DE3134540A1 - Elektronische schaltung - Google Patents

Description

-15-Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung mit geringer Leistungsaufnahme, insbesondere eine elektronisehe Schaltung mit niedriger Leistungsaufnahme, die mit der Spannung einer Batterie betrieben wird.

Eine elektronische Schaltung, wie z.B. eine elektronische Schaltung einer Uhr, die von einer Batterie zu 10· treiben ist, muß eine geringe Leistungsaufnahme im Hinblick darauf haben, die Lebensdauer der Batterie möglichst lang zu machen.

Im allgemeinen läßt sich bei einer Schaltung, z.B.

einer elektronischen Schaltung, die nachstehend kurz als CMOS-Schaltung bezeichnet wird und aus Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode vom Komplementärtyp aufgebaut ist, der Stromverbrauch dadurch verringert werden, daß man die aufzuprägende Versorgungsspannung verringert»

Infolgedessen kann die von einer elektronischen Schaltung zu verbrauchende Leistung insgesamt verringert werden, indem man die Schaltung nicht mit der Versorgungsspannung betreibt, die direkt von der Batterie geliefert wird, sondern mit einer solchen Versorgungsspannung bei einem relativ niedrigen Pegel, die z.B. von einem Spannungsregler selbst mit niedriger Stromaufnahme abgegeben wird,

In einem derartigen Falle tritt jedoch zwischen den Eingangs- und Ausgangsklemmen des Spannungsreglers eine ' Spannung mit einem solchen Pegel auf, der gleich der Differenz zwischen der Batteriespannung und der der

elektronischen Schaltung zugeführten Versorgungsspannung ist, und es fließt ein Strom, der im wesentlichen gleich dem in der elektronischen Schaltung verbrauchten Strom ist. Infolgedessen findet eine relativ hohe Leistungs-

-16-aufnahme in dem Spannungsregler statt.

Andererseits wird der Strom, der von der Batterie abzugeben ist, wesentlich auf einen Wert verringert, der gleich der Verringerung bei dem von der elektronischen Schaltung verbrauchten Strom ist. Infolgedessen ist es schwierig, die Lebensdauer der Batterie erheblich zu verlängern.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine neuartige und

praktikable elektronische Schaltung anzugeben, die eine

Untersetzungsschaltung mit geringer Leistungsaufnahme aufweist.

Die erfindungsgemäße elektronische Schaltung besitzt in vorteilhafter Weise eine Untersetzungsschaltung und eine Starterschaltung mit geringer Leistungsaufnahme der gewünschten Art, wobei die Untersetzungsschaltung eine geringe Anzahl von Bauelementen besitzt.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ist eine stabilisierte Versorgungsschaltung mit niedriger Leistungsaufnahme und geringer Ausgangsimpedanz vorgesehen. Die elektronische Schaltung besitzt in vorteilhafter Weige eine stabilisierte Versorgungsschaltung, die geringe Schwankungen hinsichtlich der Ausgangsspannung besitzt.

Die elektronische Schaltung arbeitet in zufriedenstellender Weise auch dann, wenn die Spannung der Versorgung, ^ou z.B. einer Batterie, abfällt. Dabei kann in vorteilhafter Weise eine geringe Anzahl von Kondensatoren eingesetzt werden.

Die neuartige elektronische Schaltung eignet sich in vorteilhafter Weise zur Verwendung bei einer elektronischen Uhr. In diesem Falle läßt sich in vorteilhafter Weise die Leistungsaufnahme dadurch verringern, daß eine eingebaute stabilisierte Versorgungsschaltung vorgesehen

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-17-ist.

Die stabilisierte Versorgungsschaltung eignet sich dabei in vorteilhafter Weise zur Verwendung bei einer Batterieversorgung mit einer hohen elektromotorischen Kraft, wie z.B. einer Lithiumbatterie.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnung zeigt in:

Fig. 1 ein Schaltbild zur Erläuterung einer ersten

Ausführungsform gemäß der Erfindung; 15

Fig. 2A und 2B schematische Darstellungen zur Erläuterung des Arbeitsprinzips der erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. 3 ein Diagramm zur Erläuterung von Betriebswellenformen der Schaltung gemäß Fig. 1 ;

Fig. 4 eine konkrete Logikschaltung zur Erläuterung der Blöcke 5 und 11 in der Schaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 5 ein Diagramm zur Erläuterung von Betriebswellenformen der Schaltung gemäß Fig. 4;

Fig. 6 ein Schaltbild zur Erläuterung einer Pegelverschiebungsschaltung ;

Fig. 7 ein Schaltbild zur Erläuterung einer Inverterschaltung;
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Fig. 8 und 9 graphische Darstellungen zur Erläuterung von Charakteristiken der Schaltung gemäß Fig. 7;

Fig. 10 ein Schaltbild zur Erläuterung einer zweiten Ausführungsform gemäß der Erfindung;

Fig. 11 ein Schaltbild zur Erläuterung einer dritten Ausführungsform gemäß der Erfindung;

Fig. 12A und 12B schematische Darstellungen zur Erläuterung des Arbeitsprinzips der Schaltung gemäß Fig. 11;
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Fig. 13 ein Diagramm zur Erläuterung der Betriebswellenformen der Schaltung gemäß Fig. 11;

Fig. 14 ein Schaltbild zur Erläuterung einer weiteren Ausführungsform gemäß der Erfindung;

Fig. 15 ein Diagramm zur Erläuterung der Betriebswellenformen der Schaltung gemäß Fig. 14;

Fig. 16 ein Schaltbild zur Erläuterung einer weiteren Ausführungsform gemäß der Erfindung;

Fig. 17 eine graphische Darstellung zur Erläuterung einer Charakteristik der Schaltung gemäß Fig. 16;

Fig. 18 eine konkrete Logikschaltung zur Erläuterung

des Blockes 28 in der Schaltung gemäß Fig. 16;

Fig. 19 ein Diagramm zur Erläuterung von Betriebswellenformen der Schaltung gemäß Fig. 16; und in

Fig. 20 und 21 Schaltbilder zur Erläuterung von weiteren Ausführungsformen gemäß der Erfindung. 35

Figur 1 zeigt eine stabilisierte Versorgungsschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform, die auf eine elektronische Armbanduhr in analoger Bauform Anwendung finden kann, wobei es sich um ein konkretes Schaltbild sowie eine elektronische Uhr vom Analogtyp in Form von einem Blockschaltbild handelt.

Bei der zu beschreibenden Ausführungsform wird als Batterieversorgung mit einer Versorgungsspannung VSS eine Lithiumbatterie verwendet, die eine höhere Energiespeicherung pro Volumeneinheit besitzt als eine Silberoxidbatterie oder dgl.

Obwohl nicht darauf beschränkt, sind die Bauelemente, die die jeweiligen Schaltungen bilden, auf einem einzigen Halbleitersubstrat ausgebildet, und zwar mit einer herkömmlichen CMOS-Technik für integrierte Schaltungen, mit Ausnahme der Batterie mit der Batterieversorgungsspannung VSS, der Kondensatoren C1 , C2, C10 und C11, eines Quarzkristalls X. ,, eines Schalters SW und eines Schrittmotors.

Das Halbleitersubstrat ist, obwohl nicht eigens dargestellt, z.B. als Siliciumeinkristall vom η-Typ ausgebildet. Auf dem Halbleitersubstrat sind p-Kanal-Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode ausgebildet, die nachstehend kurz als MISFETs bezeichnet sind. Auf dem Halbleitersubstrat ist darüber hinaus ein p-Typ-Potentialtopfbereich ausgebildet, der seinerseits

^O mit n-Kanal-MISFETs ausgestattet ist.

Die Vielzahl von MISFETs vom gleichen Leitungstyp werden gleichzeitig mit einem Herstellungsverfahren für integrierte Halbleiterschaltungen hergestellt, so daß sie im wesentlichen gleiche Schwellwertspannungen besitzen.

Die Bezeichnungen P1 bis P10 bei der Schaltung in Fig.1 bezeichnen externe Anschlüsse der integrierten Halbleiterschaltung .

Das Bezugszeichen 1 bezeichnet eine Untersetzungsschaltung, die die Ladungen von Kondensatoren verwendet. Die üntersetzungsschaltung 1 weist in der dargestellten Weise folgende Bauelemente auf:
einen Schalt-MISFET Ql, einen Kondensator C1, einen Schalt-MISFET Q3 und einen Kondensator C2, die in Reihe zwischen den Batteriespannungsanschluß P1 und den Erdpotentialanschluß P2 geschaltet sind; einen Schalt-MISFET Q2, der parallel zu einer Reihenschaltung geschaltet ist, welche aus dem Kondensator C1 und dem Schalt-MISFET Q3 besteht; und einen Schalt-MISFET Q4, der parallel zu der Reihenschaltung geschaltet ist, die aus dem Schalt-MISFET Q3 und dem Kondensator C2 besteht.

Die jeweiligen Schalt-MISFETs Q1 bis Q4 sind in der dargestellten Weise vom n-Kanal-Typ, so daß die am Batteriespannungsanschluß P1 anliegende Batteriespannung eine negative Polarität hat, während p-Typ-Potentialtopfbereiche, die nicht eigens dargestellt und unabhängig voneinander sind, in der integrierten Halbleiterschaltung ausgebildet sind.

Um den Spannungsabfall aufgrund des Substrateffekts zu verringern, ist, obwohl nicht darauf beschränkt, der Schalt-MISFET Ql mit seinem Substrat-Gate, d.h. seinem p-Typ-Potentialtopfbereich, elektrisch an den Batteriespannungsanschluß Pl angeschlossen, während der Schalt-MISFET Q2 mit seinem Substrat-Gate elektrisch an den Anschluß P3 angeschlossen ist. In gleicher Weise ist der Schalt-MISFET Q3 mit seinem Substrat-Gate elektrisch an

^OJ den Anschluß P5 angeschlossen.

Das Halbleitersubstrat, das als gemeinsames Substrat-Gate sowohl für den p-Kanal-Schalt-MISFET Q4 als auch

für eine Vielzahl von p-Kanal-MISFETs arbeitet, um die verschiedensten Schaltungen aufzubauen, wie es nachstehend näher erläutert ist, ist elektrisch mit dem Erdpotentialanschluß P2 verbunden.

Die Kondensatoren C1 und C2 sind erforderlich, um eine relativ große Kapazität, z.B. 0,001 iiF bis 0,1 μ¥ zu haben, da ihre jeweiligen Ladungsspannungen als Versorgungsspannung verwendet werden, die einem nachstehend

]0 näher beschriebenen Spannungsregler 2 zugeführt wird. Es ist jedoch schwierig, die Kondensatoren mit relativ großen Kapazitäten in eine integrierte Halbleiterschaltung oder kurz ein IC einzubauen. Bei der beschriebenen Ausführungsform werden daher die Kondensatoren C1 und

]5 C2 über externe Anschlüsse P3, P4 und P5 an die integrierte Schaltung angeschlossen.

Die Schalt-MISFETs Q1-Q4 werden an ihren Gateelektroden mit Ausgangs-Taktimpulsen φΙ-φ\ eines Taktgenerators 11 über eine später beschriebene Pegelverschiebungsschaltung 12 versorgt.

Die Schalt-MISFETs Q1 und Q3 werden gleichzeitig von Taktimpulsen ^₂ bzw. 0- leitend gemacht, während die Schalt-MISFETs Q2 und Q4 gleichzeitig von Taktimpulsen Φ-. bzw. φ~ leitend gemacht werden, und zwar während einer anderen Zeitspanne als der, während der die zuerst genannten Schalt-MISFETs Q1 und Q3 leitend sind.

Fig. 2A und 2B zeigen schematische Schaltbilder zur Erläuterung des Arbeitsprinzips der Untersetzungsschaltung 1. Die Kondensatoren C1 und C2 sind, wie in Fig. 2A dargestellt, in Reihe geschaltet, mit dem Ergebnis, daß die Schalt-MISFETs Q1 und Q3 leitend gemacht werden.

In diesem Zustand werden die Kondensatoren C1 und C2 der Reihenschaltung mit der Batterieversorgungsspannung VSS geladen»

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Die Kondensatoren C1 und C2 sind, wie in Fig. 2B dargestellt, in Reihe geschaltet, so daß die Schalt-MISPETs Q2 und Q4 leitend gemacht werden. Die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 wird von den Klemmen des Kondensators C2 erhalten.

Indem man die Kapazitäten der Kondensatoren C1 und C2 in der angegebenen Weise relativ groß macht, nimmt die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 im Zustand · gemäß Fig. 2A einen solchen Wert an, der im wesentlichen sowohl durch die Spannung der Batterieversorgungsspannung als auch durch das Spannungsteilerverhältnis bestimmt ist, welches von den Kondensatoren C1 und C2 bestimmt wird, während die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 im Zustand gemäß Fig. 2B einen solchen Wert annimmt, der sowohl durch die zusammengesetzte parallele Kapazität als auch die gespeicherten Ladungen der Kondensatoren C1 und C2 bestimmt ist.

Macht man die Kapazitäten der Kondensatoren C1 und C2 gleich groß, so kann die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 im Zustand gemäß Fig. 2A und die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 im Zustand gemäß Fig. 2B auf einen im wesentlichen identischen Wert verringert werden, d.h. einen Wert, der im wesentlichen gleich der halben Spannung der Batterieversorgungsspannung VSS ist.

Durch die Serien-Parallel-Umschaltoperationen der Kondensatoren C1 und C2 der oben beschriebenen Art geht

der Strom, der aus der Versorgungsbatterie VSS fließt, im wesentlichen auf einen Wert mit der halben Stromstärke, die durch einen nachstehend näher beschriebenen Spannungsregler fließt.
35

Wie sich aus der Wirkungsweise der Untersetzungsschaltung 1 ergibt, können die Schalt-MISFETs Q1 und Q3 in der Weise leitend gemacht werden, die komplementär zu den

Ί' Schalt-MISFETs Q2 und Q4 ist. Zu diesem Zweck können die Schalt-MISFETs Q1 , Q3 und Q4 irn Prinzip mit demselben Taktimpuls getrieben werden, während der Schalt-MISFET Q2 mit einem Taktimpuls getrieben werden kann, dessen Phase entgegengesetzt zu der des Taktimpulses zum Antrieb der MISFETs Q1 , Q3 und Q4 ist.

In diesem Falle werden jedoch durch die Anstiegs- und Abschalteigenschaften der Taktimpulse sowohl die Schalt-MISFETs Q1 und Q2 als auch die Schalt-MISFETs Q1 und Q4 übergangsweise gleichzeitig leitend gemacht, so daß die nachstehenden Nachteile auftreten.

Zunächst einmal: wenn die Schalt-MISFETs Q1 und Q2 gleichzeitig leitend gemacht werden, werden die Versorgungsbatterie VSS und der Kondensator C2 über diese MISFETs Q1 und Q2 verbunden. Infolgedessen wird die Ladungsspannung des Kondensators C2 auf einen höheren Wert angehoben als er durch das Spannungsteilerverhältnis der Kondensatoren C1 und C2 bestimmt ist. Entsprechend dem Anstieg der Ladungsspannung des Kondensators C2 wird die Spannung, die dem Spannungsregler 2 aufgeprägt wird, so angehoben, daß der Leistungsverlust in ihm

selbst zunimmt.
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Wenn in gleicher Weise die Schalt-MISFETs Q1 und Q2 gleichzeitig leitend gemacht werden, nimmt die Ladungsspannung des Kondensators C1 zu. Durch den Anstieg in diesem Kondensator C1 wird die Ladungsspannung des

Kondensators C2 erhöht, wenn der Parallel-Umschaltbetrieb gestartet wird. Infolgedessen wird der Leistungsverlust im Spannungsregler 2 erhöht.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform werden,

um die Zunahme des Leistungsverlustes zu verhindern, die Taktimpulse φΐ bis φ\ so gewählt, daß ihre zeitliche Aufeinanderfolge den Fig. 5G bis 51 entspricht.

Genauer gesagt, wenn der Taktimpuls φ. zu einem Zeitpunkt t10 auf einen so hohen Pegel ansteigt, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential der Schaltung ist, wird der Taktimpuls φ^ zu einem Zeitpunkt t11 auf einen hohen Pegel gebracht, wenn eine Zeitspanne Zi.nach dem Zeitpunkt t10 verstrichen ist. Wenn eine Zeitspanne Z2 verstrichen ist, nachdem der Taktimpuls φΐ auf einen niedrigen Pegel abgefallen ist, der im wesentlichen gleich der Spannung VCL ist, fällt der Taktimpuls φ!

auf einen niedrigen Pegel ab. Wenn entsprechend eine Zeitspanne Z3 verstrichen ist, nachdem der Taktimpuls φ! auf den niedrigen Pegel abgefallen ist, wird der Taktimpuls φ^ auf einen hohen Pegel angehoben. Wenn eine Zeitspanne Z4 verstrichen ist, nachdem der Taktimpuls φΐ auf einen niedrigen Pegel abgefallen ist, wird der Taktimpuls φ 1 wieder auf hohen Pegel gebracht.

Die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 wird einem Spannungsregler 2 zugeführt, der nachstehend beschrieben ist. Der Spannungsregler 2 erhält die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 über seine Eingangsleitung 1«, um eine konstante Spannung an seiner Ausgangsleitung 1, abzugeben. Die Ausgangsspannung des Spannungsreglers 2 wird, obwohl nicht darauf beschränkt, auf einen solchen Wert eingestellt, der auf einen Wert in der Nähe der unteren Grenzbetriebsspannung der jeweiligen nachstehend beschriebenen elektronischen Schaltungen abgefallen ist. Die nominelle elektromotrische Spannung einer Lithiumbatterie beträgt ungefähr 3 Volt, so

™ daß die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung entsprechend auf etwa 1,5 Volt eingestellt ist. Infolgedessen wird die untere Grenzbetriebsspannung der verschiedenen Schaltungen, z.B. auf etwa 1,2 Volt eingestellt.

Der Spannungsregler 2 ist in der dargestellten Weise so aufgebaut, daß er folgende Bauelemente und Baugruppen

aufweist: einen p-Kanal-Steuer-MISFET Q14, dessen Drain-Elektrode an die Eingangsleitung I₂ und dessen Sourceelektrode an die Ausgangsleitung 1_ angeschlossen sind; einen Differenzverstärker 20 zur Lieferung einer Steuerspannung für die Gateelektrode des Steuer-MISFET Q14; • einen Referenzspannungsgenerator 21 zur Lieferung einer Referenzspannung für den Differenzverstärker 20; und eine Pegelverschiebungsschaltung 22.

Die Referenzspannungsschaltung 21 ist, obwohl nicht darauf beschränkt, aus MISFETs Q5 bis Q8 und einem Widerstand R7 aufgebaut, wie es in Fig. 1 dargestellt ist. Der MISFET Q8 ist mit seinen Gate- und Drain-Elektroden so geschaltet, daß er eine konstante Spannung zwischen seinen Drain- und Source-Elektroden erzeugt, die im wesentlichen seiner Schwellwertspannung entspricht. Diese konstante Spannung wird der Gatelektrode des MISFET Q 7 zugeführt. Dieser MISFET Q7 erzeugt an seiner Drain-Elektrode einen Drainstrom mit einem solchen Pegel, der sowohl durch die seiner Drain-Elektrode zugeführte konstante Spannung als auch den Widerstand eines Widerstandes R1 bestimmt· ist, der an seine Source-Elektrode angeschlossen ist=

Mit der dargestellten Schaltungsanordnung wird dafür gesorgt, daß der Drainstrom des MISFET Q7 zum MISFET Q5 fließt, der einen Teil einer Stromspiegelschaltung bildet, so daß ein Drainstrom zur Vorspannung des MISFET Q8 entsprechend an der Drain-Elektrode des MISFET Q6 abgegeben wird.

Die Äusgangsspannung der Referenzspannungsschaltung 21 , d.h. die Drainspannung des MISFET Q8, wird als Gate-Vorspannung für die Differenz- und Konstantstrom-MISFETs QTi und Q13 des Differenzverstärkers 20 sowie den Konstantstrom-MISFET Q16 der Pegelverschiebungsschaltung 22 verwendet.

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] In der Referenzspannungsschaltung 21 wird dabei unmittelbar nach der Einschaltung der Batterieversorgung, d.h. unmittelbar nach dem Anschließen der Batterieversorgungsspannung VSS an die Anschlüsse P1 und P2, das Gateelektrodenpotential des MISFET Q6 auf einem Potential, z.B. dem Erdpotential, für eine vorgegebene Zeitspanne gehalten, und zwar durch die Streukapazität der Schaltung. Der MISFET Q6 wird durch die Spannung zwischen seinen Gate- und Source-Elektroden leitend gemacht. IQ Infolgedessen wird die Referenzspannungsschaltung 21 gestartet, wenn die Batterieversorgung erfolgt.

Die Pegelverschiebungsschaltung 22 ist aus dem Konstantstrom-MISFET Q16 und einem Pegelverschiebungs-MISFET Q15 in Diodenschaltung aufgebaut, um eine Spannung mit einem solchen Pegel zu erzeugen, der von der Spannung auf der Ausgangsleitung 1-, auf den Wert der Schwellwertspannung des Pegelverschiebungs-MISFET Q15 abgefallen ist.

Der Differenzverstärker 20 weist folgende Bauelemente auf: Differenz-MISFETs Q11 und Q12; einen Konstantstrom-MISFET Q13, der an die zusammengeschalteten Source-Elektroden der Differenz-MISFETs Q11 und Q12 angeschlossen ist; und MISFETs Q9 und Q10, die an die Drain-Elektroden der MISFETs Q11 und Q12 angeschlossen sind, um dadurch die Stromspiegelschaltung zu bilden.

Im Differenzverstärker 20 bilden die gemeinsamen Gate-Elektroden der Differenz-MISFETs Q11 und Q12 und die Drain-Elektrode des Differenz-MISFET Q12 einen nichtinvertierenden Eingang, einen invertierenden Eingang bzw. einen·Ausgang.

Eine Konstantspannung im wesentlichen gleich der Schwellwertspannung des MISFET Q8 wird der Gate-Elektrode des MISFET Q11 aufgeprägt, die als nicht-invertierender Eingang des Differenzverstärkers 20 arbeitet, während die

stabilisierte Ausgangsspannung VCL des MISFET Q12,

der als invertierender Eingang arbeitet,'über den MISFET Q15 der Gate-Elektrode des MISFET Q12 aufgeprägt wird, der als invertierender Eingang arbeitet. 5

Der Differenzverstärker 20 steuert die Impedanz des MISFET Q14, so daß die Spannung, deren Pegel von der Schwellwertspannung des MISFET Q15 verschoben wird, gleich der konstanten Spannung wird, die vom MISFET Q8 erzeugt wird. Infolgedessen- wird dafür gesorgt, daß die stabilisierte Ausgangsspannung VCL, die auf der Ausgangsleitung I₃ zu erzeugen ist, einen Wert hat, der gleich der Summe der Spannung zwischen der Drain- und Source-Elektrode des MISFET QS und der Spannung ist, deren Pegel vom MISFET QT5 verschoben worden ist.

Die stabilisierte Ausgangsspannung VCL wird in der beschriebenen Weise auf einen Wert eingestellt, der dicht bei der unteren Grenzbetriebsspannung der Schaltung liegt, und zwar sowohl durch geeignete Ausbildung der jeweiligen Größen der MISFETs Q8 und Q15 als auch durch Einstellung ihrer Vorspannung.

Dabei wird als Ergebnis, daß die jeweiligen MISFETs und die die nachstehend beschriebenen Schaltungen bildenden

MISFETs mit wechselseitig ähnlichen Schwellwertspannungen ausgelegt werden, die stabilisierte Ausgangsspannung VCL automatisch auf einen solchen Wert eingestellt, der für die Versorgungsspannung der nachstehend beschrie- ^ benen Schaltungen geeignet ist, und zwar unabhängig von Streuungen der Absolutwerte der Schwellwertspannungen der .jeweiligen MISFETs und Schwankungen aufgrund von Temperaturänderungen .

° Genauer gesagt wird in dem Falle, wo die untere Grenzbetriebsspannung der nachstehend beschriebenen Schaltungen durch die Zunahme der Schwellwertspannung des p-Kanal-MISFET dieser Schaltungen z.B. zunimmt, die Aus-

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' gangsspannung der Referenzspannungsschaltung 21 durch die Zunahme der Schwellwertspannung des p-Kanal-MISFET QS in Diodenschaltung erhöht. Infolgedessen wird eine richtig angehobene Spannung VCL vom Spannungsregler 2 abgegeben. In gleicher Weise wird in dem Falle, wo die untere Grenzbetriebsspannung der nachstehend beschriebenen Schaltungen durch die Zunahme der Schwellwertspannung des n-Kanal-MISFET dieser Schaltungen ansteigt, die Spannung, deren Pegel von der Pegelver-'" Schiebungsschaltung 22 verschoben worden ist, durch die Zunahme der Schwellwertspannung des n-Kanal-MISFET Q15 erhöht. Infolgedessen wird die Ausgangsspannung VCL in der richtigen Weise angehoben.

'^ In gleicher Weise wird in dem Falle, wo die untere Grenzbetriebsspannung der nachstehend beschriebenen Schaltungen abfällt, die Spannung VCL ebenfalls in der richtigen Weise verringert. Die Schaltungen 20-22 können mit einem bemerkenswert kleinen Vorspannungsstrom von etwa

10 na jeweils betrieben werden, indem man ihre jeweiligen MISFETs Q5-Q16 und den Widerstand R1 geeignet ausbildet.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform wird mit

den dargestellten Schaltungsverbindungen die Versorgungsspannung zum Betrieb des Differenzverstärkers 20 von der üntersetzungsschaltung 1 geliefert, während die Versorgungsspannung zum Betrieb der Referenzspannungsschaltung 21 direkt von der Versorgungsbatterie VSS geliefert wird.

Wenn die Referenzspannungsschaltung 21 so ausgebildet ist, daß sie direkt von der Batterieversorgungsspannung VSS betrieben wird, wie es oben angegeben worden ist, kann eine zufriedenstellende Referenzspannung von der Referenzspannungsschaltung 21 abgegeben werden, auch wenn die

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Spannung durch Verbrauch der Batterie oder dgl. abfällt. Dabei reicht die Referenzspannungsschaltung 21 aus, um eine konstante Spannung mit einem relativ niedrigen Pegel zu erzeugen, der dem Pegel der Schwellwertspannung gemäß MISFET Q8 entspricht. Um die Leistungsaufnahme der Referenzspannungsschaltung 21 weiter zu verringern, kann somit die Versorgungsspannung von der Untersetzungsschaltung 1 erhalten werden, ähnlich wie beim Differenzverstärker 20=
10

Dabei ist ein Kondensator C 4 vorgesehen, der zwischen die Gate-Elektrode des MISFET Q14 und den Erdungspunkt geschaltet ist, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, teilweise um den Spannungsregler 2 am Schwingen zu hindern und

• 5 teilweise um zu verhindern, daß Schwankungen, die bei der von der Untersetzungsschaltung 1 erzeugten Spannung auftreten, zur Gate-Elektrode des MISFET Q14 übertragen werden, und zwar durch eine Überlappungskapazität, d.h. eine nicht gesondert dargestellte Drain-Gate-Kapazität, die zwischen den Drain- und Gate-Elektroden des MISFET Q14 vorhanden ist, so daß verhindert wird, daß die stabilisierte Ausgangsspannung VCL schwankt. Diese Kapazität wird auf einen relativ großen Wert eingestellt,

z.B. 20 pF bis 40 pF.
25

Die stabilisierte Ausgangsspannung VCL wird als Versorgungsspannung für die jeweiligen Schaltungen verwendet, die nachstehend näher erläutert sind. Das Bezugszeichen 3 bezeichnet einen Oszillator, der so betrieben wird, daß er z.B. ein Referenzfrequenzsignal mit einer Frequenz von 32768 Hz erzeugt.

Der Oszillator 3 weist folgende Bauelemente auf:

einen Inverter IV1, der als Verstärker wirkt; einen

Oszillator-Stabilisierungswiderstand R3.; einen Vorspannungswiderstand R2; einen Quarzkristall X, ,; und Kondensatoren C10 und C11.

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Der Inverter IV1 ist in der in Fig. 7 dargestellten Weise z.B. aus einem n-Kanal-MISFET Q20 und einem p-Kanal-MISFET Q21 aufgebaut und wird mit der Versorgungsspannung VCL betrieben, die vom Spannungsregler 2 geliefert wird.

Obwohl nicht darauf-beschränkt, werden die Kondensatoren C10 und C11, welche die Oszillatorfrequenz zusammen mit dem Quarzkristall X. . bestimmen, aus folgenden Bauelementen ausgewählt, die Kapazitäten mit vorgegebenem Temperaturkoeffizienten besitzen, und zwar im Hinblick darauf, den Temperaturkoeffizienten der Oszillatorfrequenz zu verringern; sie sind als externe Teile der integrierten Schaltung vorgesehen.

Der in Fig. 7 dargestellte Inverter ist so ausgebildet, daß seine Ausgangsspannungscharakteristik gegenüber der Eingangsspannung Vi den durch eine Kurve B in Fig. 8 angegebenen Verlauf hat, wenn seine Betriebsspannung gleich der Batteriespannung VSS ist.

Der p-Kanal-MISFET Q21 wird leitend gemacht, wenn die Eingangsspannung Vi höher liegt ais seine Schwellwertspannung V., , während der n-Kanal-MISFET Q21 leitend gemacht wird, wenn die Eingangsspannung Vi nieder wird als der berechnete Wert, indem man die Schwellwertspannung V., von der Spannung VCL auf der Ausgangsleitung I₃ subtrahiert. Infolgedessen fließt ein Durchgangsstrom, der mit einer strichlierten Linie B in Fig. 9 angedeutet ist, durch den Source-Drain-Durchgang der MISFETs Q20 und Q21 der Reihenschaltung entsprechend der Änderung der Eingangsspannung Vi.

Andererseits gilt z.B. für den Fall, wo die leitenden und nicht-leitenden Zustände der MISFETs Q21 und Q22 im -35 Anschluß an den Zustand, bei dem das Potential am Ausgangsknotenpunkt No im wesentlichen auf Erdpotential gehalten wird, vom leitenden Zustand des MISFET Q21 und vom nichtleitenden Zustand des MISFET Q20 invertiert werden, daß

der Ladestrom in einen Kondensator CO fließt, der an den Ausgangsknotenpunkt NO angeschlossen ist, und zwar durch den MISFET Q20 von der Ausgangsleitung

Infolgedessen wird die vom Inverter 7 gemäß Fig. 7 verbrauchte Leistung sowohl durch den Durchgangsstrom bestimmt, der als Folge davon ausgebildet wird, daß die MISFETs Q20 und Q21 gleichzeitig im wesentlichen leitend gemacht werden, als auch durch die Lade- und Entladeströme zu bzw. vom Kondensator CO=

Gemäß der hier beschriebenen Ausführungsform ist der Bereich der Eingangsspannung Vi, innerhalb dessen der Durchgangsstrom gemäß der Verringerung der Spannung VCL auf der Äusgangsleitung I₃ fließt, eingeengt und der Pegel des Durchgangsstromes selbst verringert.

Da außerdem der Änderungsbereich der Ausgangsspannung VO entsprechend der Spannung VCL auf der Leitung I₃ verringert wird, werden die Lade- und Entladeströme durch den Kondensator CO verringert. Infolgedessen wird die Leistungsaufnahme des Inverters gemäß Fig. verringertο

Dabei verdeutlicht die Kurve A in Fig. 8 die Ausgangsspannungscharakteristik gegenüber der Eingangsspannung des Inverters für den Fall, wo die Ausgangsspannung VCL des Spannungsreglers 2 der Leitung I₃ zugeführt wird, während eine ausgezogene Linie A in Fig. 9 die Durchgangsstrom-Wellenform zeigt, wenn der Inverter die Charakteristik gemäß der Kurve A in Fig. 8 hat.

Der Oszillator 3 in Fig. 1 erzeugt ein Referenzfrequenzsignal mit einer Wellenform ähnlich Sinuswellenformen, obwohl er nicht auf diese Ausführungsform beschränkt ist. Dieses Referenzfrequenzsignal wird dem Inverter zugeführt, der als Wellenformungsschaltung arbeitet, die die Spannung VCL auf der Leitung I^ als Versorgungs-

-32-spannung erhält.

Infolgedessen erzeugt der Inverter das Referenzfrequenzsignal·, dessen Welienform al·s Impul·ssignal· ausgebildet ist, und zwar entsprechend dem vom OsZi^ator 3 zugeführten sinusförmigen Referenzfrequenzsignal·. · Dieses Ausgangssignal· des Inverters 4 wird über eine Leitung I^ dem Eingang eines Frequenzteiiers 5 zugeführt. Dieser Frequenzteiier 5 ist, wie in Fig. 4 dargeste^t, aus einer Reihenschaitung von 16 Flipflops FF1 bis FFI6 sowie einem Inverter IV7 aufgebaut.

Jedes der Flipfiops FF1 bis FF16 ist so ausgebildet, daß die Ausgangssignale an den Ausgangsklemmen Q und Q synchron mit dem Abfall· des Taktsignais invertiert werden, das an ihrem Takteingang φ aufgeprägt wird. Infol·- gedessen wird entsprechend dem Referenzimpulssignal von 32768 Hz, das über die Leitung 1,- vom Inverter 4 gemäß Fig. 1 zugeführt wird, ein Impulssignal· von 16384 Hz am Ausgang des F^pfiops FF1 erzeugt, während ein Impuissignal mit 8192 Hz am Ausgang des Flipfiops FF2 erzeugt wird. In gleicher Weise wird beim letzten Schritt ein Impulssignal· von 0,5 Hz am Ausgang des F^pfiops FF16 erzeugt.

Die Ausgangsimpulssignale bei den jeweiligen Frequenzen, die vom Frequenzteiler 5 abgegeben werden, werden über eine Leitung l·-., oder l·^ einer We^enformungsscha^ung 6 zugeführt. Diese Wellenformungsscha^ung 6 ist vorgesehen, um ein Impulssignal zum Treiben eines bipolaren Antriebs-Schrittmotors M zu erzeugen, und ist, obwohl nicht eigens dargestellt, als geeignete Gatterschaltung ausgebildet, welche die Spannung VCL auf der Leitung I₃

al·s Versorgungsspannung erhä^.
35

Von der Wellenformungsscha^ung 6 wird ein Impulssignal abgegeben, dessen Pegel im wesentlichen auf die

Spannung VCL angehoben ist, und das abwechselnd von Sekunde zu Sekunde den Leitungen I₁₅ und l-₆ zugeführt wird. Obwohl nicht darauf beschränkt, sind, um den Durchschnitt des zu dem bipolaren Antriebs-Schrittmotor M fließenden Treiberstromes zu verringern, die Impulssignale von zwei zweiten Frequenzen auf der Leitung l-c und 1., g mit ihren Pegeln auf einen hohen Pegel angehoben, während der einen Periode, z.B. für 15,6 ms.

·Bei der hier beschriebenen Ausführungsform wird dabei der Signalpegel, der im wesentlichen auf den Erdpotentialpegel der Schaltung in der Weise abgefallen ist, daß er dem Umstand entspricht, daß die dem externen Anschluß P1 der integrierten Schaltung zugeführte Versorgungsspannung negative Polarität hat, als hoch angesehen, während der Signalpegel, der sich im wesentlichen auf den Versorgungsspannungspegel der Schaltung ändert, als niedrig angesehen wird.

Das Ausgangsimpulssignal der Wellenformschaltung 6 wird über eine Pegelverschiebungsschaltung 7 Ausgangs-Pufferschaltungen 8 und 9 zugeführt. Die Ausgangsimpulssignale der Ausgangs-Pufferschaltungen 8 und 9 werden über die externen Anschlüsse P8 und P9 der Antriebsspule L des bipolaren Antriebs-Schrittmotors M zugeführt. Als Folge davon, daß die Ausgangsspannungen der Ausgangs-Puf ferschaltungen 8 und 9 bei jeder zweiten Sekunde vom hohen Pegel zum niedrigen Pegel für die Zeitspanne von 15,6 ms abfallen, wird der Antriebsstrom, dessen PoIarität für 1 s invertiert wird, der Antriebsspule L zugeführt.

Infolgedessen dreht sich der Rotor R des Schrittmotors M jede Sekunde um einen vorgegebenen Drehwinkel. Das nicht dargestellte Getriebe der Uhr wird einmal pro Sekunde vom Rotor R angetrieben. Der bipolare Antriebs-Schrittmotor M erfordert üblicherweise einen Antriebs-

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strom, der erheblich größer als der Betriebsstrom der jeweiligen Schaltungen ist.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform sind die Ausgangs-Pufferschaltungen 8 und 9 mit den dargestellten Schaltungsverbindungen so aufgebaut, daß sie in der Weise arbeiten, daß die Batterieversorgungsspannung VSS als direkte Versorgungsspannung verwendet wird. Mit den bisher beschriebenen Verbindungen kann der Ladestrom des Spannungsreglers 2 verringert werden, und der Antriebs strom des Schrittmotors M wird nicht vom Spannungsregler 2 zugeführt, so daß die Spannung VCL auf der Leitung I^ ausreichend stabilisiert werden, und zwar unabhängig davon, daß der Antriebsstrom intermittierend erzeugt wird.

Mit der Verschaltung wird außerdem die Versorgungsspannung der Ausgangs-Pufferschaltungen 8 und 9 von Einflüssen befreit, die auf dem Spannungsabfall beruhen, der im Spannungsregler 2 stattfindet. Infolgedessen kann auch in dem Zustand, wo die Spannung der Versorgungsbatterie VSS relativ abgefallen ist, ein ausreichend großer Antriebsstrom über die Ausgangs-Pufferschaltungen 8 und 9 dem Schrittmotor M zugeführt werden.

Diese Ausgangs-Pufferschaltungen 8 und 9 sind nach Art von komplementären Invertern gemäß Fig. 7 aufgebaut. Wenn der Inverter gemäß Fig. 7 mit der Batterieversorgungsspannung VSS betrieben wird, ist die Eingangsspan-^ου nung Vi mit dem Pegel der Batterieversorgungsspannung VSS erforderlich, um den n-Kanal-MISFET Q20 ausreichend nicht-leitend zu machen. Hierbei wird das von der Wellenformungsschaltung 6 auf die Leitungen I₁₅ und 1,., abgegebene Impulssignal in der oben beschriebenen Weise

so eingestellt, daß es seinen niedrigen Pegel bei dem der stabilisierten konstanten Spannung VCL hat.

Somit ist die hier beschriebene Ausführungsform mit einer Pegelverschiebungsschaltung 7 ausgerüstet, um den Pegel des Niedrigpegel-Ausgangssignals der Wellenformungsschaltung 6 auf den niedrigen Signalpegel beim Spannungspegel der Batterieversorgungsspannung VSS zu verschieben.

Obwohl nicht darauf beschränkt, kann die Pegelverschiebungsschaltung 7 einen Aufbau gemäß Fig. 6 haben und

TO folgende Bauelemente besitzen: MISFETs Q20-Q23, die unter Verwendung der Batterieversorgungsspannung VSS als Versorgungsspannung betrieben werden; und MISFETs Q24 und Q25, die unter Verwendung der Spannung VCL als Versorgungsspannung betrieben werden, um ein invertiertes Signal in Abhängigkeit von der Eingangsspannung Vi zu erzeugen.

Das Bezugszeichen 13 bezeichnet eine Zeiteinstellungsschaltung, die das Signal vom Schalter SW über den externen Anschluß P10 erhält, um eine Leitung I₁₂ mit einem Signal zum Rücksetzen des Frequenzteilers 5 zu versorgen. Diese Zeiteinstellungschaltung 13 ist so aufgebaut, daß sie die Leitung 1.- ^mit einem Signal hohen Pegels für eine vorgegebene Zeitspanne versorgt, und zwar unabhängig vom Betrieb des Schalters SW, wenn die Batterieversorgung erfolgt.

Der Taktgenerator 11 erzeugt die Taktimpulse φ'^ bis φ ^ zum Betreiben der Untersetzungsschaltung 1, wie es oben angegeben worden ist. Anstatt eines Aufbaus der oben beschriebenen Art kann der Taktgenerator 11 hinsichtlich seiner Konstruktion so modifiziert werden, daß er folgende Baugruppen aufweist: einen Oszillator, der in der Weise arbeitet, daß er einen Referenztakt erzeugt, indem er die Batterieversorgungsspannung VSS als direkte Versorgung s spannung verwendet; und eine Logikschaltung, die das Ausgangssignal des Oszillators erhält.

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Bei der hier beschriebenen Ausführungsform wird jedoch der Referenztakt vom Frequenzteiler 5 mit einer solchen Verschaltung versorgt, wie es in Fig. 1 dargestellt ist. Somit wird es nicht erforderlich, den Oszillator im Taktgenerator 11 auszubilden, um es somit zu er-

■ möglichen, eine unerwünschte Zunahme bei der Leistungsaufnahme der Schaltung sowie eine unerwünschte Zunahme hinsichtlich der Anzahl der Schaltungselemente der integrierten Halbleiterschaltung zu verhindern.

Außerdem ist der Taktgenerator 11 so aufgebaut, daß er die Spannung, die vom Spannungsregler abfällt, als Versorgungsspannung anstelle der Spannung der Versorgungsbatterie VSS erhält.

Da der niedrige Pegel des Ausgangs-Taktsignals des Taktgenerators 11 nicht ausreichend ist, um die MISFETs Q1 und Q2 der Untersetzungsschaltung 1 zu schalten, ist die Pegelverschiebungsschaltung 12 vorgesehen.

Die Pegelverschiebungsschaltung 12 ist in gleicher Weise aufgebaut wie die Pegelverschiebungsschaltüng 7 gemäß Fig. 6. Die Pegelverschiebungsschaltung 12 ist so ausgebildet, daß sie einen relativ vereinfachten Aufbau besitzt, so daß sie relativ wenig Leistung aufnimmt.

Andererseits ist der Taktgenerator 11 so ausgebildet, daß er einen relativ komplexen Aufbau besitzt und relativ hohe Leistung verbraucht, wie sich aus dem Schaltbild gemäß Fig. 4 ergibt.

Infolgedessen kann eine Konstruktion, bei der die Versorgungsspannung des Taktgenerators 11 von der Untersetzungsschaltung 1 und dem Spannungsregler 2 der oben angegebenen Art heruntergesetzt wird, eine niedrigere Leistungsaufnahme als die Konstruktion haben, bei der die Pegelverschiebungsschaltung 12 weggelassen wird, indem man den Taktgenerator 11 direkt mit der Spannung der

-37-Versorgungsbatterie VSS betreibt.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform wird in der aus der Konstruktion ersichtlichen Weise in dem Falle, wo die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 den Wert Null hat, der Oszillator 3 nicht betrieben, so daß kein der Untersetzungsschaltung 1 zuzuführender Taktimpuls erzeugt wird.

Damit eine Spannung, die für den Betrieb des Oszillators erforderlich ist, auf der Leitung I^ auftreten kann, wenn eine Versorgung mit der Batterieversorgungsspannung VSS erfolgt, muß die notwendige Spannung von der Untersetzungsschaltung 1 auch dann abgegeben werden, wenn der Oszillator 3 unwirksam bleibt.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform werden die Gatepotentiale der Schalt-MISFETs Q1, Q2 und Q3 auf hohen Pegel, wie z.B. das Erdpotential der Schaltung in dem Augenblick angehoben, wenn die Spannungseinschaltung erfolgt, und zwar durch die Kondensatoren als Streukapazitäten, die zwischen die jeweiligen Gateelektroden und den Erdungspunkt der Schaltung geschaltet sind, so daß sie leitend gemacht werden. Infolgedessen wird die Eingangsleitung I₂ des Spannungsreglers 2 mit Spannung versorgt. Wenn jedoch zumindest einer der Schalt-MISFETs Q1 und Q2 nicht-leitend gemacht wird, bevor die der Eingangsleitung 1„ zuzuführende Spannung auf den gewünschten Pegel angehoben wird, wird eine Signalerzeugungsschaltung, wie der Oszillator, nicht mit einer ausreichenden Betriebsspannung versorgt.

Obwohl nicht darauf beschränkt, werden bei der hier beschriebenen Ausführungsform die Schalt-MISFETs Q1-Q3 der Untersetzungsschaltung 1 zwangsläufig und gleichzeitig leitend gemacht, damit die Spannung mit einem gewünschten Pegel der Leitung I₂ zugeführt werden kann,

wenn die Einschaltung der Batterieversorgungsspannung VSS erfolgt.

Infolgedessen wird eine Spannung, die im wesentlichen gleich der Batterxeversorgungsspannung VSS ist, von der Untersetzungsschaltung 1 abgegeben, so daß eine vorgegebene Spannung dementsprechend von dem-Spannungsregler 2 abgegeben wird.

Der Startzustand, d.h. der Zustand, bei dem die Schalt-MISFETs Q1-Q3 gleichzeitig leitend gemacht werden, wird für eine solche Zeitspanne fortgesetzt, bis der Oszillator 3 ein ausreichendes Schwingungsverhalten erreicht hat. Infolgedessen werden die Starts der jeweiligen Schaltungen in Fig. 1 gewährleistet.

Als relativ einfache Konstruktion zur Einstellung des Start-Zustands kann eine Konstruktion gewählt werden, bei der eine Start-Halteschaltung oder -Zwischenspeicherschaltung vorgesehen ist, die so ausgelegt ist, daß sie vom Anstieg der Versorgungsspannung gesetzt werden kann, wenn die Batterieversorgung eingeschaltet wird, und wobei die Schaltung weiterhin so ausgelegt ist, daß sie vom Anstieg des Ausgangssignals einer vorgegebenen Ausgangsstufe des Frequenzteilers 5 zurückgesetzt wird, so daß die Schalt-MISFETs Q1-Q3 auf der Basis des Ausgangssignals der Start-Zwischenspeicherschaltung gleichzeitig leitend gemacht werden.

Beim Oszillator 3, der bei der hier vorliegenden Ausführungsform mit einer relativ niedrigen Spannung betrieben wird, sollte jedoch berücksichtigt werden, daß es eine relativ lange Zeitspanne dauert, bis der Oszillator 3 in einen ausreichend stabilen Schwingungszustand gebracht worden ist, nachdem die Spannungsversorgung erfolgt ist, und daß der Betrieb des Oszillators 3 in der Mitte

des Starts des Schwingungsbetriebes relativ unstabil ist, und zwar durch Schwankungen der Versorgungsspannung.

Falls der Startzustand beendet ist, beginnt die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 von einer Spannung, die im wesentlichen gleich der Spannung der Versorgungsbatterie VSS ist, abzufallen. In der Tat ist der Spannungsregler 2 nicht eine solche perfekte, ideale Schaltung, deren Ausgangsspannung unabhängig von ihrer Eingangsspannung bleibt. Genauer gesagt, die Ausgangsspannung des Spannungsreglers 2 fällt in Abhängigkeit von der Verringerung der Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 leicht ab und schwankt in Abhängigkeit von solchen Schwankungen in der Ausgangsspannung und der Untersetzungsschaltung 1, die den Start der Schaltoperationen der Schalt-MISFETs Q1-Q4 begleiten.

Infolgedessen kann der Schwingungsbetrieb des Oszillators 3 instabil werden, unmittelbar nachdem der Startzustand beendet worden ist. Wenn die Zeitspanne des Taktimpulses, der an die Untersetzungsschaltung 1 angelegt wird, entsprechend der Instabilität der Schwingungen geändert wird, nimmt die sich ändernde Amplitude der Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 entsprechend zu, und der Schwingungsbetrieb des Oszillators 3 kann infolgedessen unterbrochen werden.

Die anschließenden Schaltoperationen der Schalt-MISFETs Q1-Q4 der Untersetzungsschaltung 1 werden durch die Unter- ^v brechung des Schwingungsbetriebs des Oszillators 3 unterbrochen, so daß die Spannung auf der Leitung 1~ weiter abfällt. Hierbei werden in der Pegelverschiebungsschaltung 12 gemäß Fig. 6 mit komplementären MISFETs die nachstehenden unerwünschten Schaltungsoperationen hervorgerufen, wenn die komplementäre Inverterschaltung, die aus den MISFETs 024 und Q25 aufgebaut ist, durch die Verringerung der Spannung VCL im wesentlichen nicht-leitend gemacht, während der MlSFET Q22 leitend ist.

Genauer gesagt, wenn die Spannung VCL abgefallen ist, wird der n-Kanal-MISFET Q24 nicht-leitend gemacht, auch wenn die Eingangsspannung Vi auf hohen Pegel, z.B. 0 Volt, angehoben wird. Als Folge davon, daß der MISFET Q24 nicht-leitend bleibt, kann der MISFET Q23 nicht leitend gemacht werden.

Wenn infolgedessen bei der Schaltung gemäß Fig. 1 die Ausgangsspannung VCL des Spannungsreglers 2 auf einen niedrigeren Pegel als die untere Grenzbetriebsspannung des komplementären Inverters durch den Spannungsabfall auf der Leitung 1- abfällt, hört die Pegelverschiebungsschaltung 12 auf, Taktimpulse mit einem solchen Pegel zu erzeugen, der die Schalt-MISFETs Q1-Q3 gleichzeitig leitend machen kann.

Falls infolgedessen nur die Zwischenspeicherschaltung für den einfachen Zweck der Startoperation in der oben beschriebenen Weise vorgesehen ist, um den Oszillatorbetrieb aus dem Zustand, in dem der Oszillatorbetrieb aufgehört hat, wieder zu starten, wird es erforderlich, daß die Start-Verriegelungsschaltung oder Start-Zwischenspeicherschaltung ihren Ausgangszustand durch einen Vorgang wiederherstellt, bei dem die Batterleversorgungsspannung oder dgl. einmal abgeschaltet wird, und daß der Halte- oder Speicherbetrieb mit den MISFETs Q22 und Q20 der Pegelverschiebungsschaltung 12 gelöst wird.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform ist es möglieh, zu verhindern, daß die Spannung VCL auf einen unerwünschten Pegel abfällt, nachdem die Batterievers.orgung eingeschaltet worden ist, indem man einen Schwingungsdetektor 10 vorsieht. Infolgedessen wird der Schwingungsbetrieb des Oszillators 3, dessen Betrieb aus diesem Grunde aufgehört hat, wieder gestartet.

Der Schwingungsdetektor 10 ist gemäß Fig. 1 so aufgebaut, daß er folgende Bauelemente aufweist: Inverter IV2-IV6,

die so ausgelegt sind, daß sie von der Versorgungsspannung VCL auf der Leitung I₃ betrieben werden; eine Exklusiv-ODER-Schaltung EOR; Widerstände R4 und R5; und Kondensatoren C12 und CI3. 5

Der so aufgebaute Schwingungsdetektor 10 wird mit einem vorgegebenen Ausgangssignal des Frequenzteilers 5 versorgt, z.B. mit dem invertierten Ausgangssignal Q der Flipflopschaltung FF5 in Fig. 4. 10

Der Betrieb des Schwingungsdetektors 10 wird nachstehend unter Bezugnahme auf die Betriebswellenformen in Fig. näher erläutert.

Ί5 Zum Zeitpunkt t0 wird die Batterieversorgungsspannung VSS eingeschaltet. Da die Exklusiv-ODER-Schaltung EOR an ihren beiden Eingängen Signale mit so hohem Pegel erhält, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential ist, erzeugt sie ein Signal mit einem niedrigen Pegel, der im wesentlichen gleich der Versorgungsspannung VCL ist, wie es mit der Wellenform C in Fig. 3 angedeutet ist. Der MISFET Q17 wird vom Niedrigpegel-Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung EOR nicht-leitend gemacht. Das Signal am Eingang des Inverters IV5, der als Wellenformungsschaltung arbeitet, wird mit seinem Pegel vom Kondensator C13 auf einen so hohen Pegel angehoben, der im wesentlichen gleich dem Erdpotential ist, wie es durch die Wellenform E in Fig. 3 angegeben ist. Das Ausgangssignal des Inverters IV6 wird entsprechend

^ou auf hohen Pegel angehoben, wie es mit der Wellenform F in Fig. 3 angegeben ist.

Entsprechend den Schwingungs-Start-Eigenschaften des Quarzkristalls X. , wird mit der Abgabe des Referenzfrequenzsignals vom Oszillator 3 zu einem Zeitpunkt ti begonnen, wie es mit der Wellenform A in Fig. 3 angegeben ist. Als Folge davon, daß die Amplitude des Referenzfrequenzsignals am Ausgang des Oszillators 3

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zu einem Zeitpunkt t2 ausreichend groß geworden ist, beginnt der Frequenzteiler 5 auf das Referenzimpulssignal anzusprechen, das über die Wellenformungsschaltung 6 angelegt wird.

Als Folge davon, daß eine vorgegebene Anzahl von Referenzimpulssignalen nach dem Zeitpunkt t2 angelegt wird, wird ein Signal, das zu einem Zeitpunkt t3 einen niedrigen Pegel besitzt, wie es mit der Wellenform B in Fig. 3 angegeben ist, vom Frequenzteiler 5 auf eine Leitung l_q abgegeben.

Die Exklusiv-ODER-Schaltung EOR wird mit einem Eingangssignal versorgt, das für eine solche Verzögerungszeitspanne nicht-koinzident wird, die durch eine Verzögerungsschaltung bestimmt ist, welche die Inverter IV2 und IV3, den Widerstand R4 und den Kondensator C12 enthält. Infolgedessen erzeugt die Exklusiv-ODER-Schaltung EOR ein solches Signal, das den hohen Pegel für eine Zeitspanne besitzt, die der Verzögerungszeitspanne entspricht.

Durch die Signale mit hohem Pegel der Exklusiv-ODER-Schaltung EOR wird ein MISFET Q17 leitend gemacht, so daß das Ausgangssignal des Inverters IV4 auf niedrigen Pegel gebracht wird. Infolgedessen wird der Kondensator C13 mit dem Signal mit niedrigem Pegel des Inverters IV4 über den MISFET Q17 versorgt. Dieser MISFET Q17 wird nicht-leitend gemacht, und zwar entsprechend dem Umstand, daß das Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung EOR dazu gebracht wird, daß es den niedrigen Pegel wiederherstellt. Infolgedessen wird das Signal mit niedrigem Pegel im Kondensator C13 gehalten.

In gleicher Weise wird jedesmal dann, wenn der Signalpegel, der vom Frequenzteiler 5 einer Leitung 1„ bei und nach einem Zeitpunkt t4 zuzuführen ist, der Kondensator C13 mit dem Signal mit niedrigem Pegel ver-

sorgt. Infolgedessen erzeugt eine Leitung I₂- ein solches Signal, wie es mit der Wellenform E in Fig. 3 angegeben ist»

In einer Weise, die dem Signal mit niedrigem Pegel auf der Leitung 1».. entspricht, wird ein Signal mit niedrigem Pegel, wie es mit der Wellenform F in Fig. 3 angegeben ist, vom Inverter IV6 auf eine Leitung 1-.-, geyeben. Das vom Inverter IV6 abgegebene Signal mit niedrigem Pegel wird als Schwingungsbetrieb-Abtastsignal des Oszillators 3 angesehen.

Damit bei der hier beschriebenen Ausführungsform das Schwingungsbetrieb-Abtastsignal vom niedrigen zum hohen Pegel geändert werden kann, bevor die Ausgangsspannung VCL des Spannungsreglers 2 auf die untere Grenzbetriebsspannung der Schaltung, wie z.B. des Taktgenerators 11 oder der Pegelverschiebungsschaltung 12, durch die Schwingungsunterbrechung des Oszillators 3 abfällt, ist der Widerstand R5 parallel zum Kondensator C13 geschaltet.

Infolgedessen wird, wenn der Schwingungsbetrieb des Oszillators 3 unterbrochen wird, wie in dem Falle unmittelbar nach Beendigung des Startzustands beispielsweise, die Untersetzungsschaltung 1 dazu gebracht, daß sie den Startzustand automatisch wieder einnimmt.

Der Frequenzteiler 5 und der Taktgenerator 11 sind im einzelnen in Fig. 4 dargestellt. Der Taktgenerator 11

^ ist aus Halte- oder Zwischenspeicherschaltungen LA1 bis LA4, NAND-Schaltungen ND1 bis ND7 und einem Inverter IV8 aufgebaut. Jede der Zwischenspeicherschaltungen LA1 bis LA4 ist in der dargestellten Weise aus zwei NOR-Schaltungen aufgebaut. Die Zwischenspeicherschaltungen

LA1 und LA2, die KAND-Schaltung ND1 und der Inverter IV8 bilden im wesentlichen eine Startsteuerschaltung.

Von der Zwischenspeicherschaltung LA1 wird das Signal mit hohem Pegel auf der Leitung Ig als 'Setzsignal angesehen, während das Signal mit hohem Pegel auf der Leitung I₁₀ als Rücksetzsignal angesehen wird. In gleieher Weise wird von der Zwischenspeicherschaltung LA2 ■ das Signal mit hohem Pegel auf der Leitung I₂=, als Setzsignal angesehen, während das Signal mit hohem Pegel auf der Leitung 1₂~ als Rücksetzsignal angesehen wird.

Wenn die Batterieversorgungsspannung VSS eingeschaltet wird, werden die jeweiligen Flipflops FF1 bis FFI6, die den Frequenzteiler 5 bilden, jeweils vom Signal mit hohem Pegel zurückgesetzt, das über die Leitung I₁₂ von der Zeiteinstellungsschaltung 13 geliefert wird.

Die Zwischenspeicherschaltung LA1 wird vom Signal mit hohem Pegel zurückgesetzt, wie es mit der Wellenform B in Fig. 3 angegeben ist, das über die Leitung 1_Q vom Flipflop FF5 geliefert wird.

Die Zwischenspeicherschaltung LA2 wird vom Signal mit hohem Pegel zurückgesetzt, das mit der Wellenform F in Fig. 3 angegeben ist und über die Leitung I₂₂ vom Schwingungsdetektor 10 geliefert wird. Infolgedessen wird dafür gesorgt, daß das Signal, das von der Zwischenspeicherschaltung LA2 auf eine Leitung I₂^ gegeben wird, zum Zeitpunkt tO niedrigen Pegel besitzt, wie es mit der Wellenform H in Fig. 3 angegeben ist.

^O Wenn das Signal auf der Leitung 1«- auf niedrigen Pegel gebracht worden ist, und zwar in Abhängigkeit von der Schwingungsabtastung durch den Schwingungsdetektor 10 im Zeitpunkt t3, wie es mit der Wellenform F in Fig. 3 angegeben ist, wird die Zwischenspeicherschaltung LA2

^ aus ihrem zurückgesetzten Zustand freigegeben. Als Folge davon, daß das Setzsignal der Leitung I₂₃ im Zeitpunkt t3 nicht zugeführt wird, wird das Signal auf der Leitung I₂^ auf niedrigem Pegel gehalten, wie es mit der Wellen-

-45-form H in Fig. 3 angegeben ist.

Zu einem Zeitpunkt t5, eine Sekunde nachdem der Frequenzteiler 5 seine Frequenzteilungsoperation begonnen hat, wird der nicht-invertierende Ausgang des Flipflops FF16 in diesem Frequenzteiler 5 mit seinem Pegel vom niedrigen Pegel auf hohen Pegel geändert, wie es mit der Wellenform C in Fig. 3 angegeben ist. Dementsprechend wird die Zwischenspeicherschaltung LAl zurückgesetzt.

Die NAND-Schaltung ND1 erhält an ihren beiden Eingängen solche Signale, die gleichzeitig auf hohen Pegel nur für die Verzögerungszeitspanne der NOR-Schaltung NR2 der Zwischenspeicherschaltung LA1 gebracht werden. Das Ergebnis besteht darin, daß das Signal mit hohem Pegel, das mit der Wellenform G in Fig. 3 angedeutet ist, zu einem Zeitpunkt t5 auf der Ausgangsleitung I₃₃ des Inverters IV8 abgegeben wird, der das Ausgangssignal der NAND-Schaltung ND1 erhält.

Die Zwischenspeicherschaltung LA2 wird vom Signal mit hohem Pegel auf der Leitung I₂-. gesetzt, so daß das Signal mit hohem Pegel, wie es mit der Wellenform H in Fig.3 angegeben ist, auf der Leitung 1-, abgegeben wird. Das Signal mit niedrigem Pegel auf der Leitung 1_. wird als Startzustand-Anzeigesignal angesehen.

Die Taktimpulse φΐ bis φΐ, die von den NAND-Schaltungen ND5 bis ND7 jeweils abgegeben werden, werden gleichzeitig auf hohen Pegel gebracht, und zwar entsprechend dem Startzustand-Anzeigesignal. Die Taktimpulse φΐ bis 0' werden über die Pegelverschiebungsschaltung 12 den Schalt-MISFETs Q1 bis Q4 der Untersetzungsschaltung 1 zugeführt.

Wenn stabiler Betrieb durch den Umstand angezeigt wird, daß das Signal auf der Leitung 1~₄ hohen Pegel erreicht hat, werden die Taktimpulse φΐ bis φΐ in der nachstehenden Weise geändert.
5

Die Ausgangssignal-Wellenformen an den nicht-invertierenden Ausgängen der Flipflops FF3 bis FF5 des Frequenzteilers 5 sind mit den Buchstaben A bis C in Fig. 5 bezeichnet.

Die NAND-Schaltung ND5 wird dazu gebracht, daß sie durch die Verschaltung gemäß Fig. 4 das Taktsignal in Phase mit dem Ausgangssignal· des Flipflops FF5 erzeugt, wie es mit der Wellenform G in Fig. 5 angegeben ist.

Die Zwischenspeicherschaltung LA3 erzeugt ein solches Signal, wie es mit der Wellenform D in Fig. 5 angegeben ist, und zwar in Abhängigkeit von dem Signal am nichtinvertierenden Ausgang des Flipflops FF3 sowie dem Signal am invertierenden Ausgang des Fl'ipflops FF5.

Die NAND-Schaltung ND2 erzeugt ein solches Signal, wie es mit der Wellenform F in Fig. 5 angegeben ist, wenn es die nicht-invertierten Ausgangssignale der Flipflops FF3 und FF4 erhält.

Die NAND-Schaltung ND3 wird mit den Ausgangssignalen der Zwischenspeicherschaltung LA3 und der NAND-Schaltung

ND2 versorgt, während die NAND-Schaltung ND6 mit dem on
^OVJ Ausgangssignal der NAND-Schaltung ND3 versorgt wird, so daß ein Taktsignal φΐ, wie es mit der Wellenform H in Fig. 5 angegeben ist, von der NAND-Schaltung ND6 abgegeben wird.

in gleicher Weise erzeugt die Zwischenspeicherschaltung LA4 ein solches Signal, wie es mit der Wellenform E in Fig. 5 angegeben ist, wenn es die nicht-invertierten Ausgangssignale der Flipflopschaltungen FF3 und FF5

-47-erhält.

Die NAND-Schaltung ND7 erzeugt ein solches Taktsignal φΐ, wie es mit der Wellenform I in Fig. 5 angegeben ist, und zwar in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen der Zwischenspeicherschaltung LA4 und der NAND-Schaltung ND2.

Mit dem Taktsignal φΐ gemäß Fig. 5 wird der Schalt-MISFET Q3 der Untersetzungsschaltung 1 in Fig. 1 leitend gemacht, und zwar während der Zeitspanne von t10 bis t13 der einen Periode t10 bis ti 6 des Taktsignals.

Der Schalt-MISFET Q1 wird von dem Zeitpunkt an leitend gemacht, nachdem die zum Zeitpunkt t10 beginnende Zeitspanne ZI verstrichen ist, und wird zu einem Zeitpunkt t12 nicht-leitend gemacht, der um die Zeitspanne Z2 früher als der Zeitpunkt t13 liegt.

Der Schalt-MISFET Q4 wird für die Zeitspanne vom Zeitpunkt ti 3 bis zum Zeitpunkt t16 leitend gemacht.

Der Schalt-MISFET Q2 wird von dem Zeitpunkt an leitend gemacht, nachdem die beim Zeitpunkt t13 beginnende Zeitspanne Z3 verstrichen ist, und wird zu einem Zeitpunkt t15 nicht-leitend gemacht, der um die Zeitspanne Z4 früher als der Zeitpunkt t16 liegt.

Bei der Ausführungsform mit der oben beschriebenen Konstruktion kann somit der unerwünschte Anstieg der Ausgangsspannung der üntersetzungsschaltung verhindert werden.

In bekannter Weise ist die Kapazität einer Batterie durch

das Produkt des Entladungs- oder Ausgangsstromes der -35

Batterie und die Zeitspanne bestimmt. Für die gleiche Kapazität wird eine Batterie mit größerer elektromotorischer Kraft eine größere SpeJcherenergie haben.

Die elektromotorische Kraft einer Silberoxid-Batterie beträgt ungefähr 1,5 Volt, während eine'Lithium-Batterie eine elektromotorische Kraft von ungefähr 3 Volt besitzt. Somit hat eine Lithium-Batterie eine ungefähr doppelt so große Speicherenergie pro Volumen-• einheit wie eine Silberoxid-Batterie.

Wenn die üntersetzungsschaltung 1 aus der hier beschriebenen Ausführungsform entfernt wird, wird der Spannungsregler 2 direkt mit der Batterieversorgungsspannung VSS der Batterie versorgt. In diesem Falle können durch die Verwendung des Spannungsreglers 2 solche Ströme, die sowohl auf dem Durchgangsstrom als auch den Lade- und Entladeströmen zu und von den Kondensatoren beruhen, die von den jeweiligen Schaltungen verbraucht werden, welche die Ausgangsspannung des Spannungsreglers 2 erhalten, verringert werden. Im gleichen Falle wird jedoch ein Strom, der im wesentlichen gleich dem durch den Spannungsregler 2 fließenden Strom ist, durch die Versorgungsbatterie fließen, so daß die Eigenschaft der Lithium-Batterie mit hoher Speicherenergie nicht ausreichend genutzt werden kann.

Bei der bisher beschriebenen erfindungsgemäßen Schaltung kann durch die Anordnung der Untersetzungsschaltung 1 und des Spannungsreglers 2 der von der Lithium-Batterie zu liefernde Strom auf die Stromstärke 1/2 verringert werden, wenn die Stromstärke des vom Spannungsregler 2 zur elektronischen Schaltung fließenden Stromes mit ^ I bezeichnet wird. Außerdem kann die Spannung, die dem Spannungsregler 2 aufgeprägt wird, auf die Hälfte der Batterieversorgungsspannung VSS verringert werden. Infolgedessen läßt sich der Leistungsverlust im Spannungsregler 2 verringern. Andererseits werden die jeweiligen

^OJ elektronischen Schaltungen bei einer niedrigen Spannung in der Nähe der unteren Grenzbetriebsspannung vom Spannungsregler 2 betrieben. Infolgedessen läßt sich die Leistungsaufnahme der jeweiligen elektronischen Schal-

-49-tung verringern.

Bei der bislang beschriebenen Ausführungsformen läßt sich insbesondere die Eigenschaft einer Lithium-Batterie mit hoher Energiespeicherung in ausreichendem Maße ausnutzen. Mit anderen Worten, es ist möglich, eine elektronische Uhr anzugeben, bei der sich die Lebensdauer ihrer Batterieversorgung in bemerkenswerter Weise verlängern läßt, und zwar.in stärkerem Maße als in dem Falle, wo eine Silberoxid-Batterie oder dgl. als Spannungsversorgung verwendet wird.

Da außerdem bei dieser Ausführungsform die vorgegebenen Schalt-MISFETs der Untersetzungsschaltung 1 im Start-Zustand gleichzeitig leitend gemacht werden, wie es oben erläutert worden ist, können irgendwelche speziellen Schalt-MISFETs entfallen.

Außerdem enthält die Untersetzungsschaltung 1 kein derartiges Schaltungselement, wie z.B. eine Induktionsspule, die eine relativ große Abmessung und komplizierten Aufbau besitzt. Somit kann die Untersetzungsschaltung 1 geeignete Anwendung in einer Anordnung, wie z.B. einer elektronischen Armbanduhr finden, die kleine Abmessungen erfordert.

Im folgenden wird auf Figur 10 Bezug genommen, die eine weitere Ausführungsform gemäß der Erfindung zeigt.

^ou Bei dieser zweiten Ausführungsform ist ein Kondensator C3 mit einer relativ großen Kapazität in der dargestellten Weise über einen externen Anschluß P11 an den Ausgang des Spannungsreglers 2 angeschlossen. Dabei haben

die anderen Schaltungen in Fig. 10 den gleichen Aufbau oc

wie bei der ersten Ausführungsforra gemäß Fig. 1..

Der Kondensator C3 wird bei der zweiten Ausführungsform aus den nachstehend gegebenen Gründen verwendet. Im Spannungsregler 2 gemäß Fig. 10 hat insbesondere der Steuer-MISFET Q14 einen relativ kleinen hindurchfließenden Strom, so daß er eine relativ hohe Impedanz hat.

Andererseits werden die Signale, die an den entsprechenden Knotenpunkten der Pegelverschiebungsschaltung 22 und des Differenzverstärkers 20 erzeugt werden, die beide den Spannungsregler 2 bilden, mit relativ niedrigen Geschwindigkeiten geändert, teilweise weil diese Schaltungen 22 und 20 jeweils mit kleinen Strömen betrieben werden, teilweise weil Kapazitäten, wie z.B. Streukapazitäten, an den jeweiligen Schaltungsknotenpunkten vorhanden oder mit ihnen gekoppelt sind.

Andererseits wird dafür gesorgt, daß ein Verbrauchsstrom, der durch den genannten Durchgangsstrom und durch die Lade- und Entladeströme zu und von dem Kondensator bestimmt ist, durch den Frequenzteiler 5, die Wellenforrnungsschaltung 6 usw. fließt. Dieser Strom, der von den Schaltungen 5 und 6 usw. verbraucht wird, wird relativ stark periodisch geändert, und zwar entsprechend den Betriebszuständen der Schaltungen 5 und 6 usw.

Wie oben beschrieben, hat der Spannungsregler 2 eine relativ niedrige Betriebsgeschwindigkeit und eine relativ hohe Ausgangsimpedanz, so daß die Spannung auf der Leitung I^ relativ stark entsprechend den Betriebszuständen der Schaltungen 5 und 6 usw. geändert wird.

Die Schwankungen der Spannung auf der Leitung 1_ verursachen eine unerwünschte Störung bei den jeweiligen Schaltungen, die an die Leitung 1-. angeschlossen sind.

Wenn der Kondensator C3 wie bei der zweiten Ausführungsform vorgesehen ist, kann die Impedanz auf der Leitung L in ausreichendem Maße verringert werden, so daß die unerwünschte Störung verhindert werden kann.

BAD

T In Figur 11 ist eine weitere Ausführungsform einer stabilisierten Versorgungsschaltung dargestellt, die die Ausgangsimpedanz verringern kann, ohne eine Vergrößerung hinsichtlich der externen Anschlüsse und Kondensatoren der integrierten Schaltung zu erfordern.

Bei dieser dritten Ausführungsform ist der Schaltungsaufbau, abgesehen von der Untersetzungsschaltung 1 und dem Spannungsregler 2, identisch mit den oben beschriebenen Ausführungsformen gemäß Fig. 1 oder Fig. 10. Somit sind Erläuterungen der Schaltungen, abgesehen von den Schal-' tungsteilen 1 und 2, im folgenden weggelassen.

Bei der dritten Ausführungsform sind die Untersetzungsschaltung 1 und der Spannungsregler 2 integriert, wie sich aus der folgenden Beschreibung ergibt. Genauer gesagt, der Kondensator C3, der dem an das Erdpotential der Untersetzungsschaltung angeschlossenen Kondensator C2 entspricht, ist an den Ausgang des Steuer-MISFET Q14, der zum Spannungsregler 2 gehört, über den externen Anschluß P11 angeschlossen, wie es in Fig. 11 dargestellt ist. Mit anderen Worten, die Schaltung dieser dritten Ausführungsform ist äquivalent zu der, die so aufgebaut ist, daß man den Kondensator C2 und den Anschluß P5 aus der Schaltung gemäß der zweiten Ausführungsform nach Fig. 10 eliminiert.

Die Wirkungsweise der Schaltung gemäß der dritten Ausführungsform wird nachstehend im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 12A und 12B erläutert, welche das Arbeitsort

prinzip verdeutlichen.

Fig. 12A zeigt den Zustand, in dem die MISFETs Q1 und Q3 in Fig. 11 leitend gemacht sind. Insbesondere sind

Schalter SWI und SW2 mit ihren Kontakten E bzw. H 35

angeschlossen. Die Kondensatoren C1 und C3 sind über den Steuer-MISFET Q14 in Reihe grschaltet, so daß sie von der Batterieversorgungsspannung VSS geladen werden.

BAD ORIGINAL

Bei diesem Ladebetrieb wird der Steuer-MISFET vom Ausgang des Differenzverstärkers 20 im wesentlichen nichtleitend gemacht, wenn die Ladespannung des Kondensators C3 die Referenzspannung erreicht. Infolgedessen werden die Kondensatoren C1 und C3 mit im wesentlichen gleichen Ladungen geladen.

Andererseits zeigt Fig. 12B den Zustand, in dem die MISFETs Q2 und Q4 gemäß Fig. 11 leitend gemacht werden.

Insbesondere sind die Schalter SW1 und SW2 mit ihren Kontakten F bzw. G angeschlossen, so daß der Kondensator C1 von der Batterieversorgungsspannung VSS abgetrennt ist. In diesem speziellen Zustand sind die Kondensatoren C] und C2.mit gleicher Polarität im wesentlichen parall-el zueinander über den MISFET Q14 geschaltet. Bei dieser Parallelschaltung ist der Kondensator C] über den MISFET Q14 parallel zum Kondensator C3 geschaltet, so daß die Ladespannung des Kondensators C3 auf einer konstanten Spannung gehalten wird, unabhängig vom Stromverbrauch der elektronischen Schaltung.

Da bei der dritten Ausführungsform der Kondensator C3 an den Ausgang des Spannungsreglers 2 angeschlossen ist, kann die Ausgangsimpedanz der Versorgungsschaltung in ausreichendem Maße verringert werden, und die Schwankungen bei der konstanten Spannung können auf einen niedrigen Pegel heruntergedrückt werden, ähnlich der Schaltung der Ausführungsform gemäß Fig. 10. Da außerdem bei der dritten Ausführungsform nur die beiden exLernen Kondensa-

^ toren für die integrierte Schaltung ausreichend sind, kann die Schaltung gomäß der dritten Ausführungsform bemerkenswert nützlach sein, insbesondere in dem Falle, wenn sie bei einer Anordnung mit einom tatsächlich begrenzten Montageraum Anwendung findet, z.B. einer dünnen

elektronischen Armbanduhr.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 11 wird dabei aus dem nachstehenden Grunde bevorzugt, daß der'Kondensator C1 eine kleinere Kapazität als der Kondensator C2 besitzt.

Insbesondere wird bei der Schaltung gemäß Fig. 11 dafür gesorgt, daß die Taktimpulse φ. bis <z5, hohen Pegel haben, ähnlich wie bei den Schaltungen gemäß Fig. 1 und 10, und zwar durch den hohen Pegel des Schwingungsabtastsignals, das beim Start der Leitung I₃₂ zugeführt wird, so daß die MISFETs Q1, Q2 und Q3 von den Takt impulsen φ* bis φ^ auf hohem Pegel gleichzeitig leitend gemacht werden, während der MlSFET Q4 nicht-leitend gemacht wird. Infolgedessen wird die Batterieversorgungsspannung VSS direkt dem Spannungsregler 2 aufgeprägt, so daß der Kondensator C3 mit einer vorgegebenen konstanten Spannung geladen wird. Zu dieser Zeit wird der Kondensator C1 nicht geladen, da der MISFET Q2 nicht-leitend gemacht wird, wie es oben angegeben worden ist. Als Folge davon, daß der Kondensator CI in der oben beschriebenen Weise während des Startbetriebs nicht geladen wird, nimmt die Schaltung die nachstehende unerwünschte Operation nur während einer vorgegebenen Zeitspanne nach der Beendigung des Starts vor. Mit den Wellenformen A bis E in Fig. 13 sind dabei das Signal auf der Leitung 1_.

(vgl. Fig. 4) im Taktgenerator, wenn die Einschaltung der Versorgungsbatterie zum Zeitpunkt tO erfolgt und wenn der Startzustand im Zeitpunkt t5 beendet ist; die Taktimpulse φ_Λ bis $-.; sowie die Ausgangsspannung des

Spannungsreglers 2 angegeben.
30

Zunächst einmal wird durch Anheben des Signals auf der Leitung 1-. auf den hohen Pegel im Zeitpunkt t5 dafür gesorgt, daß die Taktimpulse 9S₂ und φ-, von den Taktimpul se?n φ_Λ bis φ-, auf niedrigen Pegel gehen, wie es mit den WeI-

lenformen C und D in Fig. 13 angegeben ist. Infolgedessen werden die Schalt-MISFETs Q1, Q2 und Q4 nichtleitend gemacht, während der Schalt-MlSFET Q3 leitend gemacht wird.

BAD ORIGINAL

Wenn als nächstes der Taktimpuls φ^ zu einem Zeitpunkt t6 auf hohen Pegel gebracht wird, wie es mit der Wellenform C in Fig. 13 angegeben ist, wird die Leitung 1~ mit dem Potential der Batterieversorgungsspannung VSS über den MISFET Q1, den Kondensator C1, der eine Kapazität Null erhalten hat, und den MISFET Q3 versorgt.Da in diesem Falle der Kondensator C3 vorher während des Startbetriebes geladen wird, fließt nicht mehr als ein relativ kleiner Ladestrom durch den Kondensator C1. Somit kann die Spannung zwischen den Klemmen des Kondensator C1 im wesentlichen als Null angesehen werden.

Als Folge davon, daß der Taktimpuls φ~ zu einem Zeitpunkt t7 auf hohen Pegel gebracht wird, wird der MISFET Q1 nicht-leitend gemacht. Wenn der MISFET Q4 als Folge davon leitend gemacht wird, daß der Taktimpuls φ. zu einem Zeitpunkt t8 niedrigen Pegel hat, fällt das Potential der Source-Elektrode des MISFET Q2 im wesentlichen auf das Erdpotential über den MISFET Q4 und den Kondensator C1 ab, dessen Kapazität im wesentlichen den Wert Null hat.

Zu diesem Zeitpunkt wird die Drain-Elektrode D des MISFET Q2 mit der Ausgangsspannung des Kondensators C3 über den Steuer-MISFET Q14 und die Leitung 1~ versorgt, so daß der pn-übergang, d.h. der Drain-Übergang, zwischen seiner Drain-Elektrode D und einem Substrat-Gate SUB in Durchlaßrichtung vorgespannt wird. Infolgedessen werden die im Kondensator C3 gespeicherten Ladungen über den Drain-Übergang zwischen dem Steuer-MISFET Q14 und dem Schalt-MISFET Q 2 zum Kondensator C1 verteilt bzw. abgegeben. Mit anderen Worten, bei der der Leitung 1-. zugeführten Spannung beginnt sogar der Absolutwert abzufallen, wie es mit der Wellenform E in Fig. 13 angegeben

³^ ist.

3 1 3 A 5 A O

Wenn der Taktimpuls φ^ zu einem Zeitpunkt t9 auf hohen Pegel gebracht wird, wird der MISFET Q 2 als Folge davon leitend gemacht, daß der nicht eigens dargestellte p-Typpotentialtopfbereich unterhalb der Gateelektrode auf seiner Oberfläche mit einem Kanalbereich ausgebildet ist. Infolgedessen zählt die Ladespannung des Kondensators C3, d.h. die Spannung auf der Leitung I₃ weiter ab, wie es mit der Wellenform E in Fig. 13 angegeben ist.

Wenn der Taktimpuls $„ zum Zeitpunkt ti 0 wieder auf hohen Pegel gebracht wird, wird die Leitung I2 mit der Batterieversorgungsspannung VSS versorgt, in ähnlicher Weise wie beim Schaltungsbetrieb zum Zeitpunkt t6, und zwar über den MISFET Q1, den von der Ladungsverteilung geladenen Kondensator C1 und den MISFET Q3, so daß die Ladespannung des Kondensators C3 wieder ansteigt, wie es mit der Wellenform E in Fig. 13 angegeben ist, nämlich einen Pegel, der durch die Eigenschaften des Spannungsreglers 2 bestimmt ist.

Die Schwankungen bei der Ladespannung des Kondensators C3 werden verringert, wie es mit der Wellenform E in Fig.13 angegeben ist, indem man die Schaltoperationen der MISFETs Q1-Q4 wiederholt, da die Ladungen des Kondensators C1 allmählich zunehmen.

Wenn die Spannung auf der Leitung I₃ abfällt, wie es oben erläutert worden ist, unterbricht der Oszillator 3 seinen Betrieb aus dem obigen Grunde. Wenn der Spannungsabfall auf der Leitung 1_ erheblich ist, tritt das Problem auf, daß die Untersetzungsschaltung 1 nicht wieder in ihren Startzustand gebracht werden kann.

Bei der dritter. Ausführungsform gemäß Fig. 11 ist, in der oben angegebenen Weise, der Kondensator C1 so ausgelegt, daß er nicht die gleiche Kapazität wie der Kondensator C3 besitzt, sondern eine kleinere Kapazität als

der Kondensator C3. Infolgedessen können die Ladungen, die vom Kondensator C3 zum Kondensator C1 unmittelbar nach Beendigung des Starts abzugeben sind, verringert werden, so daß der Spannungsabfall des Kondensators C3 verringert werden kann.

Falls die Kapazität des Kondensators C1 kleiner ist als die des Kondensators C3, wie es oben erläutert worden ist, ergibt sich der folgende Vorteil. Insbesondere bei Normalbetrieb, nachdem die Ladungsverteilung vom Kondensator C3 zum Kondensator C1 aufgehört hat, wird dafür gesorgt, daß der Kondensator eine relativ große Ladespannung als Folge davon erhält, daß seine Kapazität klein gemacht ist. Wenn die Ladespannung des Kondensators C1 somit auf einen großen Wert gebracht worden ist, kann sie mit relativ hoher Geschwindigkeit zum Kondensator C3 verteilt werden, wenn dia MISFETs Q2 und Q4 leitend gemacht sind. Infolgedessen kann in dem Falle, wo die Spannung des Kondensators C3 abfällt, dafür gesorgt werden, daß ein gewünschter Wert mit relativ großer Geschwindigkeit wieder hergestellt wird. Dabei ist erwünscht, daß der Kondensator C3 auf die stabilisierte Ausgangsspannung VCL aufgeladen wird, wenn er mit dem Kondensator C1 in Reihe geschaltet ist. Somit ist es erwünscht, daß das Kapazitätsverhältnis zwischen den Kondensatoren C1 und C2 auf einen solchen Wert begrenzt ist, der dem Verhältnis zwischen der gewünschten Spannung VCL und der Batterieversorgungsspannung VSS entspricht.

Um dabei diejenigen Schwankungen der Ausgangsspannung VCL zu verhindern, die aus dem Umstand resultieren, daß der Kondensator C1 nicht vorher geladen wird, kann ins Auge gefaßt werden, daß der Kondensator C1 im Startzustand geladen wird. Zu diesem Zweck kann der interne Aufbau des Taktgenerator 11 in geeigneter Weise modifiziert

werden, so daß der Taktimpuls 9S₁ auf hohen Pegel gebracht wird, während die Taktimpulse φ~ und φ-, im Startzustand auf hohen Pegel gebracht werden. Auch wenn jedoch der Kondensator C1 somit vorher geladen ist, ist es jedoch aus dem folgenden Grunde schwierig, die Schwankungen bei der Ladespannung des Kondensators C3 zu eliminieren, nachdem der Startzustand beendet worden ist.

Falls die Modifizierung vorgenommen wird, wird genauer gesagt der Kondensator C1 im Startzustand im wesentlichen auf die Spannung der Batterieversorgungsspannung VSS geladen. Wenn somit die MISFETs Q1 und Q3 leitend gemacht werden, nachdem der Startzustand beendet worden ist, wird eine Leitung I₁ mit der Spannung auf einem solchen Pegel, d.h. einem Pegel Null versorgt, der dadurch bestimmt ist, daß man die Ladespannung des Kondensators C1 von der Ausgangsspannung der Batterieversorgung VSS subtrahiert. Infolgedessen treten Schwankungen der Spannung des Kondensators C3, d.h. der Spannung auf der Leitung 1-, durch den Schaltungsbetrieb auf.

Figur 14 zeigt eine Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Bei dieser vierten Ausführungsform wird ins Auge gefaßt, daß die Impedanz am Ausgang des Spannungsreglers 2 in ausreichendem Maße durch den Kondensator C3 verringert wird, der an die integrierte Schaltung über den externen Anschluß P11 angeschlossen ist, und daß die beiden an die integrierte Schaltung angeschlossenen Kondensatoren einander gleich sein können.

Infolgedessen kann bei den Montagearbeiten der elektronischen Uhr oder dgl. die Schwierigkeit entfallen, daß die ^OJ Kondensatoren C1 und C3 an die jeweiligen externen Anschlüsse der integrierten Schaltung angeschlossen werden müssen, nachdem sie unterschieden worden sind.

O I

Bei der nachstehend beschriebenen vierten Ausführungsform ist in der dargestellten Weise ein MISFET Q30 zwischen den gemeinsamen Knotenpunkt zwischen den Schalt-MISFETs Q1 und Q2 sowie den Anschluß P3 geschaltet, während ein MISFET Q31 zwischen den externen Anschluß P3 und die Leitung 1~ geschaltet ist.

Der MISFET Q31 wird an seiner Gatelektrode, wie es mit der Wellenform A in Fig. 15 angedeutet ist, mit einem Startsteuersignal A versorgt, das auf eine Pegelamplitude von -VSS gebracht worden ist und das auf den niedrigen Pegel, also -VSS gebracht worden ist, wenn der Startzustand der Spannungsversorgung beendet ist. Dieses Startsteuersignal A kann z.B. dadurch geliefert werden, daß man das Signal, das der Leitung I₂^ der Schaltung gemäß Fig. 4 zuführt, an eine Pegelverschiebungsschaltung anlegt, wie sie in Fig. 6 dargestellt ist.

Der MISFET Q30 wird, an seiner Gateelektrode mit dem Startsteuersignal A über einen Inverter IN versorgt, der direkt mit der Batterieversorgungsspannung VSS betrieben wird.

Dabei können die Signale, deren Pegel auf den VSS-Pegel verschoben worden sind und die entgegengesetzte Phasen zueinander haben, so daß sie den Gatelektroden der MISFETs Q30 und Q31 zugeführt werden können, beispielsweise von den Drain-Elektroden der MISFETs Q20 und Q22 der Pegelverschiebungsschaltung gemäß Fig. 6 erzeugt werden. Wenn diese Modifikation vorgenommen wird, kann der Inverter IN weggelassen werden.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform wird der Taktimpuls φ ₁ im Startzustand auf niedrigen Pegel gebracht, während die Taktimpulse φ~ und φ~ auf hohen Pegel gebracht werden.

Um beispielsweise den Taktimpuls φ- zu erhalten, wird die NAND-Schaltung ND5 in Fig. 4 durch eine NOR-Schaltung ersetzt, die sowohl mit dem invertierten Ausgangssignal des Flipflops FF5 als auch einem Signal versorgt wird, das durch Invertieren des Signals auf der Leitμng I₃₄ mit einem Inverter erzeugt wird.

Die Wirkungsweise der vierten Ausführungsform mit einem derartigen Aufbau wird nachstehend näher erläutert.

Zunächst einmal wird, wie es mit der Wellenform A in Fig. 15 angegeben ist, als Folge davon, daß das Startsteuersignal A während der Startzeitspanne vom Zeitpunkt tO bis zum Zeitpunkt p5 auf hohem Pegel ist, der MISFET Q31 leitend gemacht, während der MISFET Q30 nichtleitend gemacht wird.

Während der Startzeitspanne werden andererseits als Folge davon, daß der Taktimpuls φ* auf niedrigen Pegel gebracht wird, während die Taktimpulse φ~ und φ~ in der oben beschriebenen Weise auf hohen Pegel gebracht sind, die Schalt-MISFETs Q1, Q2 und Q4 leitend gemacht, während der Schalt-MISFET Q3 nicht-leitend gemacht wird.

Infolgedessen wird die Leitung I₂ mit der Batterieversorgungsspannung VSS über die Schalt-MISFETs Q1 und Q2 versorgt, die leitend sind. Als Folge davon, daß die MISFETs Q31 und Q4 zu dieser Zeit leitend sind, ist der Kondensator C1 über diese MISFETs Q31 und Q4 parallel zum Kondensator C3 geschaltet. Dabei wird als Folge davon, daß der MISFET Q30 nicht-leitend ist, kein Gleichstromweg zwischen dem Kondensator C1 und der Versorgungsbatterie VSS ausgebildet. Infolgedessen werden beide Kondensatoren C1 und C3 auf die Spannung aufgeladen, die durch

den Spannungsregler 2 bestimmt ist. 35

Als Folge davon, daß das Startsteuersignal A zum Zeitpunkt t5 auf niedrigen Pegel gebracht ist, wird der Startzustand beendet. Wach dieser Beendigung wird der

MISFET Q30 leitend gemacht, während der MISFET Q31 nicht-leitend gemacht wird.

Wie oben beschrieben, wird der Kondensator C1 beim Startzustand auf die Spannung VCL geladen. Infolgedessen findet nach Beendigung des Startzustands keine Ladungsverteilung vom Kondensator C3 zum Kondensator C1 statt, so daß die Spannung des Kondensators C3, d.h. die Spannung auf der Leitung 1-, konstant gemacht werden kann, wie es mit der Wellenform F in Fig. 15 angedeutet ist, unabhängig davon, ob ein Startzustand vorliegt oder nicht.

Dabei wird die Spannung auf der Leitung !„, die an die Drain-Elektrode des Steuer-MISFET Q14 des Spannungsreglers 2 angeschlossen ist, während des Normalbetriebs nach Beendigung des Startzustandes so geändert, wie es mit der Wellenform E in Fig. 15 angegeben ist.

Insbesondere wird die Spannung auf der Leitung I₂ auf einen Wert gebracht, der dadurch gestimmt ist, daß man die Ladespannung des Kondensators C1 von der Batterieversorgungsspannung VSS subtrahiert, und zwar als Folge davon, daß die Schalt-MISFETs Q1 und Q3 zum Zeitpunkt t6 leitend gemacht sind. Die Ladeoperationen der Kondensatoren C1 und C3 sind zu dieser Zeit im wesentlichen beendet, wenn die Spannung auf der Leitung I₃, d.h. im Kondensator C3, auf einen Pegel gebracht worden ist, der durch den Spannungsregler 2 bestimmt ist. Die Lade-

^v Spannung des Kondensators C1 wird dementsprechend auf einen relativ kleinen Wert verringert, so daß die Spannung auf der Leitung I₂ auf einen relativ großen Wert gebracht wird.

Andererseits wird als Folge davon, daß die Schalt-

MISFETs Q4 und Q2 zum Zeitpunkt t9 leitend gemacht sind, die Ladespannung des Kondensators C1 der Leitung I₂ zugeführt. Infolgedessen fällt die Spannung auf der Leitung I₂ in der dargestellten Weise auf einen relativ kleinen Wert ab.

Als nächstes soll auf Fig. 16 Bezug genommen werden, die eine Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zeigt. Um es zu ermöglichen, eine Batterie für eine relativ lange Zeitspanne zu verwenden, d.h.

die Lebensdauer der Batterie zu verlängern, kann gemäß der fünften Ausführungsform eine stabilisierte Ausgangsspannung mit einem ausreichenden Wert vom Spannungsregler 2 erzeugt werden, auch wenn der Spannungswert der Batterieversorgungsspannung VSS auf einen relativ niedrigen Pegel abgefallen ist.

Obwohl bei der nachstehend beschriebenen fünften Ausführungsform die Untersetzungsschaltung 1 und der Spannungsregler 2 zusammen integriert sind, werden sie als separat angenommen, um die nachstehende Beschreibung zu vereinfachen. In diesem Falle wird dafür gesorgt, daß die von der Untersetzungsschaltung 1 der Leitung I₉ zuzuführende Spannung ungefähr die Hälfte des Spannungswertes der Batterieversorgungsspannung VSS hat. Infolgedessen ist die Relation zwischen der Batterieversorgungsspannung VSS und der Spannung auf der Leitung I₂ durch die charakteristische Kurve I₂ in der graphischen Darstellung gemäß Fig. 17 dargestellt.

Da der Spannungsregler 2 die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 erhält, erzeugt er die stabilisierte Spannung VCL, wenn die Ausgangsspannung der Untersetzungsschaltung 1 im wesentlichen gleich der oder höher als die stabilisierte Spannung VCL ist.

Wenn in dem Falle, wo der Spannungsregler 2 ausschließlich

mit der untersetzten Spannung versorgt wird, die von der Untersetzungsschaltung 1 erzeugt wird, die heruntergesetzte Spannung auf einen niedrigeren Wert als die stabilisierte Spannung VCL durch die leichte Verringerung der Spannung der Versorgungsbatterie VSS abgefallen ist, fällt die Ausgangsspannung des Spannungsreglers 2 entsprechend ab. Genauer gesagt, die Ausgangsspannung des Spannungsreglers 2 fällt vom Punkt D in Fig. 17 im allgemeinen längs der charakteristischen Kurve 1~ ab. Unabhängig davon, daß eine relativ hohe Spannung von der Versorgungsbatterie VSS erzeugt wird, wird es infolgedessen erforderlich, die Versorgungsbatterie zu ersetzen.

Um die Schaltung jederzeit zu betreiben, auch wenn die Batteriespannung relativ abgefallen ist, mit anderen Worten, um die Lebensdauer der Batterie zu verlängern, wird gemäß der fünften Ausführungsform die Spannung der Versorgungsbatterie VSS direkt dem Spannungsregler 2 zugeführt, wenn die Batteriespannung auf einen solchen Pegel gegangen ist, daß die heruntergesetzte Spannung im wesentlichen auf die stabilisierte Spannung VCL abfällt. Dann wird die Ausgangsspannung des Spannungsreglers 2 stabilisiert, bis der Spannungswert der Batterieversorgungsspannung VSS auf einen Pegel abgefallen ist, der mit dem Punkt C in Fig. 17 bezeichnet ist, bis nämlich der Wert der Batterieversorgungsspannung VSS auf einen Pegel VSS "abgefallen"ist, der im wesentlichen gleich

der stabilisierten Spannung VCL ist. 30

Der Aufbau der fünften Ausführungsform wird nachstehend näher erläutert. Die Untersetzungsschaltung 1 wird in der dargestellten Weise mit einem ähnlichen Aufbau vorgesehen, wie er bei der Schaltung gemäß Fig. 14 vorliegt. Im Startzustand wird der Taktimpuls φ* auf niedrigen Pegel gebracht, während die Taktimpulse φ~ und φ~ auf hohen Pegel gebracht werden. Die Schalt-MISFETs Q1, Q2 und Q4 werden dementsprechend leitend gemacht,

' während der Schalt-MISFET Q3 nicht-leitend gemacht wird. Andererseits wird der MISFET Q30 nicht-leitend gemacht, und zwar in Abhängigkeit von einem solchen Steuersignal A auf niedrigem Pegel, wie es von einer

Pegelverschiebungsschaltung 29 geliefert wird,, .während der MISFET Q31 vom Steuersignal A auf hohem Pegel leitend gemacht wird.

Der Spannungsregler 2 ist in ähnlicher Weise wie die '" entsprechenden Ausführungsformen aufgebaut und besteht aus dem Steuer-MISFET Q14, dem Differenzverstärker 20, dem Referenzspannungsgenerator 21 und der Pegelverschiebungsschaltung 22 =

'5 Eine ührenschaltung 31 ist mit einer Vielzahl von Spannungsversorgungsleitungen entsprechend dem Konzept der Erfindung ausgestattet und zusätzlich erforderlichenfalls mit einer Pegelverschiebungsschaltung versehen. Die Uhrenschaltung 31 ist im wesentlichen, aus einer

Vielzahl von herkömmlichen Schaltungen aufgebaut. Obwohl nicht darauf beschränkt, kann die Uhrenschaltung 31 z.B. folgende Baugruppen aufweisen? einen Oszillator zur Erzeugung eines Referenzfrequenzsignals; einen Frequenzteiler, der das Referenzfrequenzsignal vom

Oszillator erhält, um ein zweites Taktsignal zu erzeugen; eine Vielzahl von Zeitzählern, die das Ausgangssignal des Frequenzteilers erhalten, um daraus Zeitdaten zu erzeugen, wie z.B. 10 s, 1 min, 10 min, 1 h, 10 h, 1 Tag oder 10 Tage; 1 Anzeigedecodierer zur

Umwandlung der Ausgangssignale der verschiedenen Zeitzähler in Anzeigesignale; eine Ausgangs-Pufferschaltung, die das Ausgangssignal des Anzeigedecodierers erhält; eine Stopuhrschaltung; eine Alarmschaltung; einen Betriebsartwähler, der die Betriebsbefehle der Schal-

ter SW1 und SW2 abtastet, die zwischen die externen

I sj H- O H U

Anschlüsse P10 und P22 sowie den Erdungspunkt der Schaltung geschaltet sind, um eine Vielzahl von Betriebsarten der Uhr.zu wählen, wie z.B. die Betriebsarten für Normalbetrieb der Uhr, Zeitkorrektur, Stopuhr oder Alarm; eine Steuerschaltung zur Steuerung der Operationen der verschiedenen Schaltungen entsprechend den Kombinationen des Ausgangssignals des Betriebsartwählers und des Signals vom Schalter SW1 oder SW2; und eine Ausgangs-Pufferschaltung, die das Ausgangssignal der Alarmschaltung erhält. Dabei sind nicht sämtliche Schaltungen dargestellt.

Andererseits kann die Uhrenschaltung 31 auch aus einer herkömmlichen ROM-RAM-Schaltung aufgebaut sein, die folgende Baugruppen enthält: einen Oszillator; einen Zeitsteuerungs-Impulsgenerator; einen Speicher mit wahlfreiem Zugriff zum Einschreiben von Zeitdaten, Betriebsartdaten, Stopuhrdaten oder Alarmdaten; einen Festwertspeicher oder ROM zum Einschreiben von Mikrobefehlen; einen Programmzähler; eine arithmetische Logikeinheit; und eine Vielzahl von Decodierern.

Von einer derart aufgebauten Uhrenschaltung 31 werden folgende Signale erzeugt: ein Anzeige-Decodiersignal zum Treiben einer Anzeige DSP mit Flüssigkristallsegmenten, die in der dargestellten Weise in Form einer rechteckigen "8" für jede Ziffer angeordnet sind; ein Signal zum Treiben eines akustischen Wandlers SP, der zur Erzeugung eines Alarmsignals vorgesehen und aus einem piezo-

^" elektrischen Element oder dgl. aufgebaut ist; und eine Vielzahl von Takt- und Steuersignalen, die einer Vielzahl von Schaltungen zugeführt werden, die nachstehend näher erläutert werden.

Die Ausgangs-Pufferschaltung, die in der Uhrenschaltung 31 vorgesehen ist, um den akustischen Wandler SP zu treiben, erfordert einen relativ hohen Treiberstrom,

so daß er mit der Gleichspannung der Batterieversorgungsspannung VSS betrieben wird. Um den Spannungswert der Batterieversorgungsspannung VSS abzutasten, ist bei der fünften Ausführungsform in der dargestellten Weise

ein Komparator 25 vorgesehen. ., .

Dieser Komparator 25 ist mit seinem nicht-invertierenden Eingang an die Referenzspannung angeschlossen, die vom Referenzspannungsgenerator 21 erzeugt wird, während sein invertierender Eingang mit der Spannung der Batterieversorgungsspannung VSS über einen Spannungsteiler versorgt wird, der aus den Widerständen R2 und R3 aufgebaut ist.

Die vom Spannungsteiler mit den Widerständen R2 und R3 gelieferte, geteilte Spannung wird gleich der Ausgangsspannung der Referenzspannungsschaltung 21 gemacht, indem man das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände R2 und R3 geeignet einstellt, wenn der Wert der Batterieversorgungsspannung VSS auf einen abzutastenden Pegel, d.h. einen Abtastpegel abgefallen ist, also einen Pegel, der gleich dem oder etwas größer als der Wert VSS' gemäß Fig. 17 ist.

Wenn infolgedessen der Wert der Batterieversorgungsspannung VSS auf einen niedrigeren Pegel abgefallen ist, der gleich dem oder niedriger als der Abtastpegel ist, wird die Ausgangsspannung des Komparators 25 dementsprechend auf den

hohen Pegel angehoben.
30

Obwohl nicht speziell darauf beschränkt, werden bei der hier beschriebenen fünften Ausführungsform der Spannungsteiler aus den Widerständen R2 und R3 sowie der Komparator 25 intermittierend betrieben, um ihre jeweiligen

durchschnittlichen Verbrauchsströme zu verringern. Um den Spannungsteiler mit den Widerständen R2 und R3 in der dargestellten Weise intermittierend zu betreiben, ist ein Schalt-MISPET Q32 vorgesehen, der von einem Taktimpuls

φ₀ leitend gemacht wird. Andererseits wird der Komparator 25 mit dem gleichen Taktimpuls, also dem Taktimpuls φ versorgt, der dem Schalt-MISFET Q32 zugeführt wird.

Dabei erhält der Komparator 25 einen ähnlichen Aufbau wie z.B. der Differenzverstärker 20 gemäß Pig. 1. Zu Zwecken des intermittierenden Betriebs wird der MISFET ähnlich wie der Konstantstrom-MISFET Q13 gemäß Fig. 1 an seiner Gateelektrode mit dem Taktimpuls φ~ versorgt. In der dargestellten Weise ist eine Halte- oder Zwischenspeicherschaltung 26 vorgesehen, um eine Reihe von Signalen auf der Basis der intermittierenden Ausgangssignale zu erzeugen, die vom Komparator 25 abgegeben werden.

Da der Komparator 25 vom Taktimpuls φ~ in Betrieb gesetzt wird, wird der Dateneingang CL der Zwischenspeicherschaltung 26 mit dem gleichen Taktimpuls φ» versorgt, der dem Komparator 25 zugeführt wird.

Der Taktimpuls φ~ kann von einer Wellenformungsschaltung 30 abgegeben werden, die Referenztaktsignale mit entsprechenden Frequenzen erhält, die in der dargestellten Weise von der Uhrenschaltung 31 erzeugt werden. Dabei können durch Erzeugung des Taktimpulses $„ von der Schaltung mit einem Aufbau der beschriebenen Art der wechselnde Ablauf des Ausgangssignals der Zwischenspeicherschaltung 26 und der wechselnde Zeitablauf der Taktimpulse φ*-φ~ synchronisiert werden.

Das Ausgangssignal der Zwischenspeicherschaltung 26 wird über ein NOR-Gatter 27 einer Startsteuerschaltung 28 zugeführt. Dabei ist das"NOR-Gatter 27 vorgesehen, um dem Umstand Rechnung zu tragen, daß die elektronische Uhr mit Anzeigemitteln ausgerüstet ist, z.B. der AlarmschaItung und dem akustischen Wandler SP, der vom Ausgangssignal der Alarmschaltung getrieben wird,

3 Ί 345Α0

da er einen relativ großen Treiberstrom erfordert, wie es oben angedeutet worden ist.

Das NOR-Gatter 27 wird an seinem einen Eingang mit einem solchen Steuersignal <fi„ über eine Leitung 1,.,,,von der Steuerschaltung in der Uhrenschaltung 31 versorgt, das synchron mit der Zeiteinstellung auf hohen Pegel geht, bei der der Treiberstrom durch die Anzeigeeinrichtungen DSP und SP fließt.

Hierbei hat die Versorgungsbatterie mit der Batterieversorgungsspannung VSS üblicherweise einen relativ großen Innenwiderstand, so daß die Ausgangsspannung relativ stark abfällt, wenn ein großer Strom entsprechend dem großen Treiberstrom fließt. Diese Verringerung des Spannungswertes der Batterieversorgungsspannung VSS wird schließlich vom Komparator 25 abgetastet. Es darf jedoch darauf hingewiesen werden, daß eine kleine Zeitverzögerung auftritt, bis die Verringerung der Span-■ nung abgetastet wird.

Falls die Gatterschaltung bzw. das NOR-Gatter 27 und das Steuersignal φ_η verwendet werden, wird es unnötig, das Spannungsabfall-Abtastsignal basierend auf dem Ausgangssignal des Komparators 25 abzuwarten.

Wie sich aus der nachstehenden Beschreibung der fünften Ausführungsform ergibt, wird die Batterieversorgungsspannung VSS dem Spannungsregler 2 zugeführt, bevor ein ^ derartiger Schaltungsbetrieb gestartet wird, der den Spannungswert der Batterieversorgungsspannung VSS verringert, so daß der unerwünschte Spannungsabfall auf der Leitung l-> verhindert werden kann. Bei der zeichnerischen Darstellung dieser fünften Ausführungsform

gemäß Fig. 16 ist die Startsteuerschaltung 28 unabhängig von einem Taktgenerator 11' dargestellt, um das Verständnis zu erleichtern.

Die Startsteuerschaltung 28 ist im einzelnen in Fig. 18 dargestellt. Wie sich aus Fig. 18 ergibt, ist die Startsteuerschaltung 28 so aufgebaut, daß eine NAND-Schaltung ND10 und ein Inverter IV20 zur Startsteuerschaltung gemäß Fig. 4 hinzugefügt sind.

Die NAND-Schaltung ND10 wird an ihrem einen Eingang mit einem solchen Signal über eine Leitung l._ vom NOR-Gatter 27 gemäß Fig. 16 versorgt, das auf niedrigen Pegel abfällt, wenn die Verringerung der Batterieversorgungsspannung abgetastet wird und eine Alarmanzeige erfolgt. Infolgedessen gibt die Startsteuerschaltung 28 ein Signal mit niedrigem Pegel auf der Leitung l«., nicht nur während der Startperiode, sondern auch dann heraus, wenn der Ausgang des NOR-Gatters 27 auf niedrigen Pegel gegangen ist.

Dabei ist auch ein Teil des Taktgenerators 11' in Fig.18 dargestellt. Der Taktimpuls φ 1, der von einer dargestellten NOR-Schaltung NR10 abgegeben wird, fällt auf den niedri gen Pegel in der Weise ab, wie es dem Umstand entspricht, daß das Signal auf der Leitung 1_?4 auf niedrigen Pegel gegangen ist.

Die Betriebswellenformen der Schaltung gemäß Fig. 16 sind in Fig. 19 mit Buchstaben A bis G bezeichnet. Dabei gibt in Fig. 19 das Bezugszeichen VDD (+) das Erdpotential der Schaltung an, während das Bezugszeichen VSS (-) das Potential angibt, das dem Ausgangspotential der Batterieversorgungsspannung VSS entspricht.

Auch wenn bei der hier beschriebenen Ausführungsform der Umstand eintritt, daß die heruntergesetzte Spannung gleich der oder niedriger als die stabilisier- ° te Ausgangsspanung VCL wird, wird die stabilisierte Ausgangsspannung VCL mit vorgegebenem Pegel von den Schaltoperationen erzeugt, so daß die Batterieversorgungs-

spannung VSS effektiv genutzt werden kann. Infolgedessen kann die Lebensdauer der Batterie verlängert werden. Vor allem hat die Lithium-Batterie einen so hohen Innenwiderstand, z.B. einige 100 Ohm, daß ein großer Spannungsabfall bei der Betriebsart mit hohem Stromverbrauch stattfindet. Eine derartige zusätzliche Funktion, wie sie bei der hier beschriebenen Ausführungsform erläutert worden ist, ist insbesondere in dem Falle geeignet, wo eine Lithium-Batterie verwendet wird.

Die Erfindung ist jedoch nicht auf die bislang beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Zum Beispiel können die Schaltungen 1 und 2 bei den Ausführungsformen gemäß Fig. 14 und 16 durch die Schaltung gemäß Fig. 20 ersetzt werden. Dabei sind in Fig. 20 diejenigen Bauelemente, die Elementen der vorhergehenden Ausführungsformen entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

In dieser Schaltung gemäß Fig. 20 werden im Startzustand und bei Verringerung der Batterieversorgungsspannung die Taktimpulse φ* bis φ-, und das Steuersignal A auf hohen Pegel gebracht, während das Steuersignal Ä auf niedrigen Pegel gebracht wird. Entsprechend den jeweiligen Signalen mit den entsprechenden Pegeln werden die Schalt-MISFETs Q1 bis Q3 und der MISFET Q31 leitend gemacht, während der Schalt-MISFET 04 und der MISFET Q30 nicht-leitend gemacht

werden. Infolgedessen wird der Kondensator C1 im wesenton
^ou liehen in Reihe mit der Batterieversorgungsspannung VSS und dem Kondensator C3 geschaltet. Als Folge davon, daß die Kondensatoren C1 und C3 in Reihe geschaltet sind, wird der Kondensator C3 nicht nur vom Steuer-MISFET Q14, der zum Spannungsregler 2 gehört, sondern auch über den Kondensator C1 geladen. Wenn die Batterieeinschaltung er-

T \J *t KJ

folgt, kann infolgedessen der Anstieg der Spannung beschleunigt werden, der auf die Leitung I₃ gegeben wird. Zur gleichen Zeit wird der Kondensator C1 innerhalb einer relativ kurzen Zeitspanne geladen. 5

Nachdem der Startzustand beendet worden ist,warden die Steuersignale A bzw. A auf niedrigen bzw. hohen Pegel gebracht, während die Taktimpulse φ* bis φ~. anschließend ähnlich wie bei den oben beschriebenen Ausführungsformen geändert werden. Die Untersetzungsschaltung 1 und der Spannungsregler 2 gemäß Fig. 14 und 16 können weiter modifiziert werden, wie es in Fig. 21 dargestellt ist.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 21 werden als Folge davon, daß die Taktimpulse φ ₁ bis φ^ auf niedrigen Pegel gebracht werden, während das Steuersignal A auf hohen Pegel im Startzustand und bei Verringerung der Batterieversorgungsspannung gebracht wird, die Schalt-MISFETs Q1 bis Q3 nicht-leitend gemacht, während der Schalt-MISFET Q4 und die MISFETs Q30 und Q31 leitend gemacht werden. Infolgedessen wird der Steuer-MISFET Q14 an seiner Drain-Elektrode über den MISFET Q30 mit der Batteriespannung versorgt. Andererseits wird der Kondensator C1 über den MISFET Q31 mit der konstanten Spannung versorgt, die auf der Leitung I^ abgegeben wird.

Wenn der Startzustand beendet ist, wird das Steuersignal A auf niedrigen Pegel gebracht, während die Taktimpulse Φ_Λ bis φ-, anschließend ähnlich wie bei den oben beschriebenen Ausführungsformen geändert werden.

Entsprechend dem Schaltungsaufbau gemäß Fig. 21 werden die Lade- und Entladestrecken des Kondensators C1 nach Beendigung des Startzustands ausschließlich von den

Schalt-MISFETs Q1 bis Q4 gebildet. Infolgedessen ist es möglich, die Ausbildung von solchen Spannungs- und Leistungsverlusten zu verhindern, wie sie in dem Falle stattfinden, wenn der MISFET Q30 in Reihe mit den Lade-

und Entladestrecken des Kondensators C1 geschaltet

ist. Da außerdem die MISFETs Q30 und Q31 in Phase betrieben werden, wird es ausreichend, ein einziges Steuersignal A zu erzeugen.
5

Die Erfindung ist jedoch nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Beispielsweise können die Zeitsteuerungsimpulse, die den jeweiligen Untersetzungsschaltungen 1 zugeführt werden, zwei Phasen aufweisen. Falls die Startoperation unter Verwendung der Schalteinrichtungen dieser Untersetzungsschaltungen vorzunehmen ist oder falls die Untersetzungsoperationen durch die Verwendung dieser Schalteinrichtungen aufhören, ist es dennoch möglich und zweckmäßig, Drei-Phasen-Zeitsteuerungsimpulse zu verwenden, die die MISFETs Q1 und Q2 ohne irgendeine Schwierigkeit gleichzeitig leitend machen können.

Darüber hinaus kann die Schaltung gemäß Fig. 16, die es ermöglicht, die Batterie zur Erzeugung einer geringeren oder abgefallenen Spannung zu verwenden, in ähnlicher Weise bei den Äusführungsformen nach Fig. 1, 10, 11 und 14 angewendet werden. Weiterhin kann der Differenzverstärker 20 des Spannungsreglers 2 taktmäßig getrieben werden, um den Stromverbrauch weiter zu verringern. Bei dieser abgewandelten Ausfuhrungsform wird die Gate-Steuerspannung des MISFET Q14 vom Kondensator C4 aufrechterhalten. Außerdem können beliebige Schaltungen für die jeweiligen Schaltungsblöcke der oben beschriebenen Ausführungsformen verwendet werden, wenn sie entsprechende Operationen ausführen. Dabei kann die erfindungsgemäße Schaltung in weitem Umfang für elektronische Einrichtungen und Geräte mit kleinen Abmessungen eingesetzt werden, z.B. elektronische Analog- oder

Digitaluhren, die im wesentlichen von einer Batterie getrieben werden.

Claims (39)

1. Elektronische Schaltunc

   Patentansprüche

   elektronische Schaltung, gekennzeichnet durch folgende Baugruppen:

   einen ersten Knotenpunkt (P1), der mit einer Versorgungsspannung (VSS) versorgt wird, einen zweiten Knotenpunkt (P5),

   eiiE Untersetzungsschaltung (1) mit einer Vielzahl von Kondensatoren (C1, C2, C3) und einer Vielzahl von Schaltelementen (Q1-Q4), um die Kondensatoren während einer ersten Zeitspanne in Reihe und während einer zweiten Zeitspanne parallel zu schalten, wobei die Untersetzungsschaltung (1) die dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführte Versorgungsspannung (VSS) erhält, um dem zweiten Knotenpunkt (P5) eine heruntergesetzte Spannung zuzuführen,

   einen Spannungsdetektor (10), um abzutasten, daß die Versorgungsspannung (VSS) auf einen vorgegebenen Wert abgefallen ist, und

   eine Steuerung (11, 12), die das vom Spannungsdetektor (10) abgegebene Abtastsignal erhält, um die dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführte Spannung dem zweiten Knotenpunkt (P5) zuzuführen.
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Untersetzurigsschaltung (1) folgende Bauelemente aufweist:

   ο _

   ein erstes Schaltelement (Q1), das zwischen den

   ι ersten Knotenpunkt (P1) und einen dritten Knoten-

   punkt (P3) geschaltet und periodisch einschaltbar ist;
   einen ersten Kondensator (C1), der zwischen den

   dritten Knotenpunkt (P3) und einen vierten Knotenpunkt (P4) geschaltet ist;

   ein zweites Schaltelement, das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den Referenzpotentialpunkt . (P2) der Schaltung (1) geschaltet und einschaltbar ist, wenn das erste Schaltelement (Q1) nicht eingeschaltet ist;

   ein drittes Schaltelement (Q3), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den zweiten Knotenpunkt (P5) geschaltet und im wesentlichen gleichzeitig mit dem ersten Schaltelement (Q1) einschaltbar ist;

   ein viertes Schaltelement (Q2), das zwischen den dritten Knotenpunkt (,P3) und den zweiten Knotenpunkt (P5) geschaltet und im wesentlichen gleichzeitig mit dem zweiten Schaltelement (QA) einschaltbar ist; und

   einen zweiten Kondensator (C2), der mit der Spannung aufladbar ist, die dem zweiten Knotenpunkt (P5) zugeführt wird.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung (11, 12) so ausgebildet ist, daß sie zumindest das erste und vierte Schaltele· ment (Q1, Q2) auf der Basis des Ausgangssignals des Spannungsdetektors (10) gleichzeitig einschaltet.
4. 4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Spannungsregler (2) vorge-

   ^OJ sehen ist, der die dem zweiten Knotenpunkt (P5)

   zugeführte Spannung erhält, um eine konstante Span-

   * · nung abzugeben, die dem zweiten Kondensator (C2)

   zugeführt wird.
5. 5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch l

   gekennzeichnet, daß der Spannungsdetektor (10) so aufgebaut ist, daß er die Spannung am ersten Knotenpunkt (P1) abtastet, wenn die dem zweiten Knotenpunkt (P5) zugeführte Spannung im wesentlichen gleich der konstanten Ausgangsspannung des Spannungsreglers (2) wird.
6. 6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsdetektor (10) mit der Spannung betreibbar ist, die dem zweiten Knotenpunkt (P5) zugeführt wird.
7. 7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabtastschaltung (10) intermittierend betrieben werden kann.
8. 8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten bis vierten Schaltelemente (Q1-Q4) als Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode ausgebildet sind.
9. 9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, dritten und vierten Schaltelemente (Q1, Q3, Q2) als Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode vom ersten Leitungstyp ausgebildet sind und daß das zweite Schaltelement (Q4) als Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode vom zweiten, entgegengesetzten Leitungs-

   ^ou typ ausgebildet ist=
10. 10. Elektronische Schaltung, gekennzeichnet durch folgende Baugruppen:

    einen ersten Knotenpunkt (P1), der an eine Versor-05

    gungsspannung (VSS) anschließbar ist;

    einen zweiten Knotenpunkt (P5) ; *·

    eine Untersetzungsschaltung (1) mit einer Vielzahl von Kondensatoren (C1, C2) und eine Vielzahl von

    Schaltelementen (Q1-Q4), um die Kondensatoren (C1, C2) während einer ersten Zeitspanne in Reihe und während einer zweiten Zeitspanne parallel zueinander zu schalten, wobei die Untersetzungsschaltung (1) die dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführte Versorgungsspannung (VSS) erhält, um dem zweiten Knotenpunkt (P5) eine heruntergesetzte Spannung zuzuführen;
    eine Lastschaltung (31), die zumindest die Spannung, die dem zweiten Knotenpunkt (P5) zugeführt wird, als Versorgungsspannung erhält; und eine Steuerung (11, 12), um die dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführte Spannung entsprechend dem Betriebszustand der Lastschaltung (31) direkt dem zweiten Knotenpunkt (P5) zuzuführen.
11. 11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Untersetzungsschaltung (1) folgende Baugruppen aufweist:

    ein erstes Schaltelement (Q1), das zwischen den ersten Knotenpunkt (P1) und den dritten Knotenpunkt (P3) geschaltet und periodisch einschaltbar ist; einen ersten Kondensator (C1), der zwischen den dritten Knotenpunkt (P3) und einen vierten Knotenpunkt (P4) geschaltet ist;

    ein zweites Schaltelement (Q4), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den Referenzpotentialpunkt (P2) der Schaltung (1) geschaltet ist und der während einer anderen Zeitspanne als der Einschalt-Zeitspanne des ersten Schaltelementes (Q1) einschaltbar ist; ein drittes Schaltelement (Q3), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den zweiten Knotenpunkt (P5) geschaltet und im wesentlichen während der gleichen Zeitspanne wie das erste Schaltelement (Q1) einschaltbar ist;

    ein viertes Schaltelement (Q2), das zwischen den dritten Knotenpunkt (P3) und den zweiten Knotenpunkt (P5) geschaltet und im wesentlichen während der glei-

    chen Zeitspanne einschaltbar ist wie das zweite Schaltelement (Q4); und

    einen zweiten Kondensator (C2), der mit der Spannung aufladbar ist, die dem zweiten Knotenpunkt (P5) zugeführt wird.
12. 12. Schaltung nach Anspruch 10 oder 11, gekennzeichnet durch

    einen Spannungsdetektor (3) zur Abtastung, daß die Versorgungsspannung (VSS) auf einen vorgegebenen Wert abgefallen ist; und

    eine Steuerung (10-12), die das Abtastsignal vom Spannungsdetektor (3) erhält, um die dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführte Spannung dem zweiten Knotenpunkt (P5) zuzuführen.
13. 13. Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung (31) als Uhrenschaltung ausgebildet ist.
14. 14. Elektronische Schaltung, gekennzeichnet durch folgende Baugruppen:

    einen ersten Knotenpunkt (P1), der an eine Versorgungsspannung (VSS) anschließbar ist; einen zweiten Knotenpunkt (PI1); ein erstes Schaltelement (Q1), das zwischen den ersten Knotenpunkt (P1) und einen dritten Knotenpunkt (P3) geschaltet und periodisch einschaltbar ist? einen ersten Kondensator (C1), der zwischen den dritten (P3) und einen vierten Knotenpunkt (P4) geschaltet ist;

    ein zweites Schaltelement (Q4), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den Referenzpotentialpunkt (P2) der Schaltung (1) geschaltet und einschaltbar

    ¹^ ist, wenn das erste Schaltelement (Q1) nicht eingeschaltet ist;

    ein drittes Schaltelement (Q3), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und einen fünften Knoten-

    ο ι

    punkt Cl₁) geschaltet und synchron mit dem ersten Schaltelement (Q1) einschaltbar ist; ein viertes Schaltelement (Q2), das zwischen den dritten Knotenpunkt (P3) und den fünften Knotenpunkt (I₁) geschaltet und synchron mit dem zweiten Schaltelement (Q4) einschaltbar ist;

    einen Spannungsregler (2) zur Lieferung einer vorgegebenen Spannung an den zweiten Knotenpunkt (P11) entsprechend der Spannung, die dem fünften Knotenpunkt (I₁) zugeführt wird; und

    einen zweiten Kondensator (C3), der zwischen den zweiten Knotenpunkt (P11) und den Referenzpotentialpunkt (P2) der Schaltung (1) geschaltet ist.
15. 15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Kondensator (C1) eine kleinere Kapazität als der zweite Kondensator (C3) besitzt.
16. 16. Schaltung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltelemente (Q1-Q4) und der

    Spannungsregler (2) in Form einer einzigen integrierten Halbleiterschaltung ausgebildet sind und daß die ersten und zweiten Kondensatoren (C1, C3) an die integrierte Schaltung angeschlossen sind. 25
17. 17. Schaltung nach einem der Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, dritten und vierten Schaltelemente (Q1, Q3, Q2) als Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode vom ersten Leitungstyp ausgebildet sind und daß das zweite Schaltelement (Q4) als Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode vom zweiten Leitungstyps ausgebildet ist.
18. 18. Elektronische Schaltung, gekennzeichnet durch folgende Baugruppen:

    einen ersten Knotenpunkt (P1), der an eine Versorgungsspannung (VSS) anschließbar ist;

    einen zweiten Knotenpunkt (P11); ein erstes Schaltelement (Q1), das zwischen den ersten Knotenpunkt (P1) und einen dritten Knotenpunkt (P3) geschaltet und periodisch einschaltbar ist;

    einen ersten Kondensator (C1), der mit seinem einen Anschluß an den dritten Knotenpunkt (P3) und mit seinem anderen Anschluß an einen vierten Knotenpunkt (P4) angeschlossen ist;

    ein zweites Schaltelement (Q4), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den Referenzpotentialpunkt (P2) der Schaltung (1) geschaltet und einschaltbar ist, wenn das erste Schaltelement (Q1) nicht eingeschaltet ist?

    ein drittes Schaltelement (Q3), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und einen fünften Knotenpunkt (I₂) geschaltet und synchron mit dem ersten Schaltelement (Q1) einschaltbar, ist; ein viertes Schaltelement (Q2) , das zwischen den dritten Knotenpunkt (P3) und den fünften Knotenpunkt (Ip) geschaltet und synchron mit dem zweiten Schaltelement (Q4) einschaltbar ist; einen Spannungsregler (2) zur Lieferung einer vorgegebenen Spannung an den zweiten Knotenpunkt (P11) entsprechend der Spannung, die dem fünften Knotenpunkt (I₂) geliefert wird;

    einen zweiten Kondensator (C3), der zwischen den zweiten Knotenpunkt (P11) und den Referenzpotentialpunkt (P2) der Schaltung (1) geschaltet ist; und eine Ladeschaltung (Q30, Q31) zum Laden des ersten Kondensators (C1) während einer vorgegebenen Zeitspanne, nach dem Einschalten der Versorgungsspannung (VSS) mit einer solchen Spannung,, die im wesentlichen gleich der Ausgangsspannung des Spannungsreglers

    (2) ist.

    -δι
19. 19. Schaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet,

    daß die Ladeschaltung (Q30, Q31) folgende Bauelemente aufweist:

    ein fünftes Schaltelement (Q30), das zwischen den ersten Knotenpunkt (P1) und den einen Anschluß (P3) des ersten Kondensators (C1) geschaltet ist und das einschaltbar ist, bis eine vorgegebene Zeitspanne nach dem Einschalten der Versorgungsspannung (VSS) verstrichen ist, während es anschließend abgeschaltet wird; und

    ein sechstes Schaltelement (Q31), das mit dem einen Anschluß (P3) des ersten Kondensators (C1) und dem zweiten Knotenpunkt (P11) verbunden und komplementär zum fünften Schaltelement (Q30) geschaltet werden kann.
20. 20. Schaltung nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltelemente (Q1-Q4, Q30, Q31) und der Spannungsregler (2) in Form einer einzigen integrierten Halbleiterschaltung ausgebildet sind und daß die ersten und zweiten Kondensatoren (C1, C3) an die integrierte Halbleiterschaltung angeschlossen sind.
21. 21. Schaltung nach einem der Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und die dritten bis sechsten Schaltelemente (Q1, Q2, Q3, Q30, Q31) als Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode vom ersten Leitungstyp ausgebildet sind

    und daß das zweite Schaltelement (Q4) als Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode vom zweiten Leitungstyp ausgebildet ist.
22. 22. Schaltung nach einem der Ansprüche 18 bis 21, gekenn-^OJ · zeichnet durch einen dritten Kondensator, der zwischen den fünften Knotenpunkt (I2) ^un(i den Referenzpotentialpunkt" (P2) geschaltet ist.

    -9-
23. 23. Elektronische Schaltung«, gekennzeichnet durch folgende Baugruppen:

    einen ersten Knotenpunkt (P1), an den eine Versorgungsspannung (VSS) anschließbar ist; einen zweiten Knotenpunkt (P11); eine Untersetzungsschaltung (1) mit einer Vielzahl von Kondensatoren (C1, C2, C3) und einer Vielzahl von Schaltelementen (Q1-Q4), um die Kondensatoren (C1-C3) während einer ersten Zeitspanne in Reihe und während einer zweiten Zeitspanne parallel zu schalten, wobei die Untersetzungsschaltung (1) die dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführte Versorgungsspannung (VSS) erhält, um dem zweiten Knotenpunkt (P11) eine heruntergesetzte Spannung zu übermitteln; und

    einen Taktgenerator (11), der mit der dem zweiten Knotenpunkt (PH) zugeführten Spannung betreibbar ist, um Taktinipulse (ΦΙ~Φ\) zum Schalten der Schaltelemente (Q-Q4) abzugeben.
24. 24. Schaltung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Untersetzungsschaltung (1) folgende Baugruppen aufweist:'
    ein erstes Schaltelement (Q1), das zwischen den ersten Knotenpunkt (P1) und einen dritten Knotenpunkt (P3) geschaltet ist?

    einen ersten Kondensator (C1), der zwischen den dritten Knotenpunkt (P3) und einen vierten Knotenpunkt (P4) geschaltet ist;

    3" ein zweites Schaltelement (Q4), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den Referenzpotentialpunkt (P2) der Schaltung J, 1) geschaltet ist; ein drittes Schaltelement (Q3), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den zweiten Knotenpunkt (I₂) geschaltet ist;

    ein viertes Schaltelement (Q2)„ das zwischen den dritten Knotenpunkt (P3) und den zweiten Knotenpunkt (I₂) geschaltet ist? und

    -ΙΟΙ einen zweiten.Kondensator (C3) , der in Abhängigkeit von der Spannung aufladbar ist, die dem zweiten Knotenpunkt (I₂) zugeführt wird.
25. 25. Schaltung nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator (11) so arbeitet, daß er zumindest einen Taktimpuls zum gleichzeitigen Einschalten der ersten und dritten Schaltelemente (Q1/ Q3) sowie einen Taktimpuls zum gleichzeitigen Einschalten der zweiten und vierten Schaltelemente (Q4, Q2) erzeugt.
26. 26. Schaltung nach einem der Ansprüche 23 bis 25, gekennzeichnet durch eine Pegelverschiebungsschaltung (12), welche die vom Taktgenerator (11) abgegebenen Taktimpulse {φ\-φ\) erhält, um Taktimpulse (φ*-φ->) mit dem Pegel der dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführten Versorgungsspannung (VSS) abzugeben, wobei die ersten bis vierten Schaltelemente (Q1-Q4) mit den Ausgangssignalen der Pegelverschiebungsschaltung (12) schaltbar sind.
27. 27. Schaltung nach einem der Ansprüche 23 bis 26, gekennzeichnet durch einen Spannungsgenerator (2), der die dem zweiten Knotenpunkt (I₂) gelieferte Spannung erhält, um eine konstante Spannung (VCL) abzugeben.
28. 28. Schaltung nach einem der Ansprüche 23 bis 27, ge- ° kennzeichnet durch einen Spannungsregler (2), der die dem zweiten Knotenpunkt (I₂) zugeführte Spannung erhält, um eine konstante Spannung (VCL) abzugeben, die dem zweiten Kondensator (C3) zugeführt wird.
29. 29. Schaltung nach einem der Ansprüche 23 bis 28, gekennzeichnet durch eine Uhrenschaltung (31), die das Ausgangssignal des Spannungsreglers (2) als Versorgungsspannung erhält, und daß der Taktgenerator

    (11) die von der Uhrenschaltung (31) abgegebenen Taktimpulse erhält, um Taktimpulse (φ\-φ\) zur Steuerung der ersten bis vierten Schaltelemente (Q1-Q4) zu erzeugen.
30. 30. Schaltung nach einem der Ansprüche 23 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Uhrenschaltung (31) eine Ausgangspufferschaltung aufweist, welche die dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführte Spannung als Versorgungsspannung erhält.
31. 31. Schaltung nach einem der Ansprüche 23 bis 30, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten bis vierten Schaltelemente. (Q1-Q4), der Spannungsregler (2) , die Uhrenschaltung (31) und der Taktgenerator (11) in Form einer integrierten Halbleiterschaltung mit Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode vom komplementären Typ ausgebildet sind und daß die ersten und zweiten Kondensatoren (C1, C3) an diese integrierte Schaltung angeschlossen sind.
32. 32. Elektronische Schaltung, gekennzeichnet durch folgende Baugruppen;

    einen ersten Knotenpunkt (P1), an den eine Versorgungsspannung (VSS) anschließbar ist; einen zweiten Knotenpunkt (I₂); ein erstes Schaltelement (Q1), das zwischen den ersten Knotenpunkt (P1) und einen dritten Knotenpunkt (P3) geschaltet ist?
    einen ersten Kondensator (C1), der zwischen den dritten Knotenpunkt (P3) und einen vierten Knotenpunkt (P4) geschaltet ist?

    NHJ4U

    ein zweites Schaltelement (Q4), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den Referenzpotentialpunkt (P2) der Schaltung (1) geschaltet ist; ein drittes Schaltelement (Q2), das zwischen den vierten Knotenpunkt (P4) und den zweiten Knotenpunkt (In) geschaltet ist;

    ein.viertes Schaltelement (Q3), das zwischen den dritten Knotenpunkt (P3) und den zweiten Knotenpunkt (I₂) geschaltet ist;

    einen zweiten Kondensator (C3), der mit der Spannung aufladbar ist, die dem zweiten Knotenpunkt (1-) zugeführt wird;

    einen Taktgenerator (11), der mit der dem zweiten Kondensator (C3) zugeführten Spannung betreibbar ist, um Taktimpulse (φΙ-φ\) zu erzeugen, teilweise um im wesentlichen gleichzeitig die ersten und dritten Schaltelemente (Q1, Q3) einzuschalten und teilweise um im wesentlichen gleichzeitig die zweiten und vierten Schaltelemente (Q4, Q2) während einer Zeitspanne einzuschalten, die sich von der Einschalt-Zeitspanne der ersten und dritten Schaltelemente (Q1/ Q3) unterscheidet; und

    einen Starter (28) zur Lieferung einer Spannung, die dem ersten Knotenpunkt (P1) zugeführt wird, an den vierten Knotenpunkt (P4) während einer vorgegebenen Zeitspanne, wenn die Einschaltung der Versorgungsspannung (VSS) erfolgt.
33. 33. Schaltung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß der Starter (28) in der Weise arbeitet, daß er Signale abgibt, um zumindest die ersten und vierten Schaltelemente (Q1 , Q2)· für die vorgegebenen Zeitspanne gleichzeitig einzuschalten, wenn die Einschaltung der Versorgungsspannung (VSS) erfolgt.
34. 34. Schaltung nach Anspruch 32 oder 33, dadurch gekennzeichnet, daß ein Oszillator (3) die dem zweiten Kondensator (C3) zugeführte Spannung als Versorgungs-

    Spannung erhält, daß der Taktgenerator (11) das Signal, das auf der Basis des Ausgangssignals des Oszillators (3) erzeugt wird, als Referenztaktsignal erhält, und daß der Starter (28) so ausgelegt ist, daß sein Betrieb entsprechend dem Schwingungsbetrieb des Oszillators (3) gesteuert ist.
35. 35. Schaltung nach einem der Ansprüche 32 bis 34, gekennzeichnet durch folgende Baugruppen:

    einen Oszillator (3), der die dem zweiten Kondensator (C3) zugeführte Spannung als Versorgungsspannung erhält ;

    einen Frequenzteiler (5), der das Ausgangssignal des Oszillators (3) erhält;

    und einen Schwingungsdetektor (10) zur Abtastung des Schwingungsbetriebes des Oszillators (3), wobei der Starter (28) eine Zwischenspeicherschaltung (26) besitzt, die vom Ausgangssignal des Schwingungsdetektors (10), wenn die Einschaltung der Versorgungsspannung (VSS) erfolgt, in einen ersten Zustand und anschließend von einem Signal, das danach vom Frequenzteiler (5) abgegeben wird, in einen zweiten Zustand bringbar ist.
36. 36. Schaltung nach einem der Ansprüche 32 bis 35, gekennzeichnet durch einen Spannungsregler (2), der die dem zweiten Knotenpunkt (I₂) zugeführte Spannung erhält, um eine konstante Spannung (VCL) abzugeben, die dem Oszillator(3) und dem Frequenzteiler (5) zugeführt wird.
37. 37. Schaltung nach einem der Ansprüche 32 bis 36, gekennzeichnet durch eine Ausgangspufferschaltung (8, 9), die die dem ersten Knotenpunkt (PI) zugeführte ^ Spannung als Versorgungsspannung erhält.
38. 38. Schaltung nach einem der Ansprüche 32 bis 37, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten bis vierten Schaltelemente (Q1-Q4), der Taktgenerator (11), der Starter (28) , der Oszillator (3), der Frequenzteiler (5) , der Schwingungsdetektor (10), der Spannungsregler

    (2) und die Ausgangspufferschaltung (8,9) als integrierte Halbleiterschaltung aus Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode vom komplementären Typ ausgebildet sind und daß die ersten und zweiten Kon- · densatoren (C1, C3) an die integrierte Halbleiterschaltung angeschlossen sind.
39. 39. Schaltung nach einem der Ansprüche 32 bis 38, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Knotenpunkt (P1) an die Spannung (VSS) einer Batterie angeschlossen ist.