverhältnisse β₁₁, β₁₂ und β₁₃ haben. Das Gate und der Drain von jedem dieser FETs 132-1, 132-2 und 132-3 sind kurzgeschlossen, und ihre Drainseiten sind mit der zweiten Konstantstromquelle 150-2 verbunden.
Eine zweite Auswahlschaltung 172 weist eine Mehrzahl von schaltenden FETs 172-1, 172-2 und 172-3 auf, und diese FETs 172-1, 172-2 und 172-3 sind zwischen den Sources der entsprechenden FETs 132-1, 132-2 und 132-3 und der Ausgabeleitung 200 verbunden.
Strom I_D, verringert sich, wie in diesem Diagramm gezeigt, die Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source mit zunehmendem Stromverstärkungsverhältnis β des FET. Bei gleichem durch die Vielzahl von FETs 132-1, 132-2 und 132-3 hindurchfließendem Konstantstrom I_D vermindert sich die Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source, wenn ähnlich wie bei der ersten FET-Gruppe 160 das Stromverstärkungsverhältnis β des FET zunimmt. In diesem Fall werden die Stromverstärkungsverhältnisse β der FETs 172 so festgesetzt, dass sie die folgende Ungleichung erfüllen: β11 < β12 < β13 (9)
Daher kann einer der FETs 132 eingerichtet werden, um als zweiter Spannungssteuertransistor zu wirken, indem Auswahlsignale SEL11 bis SEL13 eingesetzt werden, um den entsprechenden schaltenden FET 172 anzuschalten.
In diesem Fall wird die Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source des ausgewählten FET 132 wie folgt ausgedrückt: VGS = αVTN (10)
Dies bedeutet, dass die zweite Auswahlschaltung 172 eingesetzt werden kann, um den Wert der ausgegebenen Versorgungsspannung V_reg fein einzustellen, indem der FET 132 ausgewählt wird, der ein passendes Stromverstärkungsverhältnis β hat, wie Gleichung (4) zeigt.
Insbesondere ermöglicht es die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform, Transistoren aus der ersten FET-Gruppe 160 und der zweiten FET-Gruppe 170 als ersten und zweiten Spannungssteuertransistor 112 und 132 auszuwählen, die jeder ein gewünschtes Stromverstärkungsverhältnis β haben, so dass der Wert der ausgegebenen Versorgungsspannung V_reg noch feiner angepasst werden kann, indem die Stromverstärkungsverhältnisse der Transistoren 112 und 132 kombiniert werden.
Mit anderen Worten kann der Wert der Versorgungsspannung V_reg in einer Art und Weise fein angepasst werden, dass der Betrag der Versorgungsspannung V_reg vergrößert werden kann, indem FETs 112 und 132 mit kleineren Stromverstärkungsverhältnissen β ausgewählt werden, oder der Betrag der Stromverstärkungsspannung V_reg verringert werden kann, indem FETs 112 und 132 mit größeren Stromverstärkungsverhältnissen β ausgewählt werden, wie aus Gleichung (4) ersichtlich.
In diesem Fall kann das Layout der FETs 112-1, 112-2, 112-3, 132-1, 132-2 und 132-3 mit Komponenten ausgestaltet werden, die verschiedene unterschiedliche Gate-Breiten und -Längen haben, um das Stromverstärkungsverhältnis β anzupassen, und so kann die Konfiguration sich auf das ausgestaltete Layout stützen.
In dieser Ausführungsform sind die Unterschiede zwischen den Stromverstärkungsverhältnissen β1 und β2 und zwischen den Stromverstärkungsverhältnissen β2 und β3 jeweils ungefähr das Zwei- bis Fünffache gesetzt. Ebenso sind die Unterschiede zwischen den Stromverstärkungsverhältnissen β₁₁ und β₁₂ und zwischen den Stromverstärkungsverhältnissen β₁₂ und β₁₃ so gesetzt, dass sie ungefähr das Zwei- bis Fünffache betragen.
Wie oben beschrieben nutzt die Schaltung in dieser Ausführungsform eine Konfiguration, in der geeignete Transistoren aus einer Mehrzahl von Transistoren ausgewählt werden, die verschiedene Stromverstärkungsverhältnisse β aufweisen, und diese Transistoren werden als erster und zweiter Spannungssteuertransistor 112 und 132 eingesetzt. Dies ermöglicht es, den Wert der ausgegebenen Versorgungsspannung V_reg noch feiner anzupassen als in einer Schaltung, die mit einer Vielzahl von Transistoren mit unterschiedlichen Grenzspannungen ausgestattet ist, unter denen geeignete Transistoren ausgewählt werden, um als erster und zweiter Spannungssteuertransistor eingesetzt zu werden.
Die Anpassung der Grenzspannungen der FETs ist nämlich durch den Halbleiterproduktionsprozess auf ungefähr 0,1 Volt begrenzt.
Im Gegensatz dazu kann das Stromverstärkungsverhältnis β von FETs auf jeden gewünschten Wert gesetzt werden, indem die W/L-Dimensionen variiert werden, wobei W die Breite des Gate eines FET und L dessen Länge ist.
Deswegen ermöglicht diese Ausführungsform es, noch feinere Anpassungen des Werts der auszugebenden Versorgungsspannung V_reg vorzunehmen, indem eine Mehrzahl von FETs mit verschiedenen Stromverstärkungsverhältnissen β bereitgestellt werden und dann ein FET davon als Spannungssteuer-FET eingesetzt wird, der ein geeignetes Stromverstärkungsverhältnis β aufweist.
Es wird darauf hingewiesen, dass die Ausführungsform, die in 9 gezeigt ist, exemplarisch dahingehend beschrieben wurde, dass eine Auswahl sowohl des ersten Spannungssteuer-FET 112 als auch des zweiten Spannungssteuer-FET 132 aus entsprechenden Mehrzahlen von Transistoren getroffen wird, aber die vorliegende Erfindung ist nicht darauf beschränkt, und daher könnte eine Konfiguration eingesetzt werden, in der nur einer dieser Spannungssteuer-FETs aus einer Mehrzahl von Transistoren mit unterschiedlichen Stromverstärkungsverhältnissen ausgewählt wird. Z.B. könnte die Konfiguration so sein, dass nur die erste FET-Gruppe 160 oder die zweite FET-Gruppe 170 bereitgestellt wird und nur einer der FETs 112 und 132 aus der Mehrzahl von Transistoren mit verschiedenen Stromverstärkungsverhältnissen zum Gebrauch ausgewählt wird.
Zusätzlich hat die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform eine Konfiguration, in der die erste und zweite Konstantstromquelle 150-1 und 150-2 jeweils den Wert des innerhalb des gesättigten Betriebsbereichs der entsprechenden Spannungssteuer-FETs 112 und 132 zu liefernden Konstantstroms I_D setzen. Da dies es ermöglicht, die Betriebseffekte der zweiten Ausführungsform zu den Betriebseffekten der ersten Ausführungsform zu addieren, ist es möglich den Wert der Versorgungsspannung V_reg noch feiner anzupassen als mit der oberen ersten Ausführungsform, wodurch für die gesamte Schaltung niedrigere Energieverbräuche ermöglicht werden.
Die charakteristische Struktur dieser zweiten Ausführungsform kann auf die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 angewendet werden, die in 8 gezeigt ist. In einem solchen Fall könnte die Konfiguration so sein, dass der FET 112 aus der ersten FET-Gruppe 160 zum Gebrauch ausgewählt wird und der FET 114 aus der zweiten FET-Gruppe 170 zum Gebrauch ausgewählt wird. Eine solche Konfiguration würde es ermöglichen, die auszugebende Versorgungsspannung V_reg auf ähnliche Art wie in der zweiten Ausführungsform noch feiner anzupassen.
Erzeugungsverfahren des Auswahlsignals SEL
Die Beschreibung wendet sich jetzt dem Verfahren zum Erzeugen von Auswahlsignalen zu.
Eine Schaltung zum Erzeugen dieser Auswahlsignale SEL ist in 11 gezeigt, wobei entsprechend den Auswahlsignalen SEL1, SEL2, ..., SEL13 eine Mehrzahl dieser Schaltungen bereitgestellt wird. Um die Beschreibung zu vereinfachen, zeigt diese Fig. nur drei Baugruppenschaltungen U1, U2 und U3, die bereitgestellt werden, um mit drei Auswahlsignalen SEL1 bis SEL3 zu korrespondieren, und eine weitere Beschreibung davon wird ausgelassen. Es wird darauf hingewiesen, dass da jede dieser Baugruppenschaltungen U im wesentlichen die gleiche Struktur hat, die gleichen Symbole darin verwendet werden und eine weitere Beschreibung davon ausgelassen wird.
Jede Baugruppenschaltung U hat einen entsprechenden Pad P und der Pad P ist durch eine Sicherung F mit der Massepotenzial-V_dd-Seite verbunden und durch einen Widerstand R10 mit der Leistungsquellenpotenzial-V_ss-Seite verbunden. Das Potenzial des Pads P wird in das Gate eines entsprechenden FETs als Auswahlsignal SEL durch Signalumkehrverstärker 308 und 309 eingegeben.
Um sicherzustellen, dass ein Auswahlsignal zum Steuern des Einschaltzustands des entsprechenden FET 164 ausgegeben wird, wird in diesem Fall wird eine hohe Spannung an den Pad P angelegt, um die Sicherung F abzutrennen, und danach bleibt das Potenzial ausgeschaltet. Dies schaltet das Potenzial des Pads P von Seiten des Massepotenzials V_dd auf Seiten des V_ss, so dass das Auswahlsignal, das von dieser Baugruppenschaltung U ausgegeben wird, eine Steuerung des Anschaltens des entsprechenden FET 164 bewirkt.
Das Verfahren zum Messen des Kurzschlussstroms I_s, der in dem Signalumkehrverstärker 14 der Kristalloszillatorschaltung fließt, ist in 12A gezeigt, und die Beziehung zwischen dem gemessenen Kurschlussstrom I_s und der schwingungsstoppenden Spannung V_sto ist in 12B gezeigt.
Wie in 12A gesehen werden kann, wird die Spannung V_reg, die von dem Massepotenzial V_dd und der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ausgegeben wird, an den Signalumkehrverstärker 14 in einem Zustand angelegt, in dem das gemeinsame Gate und der gemeinsame Drain der FETs 16 und 18 kurzgeschlossen sind. Der Strom, der während dieser Zeit zwischen V_dd und V_reg fließt, wird als Kurschlussstrom I_s gemessen.
Es ist vorher erwähnt worden, dass der Betrag der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ausgegebenen Versorgungsspannung V_reg so eingestellt wird, dass er gleich oder größer als der Betrag der schwingungsstoppenden Spannung V_sto und gleichzeitig so klein wie möglich ist.
Dafür werden verschiedene Kombinationen der Transistoren 112 und 132 sequenziell ausgesucht, und die Werte des Kurzschlussstroms I_s , der bei jedem Test fließt, und die Werte der von der Leitung 200 ausgegebenen Spannung werden gemessen. Eine Spannung V_reg, die einen Kurzschlussstrom I_s liefern kann, der gleich oder größer ist als der Einschaltzustandsstrom zu dem FET 16 des Signalumkehrverstärkers 14 und auch sicherstellen kann, dass die Schwingung der Kristalloszillatorschaltung 10 bestehen bleibt, wird erfasst. So wird die Kombination der FETs 112 und 132 zum Liefern dieser Versorgungsspannung V_reg spezifiziert.
Nachdem diese Spezifizierung abgeschlossen worden ist, wird die Sicherung F der entsprechenden Baugruppenschaltung U getrennt, und die spezifizierten FETs können so eingestellt werden, dass sie als erster Spannungssteuertransistor 112 und zweiter Spannungssteuertransistor 132 eingesetzt werden.
Diese Messung des Kurzschlussstroms I_s und Auswahl der zu verwendenden FETs 112 und 132 wird während des Prozesses der Prüfung des IC durchgeführt, aber bevor der Kristalloszillator 12 auf den Träger aufgebracht wird. Dieser Prozess kann durchgeführt werden, indem eine Testschaltung und ein Testpad mit der Testschaltung (nicht in den Fig. gezeigt) verbunden werden.
Dieser IC-Test wird durchgeführt, wenn die Schaltung noch im Waferstadium ist. Der Kurzschlussstrom und die auf die Ausgabeleitung 200 ausgegebene Spannung werden für jeden IC-Chip gemessen, wobei die Testschaltung und der Testpad, die mit diesem IC-Chip bereitgestellt werden, genutzt werden. Während dieses Tests sind nur der Signalumkehrverstärker 14 und die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 aktiv; die anderen Komponenten sind in einem nicht aktiven Zustand.
Die obige Konfiguration ermöglicht es, die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 so auszubilden, dass die Versorgungsspannung V_reg während der Herstellung des IC einen Betrag hat, der mindestens so groß ist wie die schwingungsstoppende Spannung der Kristalloszillatorschaltung 10, aber auch an der nötigen Minimalgrenze liegt. Dies ermöglicht es, die Ausbeute an Halbleitervorrichtungen zu steigern.
Andere Ausführungsformen
Es wird bemerkt, dass die Beschreibungen der obigen Ausführungsformen sich auf die Annahme stützen, dass die Temperaturcharakteristika der Versorgungsspannung V_reg und der schwingungsstoppenden Spannung V_sto wie in 7 gezeigt gleich gesetzt wurden, indem der Wert des von den Konstantstromquellen 150-1 und 150-2 gelieferten Konstantstroms I_D innerhalb des gesättigten Betriebsbereiches der FETs 112 und 132 liegt, die als Spannungssteuertransistoren wirken.
Aber es sollte offensichtlich sein, dass diese Erfindung darauf nicht beschränkt ist und andere Verfahren eingesetzt werden könnten, um die Temperaturcharakteristika von V_reg und V_sto gleich zu setzen, wie unten beschrieben wird.
Wenn z. B. die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 von 2 als Beispiel genommen wird, ist der Wert der Versorgungsspannung V_reg, der von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 ausgegeben wird, von der Gleichung (4) vorgegeben.
Weiterhin kann anhand der Gleichungen 8 und 10 erkannt werden, dass der Wert dieser Versorgungsspannung V_reg gegeben ist durch die Summe der Spannungen V_GS zwischen dem Gate und der Source von jedem der Spannungssteuer-FETs 112 und 132.
Daher können, wenn die Summe der Schwankungsbreiten ΔV_GS der Spannung zwischen dem Gate und der Source von jedem der FETs 112 und 132 (ΔV_reg) innerhalb des in 7 gezeigten Betriebstemperaturbereiches passend zur Summe der Schwankungsbreiten ΔV_sto der schwingungsstoppenden Spannung V_sto innerhalb des Betriebstemperaturbereiches gesetzt wird, die Temperaturkoeffizienten von V_reg und V_sto, wie in 7 gezeigt, gleich eingestellt werden.
Die Beziehung zwischen der Spannung V_GS zwischen dem Gate und der Source der Spannungssteuer-FETs 112 und 132 und dem dadurch gelieferten Konstantstrom I_D ist in 13 gezeigt. Der konstante Strom I_D, der von jeder der Konstantstromquellen 150-1 und 150-2 geliefert wird, variiert innerhalb des Betriebstemperaturbereiches nur um ΔI. Daher könnte der Wert der Schwankungsbreite ΔV_GS der Spannung zwischen dem Gate und der Source der FETs 112 und 132 auf die Hälfte der Schwankungsbreite V_sto der schwingungsstoppenden Spannung gesetzt werden, die mit der Schwankungsbreite ΔI korrespondiert. Mit anderen Worten, es ist möglich, von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 die Versorgungsspannung V_reg auszugeben, die eine Temperaturcharakteristik hat, die gleich derjenigen der schwingungsstoppenden Spannung ist, indem der Wert des Konstantstroms I_D in einer solchen Weise gesetzt wird, dass der Wert der Schwankungsbreite ΔV_GS der Spannung zwischen dem Gate und der Source von jedem der FETs 112 und 132 innerhalb des Betriebstemperaturbereiches die folgende Gleichung erfüllt: ΔVGS = (1/2)|ΔVsto| (11)
Anwendungsbeispiel
Ein Beispiel von in einer Armbanduhr eingesetzten elektronischen Schaltungen, bei denen diese Erfindung angewendet wird, ist in 14 gezeigt.
Diese Armbanduhr hat einen internen elektrische Energie erzeugenden Mechanismus (in der Fig. nicht gezeigt). Wenn der Benutzer den Arm bewegt an dem die Armbanduhr getragen wird, rotiert ein schwingendes Gewicht des elektrische Energie erzeugenden Mechanismus, ein Energie erzeugender Rotor wird von dieser kinetischen Energie mit hoher Geschwindigkeit gedreht, und eine Wechselstromspannung wird von einer spannungserzeugenden Spule 400, die auf einer energieerzeugenden Statorseite davon bereitgestellt wird, ausgegeben.
Diese Wechselspannung wird von einer Diode 404 gleichgerichtet und lädt eine Sekundärbatterie 402. Diese Sekundärbatterie 402 konfiguriert eine Hauptenergiequelle zusammen mit einer Verstärkerschaltung 406 und einem Hilfskondensator 408.
Wenn die Spannung der Sekundärbatterie 402 zu niedrig ist, um als Betriebsspannung für die Uhr zu wirken, wird die Spannung der Sekundärbatterie 402 von der Verstärkerschaltung 406 in eine Spannung umgewandelt, die groß genug ist, um die Uhr zu betreiben, und in dem Hilfskondensator 408 gespeichert. Die Spannung des Hilfskondensators 408 wirkt als Spannungsversorgung, um eine Uhrschaltung 440 zu betreiben.
Diese Uhrschaltung 440 ist als Halbleitervorrichtung eingerichtet, die die Kristalloszillatorschaltung 10 und die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 einer der oberen Ausführungsformen aufweist. Diese Halbleitervorrichtung nutzt einen Kristalloszillator 12, der damit durch Anschlüsse verbunden ist, um eine Schwingung zu erzeugen, die bei einer festgelegten Schwingungsfrequenz, die in diesem Fall 32.768 Hz beträgt, ausgegeben wird, und diese Schwingungsausgabegröße in Ausgangsbetriebsimpulse zu unterteilen, die jede Sekunde eine unterschiedliche Polarität aufweisen. Diese Ansteuerungsimpulse werden in eine Ansteuerungsspule 422 eines Schrittmotors eingegeben, die mit der Ohrenschaltung 440 verbunden ist. Dies bewirkt, dass der Schrittmotor (in der Fig. nicht gezeigt) den Rotor antreibt, wenn einer der Ansteuerungsimpulse abgelaufen ist, um den Sekundenzeiger, Minutenzeiger und Stundenzeiger der Uhr (in der Figur nicht gezeigt) anzutreiben und so eine analoge Anzeige der Zeit auf einem Zifferblatt zur Verfügung zu stellen.
In diesem Fall umfasst die Uhrenschaltung 440 dieser Ausführungsform einen Leistungsversorgungsspannungsschaltungsteil 420, der von der von der Hauptspannungsquelle gelieferten Spannung V_ss betrieben wird, die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100, die eine vorgegebene Versorgungsspannung V_reg aus der Leistungsversorgungsspannung mit einem niedrigeren Wert als dem der Leistungsversorgungsspannung erzeugt, und einen Versorgungsspannungsbetriebsschaltungsteil 410, der von dieser Versorgungsspannung V_reg betrieben wird, auf.
Ein detaillierteres Funktionsblockdiagramm dieser Uhrenschaltung 440 ist in 15 gezeigt.
Der Versorgungsspannungsbetriebsschaltungsteil 410 umfasst die Kristalloszillatorschaltung 10, die eingerichtet ist um teilweise den extern verbundenen Kristalloszillator 12 zu umfassen, eine Wellenformgestaltungsschaltung 409 und eine Hochfrequenzteilerschaltung 411.
Das Leistungsversorgungsspannungsschaltungsteil 420 weist einen Pegelschieber 412, eine Mittel-/Niederfrequenzteilerschaltung 414 und andere Schaltungen 416 auf. Es wird darauf hingewiesen, dass das Leistungsversorgungsspannungsschaltungsteil 420 und die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 in der Uhrschaltung 440 in dieser Ausführungsform ein Leistungsversorgungsspannungsbetriebsschaltungsteil 430 bilden, das mit der Spannung betrieben wird, die von der Hauptenergiequelle geliefert wird.
Die Kristalloszillatorschaltung 10 nutzt den Kristalloszillator 12, um eine sinusförmige Ausgabegröße bei einer Bezugsfrequenz fs von 32.768 Hz an die Wellenformgestaltungsschaltung 409 auszugeben.
Nach dem Umformen dieser Sinuswelle in ein Rechtecksignal gibt die Wellenformgestaltungsschaltung 409 sie zu der Hochfrequenzteilerschaltung 411 aus.
Die Hochfrequenzteilerschaltung 411 teilt die Bezugsfrequenz von 32.768 Hz in 2.048 Hz und gibt dann die frequenzgeteilte Ausgabegröße an die Mittel-/Niederfrequenzteilerschaltung 414 über den Pegelschieber 412 aus.
Die Mittel-/Niederfrequenzteilerschaltung 414 nimmt das auf 2.048 Hz heruntergeteilte Signal, teilt es weiter herunter auf 1 Hz und gibt es dann an die anderen Schaltungen 416 aus.
Diese anderen Schaltungen 416 umfassen eine Treiberschaltung, die eine Spule aktiviert und synchron zu dem auf 1 Hz frequenzgeteilten Signal treibt, um einen Schrittmotor zu betreiben, um die Uhr synchron zu diesem auf 1 Hz frequenzgeteilten Signal zu betreiben.
Zusätzlich zu dem Leistungsversorgungsspannungsbetriebsschaltungsteil 430, das mit der von der Hauptspannungsquelle bereitgestellten Leistungsspannung V_ss betrieben wird, ist die Uhrenschaltung dieser Ausführungsform aus im Folgenden diskutierten Gründen mit dem Versorgungsspannungsbetriebsschaltungsteil 410 versehen, das mit der Versorgungsspannung V_reg betrieben wird, die niedriger ist als V_ss.
Mit anderen Worten ist es, um sicherzustellen, dass diese Uhrenschaltung über einen langen Zeitraum einen stabilen Betrieb aufrecht erhält, notwendig, ihren Energieverbrauch zu senken.
Normalerweise steigt der Energieverbrauch einer Schaltung proportional zu Signalfrequenz und Schaltungskapazität und ist auch proportional zum Quadrat der ihr zugeführten Leistungsspannung.
Wenn die Uhrenschaltung daraufhin betrachtet wird, wäre ein Verfahren, den Energieverbrauch der gesamten Schaltung zu reduzieren, die jeder Schaltung zugeführte Leistungsspannung auf einen geringen Wert wie etwa V_reg zu setzen. Die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 kann eine minimale Versorgungsspannung V_reg in einem Bereich erzeugen, der die Schwingung der Kristalloszillatorschaltung 10 garantiert.
Wenn als nächstes die Signalfrequenz betrachtet wird, kann die Uhrenschaltung grob in die Kristalloszillatorschaltung 10, die Wellenformgestaltungsschaltung 409 und die Hochfrequenzteilerschaltung 411, worin Signalfrequenzen hoch sind, und die anderen Schaltungen 420 unterteilt werden. Die Frequenzen dieser Signale sind in einer proportionalen Beziehung zu dem Energieverbrauch der Schaltung, wie oben beschrieben.
Zu diesem Zweck nimmt die Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 dieser Ausführungsform die Leistungsspannung V_ss, die von der Hauptenergiequelle geliefert wird, formt die niedrigere Versorgungsspannung V_reg daraus und liefert sie dann an den Schaltungsteil 410, der die Hochfrequenzsignale verarbeitet. Auf diese Weise ist es möglich, effektiv den Energieverbrauch der gesamten Uhrenschaltung zu reduzieren, indem die Betriebsspannung, die an die Schaltung 410 geliefert wird, die diese hochfrequenten Signale bearbeitet, gesenkt wird, ohne die Last der Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 zu stark zu erhöhen.
Wie oben bemerkt, weisen die Uhrenschaltung und damit verbundene elektronische Schaltungen dieser Ausführungsform die Kristalloszillatorschaltung 10 nach einer beliebigen der obigen Ausführungsformen zusammen mit der damit verbundenen Versorgungsspannungserzeugerschaltung 100 auf. Es ist daher unabhängig von Herstellungsvariationen möglich, eine Minimalversorgungsspannung an die Kristalloszillatorschaltung 10 zu liefern, und gleichzeitig einen Betriebsspielraum für den Signalumkehrverstärker sicherzustellen, wodurch Verringerungen im Energieverbrauch der Elektronik und Uhrenschaltung ermöglicht werden. Dadurch kann nicht nur die Schwingung in solchen tragbaren elektronischen Geräten oder einer Uhr stabilisiert werden, wie oben beschrieben, sondern auch die Lebensdauer der darin eingesetzten Batterie kann verlängert werden. Dadurch wird die Nutzbarkeit dieses tragbaren elektronischen Geräts oder dieser Uhr vergrößert.
Die obigen Gründe machen es auch möglich, in Uhren oder tragbaren elektronischen Geräten mit internen Silberbatterien einen Betriebsspielraum sicherzustellen, selbst wenn es Variationen in MOSFETs durch den Herstellungsprozess gibt. Zusätzlich können bei einer wiederaufladbaren Armbanduhr, worin eine Sekundärbatterie mit Lithiumionen als Spannungsversorgung konfiguriert ist, dieser Betriebsspielraum und auch die Ladezeit verkürzt werden, selbst wenn es MOS-Variationen durch den Herstellungsprozess gibt.

Claims

Elektronische Schaltung mit einer Versorgungsspannungserzeugerschaltung (100) zum Erzeugen einer Versorgungsspannung; und einer Kristalloszillatorschaltung (10), die durch die von der Versorgungsspannungserzeugerschaltung (100) gelieferte Versorgungsspannung zum Schwingen angetrieben wird; wobei die Versorgungsspannungserzeugerschaltung (100) aufweist: eine erste Spannungserzeugungsschaltung (110) zum Erzeugen einer Bezugsspannung und eine zweite Spannungserzeugungsschaltung (130) zum Erzeugen der Versorgungsspannung so, daß diese eine vorgegebene Beziehung zu der Bezugsspannung aufweist, wobei die erste Spannungserzeugungsschaltung (110) eine erste Konstantstromquelle (150-1) zum Liefern eines konstanten Stroms und eine Schaltung mit einem ersten Spannungssteuertransistor (112) aufweist, durch den der konstante Strom geführt ist, wobei ein Ende des ersten Spannungssteuertransistors (112) mit der ersten Konstantstromquelle (150-1) verbunden ist und ein vorgegebenes erstes Potential an ein anderes Ende des ersten Spannungssteuertransistors (112) angelegt ist, um die Bezugsspannung von dem einen Ende des ersten Spannungssteuertransistors (112) in Bezug auf das erste Potential auszugeben; dadurch gekennzeichnet, dass der konstante Strom so eingestellt ist, dass der erste Spannungssteuertransistor (112) innerhalb eines gesättigten Betriebsbereichs betrieben wird, wobei der konstante Strom so ist, dass die Schwankungsbreite der Bezugsspannung mit einer Temperaturänderung innerhalb eines Betriebstemperaturbereichs des ersten Spannungssteuertransistors (112) gleich der Schwankungsbreite einer schwingungsstoppenden Spannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches der Kristalloszillatorschaltung ist.
Schaltung aus Anspruch 1 wobei die zweite Spannungserzeugungsschaltung (130) aufweist: einen Differenzverstärker (140) zum Verstärken der Differenz zwischen der Bezugsspannung und einer Vergleichsspannung, die eine vorgegebene Beziehung zu der Versorgungsspannung hat; eine zweite Konstantstromquelle (150-2) zum Liefern eines konstanten Stroms; eine Schaltung mit einem zweiten Spannungssteuertransistor (132), dem der konstante Strom der zweiten Konstantstromquelle (150-2) geliefert wird, wobei ein Ende des zweiten Spannungssteuertransistors (132) mit der zweiten Konstantstromquelle (150-2) verbunden ist; und einen Ausgangstransistor (134), der zwischen ein anderes Ende des mit dem konstanten Strom der zweiten Konstantstromquelle (150-2) zu versorgenden zweiten Spannungssteuertransistors (132), und einen Schaltungsknoten geschaltet ist, der auf einem vorgegebenen zweiten Potential liegt, wobei der Widerstand des Ausgangstransistors (134) von der Ausgabe des Differenzverstärkers gesteuert wird; wobei die Vergleichsspannung von dem einen Ende des zweiten Spannungssteuertransistors (132) unter Verwendung des zweiten Potentials als Bezug ausgegeben wird, während die Versorgungsspannung von dem anderen Ende des zweiten Spannungssteuertransistors (132) ausgegeben wird; wobei der konstante Strom der zweiten Konstantstromquelle (150-2) auf einen Wert innerhalb eines gesättigten Betriebsbereiches des zweiten Spannungssteuertransistors (132) eingestellt ist, und wobei der konstante Strom der zweiten Konstantstromquelle (150-2) auf einen solchen Wert eingestellt ist, dass die Schwankungsbreite der Vergleichsspannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereichs des zweiten Spannungssteuertransistors (132) gleich der Schwankungsbreite der schwingungsstoppenden Spannung bei einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches des Kristalloszillatorschaltung ist.
Schaltung nach Anspruch 2, bei der die erste Konstantstromquelle (150-2) und die zweite Konstantstromquelle (150-2) die gleichen Eigenschaften haben, wie wenn sie unter den gleichen Herstellungsbedingungen hergestellt werden.
Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, bei der die Variationsbreite der Bezugsspannung und der Vergleichsspannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches des ersten und zweiten Spannungssteuertransistors (112), (132) halb so groß ist, wie die Schwankung der schwingungsstoppenden Spannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der ein Transistor aus einer Vielzahl von Transistoren (112-1 bis 112-3) mit von einander verschiedenen Stromverstärkungsverhältnissen als der erste Spannungssteuertransistor (112) ausgewählt wird, so dass die Variationsbreite der Bezugsspannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches des ersten Spannungssteuertransistors (112) gleich der Schwankungsbreite der schwingungsstoppenden Spannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches der Kristalloszillatorschaltung ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei der ein Transistor von einer Vielzahl von Transistoren (132-1 bis 132-3), die von einander verschiedene Stromverstärkungsverhältnisse aufweisen, als der zweite Spannungssteuertransistor (132) ausgewählt wird, so dass die Schwankungsbreite der Vergleichsspannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches des zweiten Spannungssteuertransistors (132) gleich der Schwankungsbreite der schwingungsstoppenden Spannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches der Kristalloszillatorschaltung (10) ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei der ein Transistor aus einer Vielzahl von Transistoren (112-1 bis 112-3), die von einander verschiedene Stromverstärkungsverhältnisse aufweisen, als der erste Spannungssteuertransistor (112) ausgewählt wird; ein Transistor aus einer Vielzahl von Transistoren (132-1 bis 132-3), die von einander verschiedene Stromverstärkungsverhältnisse aufweisen, als der zweite Spannungssteuertransistor (132) ausgewählt wird; und die Summe der Schwankungsbreite der Bezugsspannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches des ersten Spannungssteuertransistors (112) und der Schwankungsbreite der Vergleichsspannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches des zweiten Spannungssteuertransistors (132) gleich der Schwankungsbreite der schwingungsstoppenden Spannung mit einer Temperaturänderung innerhalb des Betriebstemperaturbereiches der Kristalloszillatorschaltung ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der der absolute Wert der Versorgungsspannung größer ist als der absolute Wert der schwingungsstoppenden Spannung der Kristalloszillatorschaltung, die mit Versorgungsspannung versorgt wird.
Halbleitervorrichtung, die die elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 aufweist.
Elektronische Anordnung, die die elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 oder die Halbleitervorrichtung aus Anspruch 9 aufweist, wobei ein Betriebsreferenzsignal von einer Schwingungsausgangsgröße der Kristalloszillatorschaltung erzeugt wird.
Uhr, die die elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 oder die Halbleitervorrichtung aus Anspruch 9 aufweist, wobei ein Uhr-Referenzsignal von einer Schwingungsausgangsgröße der Kristalloszillatorschaltung erzeugt ist.