DE3686498T2

DE3686498T2 - Integrierte halbleiterschaltung mit lasttreibereigenschaften.

Info

Publication number: DE3686498T2
Application number: DE8686301931T
Authority: DE
Inventors: Kunihiko Gotoh; Kunimitsu Kousaka
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1985-03-18
Filing date: 1986-03-17
Publication date: 1993-01-21
Anticipated expiration: 2006-03-18
Also published as: JPS61212907A; EP0195633A3; KR890004970B1; JPH0332923B2; EP0195633A2; US4697154A; DE3686498D1; KR860007748A; EP0195633B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Halbleiterschaltung mit Lasttreibereigenschaften.
Im allgemeinen umfaßt eine vorher vorgeschlagene integrierte Halbleiterschaltung, die als Analogpufferverstärker verwendet wird, eine Differenzstufe und eine Ausgangsstufe, und ein Eingangssignal mit einem Spannungspegel Vin wird einem in der Differenzstufe vorgesehenen Eingangsanschluß eingegeben.
Wenn der Eingangssignalpegel Vin ansteigt, fällt der Ausgangsspannungspegel der Differenzstufe ab, und dieser niedrigere Spannungspegel wird dann durch die Ausgangsstufe invertiert. Als Ergebnis wird eine Ausgangsspannung mit einem Spannungspegel Vout, der fast gleich dem Eingangssignalspannungspegel Vin ist, von der Ausgangsstufe ungeachtet des Wertes einer mit einem Ausgangsanschluß, der in der Ausgangsstufe vorgesehen ist, verbundenen Last ausgegeben.
Jedoch, bei dem oben erwähnten Analogpufferverstärker wird die Ausgangsspannung Vout der Ausgangsstufe zur Differenzstufe zurückgeführt, und als Ergebnis kann eine Oszillation auftreten, falls die Frequenzeigenschaften der Last L einer vorher festgelegten Bedingung entsprechen.
Deshalb ist in der Ausgangsstufe ein Kondensator vorgesehen, um die Phase der Ausgangsspannung Vout zu korrigieren und die obige Oszillation zu verhindern.
Als Ergebnis wird ein großer Bereich in der integrierten Halbleiterschaltung von dem Kondensator eingenommen, und somit tritt ein Problem dahingehend auf, daß der für die Auslegung der integrierten Halbleiterschaltung benötigte Gesamtbereich auf eine Vergrößerung zustrebt. Falls in diesem Zusammenhang der Kondensator klein ist, ist der Bereich der Last, die durch den Analogpufferverstärker getrieben werden kann, begrenzt.
Ferner fließt in der obigen integrierten Halbleiterschaltung ein Konstantstrom durch die in der Differenzstufe und der Ausgangsstufe vorgesehenen Konstantstromquellen, ungeachtet des Wertes der durch den Analogpufferverstärker getriebenen Last. Bei der in der Ausgangsstufe vorgesehenen Konstantstromquelle ist es insbesondere notwendig, den Wert des durch die Konstantstromquelle fließenden Konstantstroms festzulegen, indem der Wert des Konstantstromes berücksichtigt wird, der fließt, wenn die Maximallast getrieben wird.
Als Ergebnis tritt ein anderes Problem dahingehend auf, daß der Konstantstromwert immer gleich dem Wert ist, der benötigt wird, wenn die Maximallast getrieben wird, und somit wird Energie vergeudet.
Ein Artikel von A. A. A. Ahmed mit dem Titel "Zero- Offset Potential Follower Circuits" in RCA Technical Notes, Nr. 938, vom 17. September 1973, Seiten 1-7, RCA, Princeton, New Jersey, USA, beschreibt eine Stromspiegelschaltung, die in einer Differenzverstärkerkonfiguration verwendet wird, um die durch die ersten und zweiten Bipolartransistoren, die mit den Eingangs- bzw. Ausgangsanschlüssen verbunden sind, fließenden Ströme zu steuern.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine integrierte Halbleiterschaltung vorgesehen mit:-
einem ersten Stromversorgungsanschlußmittel und einem zweiten Stromversorgungsanschlußmittel;
einem ersten Transistor und einem zweiten Transistor mit gemeinsam angeschlossenen Steuerelektroden und von denen jeweils eine erste Elektrode mit dem zweiten Stromversorgungsanschlußmittel operativ verbunden ist, wobei die gemeinsamen Steuerelektroden mit einer zweiten Elektrode des genannten ersten Transistors verbunden sind;
einem Eingangsanschlußmittel und einem Ausgangsanschlußmittel, die mit den genannten ersten Elektroden jeweils der genannten ersten und zweiten Transistoren verbunden sind, wodurch, wenn ein Eingangssignalspannungspegel dem genannten Eingangsanschlußmittel zur Verfügung gestellt wird, ein Ausgangssignalspannungspegel von dem genannten Ausgangsanschlußmittel erhalten wird, der mit dem genannten Eingangssignalspannungspegel übereinstimmt; und
einer Stromspiegelschaltung mit einem aus einem dritten Transistor und einem vierten Transistor, die gemeinsam angeschlossene Steuerelektroden haben, gebildeten Transistorpaar, wobei deren erste Elektroden mit den zweiten Elektroden des genannten ersten Transistors bzw. des zweiten Transistors verbunden sind, und deren zweite Elektroden mit dem genannten ersten Stromversorgungsanschlußmittel verbunden sind, und wobei ferner deren genannte gemeinsamen Steuerelektroden mit der genannten ersten Elektrode des genannten vierten Transistors verbunden sind.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann einen Analogpufferverstärker vorsehen, der ohne Vorsehen einer Rückführschaltung konstruiert ist, wodurch der Gesamtbereich, der für die Auslegung der integrierten Halbleiterschaltung benötigt wird, verringert wird, indem der Kondensator zum Korrigieren der Phase ausgelassen wird. Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann einen Analogpufferverstärker mit geringer Leistungsaufnahme vorsehen, der in der Lage ist, den von einer Energieversorgungsquelle gelieferten Gesamtstrom in Übereinstimmung mit einem Wert einer Last, die durch den Analogpufferverstärker getrieben wird, zu regeln, wodurch der Energieverbrauch verringert wird. Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann eine Eingangsimpedanz des Analogpufferverstärkers auf gewöhnliche Weise erhöhen und ein Treibervermögen, das zum Treiben des Analogpufferverstärkers erforderlich ist, reduzieren.
Eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann eine Konstantstromausgangsschaltung unter Nutzung des obigen Analogpufferverstärkers vorsehen, und kann eine Konstantstromausgangsschaltung mit den gleichen Vorteilen wie jene des obigen Analogpufferverstärkers vorsehen und ist in der Lage, mit hoher Genauigkeit und hoher Stabilität einen vorher festgelegten Konstantstrom in Übereinstimmung mit einem Widerstandswert eines Stellwiderstandes auszugeben, der von außerhalb eines Chips mit einem vorher festgelegten Anschluß der Schaltung verbunden ist.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann eine integrierte Halbleiterschaltung mit einem Analogpufferverstärker vorsehen, der einen vorher festgelegten Spannungspegel in Übereinstimmung mit einem Eingangssignalspannungspegel ungeachtet eines Wertes einer Last ausgeben kann, ohne viel Energie zu verbrauchen; und kann auch eine integrierte Halbleiterschaltung mit einer Konstantstromausgangsschaltung unter Nutzung des obigen Analogpufferverstärkers vorsehen, die einen vorher festgelegten Konstantstrom in Übereinstimmung mit einem konstanten Eingangssignalspannungspegel und einem Widerstandswert eines Stellwiderstandes ausgeben kann, der von außerhalb eines Chips mit einem vorher festgelegten Anschluß der Schaltung verbunden ist.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung arbeitet die integrierte Halbleiterschaltung so, daß der von der Source (oder dem Emitter) des zweiten Transistors erhaltene Ausgangsspannungspegel in Übereinstimmung mit dem Wert des der Source (oder dem Emitter) des ersten Transistors zur Verfügung gestellten Eingangssignalspannungspegels festgelegt wird, und die Stromspiegelschaltung setzt den Wert des ersten Stroms proportional zum Wert des zweiten Stroms (nämlich des Laststroms), und somit wird der den Gates (oder Basen) der ersten uhd zweiten Transistoren zur Verfügung gestellte Spannungspegel in Übereinstimmung mit dem Wert des zweiten Stroms geändert, damit genügend Strom von der Energieversorgungsquelle zum Treiben der Last zur Verfügung steht.
Bei einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung arbeitet die integrierte Halbleiterschaltung so, daß der Konstantausgangsspannungspegel (Gleichspannungspegel) von der Source (oder dem Emitter) des zweiten Transistors in Übereinstimmung mit dem Wert des vorher festgelegten konstanten Eingangssignalspannungspegel (Gleichspannungspegel), der der Source (oder dem Emitter) des ersten Transistors zur Verfügung gestellt wird, erhalten wird, und die Stromspiegelschaltung setzt den Wert des ersten Stroms proportional zum Wert des zweiten Stroms (nämlich des durch den Stellwiderstand fließenden Stroms), und somit wird der den Gates (oder Basen) der ersten und zweiten Transistoren zur Verfügung gestellte Spannungspegel in Übereinstimmung mit dem Wert des zweiten Stroms geändert, und der vorher festgelegte Konstantstrom wird von dem in der Stromspiegelschaltung vorgesehenen Ausgangsanschluß in Übereinstimmung mit dem Wert des zweiten Stroms ausgegeben.
An Hand eines Beispiels wird Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen genommen, in denen:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel einer vorher vorgeschlagenen integrierten Halbleiterschaltung darstellt, welche als Analogpufferverstärker verwendet wird;
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine erste Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine zweite Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine dritte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm ist, das eine vierte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt; und
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel einer vorher vorgeschlagenen Konstantstromausgangsschaltung darstellt.
Zur Verdeutlichung des Hintergrunds der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 1 ein Beispiel einer vorher vorgeschlagenen integrierten Halbleiterschaltung gezeigt, die als Analogpufferverstärker verwendet wird.
Wie in Fig. 1 dargestellt, umfaßt der Analogpufferverstärker eine Differenzstufe 1 und eine Ausgangsstufe 2. Die Differenzstufe 1 umfaßt ein Paar von P- Kanal-Typ-Transistoren T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2;, die mit einem Drain von Transistor T&sub1;&sub1; verbundene Gates haben, ein Paar von N-Kanal- Typ-Transistoren T&sub1;&sub3; und T&sub1;&sub4;, die gemeinsam verbundene Sources haben, und eine Konstantstromquelle 15, die zwischen den Sources der Transistoren T&sub1;&sub3; und T&sub1;&sub4; und Erdpotential angeschlossen ist. Die Ausgangsstufe 2 umfaßt einen P-Kanal- Typ-Transistor T&sub1;&sub6; und eine Konstantstromquelle 17, die zwischen einem Drain von Transistor T&sub1;&sub6; und dem Erdpotential angeschlossen ist. Ein Eingangssignal mit einem Spannungspegel Vin wird einem Eingangsanschluß IN eingegeben, der mit einem Gate des in der Differenzstufe 1 vorgesehenen Transistors T&sub1;&sub4; verbunden ist. Ferner wird ein Spannungspegel eines Drains des Transistors T&sub1;&sub4; einem Gate des in der Ausgangsstufe 2 vorgesehenen Transistors T&sub1;&sub6; zur Verfügung gestellt, und eine vom Drain des Transistors T&sub1;&sub6; erhaltene Ausgangsspannung Vout wird zu einem Gate des in der Differenzstufe 1 vorgesehenen Transistors T&sub1;&sub3; zurückgeführt.
Falls also der dem Gate des Transistors T&sub1;&sub4; zur Verfügung gestellte Eingangssignalpegel Vin ansteigt, fällt der Spannungspegel des Drains des Transistors T&sub1;&sub4; ab, und dieser niedrigere Spannungspegel wird dann durch Transistor T&sub1;&sub6; invertiert. Als Ergebnis wird eine Ausgangsspannung mit dem Spannungspegel Vout, der fast gleich dem Eingangssignalspannungspegel Vin ist, vom Drain des Transistors T&sub1;&sub6; (nämlich von einem Ausgangsanschluß OUT) ungeachtet des Wertes einer Last L, die zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Erdpotential angeschlossen ist, ausgegeben. Somit wird das Vermögen zum Treiben der Last auf der Ausgangsseite der Ausgangsstufe 2 vergrößert.
Wie oben erwähnt, wird jedoch im obigen Analogpufferverstärker die Ausgangsspannung Vout zu einem Gate des Transistors T&sub1;&sub3; zurückgeführt, und als Ergebnis kann eine Oszillation auftreten, falls die Frequenzeigenschaften der Last L einer vorher festgelegten Bedingung entsprechen.
Wie in Fig. 1 dargestellt, ist deshalb ein Kondensator C zwischen dem Gate und dem Drain des Transistors T&sub1;&sub6; angeschlossen, um die Phase der Ausgangsspannung Vout zu korrigieren und diese Oszillation zu verhindern. Als Ergebnis wird ein großer Bereich in der integrierten Halbleiterschaltung von dem Kondensator eingenommen, und somit tritt ein Problem dahingehend auf, daß der für die Auslegung der integrierten Halbleiterschaltung benötigte Gesamtbereich einer Vergrößerung zustrebt. Falls in diesem Zusammenhang der Kondensator C klein ist, wird der Bereich der Last, die durch den Analagpufferverstärker getrieben werden kann, begrenzt.
Ferner fließt in der vorher vorgeschlagenen integrierten Halbleiterschaltung ein Konstantstrom durch die Konstantstromquellen, ungeachtet vom Wert der durch den Analogpufferverstärker getriebenen Last. Bei der in der Ausgangsstufe 2 vorgesehenen Konstantstromquelle 17 ist es besonders notwendig, den Wert des durch die Konstantstromquelle fließenden Konstantstroms festzulegen, indem der Wert des Konstantstroms berücksichtigt wird, der fließt, wenn die Maximallast getrieben wird. Als Ergebnis ergibt sich ein anderes Problem dahingehend, daß der Konstantstromwert immer gleich dem Wert wird, der benötigt wird, wenn die Maximallast getrieben wird, und somit wird Energie vergeudet.
Figur 2 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das eine erste Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt, mit der diese Probleme gelöst werden können.
Wie in Fig. 2 dargestellt, umfaßt die integrierte Halbleiterschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Paar von N-Kanal-Typ-Transistoren T&sub5; und T&sub8; mit Gates, die mit einem Drain von Transistor T&sub5; verbunden sind, und ein Eingangsanschluß IN ist mit einer Source von Transistor T&sub5; verbunden. Somit wird jede Gatespannung der Transistoren T&sub5; und T&sub8; fast gleich (Vin + Vth), wobei Vin und Vth einem Spannungspegel, der dem Eingangsanschluß IN zur Verfügung gestellt wird, bzw. einer Schwellspannung der Transistoren T&sub5; und T&sub8; entsprechen.
Als Ergebnis wird der von einer Source von Transistor T&sub8; (nämlich von einem Ausgangsanschluß OUT) erhaltene Ausgangsspannungspegel Vout gleich dem Eingangsspannungspegel Vin, und somit wird ein vorher festgelegter Laststrom der zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Erdpotential angeschlossenen Last L zur Verfügung gestellt.
Wenn somit angenommen wird, daß der Laststrom in Übereinstimmung mit der Änderung des Eingangssignalpegels Vin oder dem Wert der Last L ansteigt, wird der mit dem Ausgangsanschluß OUT verbundene N-Kanal-Transistor T&sub8; den von einer Energieversorgungsquelle VCC durch einen Transistor T&sub7; fließenden Laststrom erhöhen, und als Ergebnis wird eine Drainspannung von Transistor T&sub8; absinken.
Ferner umfaßt die in Fig. 2 dargestellte Schaltung eine Stromspiegelschaltung 3, die den Transistor T&sub7; und zwei Transistoren T&sub4; und T&sub1; enthält (all diese Transistoren T&sub7;, T&sub4; und T&sub1; sind P-Kanal-Typ-Transistoren mit Gates, die mit einem Drain von Transistor T&sub7; verbunden sind), und ein Strom mit einem Wert proportional zum durch den Transistor T&sub7; fließenden Laststrom fließt durch jeden der Transistoren T&sub4; und T&sub1;. In diesem Zusammenhang ist das Verhältnis zwischen jedem Stromwert, der durch jeden dieser Transistoren T&sub7;, T&sub4; und T&sub1; fließt, durch das Verhältnis zwischen der Größe (nämlich jedes Stromverstärkungsfaktors β) jeder dieser Transistoren T&sub7;, T&sub4; und T&sub1; bestimmt.
Wenn der Laststrom ansteigt, sinkt somit die Gatespannung jedes dieser Transistoren T&sub7;, T&sub4; und T&sub1;, die die Stromspiegelschaltung 3 bilden (nämlich eine Drainspannung des Transistors T&sub8;), und der durch den P- Kanal-Transistor T&sub4; fließende Strom steigt an. Als Ergebnis steigt eine Drainspannung der Transistoren T&sub4; und T&sub5; (nämlich die Gatespannung jedes Transistorenpaars T&sub5; und T&sub8;) an. Somit steigt die Gatespannung jedes der N-Kanal- Transistoren T&sub5; und T&sub8; in Übereinstimmung mit dem angestiegenen Laststrom an und wird so geregelt, damit die Unzulänglichkeit der Gatevorspannung ausgeglichen wird.
Wie oben erwähnt, falls der Wert des Laststroms in Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel Vin oder dem Wert der Last L ansteigt, erhöht sich der von der Energieversorgungsquelle VCC gelieferte Strom, und ähnlich, falls der Wert des Laststroms abnimmt, nimmmt der von der Energieversorgungsquelle VCC gelieferte Strom ab.
Auch wird der Strom, der durch den Transistor T&sub1; fließt, der die Stromspiegelschaltung 3 bildet, gleich dem Strom, der durch den Transistor T&sub4; fließt (falls angenommen wird, daß die Größen (nämlich jeder Stromverstärkungsfaktor) jedes der Transistoren T&sub1; und T&sub4; gleich sind), und dieser gleiche Strom fließt durch die N-Kanal-Transistoren T&sub2; und T&sub3;.
In diesem Zusammenhang umfaßt die in Fig. 2 dargestellte Schaltung auch eine andere Stromspiegelschaltung 4, die den Transistor T&sub3; und einen Transistor T&sub6; (beide Transistoren sind N-Kanal-Typ- Transistoren) enthält, und der Wert des durch den Transistor T&sub6; fließenden Stroms wird gleich dem durch den Transistor T&sub3; fließenden, falls angenommen wird, daß die Größen (nämlich jeder Stromverstärkungsfaktor) jedes dieser Transistoren T&sub3; und T&sub6; gleich sind. Als Ergebnis fließt fast der gesamte durch die Transistoren T&sub4; und T&sub5; fließende Strom zur Source des Transistors T&sub5; (nämlich zum (oder vom) Eingangsanschluß) in den Transistor T&sub6;. Mit anderen Worten, der Wert des in den Eingangsanschluß IN fließenden oder vom Eingangsanschluß IN wegfließenden Stroms wird normalerweise fast null, und somit ist es möglich, die Eingangsimpedanz der Analogpufferverstärkerschaltung normalerweise beträchtlich zu erhöhen und das vom System benötigte Treibervermögen, das zum Treiben des Analogpuffereverstärkers vorgesehen ist, zu reduzieren.
Obwohl es nicht immer nötig ist, den Transistor T&sub2;, der in Reihe zum Transistor T&sub1; geschaltet ist, vorzusehen, ist in diesem Zusammenhang die in Fig. 2 dargestellte Schaltung mit dem Transistor T&sub2; versehen, um ein Gleichgewicht in jeder Schaltung, die mit jedem der Transistoren T&sub5; und T&sub2; versehen ist, sicherzustellen, und somit ist es möglich, eine hochgenaue Schaltung zu erhalten.
Wie oben erwähnt, ist es möglich, den Wert des von der Energieversorgungsquelle gelieferten Stroms in Übereinstimmung mit dem Wert des Laststroms zu regeln, und eine integrierte Halbleiterschaltung zu erhalten, die einen Analagpufferverstärker mit geringer Leistungsaufnahme umfaßt, der keine Energie vergeudet.
Figur 3 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das eine zweite Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt, die eine Konstantstromausgangsschaltung umfaßt, bei der der obige Analogpufferverstärker verwendet wird. In Fig. 3 sind Elemente, die mit jenen von Fig. 2 identisch sind, durch die gleichen Bezugszahlen oder -zeichen (wie in allen späteren Figuren) dargestellt.
Wie in Fig. 3 dargestellt, umfaßt die integrierte Halbleiterschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Paar von N-Kanal-Transistoren T&sub5; und T&sub8; mit Gates, die mit einem Drain von Transistor T&sub5; verbunden sind, und eine vorher festgelegte Konstantbezugsspannung Vref (Gleichstromvorspannung) wird dem mit der Source von Transistor T&sub5; verbundenen Eingangsanschluß IN zur Verfügung gestellt. Als Ergebnis wird der Ausgangsspannungspegel Va, der von der Source von Transistor T&sub8; (nämlich von einem Anschluß T, mit dem ein Stellwiderstand Rcnt verbunden ist) erhalten wird, gleich dem obigen Bezugsspannungspegel Vref, der an der Eingangsseite anliegt. In diesem Zusammenhang ist der obige Stellwiderstand Rcnt mit einem Anschluß T von außerhalb des Chips, auf dem die obige integrierte Schaltung vorgesehen ist, verbunden, und somit wird der Wert des durch den Stellwiderstand Rcnt fließenden Stroms I&sub1; gleich dem Wert von Va/R' (nämlich dem Wert von Vref/R'), wobei R' dem Widerstandswert des obigen Stellwiderstandes Rcnt entspricht.
Ferner umfaßt die in Fig. 3 dargestellte Schaltung eine Stromspiegelschaltung 3', die einen P-Kanal-Typ-Transistor T&sub9; enthält, der ein mit einem Anschluß OUT verbundenes Drain zum Ausgeben eines vorher festgelegten Konstantstroms hat, und die anderen P-Kanal-Transistoren T&sub1;, T&sub4; und T&sub7;. Falls somit angenommen wird, daß der Wert des Stroms, der durch den Transistor T&sub7; fließt, I&sub1; ist, wird der Wert I&sub2; des Stroms, der durch den Transistor T&sub9; fließt (nämlich der von dem Konstantstromausgangsanschluß OUT erhaltene Strom), durch die folgende Gleichung bestimmt
wobei jedes β7 und β9 der Stromverstärkungsfaktor jedes der Transistoren T&sub7; und T&sub9; ist.
In diesem Zusammenhang ist der Stromverstärkungsfaktor β ein Parameter, der das Vermögen eines Transistors darstellt, und ist ein konstanter Wert, der durch die Größe des Transistors, die Mobilität und Dicke einer Gateoxidschicht des Transistors usw. bestimmt wird.
Falls die Bezugsspannung Vref auf den vorher festgelegten Konstantwert gesetzt wird, wird deshalb der Wert I&sub2; des Stroms, der von dem Anschluß OUT erhalten wird, nur durch den Widerstandswert R' des Stellwiderstandes Rcnt bestimmt. Als Ergebnis ist es möglich, eine Konstantstromquelle zu erhalten, die in der Lage ist, den vorher festgelegten Konstantstrom I&sub2; auszugeben, der nur durch den Widerstandswert R' des Stellwiderstandes Rcnt gesteuert wird und eine sehr hohe Genauigkeit und Stabilität besitzt, welcher Widerstand Rcnt von außerhalb des Chips mit dem obigen Anschluß T verbunden ist.
In diesem Zusammenhang ist eine Schaltung wie in Fig. 6 dargestellt eine vorher vorgeschlagene Konstantstromausgangsschaltung, die in der Lage ist, einen vorher festgelegten Konstantstrom unter Verwendung eines Stellwiderstandes Rcnt auszugeben, der von außerhalb des Chips mit einem Anschluß T verbunden ist.
Wie in Fig. 6 dargestellt, umfaßt die Schaltung eine Stromspiegelschaltung 5, die ein Paar von P-Kanal- Transistoren T&sub2;&sub1; und T&sub2;&sub2; enthält, die mit einem Drain von Transistor T&sub2;&sub1; verbundene Gates haben, und der Stellwiderstand Rcnt ist mit einem Drain von Transistor T&sub2;&sub1; (nämlich mit einem Anschluß T zum Anschließen des Stellwiderstandes) verbunden, und ein Anschluß OUT zum Ausgeben des vorher festgelegten Konstantstroms I&sub2;' ist mit einem Drain von Transistor T&sub2;&sub2; verbunden.
Somit wird der Wert I&sub2;' der Stromausgabe von Anschluß OUT Proportional dem Wert I&sub1;' des Stromes, der durch den Stellwiderstand Rcnt fließt (nämlich dem Wert von Va'/R', wobei Va' ein Spannungspegel eines Drains von Transistor T&sub2;&sub1; ist, und R' ist ein Widerstandswert des Stellwiderstandes Rcnt).
Jedoch wird der Spannungspegel Va' gleich dem Differenzwert zwischen einer Energieversorgungsspannung VCC und einer Schwellspannung Vth von Transistor T&sub2;&sub1;, und somit ändert sich der Wert des Pegels Va' in Übereinstimmung mit der Änderung der Schwellspannung Vth. Als Ergebnis ändert sich der obige Stromwert I&sub2;' auch in Übereinstimmung mit der Änderung der Schwellspannung Vth, und deshalb ist es bei einer Schaltung wie in Fig. 6 dargestellt schwierig, einen Ausgangsstrom mit hoher Genauigkeit zu erhalten.
Im Gegensatz dazu ist es gemäß der oben erwähnten Schaltung der vorliegenden Erfindung, wie in Fig. 3 dargestellt, möglich, den vorher festgelegten Konstantstrom mit einer hohen Genauigkeit und Stabilität auszugeben, und eine integrierte Halbleiterschaltung mit einer Konstantstromquelle mit geringer Leistungsaufnahme zu erhalten (eine Konstantstromquelle verbraucht nämlich nur wenig Energie).
Wie oben erwähnt, werden in den Schaltungen gemäß den ersten und zweiten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wie in Fig. 2 und Fig. 3 gezeigt, MOS- Transistoren als die Transistoren T&sub1; bis T&sub9; verwendet. Es ist nicht immer nötig, MOS-Transistoren als diese Transistoren T&sub1; bis T&sub9; zu verwenden, und anstelle dieser MOS-Transistoren können zum Beispiel Bipolartransistoren verwendet werden.
Figur 4 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches eine dritte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt, welches Bipolartransistoren T&sub1;' bis T&sub8;' umfaßt, die den in Fig. 2 dargestellten MOS-Transistoren T&sub1; bis T&sub8; entsprechen. Der Betrieb dieser in Fig. 4 dargestellten Schaltung ist derselbe wie der der in Fig. 2 dargestellten Schaltung.
Figur 5 zeigt ein Schaltungsdiagramm, welches eine vierte Ausführungsform der integrierten Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt, welches Bipolartransistoren T&sub1;' bis T&sub9;' umfaßt, die den in Fig. 3 gezeigten MOS-Transistoren T&sub1; bis T&sub9; entsprechen. Der Betrieb der in Fig. 5 dargestellten Schaltung ist derselbe wie der der in Fig. 3 dargestellten Schaltung.
Wie oben erwähnt, ist es in diesem Zusammenhang nicht immer nötig, den Transistor T&sub2; in jeder der in Fig. 2 und Fig. 3 gezeigten Schaltungen vorzusehen, und deshalb ist der obige Transistor T&sub2; in jeder der in Fig. 4 und Fig. 5 dargestellten Schaltungen nicht vorgesehen.
Wie oben beschrieben, ist es möglich, einen Analogpufferverstärker mit geringer Leistungsaufnahme zu erhalten, der in der Lage ist, den von der Energieversorgungsquelle gelieferten Strom in Übereinstimmung mit dem Wert der durch den Analogpufferverstärker getriebenen Last zu regeln, und den Energieverbrauch zu senken. Gleichzeitig ist es nicht nötig, einen Kondensator in der Schaltung zum Korrigieren der Phase vorzusehen, und somit ist es möglich, den Gesamtbereich, der für die Auslegung der integrierten Halbleiterschaltung benötigt wird, zu reduzieren.
Ferner ist es möglich, eine Konstantstromausgangsschaltung zu erhalten, die nicht nur die gleichen Vorteile wie jene des obigen Analogpufferverstärkers hat, sondern auch in der Lage ist, einen vorher festgelegten Konstantstrom mit hoher Genauigkeit und Stabilität auszugeben.

Claims

1. Eine integrierte Halbleiterschaltung mit:-

einem ersten Stromversorgungsanschlußmittel (Vcc) und einem zweiten Stromversorgungsanschlußmittel;

einem ersten Transistor (T&sub5;, T&sub5;') und einem zweiten Transistor (T&sub8;, T&sub8;') mit gemeinsam angeschlossenen Steuerelektroden und von denen jeweils eine erste Elektrode mit dem zweiten Stromversorgungsanschlußmittel operativ verbunden ist, wobei die gemeinsamen Steuerelektroden mit einer zweiten Elektrode des genannten ersten Transistors (T&sub5;, T&sub5;') verbunden sind;

einem Eingangsanschlußmittel (IN) und einem Ausgangsanschlußmittel (OUT, T), die mit den genannten ersten Elektroden jeweils der genannten ersten (T&sub5;, T&sub5;') und zweiten (T&sub8;, T&sub8;') Transistoren verbunden sind, wodurch, wenn ein Eingangssignalspannungspegel (Vin, Vref) dem genannten Eingangsanschlußmittel (IN) zur Verfügung gestellt wird, ein Ausgangssignalspannungspegel (Vout, Va) von dem genannten Ausgangsanschlußmittel (OUT, T) erhalten wird, der mit dem genannten Eingangssignalspannungspegel (Vin, Vref) übereinstimmt; und

einer Stromspiegelschaltung (3) mit einem aus einem dritten Transistor (T&sub4;, T&sub4;') und einem vierten Transistor (T&sub7;, T&sub7;'), die gemeinsam angeschlossene Steuerelektroden haben, gebildeten Transistorpaar, wobei deren erste Elektroden mit den zweiten Elektroden des genannten ersten Transistors (T&sub5;, T&sub5;') bzw. des zweiten Transistors (T&sub8;, T&sub8;') verbunden sind, und deren zweite Elektroden mit dem genannten ersten Stromversorgungsanschlußmittel (Vcc) verbunden sind, und wobei ferner deren genannte gemeinsamen Steuerelektroden mit der genannten ersten Elektrode des genannten vierten Transistors (T&sub7;, T&sub7;') verbunden sind.

2. Eine integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, bei der die genannten Transistoren (T&sub5;, T&sub8;, T&sub4;, T&sub7;) Feldeffekttransistoren sind und deren Gates als die genannten Steuerelektroden benutzt werden.

3. Eine integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, bei der die genannten Transistoren (T&sub5;', T&sub8;', T&sub4;', T&sub7;') Transistoren bipolaren Typs sind und deren Basen als die genannten Steuerelektroden benutzt werden.

4. Eine integrierte Halbleiterschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die genannte Schaltung ferner mit einer weiteren Stromspiegelschaltung (4) versehen ist, die ein anderes Transistorenpaar (T&sub3;, T&sub3;', T&sub6;, T&sub6;') umfaßt, wovon einer (T&sub6;, T&sub6;') zwischen dem genannten Eingangsanschlußmittel (IN) und dem genannten zweiten Stromversorungsanschlußmittel angeschlossen ist.

5. Eine integrierte Halbleiterschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, bei der, bei Betrieb, ein erster Strom durch den genannten ersten Transistor (T&sub5;, T&sub5;') fließt, der proportional zu einem zweiten, durch den genannten zweiten Transistor (T&sub8;, T&sub8;') fließenden Strom ist, wobei der Wert des zweiten Stroms in Übereinstimmung mit dem genannten Ausgangsspannungspegel (Vout) und einem Wert einer zwischen dem genannten Ausgangsanschlußmittel (OUT) und dem genannten zweiten Stromversorgungsanschlußmittel angeschlossenen Last (L) festgelegt wird, und ein den genannten Steuerelektroden der genannten ersten und zweiten Transistoren (T&sub5;, T&sub5;', T&sub8;, T&sub8;') zur Verfügung gestellter Spannungspegel in Übereinstimmung mit dem Wert des genannten zweiten Stroms verändert wird.

6. Eine integrierte Halbleiterschaltung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die genannte Stromspiegelschaltung (3') mit einem fünften Transistor (T&sub9;, T&sub9;') versehen ist, der eine erste Elektrode hat, die mit einem weiteren Ausgangsanschlußmittel (OUT) verbunden ist, das zusätzlich zu dem genannten Ausgangsanschlußmittel (T) vorgesehen ist, und eine zweite Elektrode, die mit dem genannten ersten Stromversorgungsanschlußmittel (Vcc) verbunden ist, wovon eine Steuerelektrode mit der genannten ersten Elektrode des genannten vierten Transistors (T&sub7;, T&sub7;') verbunden ist, wobei ein Eingangssignalgleichspannungspegel (Vref) an das genannte Eingangsanschlußmittel (IN) angelegt wird, und ein Stellwiderstand (Rcnt) zwischen der genannten ersten Elektrode des genannten zweiten Transistors (T&sub8;, T&sub8;') und dem genannten zweiten Stromversorgungsanschlußmittel vorgesehen ist.

7. Eine integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 6, bei der, bei Betrieb, ein erster Strom durch den genannten ersten Transistor (T&sub5;, T&sub5;') fließt, der proportional zu einem zweiten, durch den genannten zweiten Transistor (T&sub8;, T&sub8;') fließenden Strom ist, wobei der Wert des zweiten Stroms in Übereinstimmung mit dem genannten Ausgangssignalspannungspegel (Va) und einem Widerstandswert des genannten Stellwiderstandes (Rcnt) festgelegt wird, ein den genannten Gates der genannten ersten und zweiten Transistoren (T&sub5;, T&sub5;', T&sub8;, T&sub8;') zur Verfügung gestellter Spannungspegel in Übereinstimmung mit dem Wert des genannten zweiten Stroms verändert wird, und ein vorher festgelegter Konstantstrom (I&sub2;) von dem genannten weiteren Ausgangsanschlußmittel (OUT) in Übereinstimmung mit dem Wert des genannten zweiten Stroms ausgegeben wird.