DE3119274A1

DE3119274A1 - Spannungsversorgung und elektronische uhr mit einer derartigen spannungsversorgung

Info

Publication number: DE3119274A1
Application number: DE19813119274
Authority: DE
Inventors: Nobuo Kodaira Tokyo Shibasaki
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1980-06-13
Filing date: 1981-05-14
Publication date: 1982-06-09
Also published as: JPS576384A; GB2078021A

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Spannungsversorgung für eine digitale Schaltung, insbesondere eine Spannungs-Versorgung für die digitale Schaltung einer mit einer Batterie betriebenen elektronischen Uhr sowie eine elektronische Uhr mit einer derartigen Spannungsversorgung.

Eine digitale Schaltung, die eine elektronische Digitaluhr oder einen elektronischen Taschenrechner bildet, muß eine geringe Leistungsaufnahme haben. Insbesondere ist es erforderlich, bei einer elektronischen Digitaluhr, die jederzeit mit einer Batterie als Spannungsversorgung betrieben wird, die Leistungsaufnahme zu verringern, um die Lebensdauer der Batterie und damit die Einsatzfähigkeit des elektronischen Taschenrechners zu verlängern, der mit Unterbrechungen in seinen Betriebszustand gebracht wird.

Falls eine Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung als Anzeigeeinrichtung verwendet wird, die bei der digitalen Schaltung zum Einsatz gelangt, um Daten zur Anzeige zu bringen, so daß ein dynamischer Betrieb erfolgt, sind Versorgungsspannungen bei mehreren Pegeln erforderlich.

Die Versorgungsspannungen mit mehreren Pegeln können von einer einzigen Batteriespannung erhalten werden, indem man eine Treiberschaltung, welche für die Erzeugung eines periodischen Signals sorgt, und eine Übersetzungsschaltung verwendet, die-z.B.· aus einem Kondensator und einem Schaltelement aufgebaut ist.

Es darf jedoch darauf hingewiesen werden, daß die Batteriespannung so vorgegeben ist, daß sie einen bestimmten Wert hat, der ausschließlich von der Art der verwendeten Batterie abhängt. Infolgedessen ist die von der Übersetzungsschaltung erzeugte Versorgungsspannung

so ausgelegt, daß sie einen Pegel besitzt,der in Abhängigkeit von der Art der verwendeten Batterie bestimmt ist. Dementsprechend sind Spannungen mit mehreren Pegeln mit dem Mangel behaftet, daß sie keinen Pegel

g haben, der für die Spannung geeignet ist, die der Anzeigeeinrichtung zuzuführen ist. Dies führt dazu, daß die Leistungsaufnahme der Anzeigeeinrichtung z.B. in unerwünschter Weise durch die übermäßige Treiberspannung zun immt.

Die oben erwähnten Versorgungsspannungen mit mehreren Pegeln begrenzen das Treibersystem der Anzeigeeinrichtung in erheblichem Maße.

Zum Beispiel kann die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung einer elektronischen Digitaluhr mit einem Zeitteiler-Treibersystem getrieben werden, das entweder Drei-Pegeltreiberspannungen bei zwei-geteilten Pegeln, d.h. einen Null-Volt-Pegel, den Batteriespannungspegel und einen zweifachen Batteriespannungspegel, oder aber Vier-Pegel-Treiberspannungen bei drei-geteilten Pegeln verwendet, d.h. den Null-Volt-Pegel, den Batteriespannungspegel, den zweifachen Batteriespannungspegel und einen dreifachen Batteriespannungspegel. Wenn ein derartiges Zeitteiler-Treibersystem verwendet wird, kann die Anzahl der bei der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung anzubringenden Anschlüsse vergleichsweise verringert werden, und die Anzahl der Ausgangsanschlüsse einer Anzeigetreiberschaltung zum Treiben der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung kann entsprechend vergleichsweise verringert werden. In diesem Falle nimmt jedoch die Leistungsaufnahme der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung mit der Zunahme des Pegels der Treiberspannung zu, so daß die Lebensdauer der Batterie verkürzt wird. Infolgedessen ist das Treibersystem, das in einer Uhr, z.B. einer elektronischen Digitaluhr, eingesetzt werden kann, begrenzt.

Dabei können die Spannungen bei mehreren Pegeln z.B.

dadurch erzeugt werden, daß man entweder eine kombinierte Schaltung aus einer Ubersetzungsschaltung und einem Widerstands-Spannungsteiler, der das Ausgangssignal der Übersetzungsschaltung erhält, oder einen Widerstands-Spannungsteiler verwendet, der die Batteriespannung erhält. In diesem Falle können die richtigen Spannungen bei mehreren Pegeln durch den Widerstands-Spannungsteiler erzeugt werden, so daß die Leistungsaufnahme der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung auf eine relativ geringe Leistung verringert werden kann. In diesem Falle muß jedoch, um die Schwankungen bei der Treiberspannung zu verringern, die der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung zuzuführen ist, der Widerstands-Spannungsteiler so ausgelegt werden, daß er relativ geringe Widerstandseigenschaften besitzt. Der Verlustleistungsstrom, der größer ist als die Verringerung des in der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung verbrauchten Stromes, fließt dementsprechend durch den Widerstands-Spannungsteiler. Mit anderen Worten, es wird schwierig, die Leistungsaufnahme des elektronischen Systems insgesamt zu verringern.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Spannungsversorgung anzugeben, mit der sich die Leistungsaufnahme einer Digitalschaltung in wirksamer Weise verringern läßt, wobei die Spannungsversorgung selbst eine geringe Leistungsaufnahme haben soll.

Die erfindungsgemäße Spannungsversorgung zeichnet sich

^ου dadurch aus, daß sie ohne weiteres in eine integrierte CMOS-Schaltung integriert werden kann. Weiterhin ist die Spannungsversorgung für eine Batterie zur Erzeugung einer relativ hohen Spannung, z.B. eine Lithiumbatterie, geeignet. Außerdem eignet sich die erfindungsgemäße

Spannungsversorgung für eine digitale Schaltung, einschließlich einer Flüssigkristallanzeige-Treiberschaltung. Die erfindungsgemäße Spannungsversorgung erzeugt dabei eine Spannung mit einem solchen Temperaturkoeffi-

zienten bei einem Wert,cfer für eine Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung geeignet ist. Mit einer derartigen Spannungsversorgung läßt sich in vorteilhafter Weise eine elektronische Uhr mit geringer Verlustleistung ausbilden.

Gemäß der Erfindung wird eine Spannungsversorgung angegeben, die eine Spannungssteuerung, welche mit der Spannung einer Spannungsversorgung versorgt werden kann, um eine Spannung bei niedrigerem Pegel als dem der Spannungsquelle zu erzeugen, und eine Übersetzungsschaltung aufweist, die mit der Ausgangsspannung der Spannungssteuerung versorgt werden kann, um eine Spannung mit einem solchen Pegel zu erzeugen, der um ganzzahlige Vielfache der Ausgangsspannung übersetzt ist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnung zeigt in:

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Erläuterung einer ersten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 eine Draufsicht auf eine Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung ;

Fig. 3 einen Schnitt zur Erläuterung der Flüssigkristallanzeigeeinrichtung längs der Linie A-A¹ in Fig. 2;

Fig. 4A bis 4H Wellenformen zur Erläuterung der Signale, die der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung zugeführt werden;

Fig. 5 ein Schaltbild zur Erläuterung eines konkreten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 6A und 6B Wellenformen zur Erläuterung von Beispielen der Taktimpulse φΛ und φ2;

Fig. 7 ein Schaltbild zur Erläuterung eines Taktimpulsgenerators;

Fig. 8 eine graphische Darstellung zur Erläuterung von Charakteristiken der Temperaturabhängigkeit der Fltissigkristall-Anzeigeeinrichtung; und in

Fig. 9 ein Schaltbild zur Erläuterung einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Bei der nachstehenden Beschreibung von Ausführungsformen wird zunächst auf Figur 1 Bezug genommen. Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild zur Erläuterung der Schaltung einer elektronischen Digitaluhr, für die sich eine Ausführungsform der Erfindung eignet.

In Figur 1 bezeichnen das Bezugszeichen 3 eine Spannungssteuerung, die auch als Klemmschaltung bezeichnet wird, das Bezugszeichen 4 eine Übersetzungsschaltung, das Bezugszeichen 5 eine Logikschaltung, das Bezugszeichen 6 eine Anzeigetreiberschaltung und das Bezugszeichen 7 eine Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung. Ferner bezeichnen das Bezugszeichen E eine Batterie, das Bezugszeichen SW einen Schalter und das Bezugszeichen XTL

eine Quarzkristalleinheit.
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Die Schaltungen 3 bis 6, die zu einem Bereich 20 gehören, der von strichpunktierten Linien in Figur 1 umgeben ist, sind auf einem einzigen Halbleitersubstrat ausgebildet, und zwar mit einer herkömmlichen CMOS-Integrations-

technik aufgebaut, wobei CMOS in üblicher Weise für komplementäre Metalloxidhalbleiter steht. Die aus den Schaltungen 3 bis 6 bestehende integrierte Schaltung ist mit externen Anschlüssen P1 bis P7 ausgerüstet.

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Die externen Anschlüsse P1 und P2 werden als Versorgungsanschlüsse der integrierten Schaltung verwendet, so daß die Batterie E, z.B. eine Silberoxidbatterie, zwischen sie geschaltet ist. Bei dieser Ausführungsform wird davon ausgegangen, daß der externe Anschluß P2 entweder auf Erdpotential der Schaltung oder einem Referenzpotential GND gehalten wird.

Die Klemmschaltung oder Spannungssteuerung 3 wird mit der Ausgangsspannung der Batterie E durch den externen Anschluß P1 versorgt. Die Klemmschaltung 3 ist, obwohl nicht darauf beschränkt, aus einem steuernden isolierten Feldeffekttransistor, der nachstehend kurz als MISFET Q14 bezeichnet ist, einem Spannungskomparator 1 und einem Referenzspannungsgenerator 2 aufgebaut.

Der Steuerungs-MISFET Q14 ist mit seiner Drainelektrode an den externen Anschluß P1 und mit seiner Gateelektrode an den Ausgangsanschluß des Spannungskomparators 1 angeschlossen. Der Spannungskomparator 1 ist mit seinem Hauptanschluß an den Anschluß P1 angeschlossen, sein nicht-invertierender Eingang "+" ist an den Ausgangsanschluß des Referenzspannungsgenerators 2 angeschlossen, während sein invertierender Eingang "-" an die Source-Elektrode des MISFET Q14 angeschlossen ist. Der Referenzspannungsgenerator 2 ist so ausgelegt, daß er mit einer Batteriespannung VE über den externen Anschluß P1 versorgt wird, um eine Referenzspannung Vr zu erzeugen.

Dabei ist der MISFET Q14 vom P-Kanaltyp, da die Batteriespannung VE, die an den externen Anschluß Pl angelegt wird, negative Polarität hat.

Die Klemmschaltung 3 ist im wesentlichen aus einer

KonstantspannungsSchaltung aufgebaut. Die Ausgangsspannung des Spannungskomparators 1 wird an die Gate-

Elektrode des MISFET QI4 angelegt, so daß eine Klemmspannung V1 mit gleichem Pegel wie die Referenzspannung Vr an der Source-Elektrode des MISFET Q14 erzeugt wird.

Genauer gesagt, die Ausgangsspannung des Spannungskomparators 1 nimmt in Abhängigkeit vom Pegel der Klemmausgangs spannung V1 zu, wenn diese Spannung V1 auf niedrigerem Pegel ist als die Referenzspannung Vr, während sie in Abhängigkeit von dem selben Pegel abnimmt, wenn die Klemmausgangsspannung V1 einen höheren Pegel als die Referenzspannung Vr besitzt. Infolgedessen wird dafür gesorgt, daß die Klemmausgangsspannung V1 mit der Referenzspannung Vr zusammenfällt.

Falls eine einzige Silberoxidbatterie als Batterie E verwendet wird, beträgt ihre elektromotorische Kraft ungefähr 1,5 V. Die Klemmschaltung 3 ist dann so aufgebaut, daß sie z. B. eine Klemmspannung V1 von etwa 1 Volt erzeugt.

Die Übersetzungsschaltung 4 ist so ausgelegt, daß sie sowohl mit der Klemmausgangsspannung V1 als auch einem Taktimpuls φλ versorgt wird, der von der Logikschaltung 5 erzeugt wird, um dadurch eine Ausgangsspannung V1 gleich der Spannung V1 und Ausgangsspannungen V2 und V3 mit solchen Pegeln zu erzeugen, die als ganzzahlige Vielfache der Spannung V1 übersetzt oder hochtransformiert sind.

Diese Übersetzungsschaltung 4 kann aus einer Vielzahl von Schaltungs-MISFETs, einer Vielzahl von Inverterschaltungen und einer Vielzahl von Kondensatoren aufgebaut sein, und zwar in ähnlicher Weise wie die nachstehend anhand von Fig. 5 beschriebene Schaltung.

Die Ausgangsspannungen V2 und V3, die so übersetzt oder hochtransformiert sind, können dadurch erzeugt werden,

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daß man die Aufladespannungen der Ubersetzungskondensatoren verwendet.

Beispielsweise wird ein Übersetzungskondensator über einen Schaltungs-MISFET auf die Spannung V1 aufgeladen, wobei die Schaltoperation des MISFET vom Taktimpuls φ gesteuert ist. Dann wird der eine Einschluß des Übersetzungskondensators mit der Spannung V1 von einer Inverterschaltung versorgt, die mit dem Taktimpuls φΛ versorgt wird. Infolgedessen erzeugt der andere Anschluß des Übersetzungskondensators die Summe der vorher aufgeladenen Spannung und der Ausgangsspannung der Inverterschaltung, d.h. eine Spannung 2V1. Die Schaltung 2V1 am anderen Anschluß des Übersetzungskondensators

'5 wird einem Glättungskondensator über den anderen Schaltungs-MISFET zugeführt. Infolgedessen wird der Glättungskondensator mit der Ausgangsspannung V2 aufgeladen, d.h. mit der zweifachen Spannung 2V1.

^" in gleicher Weise kann die Ausgangsspannung V3, d.h. eine dreifache Spannung 3V1 erzeugt werden, indem man entweder einen Übersetzungskondensator, der mit der Spannung 2V1 aufgeladen und dann an seinem anderen Anschluß mit der Spannung V1 versorgt wird, oder einen

·" Übersetzungskondensator verwendet, der mit der Spannung V1 aufgeladen und dann z.B. mit der Spannung 2V1 an seinem anderen Anschluß versorgt wird.

Die Logikschaltung 5 ist aus einer nicht-dargestellten

Oszillatorschaltung, welche eine Schaltung der Digitaluhr bildet, einer Frequenzteilerschaltung und einer digitalen Steuerschaltung aufgebaut.

Die Logikschaltung 5 ist an die Quarzkristalleinheit XTL

über externe Anschlüsse P5 und P6 der integrierten Schaltung 20 sowie an den Schalter SW über einen externen Anschluß P7 angeschlossen.

Die nicht dargestellte Oszillatorschaltung in der Logikschaltung 5 ist so ausgelegt, daß sie bei einer Referenzfrequenz schwingt, die durch die Quarzkristalleinheit XTL bestimmt ist, z.B. mit 32.768 Hz. 5

Der nicht dargestellte Frequenzteiler ist so ausgelegt, daß er mit der Referenzfrequenz der Oszillatorschaltung versorgt wird, um daraus ein Referenzzeitsignal, z.B. einen Ein-Sekunden-Impuls, und die Taktimpulse zu erzeugen.

Die digitale Steuerschaltung ist so aufgebaut, daß sie sowohl die Informationsverarbeitung zum Zählen der Referenzzeitsignale, um Zeitdaten zu erzeugen, wie Sekunden, Minuten und Stunden, als auch die Informationsverarbeitung für die verschiedenen Operationen der Uhr durchführen kann, z.B. die Zeitanzeige-Steueroperation oder die Alarmzeit-Abtastoperation.

o_er Schalter SW ist so ausgebildet, daß die Logikschaltung 5 die Stoppuhroperation, die Weck- oder Alarmoperation und die Zeitkorrekturoperation anzeigen kann.

Obwohl nicht darauf beschränkt, kann die Logikschaltung ^ZD 5 dann in Betrieb gesetzt werden, wenn sie die Ausgangsspannung V1 der Klemmschaltung 3 als Versorgungsspannung erhält.

Die Anzeigetreiberschaltung 6 ist so ausgelegt, daß sie

einerseits die Klemmspannung V1, welches die Eingangsspannung der Übersetzungsschaltung 4 ist, und die Übersetzungsspannungen V2 und V3 erhält, die aus der Klemmspannung V1 auf das Doppelte bzw. Dreifache hochtransformiert worden sind, und andererseits das Anzeigedaten-

signal, das von der Logikschaltung 5 erzeugt wird, und das Anzeigesteuersignal erhält, um daraus ein Multiplex-Anzeigetreiberausgangssignal aufgrund der

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dreimal geteilten Pegel zu erzeugen, was nachstehend
näher erläutert ist.

Die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung 7 ist mit Segmentelektroden al bis g3, h und i ausgerüstet, die ein ebenes Muster haben, wie es z.B. in Figur 2 dargestellt ist. Die entsprechenden Segmentelektroden sind an Anschlüsse S1 bis S8 mit der dargestellten Verdrahtung
angeschlossen. Die entsprechenden gemeinsamen Elektroden, TO die den entsprechenden Segmentelektroden entsprechen, sind mit einem der drei gemeinsamen Elektrodenanschlüsse C0M1 bis COM3 mit Verdrahtungen verbunden, wie es
in Figur 2 strichliert angedeutet ist.

Figur 3 zeigt einen Schnitt zur Erläuterung der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung 7 längs der strichpunktierten Linie A-A¹ in Fig. 2. In Figur 3 bezeichnen die Bezugszeichen 10 und 11 eine polarisierende
Platte bzw. eine Glasplatte. Die Bezugszeichen al und f1 bezeichnen Segmentelektroden, die auf der Oberfläche der Glasplatte 11 ausgebildet sind und aus transparentem Elektrodenmaterial bestehen. Die Bezugszeichen 12 und 13 bezeichnen einen Flüssigkristall- bzw. eine
Glasplatte. Das Bezugszeichen C0M1 bezeichnet die gemeinsame Elektrode, die aus einem transparenten Elektrodenmaterial besteht. Die Bezugszeichen 14 und 15 bezeichnen eine polarisierende Platte bzw. eine reflektierende Schicht.

Die Spannungen bei verschiedenen Pegeln, die von der

Ubersetzungsschaltung 4 erzeugt werden, werden.von der. Anzeigetreiberschaltung 6 gewählt.

Damit die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung 7 abwechselnd in zeitlich geteilter Weise getrieben werden kann, werden die gemeinsamen Elektrodenanschlüsse
COM1, COM2 und COM3 mit Spannungssignalen bei dreimal geteilten Pegeln von der Anzeigetreiberschaltung 6 ver-

sorgt.

Die entsprechenden gemeinsamen Elektrodenanschlüsse werden entweder vom Spannungspegel V3 oder dem Spannungspegel 0 gewählt, aber weder vom Spannungspegel V1 noch vom Pegel V2.

Die Figuren 4A, 4B und 4C zeigen Beispiele der Wellenformen der Spannungssignale, mit denen die gemeinsamen Elektrodenanschlüsse COM1, COM2 und COM3 versorgt werden.

Die gemeinsamen Elektrodenanschlüsse COM1 bis COM3 werden in Abhängigkeit von den in Figur 4A bis Figur 4C gezeigten Spannungssignalen periodisch gewählt.

Genauer gesagt, in einer Periode T1 wird der gemeinsame Elektrodenanschluß COM1 mit einem Spannungssignal bei einem Pegel 0 oder V3 versorgt. Zu dieser Zeit werden die gemeinsamen Elektrodenaschlüsse COM2 und COM3 mit einem Spannungssignal beim Pegel V1 oder V2 versorgt. Infolgedessen wird in der Periode Tl der gemeinsame Elektrodenanschluß COM1 gewählt.

In gleicher Weise werden in den Perioden T2 und T3 die gemeinsamen Elektrodenanschlüsse COM2 bzw. COM3 in Abhängigkeit von den Spannungssignalen bei den Pegeln 0 oder V3 gewählt.

Dabei werden die Spannungssignale, die den gemeinsamen Elektrodenanschlüssen COM1 bis COM3.jeweils zugeführt werden, hinsichtlich ihrer Pegel nacheinander variiert, so daß die dem Flüssigkristall zuzuführende Spannung gemittelt wird, d.h. in der Weise, daß die Gleichspannungskomponente der Spannung, die dem Flüssigkristall zugeführt werden soll, auf faull reduziert wird, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Infolgedessen wird eine unerwünschte chemische Änderung des Flüssigkristalls

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verhindert, so daß die Lebensdauer der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung verlängert wird.

Der Segmentelektrodenanschluß S1 wird in der Periode T1 versorgt, d.h. in einer Periode, in der der gemeinsame Elektrodenanschluß C0M1 gewählt ist, wobei das Spannungssignal dem Anzeigedatensignal entspricht, um die Segmentelektrode f1 zu treiben; in der Periode T2 erfolgt die Versorgung mit dem Signal zum Treiben der Segmentelektrode el und in gleicher Weise erfolgt die Versorgung in der Periode T3 mit dem Signal zum Treiben der Segmentelektrode d1.

In gleicher Weise werden die Segmentelektroden S2 bis S8 mit Spannungssignalen bei Pegeln versorgt, die den Multiplex-Änzeigedatensignalen entsprechen.

Die den Segmentelektrodenanschlüssen zuzuführenden Spannungssignale werden, falls das anzuzeigende Segmenton
^z elektrodenmuster vorhanden ist, auf den Spannungspegel D oder V3 in der Weise geändert, daß er dem Spannungspegel V3 oder 0 der gemeinsamen Elektroden entspricht, und werden, falls das Segmentelektrodenmuster nicht vorhanden ist, auf den Spannungspegel V1 oder V2

geändert.

Infolgedessen wird die Spannung mit dem Pegel V1 oder 3V1 selektiv zwischen die Segmentelektrode und die gemeinsame Elektrode angelegt. Die Spannungen VT und 3V1 werden

bestimmt, indem man die optische Schwellwertspannung des Flüssigkristalls berücksichtigt.

Genauer gesagt, ein Wechselspannungssignal mit einem Effektivwert, der die optische Schwellwertspannung des Flüssigkristalls überschreitet, wird zwischen die anzuzeigende Segmentelektrode und die darunterliegende gemeinsame Elektrode angelegt, während ein Wechselspan-

nungssignal mit einem Effektwert, der die optische Schwellwertspannung des Flüssigkristalls nicht überschreitet, zwischen die nicht anzuzeigende Segmentelektrode und die darunterliegende gemeinsame Elektrode gelegt wird.

Die Fig. 4D und 4E zeigen Beispiele von Wellenformen der Signale, die an die Segmentelektrodenanschlüsse S1 und S2 angelegt werden. Das in Fig. 4D dargestellte

Signal wird in der Periode T1 zwischen 0 und V3 variiert, und zwar in Abhängigkeit von dem Anzeigedatensignal, um nur das Muster der Segmentelektrode fi der Segmentelektroden f1, el und dl anzuzeigen, und wird in den Perioden T2 und T3 zwischen den Pegeln V1 und V2

'5 variiert. Figur 4F zeigt die Wellenform des Signals, das zwischen den Segmentelektrodenanschluß S1 und den gemeinsamen Elektrodenanschluß COM1 angelegt wird, wenn der Segmentelektrodenanschluß S1 mit dem Signal gemäß Fig. 4D versorgt wird. Figur 4G zeigt die Wellen-^υ form der Spannung, die zwischen den Segmentelektrodenanschluß Sl und den gemeinsamen Elektrodenanschluß COM2 angelegt wird.

Falls die Muster der Segmentelektroden f1 und el der

Segmentelektroden f1, el und d1 angezeigt werden sollen, wird das Signal, das an den Segmentelektrodenanschluß SI anzulegen ist, in der Periode T2 zwischen den Pegeln 0 und V3 variiert, wie es strichliert in Fig. 4D angegeben ist. Dementsprechend wird die Spannung, die zwi-

sehen den Segmentelektrodenanschluß S1 und die gemeinsamen Elektrodenanschlüsse COM1 und COM2 angelegt wird, so variiert, wie es in den Fig. 4F und 4G strichliert angedeutet ist.

Im Falle des in Fig. 4E gezeigten Signals wird keines der Muster der Segmentelektroden al, g1 und c1, die an den Segmentelektrodenanschluß S2 angeschlossen sind,

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angezeigt. Figur 4H zeigt die Wellenform der Spannung, die zwischen den Segmentelektrodenanschluß S2 und den gemeinsamen Elektrodenanschluß C0M1 angelegt wird.

Dabei haben die Spannungen Vl, V2 und V3, die zum Treiben der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung vorgegeben sind, die Werte 1 Volt, 2 Volt und 3 Volt. Wenn andererseits die untere Grenzspannung für den Betrieb der Logikschaltung 5 gleich oder größer 1 Volt ist, d.h. falls die Spannung, die zum Treiben der .Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung vorgegeben ist, nicht für die Spannung geeignet ist, um die Logikschaltung 5 zu betätigen, kann diese Logikschaltung 5 mit der Spannung VE betätigt werden, die direkt von der Batterie E erzeugt wird. Wenn außerdem eine Klemmschaltung vorgesehen ist, die unabhängig von der Klemmschaltung 3 ist, kann die Logikschaltung 5 auch mit der relativ hohen Klemmspannung betätigt werden, welche von der zusätzlichen Klemmschaltung erzeugt wird. Diese Klemmschaltung kann mit der Batteriespannung E versorgt werden.

Der in Fig. 1 dargestellte Spannungskomparator 1 ist ausreichend, um ein Steuerspannungssignal zum Treiben eines MISFET Q14 zu erzeugen, wie es oben angegeben worden ist. Infolgedessen kann der Betätigungsstrom des Spannungskomparators 1 auf einen ausreichend kleinen Wert verringert werden.

Somit kann der aus MISFETs aufgebaute Spannungskomparator 1 mit einer Eingangsimpedanz versehen werden, die einen bemerkenswert großen Wert hat. Der Referenzspannungsgenerator 2 ist ausreichend, um die Referenzspannung Vr zu erzeugen, die dem Spannungskomparator 1 zugeführt wird. Die Ausgangsimpedanz des Referenzspannungs-

generators 2 kann auf einen relativ hohen Wert vorgegeben sein, da die Eingangsimpedanz des Spannungskomparators 1 bemerkenswert groß ist. Infolgedessen kann der Referenzspannungsgenerator 2 in ausreichendem Maße

' von einem feinen Betätigungsstrom betätigt werden, und zwar in ähnlicher Weise wie der Spannungskomparator

Genauer gesagt, verglichen mit dem oben erwähnten Widerstands-Spannungsteiler, der mit einer relativ großen Stromaufnähme arbeitet, da für ihn eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz erforderlich ist, kann die Klemmschaltung 3 einschließlich des Spannungskomparators 1 und des Referenzspannungsgenerators 2 mit einem aus-'" reichend kleinen Betätigungsstrom oder Arbeitsstrom betätigt werden.

Da ein Flüssigkristallmaterial einen bemerkenswert hohen spezifischen Widerstand besitzt, wie es an sich bekannt '^ ist, bildet die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung 7 im wesentlichen eine kapazitive Last für die Anzeigetreiberschaltung 6. Infolgedessen setzt sich der Strom, der in der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung 7 verbraucht wird, im wesentlichen aus den Lade- und Entladeströmen

zusammen, die in Abhängigkeit von den Änderungen der Treiberspannungspegel erzeugt werden. Die Lade- und Entladeströme, die durch die kapazitive Last fließen, werden verringert, wenn die Änderung der Treiberspannung

verringert wird.
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Bei der bislang beschriebenen Ausführungsform wird der Treibersignalpegel in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung der Klemmschaltung reduziert, so daß der Strom, der in der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung 7 verbraucht wird, d.h. der Strom, der von der Anzeigetreiberschaltung 6 zur Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung fließt,- wird entsprechend verringert.

Die Ströme, die in den verschiedenen Logikschaltungen verbraucht werden, welche aus komplementären MISFETs aufgebaut sind, setzen sich im wesentlichen aus den Lade- und Entladeströmen, die man durch einen Kondensator fließen läßt, wie z.B. eine an den verschiedenen

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Knotenpunkten einer Schaltung vorhandenen Streukapazität, und einem Durchgangsstrom zusammen, der sich als Ergebnis des Umstandes ausbildet, daß der P-Kanal MISFET und der N-Kanal MISFET, die in Reihe zwischen die Hauptanschlüsse geschaltet sind, während der Übergangsperiode der Signaländerung gleichzeitig leitend gemacht werden.

Falls die Logikschaltung 5 von der Spannung V1 betätigt wird, die von der Klemmschaltung 3 relativ verringert ist, wie es bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel der Fall ist, können die Lade- und Entladeströme und die Durchgangsströme in der Logikschaltung 5 verringert werden.

Infolgedessen kann durch das Vorsehen der Klemmschaltung 3 der Stromverbrauch der in Fig. 1 dargestellten Schaltung verringert werden, und zwar ungeachtet dessen, daß der zu verbrauchende Strom durch die Klemmschaltung fließt.

Bei dem bisher beschriebenen Ausführungsbeispiel können

die Spannungen V1 bis V3 gleichzeitig geändert werden, . indem man die Ausgangsspannung der Klemmschaltung 3 ändert.

pur diese Ausführungsform können dabei die Spannungen V1 bis V3 von den entsprechenden Klemmschaltungen erzeugt werden, z.B. durch direktes Aufprägen der Batteriespannung VE auf die Übersetzungsschaltung, so daß die entsprechenden Ausgangsspannungen der Übersetzungs-

° schaltung auf die entsprechenden Klemmschaltungen aufgeprägt werden. Es darf jedoch darauf hingewiesen werden, daß die Anzahl der Klemmschaltungen in der integrierten Schaltung in diesem Falle zunehmen, daß es erforderlich wird, die entsprechenden Klemmspannungen der Vielzahl von Klemmschaltungen zu ändern, falls es erforderlieh ist, die Spannungen V1 bis V3 zu ändern, und daß die Pegelverhältnisse der Spannungen V1 bis V3 in

Abhängigkeit von der Streuung der Eigenschaften der Klemmschaltungen geändert werden.

Figur 5 zeigt ein konkretes Schaltbild der Klemmschaltung 3 und der Ubersetzungsschaltung 4 gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung. Die entsprechenden Schaltungen sind aus komplementären MISFET in der dargestellten Weise aufgebaut.

Die Klemmschaltung 3 nach Figur 1 wird statisch betrieben, während die Klemmschaltung 3 bei der Ausführungsform nach Figur 5 dynamisch betrieben wird, um ihre Leistungsaufnahme zu verringern. Genauer gesagt, die Klemmschaltung wird getaktet betrieben, und zwar mit dem nachstehend beschriebenen Schaltungsaufbau.

Der Referenzspannungsgenerator 2 ist, obwohl nicht speziell darauf beschränkt, aus P-Kanal MISFETs¹ Q1 und Q4 , N-Kanal MISFETs Q2 und Q3 und einem Widerstand R1 aufgebaut, die sämtlich in der dargestellten Weise zwischen die Leitungen T1 und T2 geschaltet sind.

Der MISFET Q1 und der Widerstand R1 bilden eine Stromquellenschaltung, werden die MISFETs Q2 und Q3 eine stromspiegelschaltung bilden.

Wenn eine vorgegebene Spannung an die Leitungen T1 und T2 angelegt wird, fließt ein im wesentlichen konstanter Strom durch die Drain-Elektrode des MISFET Q1. Dabei ^ου ist der an die Source-Elektrode des MISFET Q1 angeschlossene Widerstand R1 vorgesehen, um den Drain-Strom des MISFET Q1 in ausreichendem Maße zu verringern. Der Drain-Strom des MISFET Q1 wird an die Stromspiegelschaltung angelegt, die aus den MISFETs Q2 und Q3 besteht. Der

Ausgangsstrom der Stromspiegelschaltung, d.h. der Drain-Strom des MISFET Q3, wird an den MISFET Q4 in Diodenschaltung angelegt. Infolgedessen wird die Referenzspan-

nung Vr zwischen der Gate-Elektrode und der Drain- und Source-Elektrode des MISFET Q4 erzeugt.

Der im Referenzspannungsgenerator 1 zu verbrauchende Strom wird auf einen ausreichend kleinen Wert verringert, indem man dem MISFET Q1 und dem Widerstand R1 eine hohe Impedanz verleiht.

Die Referenzspannung Vr wird einerseits an den nichtinvertierenden Eingang des nächsten Spannungskomparators 1 und andererseits als Gate-Vorspannung an die Konstantstrom-MISFETs Q9 , Q10 und Q16 angelegt.

Der Spannungskomparator 1 ist aus folgenden Bauelementen aufgebaut: einem Konstantstrom-P-Kanal-MISFET Q9; P-Kanal-MISFETs Q5 und Q6, die mit ihren Source-Elektroden gemeinsam an die Drain-Elektrode des MISFET Q9 angeschlossen sind; N-Kanal-MISFETs Q7 und Q8, die mit ihren Drain-Elektroden an die Drain-Elektroden der Differenz-MISFETs Q 5 und Q6 angeschlossen sind; einem N-Kanal-Ausgangs-MISFET Q10, der mit seiner Gate-Elektrode an die zusammengeschalteten Drain-Elektroden der MISFETs Q5 und Q7 angeschlossen ist; einem P-Kanal-Konstantstrom-MISFET Ql1, der mit seiner Drain-Elektrode an die Drain-Elektrode des ^ΑΌ MISFET Q10 angeschlossen ist; und einem Phasenkompensations-Kondensator C1, der zwischen die Gate-Elektrode und die Drain-Elektrode des MISFET QlO geschaltet ist.

Die MISFETs Q7 und Q8 bilden die Stromspiegelschaltung,

welche so ausgelegt ;ist, -daß.sie den Drain-Strom des Differenz-MISFET Q6 als Eingangsstrom erhält. Infolgedessen erzeugen die zusammengeschalteten Drain-Elektroden des MISFET Q7 und des Differenz-MISFET Q5 das Stromsignal, welches die Differenz zwischen den Drain-Strömen der

Differenz-MISFETs Q5 und Q6 ist.

Die Gate-Elektrode des Differenz-MISFET Q5 bildet den nicht-invertierenden Eingang des Spannungskomparators 1, während die Gate-Elektrode des Differenz-MISFET Q6 den invertierenden Eingang des Spannungskomparators 1 bildet.

Der nicht-invertierende Eingang ist an den Referenzspannungsgenerator 2 angeschlossen, während der invertierende Eingang an den Ausgang eines Pegelschiebers 8 angeschlossen ist, der aus einem Pegelverschiebungs-P-Kanal-MISFET Q15 in Diodenschaltung und einem Konstantstrom-MISFET Q16 aufgebaut ist, um dem MISFET Q15 einen Konstantstrom zu liefern. Der Eingang des Pegelschiebers 8, d.h. die Source-Elektrode des MISFET Q15, ist an die Source-Elektrode eines steuerungs-MISFET Q14 angeschlossen, d.h. an den Ausgang der Klemmschaltung 3, wie es in der Zeichnung dargestellt ist.

Die Drain-Elektrode des MISFET Q10, die den Ausgang des Spannungskomparators 1 bildet, ist an die Gate-Elektrode des Steuerungs-MISFET Q14 angeschlossen.

Der Steuerspannungs-Haltekondensator C2 ist zwischen die Gate-Elektrode des Steuerungs-MISFET Q14 und den Erdungspunkt der Schaltung geschaltet.

Die Spannungsversorgungsleitung T2 auf der Seite mit hohem Pegel für den Referenzspannungsgenerator 2, den Spannungskomparator 1 und den Pegelschieber 8 ist an den Anschluß

GND über einen Leistungsschalter angeschlossen, d=r aus■■■■■■ einem P-Kanal-MISFET Q12 aufgebaut ist. Die Spannungsversorgungsleitung T1 auf der Seite mit niedrigem Pegel für den Referenzspannungsgenerator 2 und den Spannungskomparator ist an den Anschluß P1 über einen Leistungs-

schalter angeschlossen, der aus einem N-Kanal-MISFET Q13 aufgebaut ist. Die Gate-Elektroden der MISFETs QI3 und Ql2 werden mit Taktimpulsen 02 bzw. φ2 versorgt.

311927A

Der MISFET Q13 für den Leistungsschalter wird in Abhängigkeit von der Operation leitend gemacht, bei der der Taktimpuls φ2 auf einen hohen Pegel angehoben wird, z.B. das Erdpotential der Schaltung, und nicht-leitend in Abhängigkeit von der Operation gemacht, bei der der Taktimpuls φ2 auf einen niedrigen Pegel heruntergeht, z.B. das Potential VE.

Der MISFET Q12 für den Leistungsschalter wird synchron mit dem MISFET Q13 in Abhängigkeit von dem Taktimpuls 02 leitend gemacht.

Falls die Leistungsschalter in Form der MISFETs QI3 und Q12 leitend gemacht werden, werden der Referenzspannungsgenerator 2, der Spannungskomparator 1 und der Pegelschieber 8 in Abhängigkeit davon mit ihrer Betätigungsspannung versorgt. Der Spannungskomparator 1 vergleicht die Referenzspannung Vr, die von dem Referenzspannungsgenerator 2 geliefert wird, und die Klemmspannung V1, die durch den Pegelschieber 8 geliefert wird. Infolgedessen wird die Gate-Elektrode des Steuerungs-MISFET Q14 mit der Steuerspannung versorgt, um die Klemmspannung VI mit der aufsummierten Spannung der Referenzspannung Vr und der Pegelverschiebungsspannung des Pegelverschiebungs-MISFET Q15 zur Deckung zu bringen.

Wenn die Leistungsschalter in Form der MISFETs QI3 und Q12 nicht-leitend gemacht werden, werden die Betätigungsströme der Schaltungen 1,2 und 8 auf Null geändert. In diesem Falle wird die Steuerspannung, die an den Steuerungs-MISFET Q14 angelegt wird, von der Streukapazität C2 der Schaltung, der Gate-Drain-Streukapazität C1 des MISFET Q10 usw. gehalten. Infolgedessen wird die Ausgangsspannung der Klemmschaltung 3 vom Steuerungs-MISFET Q14 kontinuier-

*" lieh auf dem Klemmpegel gehalten.

Fig. 6A zeigt ein Beispiel der Wellenform des Taktimpulses Φ2. In Abhängigkeit von dem in Fig. 6A dargestellten Taktimpuls J02 fließt der Betätigungsstrom durch die Klemmschaltung 3 nur während einer bemerkenswert kurzen Periode von einer Taktimpulsperiode.

Die Taktimpulse φ2 und φ2 können auf der Basis der Taktimpulse bereitet werden, die von einer Schaltung erzeugt werden, wie z.B. der Logikschaltung 5 in Fig. 1. Dann können der Oszillator und der Frequenzteiler der Logikschaltung 5 verwendet werden. Infolgedessen kann, verglichen mit dem Fall, bei dem unabhängige Schaltungen zur Aufbereitung der Taktimpulse φ2 und φ2 vorgesehen sind, die Anzahl der Elemente der integrierten Schaltung und der Stromverbrauch verringert werden.

Falls dabei die Logikschaltung 5 so aufgebaut ist, daß sie von der Ausgangsspannung der Klemmschaltung 3 betätigt wird, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, muß der Start der Klemmschaltung 3 gewährleistet werden, wenn die Leistung zugeführt wird, d.h. wenn die Batterie E zwischen die Anschlüsse P1 und P2 geschaltet wird. Anderenfalls werden weder die Spannung zur Betätigung der Logikschaltung 5 von der Klemmschaltung 3 noch der Taktimpuls zur Betätigung der Klemmschaltung von der Logikschaltung 5 erzeugt. Infolgedessen werden die entsprechenden Schaltungen in Fig. 1 nicht betriebsfähig gemacht, ungeachtet dessen, daß die Batterie E zwischen die Anschlüsse P1 und P2 geschaltet ist.

Figur 7 zeigt eine Versorgungsspannungs-Startschaltung, die den Start der Klemmschaltung 3 gewährleistet.

Das Bezugszeichen CL in Fig. 7 bezeichnet eine Versorgungsspannungs-Abtastschaltung, die aus folgenden Bauelementen aufgebaut ist: einer integrierten Schaltung, bestehend aus einem Widerstand R2 und einem Kondensator C8; einer Inverterschaltung, bestehend aus MISFETs Q41

und Q42; einer Inverterschaltung, bestehend aus MISFETs Q43 und Q44; und einem Entladungs-MISFET Q40 in Diodenschaltung. Die so aufgebaute Versorgungsspannungs-Abtastschaltung erzeugt, wenn die Spannungsversorgung erfolgt, ein Signal mit hohem Pegel, d.h. mit dem Pegel des Referenzanschlusses GND nur während der Zeitspanne, die der Zeitkonstanten der integrierten Schaltung entspricht. Dabei ist der MISFET Q4 0 vorgesehen, um die Ladungen des Kondensators C8 abzuleiten, wenn die Spannungsversorgung verriegelt ist.

Das Bezugszeichen NR bezeichnet eine NOR-Schaltung, die aus MISFETs Q45 bis Q48 aufgebaut ist.

Die Bezugszeichen IV1 und IV2 bezeichnen Inverterschaltungen, die aus MISFETs Q49 und Q50 bzw. MISFETS Q51 und Q52 aufgebaut sind.

Da das abgetastete Signal mit hohem Pegel von der Abtastschaltung CL erzeugt wird, wenn die Spannungsversorgung erfolgt, wie es oben angegeben worden ist, wird das Ausgangssignal 01 der Inverterschaltung IV1 auf den hohen Pegel angehoben, und zwar unabhängig vom Pegel des Ausgangssignals der Logikschaltung 5. Andererseits wird das Ausgangssignal φ\ der Inverterschaltung IV2 auf den niedrigen Pegel abgesenkt. In Abhängigkeit von den Signalen φ2 und φΊ werden die Leistungsschalter in Form der MISFETs Q13 und Q12 in Figur 5 leitend gemacht.

infolgedessen wird der Start der Klemmschaltung 3 gewährleistet. Wenn der Betrieb der Klemmschaltung gestartet wird, wird die Logikschaltung 5 mit der normalen Spannung V1 versorgt.

Die Taktimpulse φΛ und φΙ werden von der Logikschaltung erzeugt. Nachdem eine vorgegebene Zeitspanne nach dem Zeitpunkt verstrichen ist, zu dem die Spannungsversorgung erfolgt, wird das Ausgangssignal der Versorgungsspannungs-

-29- -·■

' Abtastschaltung CL auf niedrigen Pegel abgesenkt. In Abhängigkeit davon wird der dem Taktimpuls φI entsprechende Taktimpuls, der von der Logikschaltung 5 erzeugt wird, von den Inverterschaltungen IV1 und IV2 erzeugt, 5

Dabei kann das Ausgangssignal der Versorgungsspannungs-Abtastschaltung CL verwendet werden, um die Anfangswerte der verschiedenen Register und Zähler der Logikschaltung

5, die nicht in der Zeichnung dargestellt sind, vorzugeben. 10

In Fig. 5 ist die Obersetzungsschaltung 4 aus folgenden Bauelementen aufgebaut: P-Kanal-MISFETs Q17 bis Q20, die als Schalter arbeiten; einer Vielzahl von komplementären Inverterschaltungen IV3 bis IV8, die jeweils aus N-Kanal-'** MISFETs und P-Kanal-MISFETs aufgebaut sind; und Kondensatoren C3 bis C7.

Obwohl nicht darauf beschränkt, sind die Kondensatoren C1 und C2 der Klemmschaltung 3 im wesentlichen im mono-

lithischen IC ausgebildet, während die Kondensatoren C3 bis C7 Kapazitäten von 0,001 ν.Έ bis 0,1 \iF haben und als externe Teile des monolithischen IC ausgebildet sind.

£n der Übersetzungsschaltung 4 bilden die Schaltungs-

MISFETs Q17 und Q18, die Inverterschaltungen IV3 und IV5 und die externen Kondensatoren C4 und C5 eine zweifache Übersetzungsschaltung, während die Schaltungs-MISFETs Q19 und Q20, die Inverterschaltungen IV6 und IV8 sowie die externen Kondensatoren C6 und C7 eine dreifache über-

Setzungsschaltung bilden.

In der zweifachen Übersetzungsschaltung ist die Schaltungsoperation des MISFET Q17 vom Ausgangssignal der Inverterschaltung IV4 gesteuert, welche den Taktimpuls φ2 erhält, während die Schaltungsoperation des MISFET Q18 vom Ausgangssignal· der Inverterschaltung IV5 gesteuert ist, die das Ausgangssignal der Inverterschal-

-30-tung IV4 erhält.

Dabei erhält die Inverterschaltung IV3 den Taktimpuls 01,Um ein Signal mit der Amplitude der Klemmspannung V1 zu erzeugen. Infolgedessen wird der Spannungsversorgungs-Anschluß der Inverterschaltung IV3 mit der Klemmspannung V1 versorgt. Der Hauptspannungsversorgungsanschluß der Inverterschaltung IV4 wird mit der Spannung am Anschluß T4 versorgt. Der Hauptspannungsversorgungsanschluß der Inverterschaltung IV5 wird mit der hochtransformierten oder übersetzten Spannung V2 am Anschluß T5 versorgt.

Der Taktimpuls 01, der von der Logikschaltung 5 in Fig. 7 den Inverterschaltungen IV3 und IV4 zugeführt wird, wird so ausgelegt, daß er den niedrigen Pegel bei einer Spannung von V1 Volt oder den hohen Pegel bei einer Spannung von 0 Volt hat. Dieser Taktimpuls 01 ist, obwohl keinesfalls darauf beschränkt, mit dem Taktimpuls

02 synchronisiert, wie es in Fig. 6B dargestellt ist. 20

Die Wirkungsweise der zweifachen Ubersetzungsschaltung ist wie folgt:

Zunächst einmal, wenn der Taktimpuls 01 auf niedrigem

Pegel ist, z.B. bei V1 Volt, werden die Ausgangssignale der Inverterschaltungen IV4 und IV3 entsprechend auf hohen Pegel geändert, z.B. 0 Volt. In Abhängigkeit vom hohen Pegel des Ausgangssignals der Inverterschaltung IV4 wird der Schaltungs-MISFET Q17 leitend gemacht. Da

zu diesem Zeitpunkt das Ausgangssignal der Inverterschaltung IV3 auf hohem Pegel ist, wie es oben erläutert worden ist, wird der Kondensator C4 im wesentlichen auf die Klemmspannung V1 aufgeladen. Da zu diesem Zeitpunkt bei der Inverterschaltung IV5 das Eingangssignal auf den hohen Pegel angestiegen ist, und zwar in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Inverterschaltung IV4, erzeugt sie ein Signal mit niedrigem Pegel. Infolgedes-

' sen wird der Schaltungs-MISFET Q18 nicht-leitend gemacht.

Als nächstes, wenn der Taktimpuls φ*\ sich zum hohen Pegel ändert, wird das Ausgangssignal der Inverterschaltung IV3 entsprechend auf niedrigen Pegel geändert, z.B. V1 Volt. Da zu diesem Zeitpunkt die aufgeladene Spannung V1 des Kondensators C4, der vorher in der oben beschriebenen Weise aufgeladen worden ist, zum Ausgangs-

'0 signal der Inverterschaltung IV3 auf niedrigem Pegel, z.B. V1 Volt, addiert wird, wird die zweifach übersetzte oder transformierte Spannung V2 am Anschluß T4 erzeugt. Zu diesem Zeitpunkt wird bei der Inverterschaltung IV4 der MISFET Q22 nicht-leitend und der MISFET Q21

'5 vom hohen Pegel des Impulses Q21 vom hohen Pegel des Impulses φλ leitend gemacht, so daß er eine solche Spannung erzeugt, die im wesentlichen die Spannung am Anschluß T4 erreicht. Infolgedessen wird der Schaltungs-MISFET Q17 nicht-leitend gemacht. In Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Inverterschaltung IV4 wird das Ausgangssignal der Inverterschaltung IV5 auf hohen Pegel angehoben. Infolgedessen wird der Schaltungs-MISFET Q18 leitend gemacht. Die zweifach übersetzte oder hochtransformierte Spannung am Anschluß T4 wird dem Konden-

sator C5 zugeführt, der über den Schaltungs-MISFET Q18 mit dem Anschluß T5 verbunden ist.

Durch Wiederholung der oben beschriebenen Vorgänge kann die zweifach übersetzte oder hochtransformierte Spannung

V2 am Anschluß T5 erzeugt werden.

Da bei der dreifachen Übersetzungsschaltung die Inverterschaltungen IV7 und IV8 erforderlich sind, um die Ausgangsspannungen zur Steuerung der Schaltoperationen der Schaltungs-MISFETs Q19 bzw. Q20 zu erzeugen, sind sie in ähnlicher Weise wie bei der obigen Beschreibung so ausgelegt, daß sie als Versorgungsspannung die

' Spannungen an den Ausgangsanschlüssen T6 und T7 der Schaltung MISFETs Ql9 bzw. Q20 erhalten.

Andererseits ist die Inverterschaltung IV6 so ausgelegt, daß sie die Ausgangsspannung der zweifachen Übersetzungsschaltung als Versorgungsspannung erhält.

Die Inverterschaltung IV6 erhält außerdem das Ausgangssignal der Inverterschaltung IV4 der zweifachen Über-

'0 setzungsschaltung als Taktimpuls. Infolgedessen wird beim MISFET Q31 der Inverterschaltung IV6 die Gate-Spannung zur Spannung V2 geändert, so daß er in ausreichend zufriedenstellendem Maße leitend oder nichtleitend gemacht wird. Die Inverterschaltung IV7 wird

'^ in Phase mit der Inverterschaltung IV6 betätigt.

Bei der dreifachen Übersetzungsschaltung wird der Kondensator C6 im wesentlichen auf die Klemmspannung V1 in Abhängigkeit von der Operation aufgeladen, bei der

das Signal mit hohem Pegel von der Inverterschaltung IV6 erzeugt wird oder bei der der Schaltungs-MISFET Q19 leitend gemacht wird. Die Spannung am Anschluß T6 wird auf die dreifache Spannung V3 übersetzt oder hochtransformiert, und zwar sowohl durch die zweifach-

übersetzte oder hochtransformierte Spannung, die von der Inverterschaltung IV6 erzeugt wird, als auch der Aufladespannung des Kondensators C6. Die dreifache Spannung wird dem Kondensator C7 zugeführt, der an den Anschluß T7 über den Schaltungs-MISFET Q20 in seinem

leitenden Zustand angeschlossen ist. Durch Wiederholung der Schaltvorgänge in ähnlicher Weise wie bei der zweifachen Übersetzungsschaltung wird die dreifache Spannung V3 am Anschluß T7 erzeugt.

Da die Spannungsversorgungsschaltung mit einem Aufbau der oben beschriebenen Art die Ausgangsspannungen V2 und V3 erzeugt, die um ganzzahlige Vielfache auf der Basis der von der Klemmschaltung 3 erzeugten Klemm-

spannung V1 übersetzt oder hochtransformiert sind, kann sie die Vielzahl von Versorgungsspannungen V1, V2 bzw. V3 erzeugen, die fest sind.

Da außerdem die beliebige Spannung V1, welche niedriger ist als die Batteriespannung, von der Klemmschaltung 3 erzeugt werden kann und da die um ganzzahlige Vielfache auf der Basis dieser Spannung V1 übersetzten oder hochtransformierten Spannungen V2 und V3 erzeugt werden können, läßt sich der Grad der Freiheit zur Einstellung der Spannung vergrößern. Falls die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung zu treiben ist, kann die erforderliche, aber minimale Spannung so vorgegeben werden, daß die Schaltung so ausgelegt ist, daß sie eine verringerte Leistungsaufnahme hat. Mit anderen Worten, falls eine Treiberspannung mit einem dreifach geteilten Pegel zu erzeugen ist oder falls eine Treiberspannung mit einem vierfach geteilten Pegel zu erzeugen ist, brauchen die entsprechenden Treiberspannungen nicht mehr als erforderlieh angehoben zu werden, so daß der von der Schaltung verbrauchte Strom verringert werden kann. Da außerdem die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung dynamisch getrieben werden kann, läßt sich die Anzahl von externen Anschlüssen der monolithischen integrierten Schaltung für die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung verringern.

Falls die Klemmschaltung 3 taktmäßig getrieben wird, wie es in Figur 5 dargestellt ist, so wird andererseits die Klemmschaltung 3 hinsichtlich ihrer wesentlichen Betriebsperiode in Abhängigkeit vom Tastverhältnis des Taktimpulses φ2 verringert. Infolgedessen kann der durchschnittliche Stromverbrauch der Klemmschaltung 3 verringert werden. Außerdem fließt der Gleichstrom, wie der des Widerstands-Spannungsteilers nicht durch die Übersetzungsschaltung 4. Infolgedessen ist der Stromverbrauch der Übersetzungsschaltung 4 ebenfalls bemerkenswert niedrig. Da die Ausführungsform so ausgebildet ist, daß die Klemmspannung der Übersetzungsschaltung

zugeführt wird, können die relativen Pegel der Vielzahl von übersetzten bzw. hochtransformierten Spannungen oder die gegenüber der Klemmspannung V1 übersetzte bzw. hochtransformierte Spannung relativ genau gemacht werden.

Bei einer Klemmschaltung 3 mit einem Aufbau gemäß
Fig. 5 kann die Klemmschaltung VI mit einem geeigneten Temperaturkoeffizienten ausgestattet werden. Dementsprechend können auch geeignete Temperaturkoeffizienten

den Spannungen V2 und V3 gegeben werden, welche von der Ubersetzungsschaltung 4 erzeugt werden. Indem man derartige geeignete negative Werte für die Temperaturkoeffizienten wählt, kann die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung über einen relativ breiten Temperaturbereich betrieben werden.

Figur 8 zeigt ein Diagramm von Kennlinien zur Erläuterung der Zusammenhänge zwischen dem Gesichtswinkel θ
gegenüber der Anzeigefläche des Flüssigkristalls und
der Treiberschaltung V.

Wenn die Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung dynamisch
getrieben wird, so wird gemäß den Spannungswellenformen,

die z.B. in den Fig. 4A bis 4E dargestellt sind, die
Spannung mit V1 Volt zwischen die gewählte Segmentelektrode und die gemeinsame Elektrode gelegt, während die Spannung mit 3V Volt zwischen die gewählte Segmentelektrode und die gemeinsame Elektrode gelegt wird.

Falls die Spannung V1 übermäßig zunimmt, wird das Muster der Segmentelektrode der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung, welche nicht angezeigt werden sollte,

angezeigt. Infolgedessen ist die Spannung V1 hinsicht-

lieh ihrer Obergrenze beschränkt.

Eine charakteristische Kurve oder Kennlinie T , in

al

Fig. 8 zeigt den Zusammenhang zwischen der Obergrenze

' der Spannung V1, die bei einer relativ niedrigen Temperatur zulässig ist, und dem Gesichtswinkel Θ. In gleicher Weise zeigt eine charakteristische Kurve oder Kennlinie T ~ den Zusammenhang zwischen der Obergrenze der Spannung bei einer relativ hohen Temperatur und dem Gesichtswinkel Θ.

Da in dem Falle, wenn die Spannung V1 übermäßig absinkt, die Spannung 3V1 entsprechend übermäßig absinkt, '0 fällt das Segmentelektrodenmuster der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung, die angezeigt werden soll, hinsichtlich der Anzeige aus. Infolgedessen ist die Spannung V1 hinsichtlich ihrer Untergrenze beschränkt.

'** In Fig. 8 zeigt eine charakteristische Kurve oder Kennlinie T, .. den Zusammenhang zwischen der Untergrenze der Spannung V1, die bei einer relativ niedrigen Temperatur zulässig ist, und dem Gesichtswinkel Θ, während eine charakteristische Kurve oder Kennlinie T, _o den

^b

Zusammenhang zwischen der Spannung V1, die bei einer relativ hohen Temperatur zulässig ist, und dem Gesichtswinkel θ zeigt.

Wie sich aus den entsprechenden Kennlinien in Fig. 8

ergibt, nehmen die Obergrenzen und Untergrenzen der Treiberschaltung für die entsprechenden Gesichtswinkel θ jeweils bei einem Temperaturanstieg ab.

Falls der Bereich der Treiberspannung innerhalb des schraffierten und von gestrichelten Linien begrenzten Bereiches in Figur 8 fixiert ist, wobei Streuungen berücksichtigt sind, ist der verwendbare Temperaturbereich der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung auf den Bereich begrenzt, der durch die Kennlinien T ~ und ^az

Tv₁ definiert oder begrenzt ist. Mit anderen Worten, der verwendbare Temperaturbereich ist zwischen der höchsten Temperatur, die durch die Kennlinie T ~ £>^e~

stimrnt ist, und die niedrigste Temperatur begrenzt, die durch die Kennlinie T, _Λ bestimmt ist. Der verwend-

DX

bare Temperaturbereich der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung kann vergrößert oder verbreitert werden, indem man der Treiberspannung einen negativen Temperaturkoeffizienten verleiht.

Bei der Klemmschaltung 3 in der Ausführungsform gemäß Figur 5 wird die Referenzspannung Vr vom MISFET Q4 erzeugt, und die Klemmausgangsspannung V1 wird über den Pegelverschiebungs-MISFET Ql5 zum Spannungskomparator 1 rückgekoppelt. Die Klemmausgangsspannung V1 wird von den MISFETs Q4 und Q15 mit einem negativen Temperaturkoeffizienten versehen.

Genauer gesagt, bei der Kennlinie der Gate-Source-Spannung in Abhängigkeit vom Drain-Strom des MISFET ist ganz allgemein ein Vorspannungspunkt, bei dem kein Einfluß von einer Temperaturänderung kommt, durch entgegengesetzte Effekte gegeben, die auf der Temperaturabhängigkeit der Trägerbeweglichkeit und auf der Temperaturabhängigkeit der Schwellwertspannung beruhen, wie es an sich bekannt ist. Die Temperaturabhängigkeit der Kennlinie des MISFET hat ein entgegengesetztes Ver-

^J"³ halten über dem Vorspannungspunkt. Falls der Drain-Strom am Vorspannungspunkt mit IDQ bezeichnet ist, hat der Drain-Strom einen negativen Temperaturkoeffizienten für eine solche konstante Gate-Source-Spannung, die einen größeren Drain-Strom als IDQ ausbildet, und

einen positiven Temperaturkoeffizienten für eine solche konstante Gate-Source-Spannung, die einen kleineren Drain-Strom als IDQ ausbildet.

Dementsprechend erzeugt ein MISFET in Diodenschaltung

eine Drain-Source-Spannung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten, wenn ein Drain-Strom mit einem kleine-

ren Wert als IDQ zwischen seiner Drain- und Source-Elektrode fließt. Der Wert IDQ kann geändert werden, indem man die Kanallänge, Breite usw. des MISFET ändert.

Bei der Klemmschaltung 3 in Figur 5 ist der MISFET Q4 in Diodenschaltung so charakteristisch ausgebildet, daß der Strom IDQ größer ist als der Strom, der von der Drain-Elektrode des MISFET Q3 geliefert wird. Infolgedessen erzeugt der MISFET Q4 die Referenzspannung Vr, die mit einem negativen Temperaturkoeffizienten gemäß dem konstanten Strom versehen ist, der vom MISFET Q3 geliefert wird.

In gleicher Weise ist der MISFET Q15 so charakteristisch ausgebildet, daß er einen Strom IDQ hat, der größer ist als der vom MISFET Q16 gelieferte Strom. Infolgedessen wird eine Pegelverschiebungsspannung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten zwischen der Source- und der Drain-Elektrode des MISFET Q15 erzeugt. 20

Wie oben beschrieben, wird die Klemmausgangsspannung V1 gleich der Summe der Referenzspannung Vr und der Pegelverschiebungsspannung gemacht. Infolgedessen ist die Klemmausgangsspannung V1 mit negativem Temperaturkoeffizienten versehen. Die Temperaturkoeffizienten können in einem gewissen Rahmen eingestellt werden, indem man Widerstände an die MISFETs Q4 und Q15 anschließt.

Die aus komplementären MISFETs aufgebaute Logikschaltung 5 hat eine Untergrenze für die Betätigungsspannung bei einem solchen Pegel, der gleich der Summe der Schwellwertspannungen der P-Kanal-MISFETs und der N-Kanal-MISFETs ist. Diese Untergrenze der Betätigungs-

spannung hat üblicherweise negative Temperatureigenschaften und nimmt bei einem Temperaturanstieg ab.

] Infolgedessen kann der negative Temperaturkoeffizient, der der Klemmausgangsspannung V1 erteilt werden soll, in Abhängigkeit von den Temperatureigenschaften der Logikschaltung 5 bestimmt werden. Dabei ist es so, daß der Temperaturkoeffizient der Klemmausgangsspannung V1, der von der Logikschaltung 5 bestimmt wird, und der Temperaturkoeffizient der Klemmausgangsspannung V1, der von der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung bestimmt wird, nicht immer zusammenfallen. Dennoch werden diese Temperaturkoeffizienten zusammen so vorgegeben, daß sie negative Werte haben. Somit lassen sich beträchtliche Wirkungen erreichen, indem man der Klemmausgangsspannung V1 einen negativen Temperaturkoeffizienten verleiht. Mit anderen Worten, der Betriebstemperaturbereich der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung 7 kann erweitert werden, und die Logikschaltung 5 kann unabhängig von einer Temperaturänderung mit relativ geringer Leistungsaufnahme betätigt werden.

Bei der Klemmschaltung 3 in Fig. 5 kann beim Pegelverschiebungs-MISFET Q15 der Leitfähigkeitstyp in einen P-Kanal-Typ geändert werden. Dadurch kann der negative Temperaturkoeffizient auch der Pegelverschiebungsspannung verliehen werden. Dennoch ist es wünschenswerter, wenn der MISFET Q15 in der dargestellten Weise vom N-Kanal-Typ ist. Dadurch werden die Schwellwertspannungen der MISFETs vom gleichen Leitfähigkeitstyp, die mit einem IC-Herstellungsverfahren hergestellt werden, in derselben Richtung variiert, so daß die Ausgangsspannung V1 der Klemmschaltung 3 auf einem für die Logikschaltung 5 geeigneten Pegel gehalten wird.

Figur 9 zeigt ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform gemäß der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform wird eine Lithiumbatterie mit einer elektromotorischen Kraft von etwa 3 Volt als Batterie E verwendet.

Die Ausgangsspannung der Lithiumbatterie E wird der Klemmschaltung 3 zugeführt, nachdem sie auf dem halben Wert umgewandelt worden ist, d.h. auf etwa 1,5 Volt durch die Wirkung einer Untersetzungsschaltung 9, die aus Kondensatoren C8 und C9 und Schaltern S' bis S^ aufgebaut ist.

In der Untersetzungsschaltung 9 sind die Kondensatoren C8 und C9 so ausgelegt, daß sie die gleiche Kapazität haben, obwohl die Schaltung nicht auf diese spezielle Ausführungsform beschränkt ist. Die Schalter S' bis S! sind jeweils aus MISFETs aufgebaut und so ausgelegt, daß ihre Schaltoperationen von nicht dargestellten Impulsgenerator- und Inverterschaltungen periodisch gesteuert werden. Die Schalter SJ und Sl werden für eine Periode eingeschaltet, während die Schalter Si und S! für die andere Periode eingeschaltet werden.

Wenn die Schalter SJ und Sl eingeschaltet sind, sind die Kondensatoren C8 und C9 in Reihe zwischen die Anschlüsse der Batterie E geschaltet. Infolgedessen werden die Kondensatoren C8 und C9 jeweils auf den halben Pegel der Batteriespannung aufgeladen.

Wenn als nächstes die Schalter SJ und SI ausgeschaltet werden, während die Schalter SA und S! eingeschaltet werden, wird der Kondensator C8 parallel zum Kondensator C9 geschaltet. Infolgedessen wird die Klemmschaltung 3 mit einer Spannung von ungefähr 1,5 Volt versorgt, und

3™ zwar entweder vom Kondensator C9 oder den parallelgeschalteten Kondensatoren C8 und C9. .

Wenn die Untersetzungsschaltung gemäß Fig. 9 verwendet wird, kann die Spannung, die an den Steuerungs-MISFET ^OJ Q14 (der in Fig. 5 dargestellt ist) in der Klemmschaltung 3 angelegt wird, verringert werden, so daß die Leistungsaufnahme des MISFET Q14 sich reduzieren läßt. Andererseits kann der Eingangsstrom der Untersetzungs-

schaltung, d.h. der Ausgangsstrom der Batterie E im wesentlichen auf den halben Strom verringert werden, den man durch die Klemmschaltung 3 fließen läßt.

Dabei ist die Erfindung keinesfalls auf die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Da die MISFETs, welche den Spannungskomparator oder dgl. in der Klemmschaltung 3 gemäß Fig. 5 bilden, taktgemäß getrieben sind, um ihre Leistungsaufnahme zu verringern, können sie z.B. entweder nur vom P-Kanal-Typ oder vom N-Kanal-Typ sein. Andererseits lassen sich die konkreten Schaltungsausführungen der Klemmschaltung 3 und der Übersetzungsschaltung 4 in verschiedenster Weise modifizieren.

Außerdem kann die Erfindung in breitem Umfang auf Spannungsversorgung sschaltungen angewendet werden, und zwar nicht nur solche von elektronischen Digitaluhren, die mit einer Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung ausgerüstet sind, sondern auch auf eine Vielzahl von digitalen Steuerungsschaltungen, bei denen eine Verringerung der Leistungsaufnahme erforderlich ist.

Die Anzahl von zu verwendenden Klemmschaltungen kann vergrößert werden. Wenn andererseits die relativen Streuungen der Eigenschaften der Vielzahl von Klemmschaltungen ignoriert werden können, kann die Batteriespannung mit einer Übersetzungsschaltung übersetzt oder hochtransformiert werden, so daß die entsprechenden übersetzten bzw. hochtransformierten Spannungen V2 und V3 von entsprechenden Klemmschaltungen erzeugt werden können. In diesem speziellen Falle läßt sich die Leistungsaufnahme der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung ebenfalls verringern .
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, M.

Leerseite

Claims

PATENTANWÄLTE - SCHIFF v. FÜNER STREHL SCHÜBEL-HO'PF EBBIt-XGHAUS FiNCK MARIAHILFPLATZ 2 4 3, MÖNCHEN ΘΟ POSTADRESSE: POSTFACH SB O1 6O, D-8OOO MÜNCHEN 95 HITACHI, LTD. 14. Mai 1981 DEA-25 470 Spannungsversorgung und elektronische Uhr mit einer derartigen Spannungsversorgung Patentansprüche

1. /Spannungsversorgung, gekennzeichnet durch V—' eine Spannungssteuerungsschaltung (3) / die mit der Spannung (VE) einer Spanmingsquelle (E) versorgt wird, u:m eine Spannung (Vi) mit. einem niedrigeren Pegel als die Versorgungsspannung (VE) zn erzeugen? und
eine Übersetzungsschaltung (4) _r die mit der Ausgangsspannung (V1) der Spannungssteuerungsschaltung (4) versorgt wird, um eine Spannung (V2, V3) mit einem solchen Pegel zu erzeugen, der um ein ganzzahliges Vielfaches der Ausgangsspannung (V1) übersetzt bzw, hochtransformiert ist.

2. Spannungsversorgung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Anzeigetreiberschaltung (6), die mit dem Ausgangssignal (V1, V2, V3) der Übersetzungsschaltung (4) versorgt wird.

3. Spannungsversorgung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungssteuerungsschaltung (3) mit der Versorgungsspannung (VE) versorgt wird, die von einer Batterie (E) erzeugt wird.

4. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Übersetzungsschaltung (4) folgende Baugruppen aufweist:

einen ersten Kondensator (C4);

ein erstes Schaltungselement (Q17), dessen Schaltbetrieb von einem Taktimpuls gesteuert ist, um die Ausgangsspannung (V1) der Spannungssteuerungsschaltung

(3) dem einen Anschluß des ersten Kondensators (C4) zuzuführen;

eine erste Treiberschaltung (IV3) zur Lieferung einer Treiberspannung, die dem Taktimpuls entspricht, für den anderen Anschluß des ersten Kondensators (C4); und

ein zweites Schaltelement (Q18), dessen Schaltbetrieb komplementär zum ersten Schaltelement (Q17) gesteuert ist, so daß eine übersetzte oder hochtransformierte Spannung an dem ersten Anschluß des ersten Kondensators (C4) abnehmbar ist.

5. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Übersetzungsschaltung (4) folgende Baugruppen aufweist:

^ou einen zweiten Kondensator (C6) ; ein drittes Schaltelement (Q19)_f dessen Schaltbetrieb von einem Taktimpuls gesteuert ist, um die Ausgangsspannung (V1) der Spannungssteuerungsschaltung (3) an den einen Anschluß des zweiten Kondensators (C6) zu legen;

eine zweite Treiberschaltung (IV6) zur Lieferung einer Treiberspannung, die dem Taktimpuls entspricht und die im wesentlichen den zweifachen Pegel der Ausgangs-

spannung (V1) der Spannungssteuerungsschaltung (3) hat, für den anderen Anschluß des zweiten Kondensators (C6); und
ein viertes Schaltelement (Q20), dessen Schaltbetrieb komplementär bezüglich des dritten Schaltelementes (Q19) gesteuert ist, so daß eine übersetzte bzw. hochtransformierte Spannung am ersten Anschluß des ersten Kondensators (C4) abnehmbar ist.

6. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungssteuerungsschaltung (3) folgende Baugruppen aufweist:
einen Isolierschicht-Feldeffekttransistor (Q14) zu Steuerungszwecken, der eine Eingangselektrode zum Anschluß an die Versorgungsspannung (VE), eine Steuerelektrode zum Anschluß an eine Steuerspannung und eine Ausgangselektrode aufweist;
einen Referenzspannungsgenerator (2); und einen Spannungskomparator (1), der einen ersten Eingang zum Anschluß an die Spannung der Ausgangselektrode des Isolierschicht-Feldeffekttransistors (Q14), einen zweiten Eingang zum Anschluß an die Ausgangsspannung des Referenzspannungsgenerators (2) und einen Ausgang zur Erzeugung der Steuerspannung besitzt.

7. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,

dadurch gekennzeichnet, daß der ^" Spannungskomparator (1) und der Referenzspannungsgenerator (2) mit einer Betätigungsspannung über ein Schaltelement (Q12, Q13) versorgt werden, dessen Schaltbetrieb von Taktimpulsen (01, φ2) gesteuert ist.

I I Ci L I H

8. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet , daß der Referenzspannungsgenerator (2) einen zweiten Isolierschicht-Feldeffekttransistor (Q4) in Diodenschaltung aufweist, an den ein vorgegebener Vorspannungsstrom zur Erzeugung einer Referenzspannung (Vr) anlegbar ist.

9. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannung am Ausgang des Steuerungs-Isolierschicht-Feldeffekttransistors (Q14) dem ersten Eingang über einen dritten Isolierschicht-Feldeffekttransistor (Q15) zugeführt wird.
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10. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet , daß die zweiten und dritten Isolierschicht-Feldeffekttransistoren (Q4, Q15) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp s ind.

11. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, gekennzeichnet durch eine Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung (7), die von der Anzeigetreiberschaltung (6) treibbar ist, welche mit der Ausgangsspannung der überSetzungsschaltung (4) versorgt wird.

12. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet , daß die zweiten und dritten Isolierschicht-Feldeffekttransistoren (Q4, Q15) so ausgelegt sind, daß ihre entsprechenden Spannungen zwischen ihren Anschlüssen negative Temperaturkoeffizienten haben, um der Ausgangsspannung der SpannungsSteuerungsschaltung (3) einen negativen Temperaturkoerfizienten zu verleihen.

13. Spannungsversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 12,

' dadurch gekennzeichnet, daß eine

Untersetzungsschaltung (9) vorgesehen ist, die an die Spannung der Batterie (E) anschließbar ist, um eine Versorgungsspannung für die Spannungssteuerungsschaltung (3) zu erzeugen, und daß die Untersetzungsschaltung (9) folgende Baugruppen aufweist: dritte und vierte Kondensatoren (C8, C9); fünfte und sechste Isolierschicht-Feldeffekttransistoren (S' S'), deren Schaltbetrieb von den Taktin \ *■
^ιυ Signalen gesteuert ist, um die dritten und vierten Kondensatoren (C8, C9) in Reihe zwischen die Anschlüsse zu schalten, die mit der Spannung der Batterie (E) versorgt werden; und

siebente und achte Isolierschicht-Feldeffekttransistören (Si, Sl), deren Schaltbetrieb komplementär bezüglich der fünften und sechsten Isolierschicht-Feldeffekttransistoren (Si, Si) gesteuert wird, um den dritten Kondensator (C8) parallel zum vierten

Kondensator (C9) zu schalten.
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14. Elektronische Uhr mit einer Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung , gekennzeichnet durch eine Spannungssteuerungsschaltung (3), die an die Spannung (VE) einer Batterie (E) anschließbar ist,

um eine Spannung (V1) mit einem niedrigeren Pegel als die Batteriespannung (VE) zu erzeugen; eine Übersetzungsschaltung (4), die mit der Ausgangsspannung (V1) der Spannungssteuerungsschaltung (3) versorgt wird, um eine Spannung (V2, V3) mit einem

Pegel zu erzeugen, der um ganzzahlige Vielfache der Ausgangsspannung (V1) übersetzt bzw. hochtransformiert ist; und

eine Anzeigetreiberschaltung (6), die mit der Ausgangsspannung (V1, V2, V3) der Übersetzungsschaltung (4) versorgt wird, um ein Treibersignal (P3, P4) zum Treiben der Flüssigkristall-Anzeigeeinrichtung (7) zu erzeugen.

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15. Elektronische Uhr nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine Logikschaltung (5), die mit der Ausgangsspannung (V1) der Spannungssteuerungsschaltung (3) versorgt wird, um ein Zeit-

5 Steuerungssignal (01) zu erzeugen.