DE2639598B2 - Komplimentärer Gegentaktverstärker - Google Patents

Komplimentärer Gegentaktverstärker

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen komplementären Gegentaktverstärker der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 beschriebenen, in F i g. 4 dargestellten, aus der US-PS 36 76 801 und der amerikanischen Veröffentlichung »RCA COS/MOS Integrated Circuits Manual« der Firma RCA Corporation, 1972, auf den Seiten 192 bis 205 bekannten Art.
Die in Fig.4 dargestellte Schaltung besteht im Prinzip aus einem C-MIS-Inverter mit einem n-Kanal-FET Mn und einem p-Kanal-FET Mp sowie einer positiven Rückkopplung oder einer Mitkoppelschleife, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Inverters liegt und einen Schwingquarz-Oszillator X und Kondensatoren Cd und Ca aufweist. Ein am Ausgang des Verstärkers vorgesehener Widerstand Rd
dient der Stabilisierung der Schwingungsfrequenz.
Bei einer derartigen Schaltung tritt jedoch die Schwierigkeit auf, daß die Verlustleistung bzw. die Leistungsaufnahme groß ist. Dies soll nachfolgend erläutert werden.
Wenn der komplementäre Gegentaktverstärker, der den wichtigsten Teil der Oszillatorschaltung darstellt, ein vollständig digitales Eingangssignal ohne andere Signalkomponenten zugeführt erhält, so ist der Zeitraum, während dem die beiden komplementären FET im leitenden Zustand sind, sehr kurz und die Verlustleistung auf Grund des durch die beiden FET fließenden Stromes ist gering und verursacht kaum Schwierigkeiten, da die komplementären FET im Gegentakt arbeiten. Wenn dagegen ein analoges, beispielsweise ein sinusförmiges Signal, wie es etwa in F i g. 5 dargestellt ist, am Eingang anliegt, wird der Zeitraum, während dessen die beiden FET im Übergangsbereich oder in der Nähe des Schaltungspunktes (im Bereich zwischen den Schwellwertsspannungen Vu,n und Vthp der FET Mn und Mp, d. h. in dem in Fig.5 gestrichelt dargestellten Bereich Y) arbeiten, lang und die Verlustleistung wird groß. Dies ist insbesondere bei elektronischen Armbanduhren nachteilig, die mit möglichst langen Batterie-Wechselzeiten auskommen sollen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen komplementären Inverterverstärker mit geringer Verlustleistung zu schaffen.
Diese Aufgabe wird bei dem gattungsgemäßen komplementären Gegentaktverstärker erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 beschriebenen Maßnahmen gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. ^5 Der erfindungsgemäße, komplementäre MIS-Gegentaktverstärker kann in monolithischer, integrierter Bauweise hergestellt und im Zusammenhang mit Schaltungen verwendet werden, bei denen eine geringe Verlustleistung bzw. eine geringe Leistungsaufnahme ίο erforderlich ist, wie dies beispielsweise bei einem schwingquarzgesteuerten Oszillator mit sehr geringer Leistung in einer elektrischen Uhr, etwa einer elektronischen Armbanduhr, gefordert wird.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 eine Schaltung eines komplementären Gegentaktverstärker gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform,
F i g. 2 Spannungs-Übertragungskennlinien bzw. Spannungs-Verstärkungskennlinien, anhand denen die Arbeitsweise der in F i g. 1 dargestellten Schaltung erläutert wird,
Fig.3 die Schaltungsanordnung einer Oszillatorschaltung, bei der eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verstärkers verwendet wird.
Fig.4 eine herkömmliche Oszillatorschaltung mit einem komplementären Gegentaktverstärker, wie es bei der Erfindung als bekannt vorausgesetzt wird,
Fig.5 die graphische Darstellung, anhand der erläutert wird, warum ein Verlust-Durchgangsstrom bei der herkömmlichen, in F i g. 4 dargestellten Schaltung fließen kann,
Fig.6 ein komplementärer MIS FET-Verstärker gemäß einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform und
F i g. 7 eine Abwandlung der in F i g. 1 dargestellten Schaltung.
In F i g. 1 ist ein komplementärer Gegentaktverstär-
ker gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt, bei der die Verstärkerschaltung so ausgeführt ist, daß sie durch geeignete Wahl des Arbeitspunktes jedes FET Mn und Mp als Gegentakt-B-Verstärker arbeitet und eine Verringerung der Verlustleistung bzw. der Leistungsaufnahme erreicht wird.
Ein n-Kanal-FET Mn vom Anreicherungstyp ist mit einer Spannungsquelle — Vdd und ein p-Kanal-FET Mp vom Anreicherungstyp (dessen Source-Elektrode an Masse liegt) ist mit einer anderen Spannungsquelle Vss, iu beispielsweise mit Masse, verbunden. Die beiden FET Mn und Mp liegen in Reihe und bilden einen komplementären Inverter. Im vorliegenden Falle sind zwischen den komplementären FET Mn und Mp zwei Lastwiderstände Ri. 1 und Rl mit gleichem Widerstandswert in Reihe geschaltet. Die Vorwiderstände Rf \ und Rf2 für die FET Afn und Mp liegen zwischen jeweils der Gate- und der Drain-Elektrode dieser FET. Die Gate-Elektroden der FET Mn und M0 werden über die Kondensatoren Q bzw. Ci zur Wechselspannungskopplung mit einem gemeinsamen Eingangssignal Vßng beaufschlagt Am Verbindungspunkt der Lastwiderstände RL\ und Rl2 wird das Ausgangssignal VAusg der Schaltung abgegriffen. Die Buchstaben C, D. A und B bezeichnen die in den Figuren dargestellten Schaltungs- 2r> punkte, d. h. die Gate- und Drain-Elektroden der FET. Die Aufgabe, die dieser Erfindung zugrunde liegt, kann mit der zuvor erläuterten Schaltungsanordnung gelöst werden.
In F i g. 2 ist auf der Ordinate die Ausgangsspannung jd des FET und auf der Abszisse die Eingangsspannung aufgetragen. Die ausgezogene Kurve gibt die Beziehung zwischen den Spannungen cund a an der Gate-Elektrode Cund an der Drain-Elektrode A des FET Mn, d. h. die Spannungs-Übertragungskennlinie bzw. die Spannungs- jo Verstärkungskennlinie des FET Mn wieder. Die gestrichelte Kurve gibt die Beziehung zwischen den Spannungen d und b an der Gate-Elektrode D und an der Drain-Elektrode B des FET Mp, d.h. die Spannungs-Übertragungskennlinie des FET Mp wieder. Die Vorwiderstände Rf\ und Rf2 dienen dazu, die Gleichspannungswerte der Gate-Elektroden- und der Drain-Elektroden-Spannungen der FET Mn bzw. Mp gleichzumachen. Je geringer der Vorwiderstand ist, um so besser ist die Vorspannung stabilisiert. Je höher dagegen der Vorwiderstand ist, um so höher ist der Verstärkungsfaktor. Unter Berücksichtigung dieser Tatsachen können die Vorwiderstände Rf ι und Rf2 mit Widerstandswerten von etwa 10 Megohm ausgewählt und aus diffundierten Widerständen, polykristallinen rx> Si-Widerständen oder integrierten oder Durchlaß-Widerständen zwischen der Source- und der Drain-Elektrode der FET gebildet werden. Die Vorwiderstände Rf\ und Rf2 können aus Durchlaßwiderständen eines Übertragungs-Gates mit hohem Widerstandswert in « einem Bereich von einigen Megohm bis einigen 10 Megohm gebildet werden, wobei das Übertragungs-Gate bzw. -Tor aus komplementären MISFET besteht, so daß ein monolithischer, integrierter Schaltungsbaustein geschaffen werden kann. Die MIS FET des 6« Übertragungs-Gates bzw. des Übertragungs-Verknüpfungsgliedes liegen zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers einander parallel. Je höher der Durchlaßwiderstand des Lastwiderstandes Rl 1 und Rl2 im Vergleich zu dem Durchlaßwiderstand der entspre- tr> chenden FET ist, einen um so steileren Kurvenverlauf zeigt die Spannungs-Übertragungskennlinie und je näher die Spannungsdifferenz zwischen der Drain- und
•U)
4:5 der Source-Elektrode (oder der Gate- und der Source-Elektrode), jedes FET Mn und Mp an der jeweiligen Schwellwertspannung liegt, um so näher liegt die Vorspannung an der Schwellwertspannung, wodurch die Verlustleistung verringert wird. Da die Gleiciispannungskomponente in der Eingangsspannung Vemg durch die Wechselstrom-Kopplungs- oder Gleichstrom-Sperrkondensatoren Ci und Ci abgeschnitten wird, werden die Vorspannungspunkte der FET Mn und Mf. voneinander getrennt und unabhängig vom Eingangssignalpegel festgelegt.
Wenn ein Eingangssignal Van^, beispielsweise ein lineares oder ein analoges Signal, etwa ein sinusförmiges Schwingungssignal von einer Oszillatorschaltung auftritt, werden die Spannungen, die an den in F i g. 1 mit dem Bezugszeichen C und D versehenen Schaltungspunkten der FET Mn und Mp, denen das Eingangssignal über die jeweiligen Kondensatoren G und Ci zugeführt wird, durch die Kurven c bzw. d in Fi g. 2 dargestellt. Dann liefern die FET Mn und Mp mit den zuvor beschriebenen Arbeitspunkten an den jeweiligen Drain-Elektroden, die in F i g. 1 mit den Bezugszeichen A und B versehen sind, verstärkte Ausgangssignale a und b.
Das endgültige, gesamte Ausgangssignal kann durch die Kombination dieser Signale a und b erzeugt werden.
In der ersten Hälfte des Zyklus wird der FET Mp in den leitenden Zustand versetzt und stellt am Schaltungspunkt B ein Signal bereit. In der zweiten Zyklushälfte befindet sich der FET Mn im leitenden Zustand und erzeugt am Schaltungspunkt A ein Signal. Das Ausgangssignal über den gesamten Zyklus weist eine Schwingungsform auf, wie sie in F i g. 2 durch die schraffierten Flächen dargestellt ist. Auf diese Weise übernehmen die beiden FET vom Komplementärtyp die Verstärkung in den jeweiligen Halbzyklen oder Halbperioden, um insgesamt dann die Funktion und die Arbeitsweise eines Gegentakt-B-Verstärkers auszuführen.
Auf Grund des zuvor beschriebenen Schaltungsaufbaus führt die vorliegende Schaltung die Funktion eines Gegentakt-B-Verstärkers durch und der Zeitraum, während dem die beiden FET sich beide im leitenden Zustand befinden, wird klein. Daher ist der Zeitraum, während dessen ein Strom durch die FET fließen kann, klein und die Verlustleistung bzw. die Leistungsaufnahme wird wesentlich reduziert.
Die zuvor beschriebenen Verhältnisse stimmen genau, wenn die Schaltung im idealen Zustand und bei idealen Verhältnissen arbeitet. Im praktischen Falle jedoch besteht eine geringe Möglichkeit, daß beide FET zeitweilig in den leitenden Zustand kommen können, d. h. es kann ein Durchgangsstrom im Hinblick auf die Arbeitsgeschwindigkeit der FET auch bei der zuvor beschriebenen Schaltung fließen. In einem solchen Falle ist der Durchgangsstrom jedoch durch die Lastwiderstände Rl 1 und Rli in seiner Größe begrenzt und fast vernachlässigbar. Daher wird ein komplementärer Gegentaktverstärker mit geringer Verlustleistung geschaffen.
Die Erfindung ist nicht auf das zuvor beschriebene Ausführungsbeispiel begrenzt. Vielmehr sind zahlreiche Abwandlungen und Ausgestaltungen möglich
Be'spielsweise wird das Ausgangssignal beim zuvor beschriebenen komplementären Verstärker am Verbindungspunkt der Lastwiderstände Rlι und Rl2, die bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform im Leitungsweg zwischen den beiden FET Mn und M9 in Reihe
liegen, abgegriffen. Das Ausgangssignal kann jedoch auch von den jeweiligen Drain-Elektroden der beiden FET entsprechend dem zu erreichenden Zweck, dem Einsatz und der Verwendungsart abgegriffen werden. Ein Beispiel für einen solchen Fall ist in F i g. 3 ο dargestellt, bei dem der Gegentaktverstärker als Oszillatorschaltung verwendet wird.
Fig.3 zeigt die Anwendung der Erfindung in einer quarzgesteuerten Oszillatorschaltung zur Verwendung in einer elektronischen Armbanduhr. Die komplementäre Inverterschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird als Verstärker verwendet und zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers liegt eine Mitkoppelschleife, die aus einem Schwingquarz-Oszillator X und den Kondensatoren Co und Cc besteht. Das Ausgangssignal VAusg dieser Oszillatorschaltung wird einer Frequenzteilerschaltung über einen das Signal formenden Inverter bereitgestellt, der auch als logische Schaltung oder Steuerschaltung bezeichnet wird.
Fig.6 zeigt eine komplementäre MIS-Verstärkerschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei der ein n-Kanal-MIS FET Mn und ein p-Kanal-MIS FET Mp zwischen den Betriebsspannungsanschlüssen in Reihe liegen, wobei einer mit der Betriebsspannungsquelle - Vdd und der andere MlS FET mit einer Bezugsspannung, beispielsweise Masse, verbunden ist. Der Widerstand Ri. liegt zwischen den Drain-Elektroden der MlS FET Mn und Mp, um in geeigneter Weise den durch den Leitungsweg dieser FET fließenden Strom zu begrenzen. Zwischen einem Eingang Eing und einem Ausgang A usg des Verstärkers liegt ein Vorwiderstand Rf- Der Vorspannungspunkt für den MIS FET Mp, der auf eine Spannung nahe der Schwellwertspannung V1n des MIS FET Mp eingestellt ist, wird beispielsweise dargestellt. Die Gate-Elektroden der komplementären MIS FET Mn und Mn sind beide wechselstrommäßig mit dem Eingang ElNG verbunden. Der Schaltungspunkt, an dem das Ausgangssignal abgenommen wird und die lineare Vorspannung der Schaltung kann je nach den Bedürfnissen und Erfordernissen des jeweiligen Falls beispielsweise in der in den F i g. 1 oder 3 dargestellten Weise verschiedenartig gewählt werden.
Da der Strombegrenzungswiderstand Rl bei dieser Schaltung nicht auf der Source-Elektrodenseite, sondern auf der Drain-Elektrodenseite des Verstärkers FET liegt, ist bei der zuletzt beschriebenen Schaltung keine Rückkoppelschleife ausgebildet, so daß die Verstärkerschaltung mit einer geringen Verlustleistung arbeitet, ohne daß der Verstärkungsgrad sich wesentlich verringert. Darüber hinaus ist auch die Abweichung oder Schwankung des Verstärkungsgrades des Verstärkers auf Grund der beim Herstellvorgang sich ergebenden Abweichung bzw. Dimensionierung des Widerstandswertes des Widerstands /?/. klein. Da der MIS FET Mp so vorgespannt ist, daß er als B-Verstärker arbeitet, kann eine geringe Verlustleistung erreicht werden.
F i g. 7 zeigt eine der in F i g. 1 dargestellten Schaltung ähnliche modifizierte Schaltung von Fig.6, bei der zwischen dem Eingang EING und dem MIS FET M, kein Wechselstrom-Kopplungskondensator vorgesehen ist, und statt dessen dieser Transistor direkt vom Vorspannungswiderstand Rfi vorgespannt wird. Infolgedessen tritt keine Dämpfung oder Schwächung eines Wechselstrom-Eingangssignals, das am MIS FET M1 anliegt, auf Grund des Wechselstrom-Kopplungskondensators auf. Da die Anzahl der Schaltungskomponen ten im Vergleich zu der in F i g. 1 dargestellter Schaltung kleiner ist, ist diese Schaltung auch vorteilhafi als integrierter Baustein herzustellen. Der Ausgang ALJSG kann an der Drain-Elektrode des MIS FET M1 vorgesehen sein.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:
1. Komplementärer Gegentaktverstärker mit zwei in Reihe geschalteten FET mit positiver bzw. negativer Kanal-Leitfähigkeit, deren Sources an den positiven bzw. negativen Anschluß einer Spannungsquelle angeschlossen sind, wobei der Eingang des Verstärkers an die Gates und sein Ausgang an die miteinander verbundenen Drains der FET angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Drains der FET (Mp, Mn) wenigstens eine Widerstandseinrichtung (Strombegrenzungswiderstand Rl)geschaltet ist.
2. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Drain und Gate wenigstens eines FET (Mp) durch einen Widerstand (Rf) überbrückt sind.
3. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem Gate wenigstens eines FET (Mn) ein Kondensator (C1) vorgeschaltet ist.
4. Gegentaktverstärker nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gates und Drains jedes FET (Mp, Mn) über einen Widerstand (Rn, Rf2) miteinander verbunden sind.
5. Gegentaktverstärker nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß dem Gate jedes FET (Mp, Mn) ein Kondensator (Q, O2) vorgeschaltet ist.
6. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Drains der FET (Mp, Mn) zwei Widerstände (Rlu Rli) geschaltet sind und der Ausgang an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen angeschlossen ist.
7. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des Widerstands (Rl; Rd, R1.2) größer ist als der Durchlaßwiderstand des einen bzw. zweiten FET (Mp1Mn).
8. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß den beiden FET (Mp, Mn) eine Reihenschaltung aus zwei weiteren FET (Mpu Mn\) mit positiver bzw. negativer Kanalleitfähigkeit parallel geschaltet ist, deren Steuerelektroden an die Verbindungspunkte (Vb, Va) der ersten FET mit der Widerstandseinrichtung (Rl; Rl2, Rh) angeschlossen sind und deren Verbindungspunkt (Ve) als Ausgang dient.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0205649A1 (de) * 1985-06-28 1986-12-30 Deutsche ITT Industries GmbH In CMOS-Technik realisierter Inverter

Families Citing this family (51)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL7703423A (nl) * 1977-03-30 1978-10-03 Meidensha Electric Mfg Co Ltd Kristaloscillator met een laag energieverbruik.
JPS53139959A (en) * 1977-05-13 1978-12-06 Hitachi Ltd Amplifying circuit
JPS55128910A (en) * 1979-03-28 1980-10-06 Hitachi Ltd Complementary mis amplifying circuit
US4295062A (en) * 1979-04-02 1981-10-13 National Semiconductor Corporation CMOS Schmitt trigger and oscillator
CH631047B (fr) * 1979-07-13 Ebauches Electroniques Sa Amplificateur pour signaux alternatifs.
US4360789A (en) * 1980-07-17 1982-11-23 Hughes Aircraft Company Very low current pierce oscillator
JPS58121809A (ja) * 1982-01-14 1983-07-20 Toshiba Corp 増幅回路
US4483016A (en) * 1982-09-23 1984-11-13 Hochstein Peter A Audio amplifier
JPH021108Y2 (de) * 1985-04-15 1990-01-11
US5302917A (en) * 1993-02-12 1994-04-12 Concorso James A Linear amplifier circuit for audio equipment
US5389827A (en) * 1993-04-15 1995-02-14 National Semiconductor Corporation Quick recovery AC coupling circuit
US5864254A (en) * 1995-04-11 1999-01-26 Rohm Co., Ltd. Differential amplifier circuit with enlarged range for source voltage and semiconductor device using same
JP3490045B2 (ja) * 2000-04-26 2004-01-26 Necマイクロシステム株式会社 ローノイズバッファ回路
GB2362276A (en) 2000-05-12 2001-11-14 Motorola Inc A low power clock oscillator with regulated amplitude
US6320427B1 (en) * 2000-10-11 2001-11-20 Winbond Electronics Corp. High-speed, low-power continuous-time CMOS current comparator
US6804502B2 (en) 2001-10-10 2004-10-12 Peregrine Semiconductor Corporation Switch circuit and method of switching radio frequency signals
US7991302B2 (en) 2002-12-11 2011-08-02 Intel Corporation Method and apparatus for optical signaling
US6828857B2 (en) * 2002-12-11 2004-12-07 Intel Corporation High gain, high bandwidth CMOS transimpedance amplifier
US6737924B1 (en) * 2002-12-11 2004-05-18 Intel Corporation Differential, double feedback CMOS transimpedance amplifier with noise tolerance
US7719343B2 (en) 2003-09-08 2010-05-18 Peregrine Semiconductor Corporation Low noise charge pump method and apparatus
KR100649322B1 (ko) * 2004-03-23 2006-11-24 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 Fet 증폭기, 펄스변조 모듈, 및 레이더 장치
EP3570374B1 (de) 2004-06-23 2022-04-20 pSemi Corporation Integriertes hf-frontend
JP2007013916A (ja) * 2005-05-30 2007-01-18 Denso Corp 信号生成装置
US9653601B2 (en) 2005-07-11 2017-05-16 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink-harmonic wrinkle reduction
US20080076371A1 (en) 2005-07-11 2008-03-27 Alexander Dribinsky Circuit and method for controlling charge injection in radio frequency switches
US7890891B2 (en) 2005-07-11 2011-02-15 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge
US7910993B2 (en) 2005-07-11 2011-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFET's using an accumulated charge sink
USRE48965E1 (en) 2005-07-11 2022-03-08 Psemi Corporation Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge
US8742502B2 (en) 2005-07-11 2014-06-03 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink-harmonic wrinkle reduction
US7960772B2 (en) 2007-04-26 2011-06-14 Peregrine Semiconductor Corporation Tuning capacitance to enhance FET stack voltage withstand
EP3958468B1 (de) 2008-02-28 2024-01-31 pSemi Corporation Verfahren und vorrichtung für digitale abstimmung eines kondensators bei einer integrierten schaltung
US9660590B2 (en) 2008-07-18 2017-05-23 Peregrine Semiconductor Corporation Low-noise high efficiency bias generation circuits and method
US9030248B2 (en) * 2008-07-18 2015-05-12 Peregrine Semiconductor Corporation Level shifter with output spike reduction
EP2330735A3 (de) * 2008-07-18 2012-04-04 Peregrine Semiconductor Corporation Transkonduktanz-Operationsverstärker
TWI474610B (zh) * 2009-08-14 2015-02-21 Realtek Semiconductor Corp 石英振盪器電路
US9413362B2 (en) 2011-01-18 2016-08-09 Peregrine Semiconductor Corporation Differential charge pump
US8686787B2 (en) 2011-05-11 2014-04-01 Peregrine Semiconductor Corporation High voltage ring pump with inverter stages and voltage boosting stages
US9590674B2 (en) 2012-12-14 2017-03-07 Peregrine Semiconductor Corporation Semiconductor devices with switchable ground-body connection
US20150236748A1 (en) 2013-03-14 2015-08-20 Peregrine Semiconductor Corporation Devices and Methods for Duplexer Loss Reduction
CA2974821A1 (en) 2015-01-24 2016-07-28 Circuit Seed, Llc Passive phased injection locked circuit
US9831857B2 (en) 2015-03-11 2017-11-28 Peregrine Semiconductor Corporation Power splitter with programmable output phase shift
CA3031736A1 (en) * 2015-07-29 2017-02-02 Circuit Seed, Llc Complementary current field-effect transistor devices and amplifiers
WO2017019973A1 (en) 2015-07-30 2017-02-02 Circuit Seed, Llc Multi-stage and feed forward compensated complementary current field effect transistor amplifiers
US10514716B2 (en) 2015-07-30 2019-12-24 Circuit Seed, Llc Reference generator and current source transistor based on complementary current field-effect transistor devices
WO2017019978A1 (en) 2015-07-30 2017-02-02 Circuit Seed, Llc Low noise trans-impedance amplifiers based on complementary current field-effect transistor devices
WO2017105554A1 (en) 2015-12-14 2017-06-22 Circuit Seed, Llc Super-saturation current field effect transistor and trans-impedance mos device
US9948281B2 (en) 2016-09-02 2018-04-17 Peregrine Semiconductor Corporation Positive logic digitally tunable capacitor
US10505530B2 (en) 2018-03-28 2019-12-10 Psemi Corporation Positive logic switch with selectable DC blocking circuit
US10236872B1 (en) 2018-03-28 2019-03-19 Psemi Corporation AC coupling modules for bias ladders
US10886911B2 (en) 2018-03-28 2021-01-05 Psemi Corporation Stacked FET switch bias ladders
US11476849B2 (en) 2020-01-06 2022-10-18 Psemi Corporation High power positive logic switch

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BE524024A (de) * 1952-11-07
US3067337A (en) * 1957-06-03 1962-12-04 Cincinnati Milling Machine Co Servo amplifier using push-pull, complementary, cascaded, transistors with means to superimpose a higher a. c. frequency on information signal
US3392341A (en) * 1965-09-10 1968-07-09 Rca Corp Self-biased field effect transistor amplifier
US3443237A (en) * 1967-03-23 1969-05-06 Bell Telephone Labor Inc Balanced to unbalanced transistor amplifier
US3566145A (en) * 1968-05-22 1971-02-23 Gen Electric Rectifier circuit
DE1916736C3 (de) * 1969-04-01 1981-08-20 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Gegentaktverstärker mit zwei Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps
US3676801A (en) * 1970-10-28 1972-07-11 Motorola Inc Stabilized complementary micro-power square wave oscillator
US3760584A (en) * 1971-04-29 1973-09-25 Hamilton Watch Co Integrated circuit solid state watch
GB1395337A (en) * 1972-04-06 1975-05-21 Goldring Ltd Amplifiers
DE2262782C2 (de) * 1972-12-21 1975-01-30 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen MH komplementären Transistoren in Gegentaktschaltung aufgebauter Oszillator
US3855549A (en) * 1973-08-24 1974-12-17 Rca Corp Circuit, such as cmos crystal oscillator, with reduced power consumption
US3953875A (en) * 1974-01-02 1976-04-27 Motorola, Inc. Capacitor structure and circuit facilitating increased frequency stability of integrated circuits
US3887881A (en) * 1974-01-24 1975-06-03 American Micro Syst Low voltage CMOS amplifier
US4015214A (en) * 1974-04-09 1977-03-29 Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha Push-pull amplifier
US3906255A (en) * 1974-09-06 1975-09-16 Motorola Inc MOS current limiting output circuit
US4022631A (en) * 1975-05-19 1977-05-10 International Telephone And Telegraph Corporation Process for producing regenerated cellulosic articles
JPS55658A (en) * 1978-06-16 1980-01-07 Mitsubishi Electric Corp Amplitude modulation device

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0205649A1 (de) * 1985-06-28 1986-12-30 Deutsche ITT Industries GmbH In CMOS-Technik realisierter Inverter

Also Published As

Publication number Publication date
NL7609803A (nl) 1977-03-07
JPS5230146A (en) 1977-03-07
US4100502A (en) 1978-07-11
JPS5855685B2 (ja) 1983-12-10
DE2639598A1 (de) 1977-03-10
USRE31749E (en) 1984-11-27

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