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Hintergrund
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Spannungskomparator zum Vergleichen
einer Referenzspannung mit einer Vergleichsspannung unter Verwendung
von Feldeffekttransistoren.
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Herkömmlicherweise
wurde als Spannungskomparator zum Vergleichen einer Referenzspannung
mit einer Vergleichsspannung unter Verwendung von Feldeffekttransistoren
(FETs) ein Spannungskomparator vom positiven Rückkopplungstyp wie in 7 gezeigt
vorgeschlagen (z.B. das japanische Patent mit der Veröffentlichungsnummer 7-154216).
Mit Bezug auf 7 ist ein Spannungskomparator 201 aus
PMOS(P-Kanal-Metalloxid-Halbleiter)-Feldeffekttransistoren
T52 bis T56, NMOS(N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter)-Feldeffekttransistor T51 und Invertern
I51 bis I54 aufgebaut. Die PMOS- und NMOS-Feldeffekttransistoren werden im Folgenden
einfach als "Transistoren" bezeichnet, solange
nicht anders angegeben.
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Der
Inverter I51 ist aus einem NMOS-Transistor T61 und einem PMOS-Transistor
T62 gebildet. Der Inverter I52 ist aus einem NMOS-Transistor T71 und
einem PMOS-Transistor T72 gebildet.
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Der
Stromversorgungsanschluss des Inverters I51 ist mit dem des Inverters
I52 verbunden. Der Transistor T51 ist zwischen dem Verbindungspunkt dieser
Stromversorgungsanschlüsse
und einem Stromversorgungsanschluss 215 einer Stromversorgungsspannung
VDD geschaltet. Der Masseanschluss des Inverters I51 ist mit dem
des Inverters I52 verbunden. Der Transistor T56 ist zwischen dem Verbindungspunkt
dieser Masseanschlüsse
und einem Masseanschluss 216 einer Massespannung GND geschaltet.
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Der
Ausgangsanschluss des Inverters I51 ist mit einem Eingangsanschluss
A des Inverters I52 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Inverters I52
ist mit einem Eingangsanschluss B des Inverters I51 verbunden. Die
Inverter I51 und I52 bilden eine positive Rückkopplungsschaltung. Der Ausgangsanschluss
des Inverters 152 korrespondiert mit einem Ausgangsanschluss
Vout des Spannungskomparators 201 vom positiven Rückkopplungstyp.
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Die
Transistoren T52 und T53 sind in Reihe zwischen dem Eingangsanschluss
A des Inverters I52 und dem Masseanschluss 216 geschaltet.
Der Gate-Anschluss des Transistors T52 korrespondiert mit einem
Eingangsanschluss 211 einer Vergleichsspannung Vin.
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Die
Transistoren T54 und T55 sind zwischen dem Eingangsanschluss B des
Inverters I51 und dem Masseanschluss 216 geschaltet. Der
Gate-Anschluss des Transistors T54 korrespondiert mit einem Eingangsanschluss 212 einer
Referenzspannung Vref.
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Der
Eingang des Inverters I53 ist mit dem Eingangsanschluss A des Inverters
I52 verbunden. Der Ausgang des Inverters I53 ist mit dem Gate-Anschluss
des Transistors T53 verbunden. Der Eingang des Inverters I54 ist
mit dem Eingangsanschluss B des Inverters I51 verbunden. Der Ausgang
des Inverters I54 ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors T55
verbunden.
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In
dem Spannungskomparator 201 mit einer solchen Schaltungsanordnung
werden zuerst komplementäre
Steuersignale CLp und CLn gesteuert, um die Transistoren T51 bzw.
T56 auszuschalten. Es fließt
kein Strom zu den Transistoren T61, T62, T71 und T72, und die Eingangsanschlüsse A und
B befinden sich im schwebenden Zustand. Im Vergleichsbetrieb werden
Potentiale zum Einschalten der Transistoren T52 und T54 an die Vergleichsspannung
Vin und die Referenzspannung Vref angelegt. Aus diesem Grund werden
die Eingangsanschlüsse
A und B über
die Transistoren T52, T53, T54 und T55 auf die Massespannung GND
entladen.
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Als
nächstes
werden die komplementären Steuersignale
CLp und CLn gesteuert, um die Transistoren T51 bzw. T56 einzuschalten.
Ein Strom fließt zu
den Transistoren T61, T62, T71 und T72, und die Inverter I51 und
I52 werden in betriebsfähigen
Zustand gesetzt. Dies bildet den positiven Rückkopplungsweg der positiven
Rückkopplungsschaltung umfassend
die Inverter I51 und I52.
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Unmittelbar
nachdem der positive Rückkopplungsweg
gebildet ist, befinden sich die beiden Eingangsanschlüsse A und
B auf dem Massepotential GND. Von den Eingangsanschlüssen A und
B wird einer mit einem höheren
EIN-Widerstand für
den Transistor T52 oder T54 auf das Stromversorgungspotential VDD
eingestellt, und der andere mit einem niedrigeren EIN-Widerstand wird auf
das Massepotential GND eingestellt. Wenn die Transistoren T52 und T54
NMOS-Transistoren sind, wie in 7 gezeigt,
ist der EIN-Widerstand umgekehrt proportional zur Gatespannung.
Die Größenbeziehung
zwischen den EIN-Widerständen
ist äquivalent
zu der zwischen der Vergleichsspannung Vin und der Referenzspannung
Vref. Daher können
die Vergleichsspannung Vin und die Referenzspannung Vref miteinander
verglichen werden.
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Wenn
aufgrund des vorherigen Vergleichsvorgangs Potentiale an den Eingangsanschlüssen A und
B verbleiben, weist die Vergleichsspannung Vin oder die Referenzspannung
Vref, die für
den nächsten
Spannungsvergleich eingegeben wird, einen Fehler auf, und ein präziser Spannungsvergleich
ist unmöglich.
Um dies zu verhindern, wenn ein Spannungsvergleich kontinuierlich
durchgeführt
werden soll, schaltet der Spannungskomparator 201 die Transistoren
T51 und T56 durch Steuern der Steuersignale CLp und CLn aus, um
die Eingangsanschlüsse
A und B ausreichend auf das Massepotential GND zu entladen, und
startet dann den nächsten
Spannungsvergleich.
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In
diesem Fall werden, wenn die Transistoren T51 und T56 ausgeschaltet
werden, in den Leitungskapazitäten
der Eingangsanschlüsse
A und B gespeicherte Ladungen über
die Transistoren T52, T53, T54 und T55 entfernt. Die EIN-Widerstände der Transistoren
T52 und T54 ändern
sich jedoch abhängig
von den Werten der Vergleichsspannung Vin und der Referenzspannung
Vref. Wenn die EIN-Widerstände
bis zu einem gewissen Ausmaß hoch
sind, ist eine lange Zeit erforderlich, um die Potentiale an den Eingangsanschlüssen A und
B auf das Massepotential GND zu reduzieren, um den nächsten Vergleichsvorgang
vorzubereiten. Daher kann der Vergleichsvorgang nicht bei hoher
Geschwindigkeit wiederholt werden.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung wurde gemacht, um das obige Problem zu lösen, und
es ist ihre Aufgabe, einen Spannungskomparator bereitzustellen, der
in der Lage ist, eine Referenzspannung und eine Vergleichsspannung
in kurzen Zeitintervallen kontinuierlich zu vergleichen.
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Um
das obige Ziel zu erreichen, ist gemäß der vorliegenden Erfindung
ein Spannungskomparator vorgesehen, umfassend eine positive Rückkopplungsschaltung
mit ersten und zweiten Invertern, von denen jeder einen Eingangsanschluss
aufweist, der mit einem Ausgangsanschluss des anderen Inverters verbunden
ist, wobei die positive Rückkopplungsschaltung
ein Potential eines Eingangsanschlusses des ersten Inverters mit
einem Potential eines Eingangsanschlusses des zweiten Inverters
vergleicht und das Vergleichsergebnis von einem Ausgangsanschluss
des zweiten Inverters ausgibt, eine erste Eingangsschaltung zum
Anlegen des ersten Potentials, das einer Eingangsvergleichsspannung
entspricht, an den Eingangsanschluss des zweiten Inverters, eine
zweite Eingangsschaltung zum Anlegen des zweiten Potentials, das
einer Eingangsreferenzspannung entspricht, an den Eingangsanschluss
des ersten Inverters, eine Steuerschaltung, die zwischen einem Stromversorgungsanschluss
der positiven Rückkopplungsschaltung
und einem Stromversorgungsanschluss geschaltet ist, wobei die Steuerschaltung
eine Stromversorgungsspannung an die positive Rückkopplungsschaltung anlegt,
wenn ein Eingangssteuersignal eine Vergleichsvorgangsperiode wiedergibt,
um einen Spannungsvergleichsvorgang zum Vergleichen des ersten Potentials
mit dem zweiten Potential durch die positive Rückkopplungsschaltung auszuführen, und
das Anlegen der Stromversorgungsspannung beendet, um einen Ausgangszustand
einzustellen, wenn das Steuersignal eine Initialisierungsperiode
wiedergibt, eine erste Rücksetzschaltung,
die zwischen dem Eingangsanschluss des zweiten Inverters und einem
Masseanschluss eingefügt
ist, um das erste Potential auf ein Massepotential zu reduzieren,
wenn das Steuersignal die Initialisierungsperiode wiedergibt, und
eine zweite Rücksetzschaltung,
die zwischen dem Eingangsanschluss des ersten Inverters und dem
Masseanschluss eingefügt ist,
um das zweite Potential auf das Massepotential zu reduzieren, wenn
das Steuersignal die Initialisierungsperiode wiedergibt, wobei die
erste Eingangsschaltung einen zweiten MOSFET und einen dritten MOSFET
aufweist, die in Reihe zwischen dem Eingangsanschluss des zweiten
Inverters und dem Masseanschluss geschaltet sind, und die Vergleichsspannung
an einen Gate-Anschluss des zweiten MOSFET angelegt wird,
die
zweite Eingangsschaltung einen vierten MOSFET und einen fünften MOSFET
aufweist, die in Reihe zwischen dem Eingangsanschluss des ersten
Inverters und dem Masseanschluss geschaltet sind, und die Referenzspannung
an einen Gate-Anschluss des vierten MOSFET angelegt wird, und
der
dritte MOSFET und der fünfte
MOSFET eingerichtet sind, sich in einem eingeschalteten Zustand
zu befinden, wenn das Steuersignal auf den Stromversorgungsspannungspegel
gesteuert wird, der die Initialisierungsperiode wiedergibt.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein Schaltungsdiagramm, das einen Spannungskomparator 101 gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 ist
ein Zeitdiagramm, dass den Betrieb des Spannungskomparators 101 zeigt;
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3 ist
ein Wellenformdiagramm, das den Entladevorgang eines Potentials
Vb zeigt;
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4 ist
ein Schaltungsdiagramm, das einen Spannungskomparator 102 gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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5 ist
ein Zeitdiagramm, das den Betrieb des Spannungskomparators 102 zeigt;
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6 ist
ein Schaltungsdiagramm, das einen Spannungskomparator 103 gemäß einer
dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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7 ist
ein Schaltungsdiagramm, das einen herkömmlichen Spannungskomparator 201 zeigt.
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Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
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Nachfolgend
wird die vorliegende Erfindung mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen
beschrieben.
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1 zeigt
einen Spannungskomparator 101 gemäß der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der Spannungskomparator 101 vom
positiven Rückkopplungstyp
ist aus einem PMOS-Feldeffekttransistor T1, einem Inverter I1 (erster
Inverter) und einem Inverter I2 (zweiter Inverter), NMOS-Feldeffekttransistoren
T2 bis T7 und einem Inverter I3 (dritter Inverter) und einem Inverter
I4 (vierter Inverter) aufgebaut. Der PMOS-Feldeffekttransistor (PMOSFET) und der
NMOS-Feldeffekttransistor (NMOSFET) werden im Folgenden einfach als "Transistoren" bezeichnet, solange
nicht anders angegeben.
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Der
Inverter I1 umfasst einen PMOS-Feldeffekttransistor T11 und einen
NMOS-Feldeffekttransistor
T12. Der Inverter I2 umfasst einen PMOS-Feldeffekttransistor T21
und einen NMOS-Feldeffekttransistor T22. Der Ausgangsanschluss des
Inverters I1 ist mit einem Eingangsanschluss A des Inverters I2 verbunden.
Der Ausgangsanschluss des Inverters I2 ist mit einem Eingangsanschluss
B des Inverters I1 verbunden. Diese Inverter I1 und I2 bilden eine
positive Rückkopplungsschaltung 122.
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Der
Stromversorgungsanschluss des Inverters I1 ist mit dem des Inverters
I2 verbunden. Der Transistor T1 ist in Reihe zwischen dem Verbindungspunkt
der Stromversorgungsanschlüsse
und einem Verbindungsanschluss 115 (Stromversorgungsanschluss)
einer Stromversorgungsspannung VDD geschaltet. Ein Eingangsanschluss 114 eines Steuersignals
TC ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors T1 verbunden. Der
Transistor T1 bildet eine Steuerschaltung 121 zum Steuern der Stromversorgung
an die Inverter I1 und I2.
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Der
Masseanschluss des Inverters I1 ist mit dem des Inverters I2 verbunden.
Der Verbindungspunkt der Masseanschlüsse ist mit einem Verbindungsanschluss 116 (Masseanschluss)
eines Massepotentials GND verbunden.
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Der
Eingangsanschluss A des Inverters I2 (Ausgangsanschluss des Inverters
I1) ist mit der Senke des Transistors T2 verbunden. Der Gate-Anschluss
des Transistors T2 ist mit einem Eingangsanschluss 111 einer
Vergleichsspannung Vin verbunden. Die Quelle des Transistors T2
ist mit der Senke des Transistors T3 verbunden. Die Quelle des Transistors
T3 ist mit dem Verbindungsanschluss 116 des Massepotentials
GND verbunden. Der Eingangsanschluss des Inverters I3 ist mit dem
Eingangsanschluss A des Inverters I2 verbunden. Der Ausgangsanschluss
des Inverters I3 ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors T3 verbunden.
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Der
Eingangsanschluss B des Inverters I1 (Ausgangsanschluss des Inverters
I2) ist mit der Senke des Transistors T4 verbunden. Der Gate-Anschluss
des Transistors T4 ist mit einem Eingangsanschluss 112 einer
Referenzspannung Vref verbunden. Die Quelle des Transistors T4 ist
mit der Senke des Transistors T5 verbunden. Die Quelle des Transistors
T5 ist mit dem Verbindungsanschluss 116 des Massepotentials
GND verbunden. Der Eingangsanschluss des Inverters I4 ist mit dem
Eingangsanschluss B des Inverters I1 verbunden. Der Ausgangsanschluss
des Inverters I4 ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors T5 verbunden.
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Die
Transistoren T2 und T3 und der Inverter I3 bilden eine Eingangsschaltung 123 (erste
Eingangsschaltung) auf der Seite der Vergleichsspannung Vin. Die
Transistoren T4 und T5 und der Inverter I4 bilden eine Eingangsschaltung 124 (zweite
Eingangsschaltung) auf der Seite der Referenzspannung Vref.
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Der
Eingangsanschluss B des Inverters I1 (Ausgangsanschluss des Inverters
I2) ist mit einem Ausgangsanschluss 113 eines Ausgangs
Vout des Spannungskomparators 101 verbunden.
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Der
Transistor 6 ist zwischen dem Eingangsanschluss A des Inverters
I2 und dem Verbindungsanschluss 116 des Massepotentials
GND geschaltet. Der Transistor T7 ist zwischen dem Eingangsanschluss
B des Inverters I1 und dem Massepotential GND geschaltet. Die Gate-Anschlüsse der
Transistoren T6 und T7 sind mit dem Eingangsanschluss 114 des
Steuersignals TC verbunden.
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Der
Transistor T6 bildet eine Rücksetzschaltung 125 (erste
Rücksetzschaltung).
Der Transistor T7 bildet eine Rücksetzschaltung 126 (zweite
Rücksetzschaltung)
Als nächstes
wird der Betrieb des Spannungskomparators 101 mit Bezug
auf 2 beschrieben. 2 zeigt
den Betrieb des Spannungskomparators 101.
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Zur
Zeit t1, wenn das Steuersignal TC auf den Pegel der Stromversorgungsspannung
VDD gesteuert wird, um die Initialisierungsperiode zu beginnen,
wird der Transistor T1 ausgeschaltet, und die Transistoren T6 und
T7 werden eingeschaltet. Die Eingangsanschlüsse A und B der Inverter I2
und I1 werden über
die Transistoren T6 und T7 entladen, und die Potentiale Va und Vb
dieser Eingangsanschlüsse
werden zum Massepotential GND.
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Da
die Eingangsanschlüsse
A und B der Inverter I2 und I1 das Massepotential GND sind, werden
die Ausgangssignale von den Invertern I3 und I4 auf den Pegel der
Stromversorgungsspannung VDD eingestellt, um die Transistoren T3
und T5 einzuschalten.
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Im
Vergleichsbetrieb werden Potentiale zum Einschalten der Transistoren
T2 und T4 als Vergleichsspannung Vin und Referenzspannung Vref angelegt.
Da der Transistor T1 AUS ist, fließt kein Strom an den Spannungskomparator 101,
und der Spannungskomparator 101 ist nicht in Betrieb. Dieser
Zustand ist der Ausgangszustand.
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Zur
Zeit t2, wenn das Steuersignal TC auf den Pegel des Massepotentials
GND gesteuert wird, um die Vergleichsbetriebsperiode zu beginnen,
wird der Transistor T1 eingeschaltet, und die Transistoren T6 und
T7 werden ausgeschaltet. Strom fließt an die Transistoren T11,
T21, T12 und T22. Die Inverter I1 und I2 arbeiten, um den positiven
Rückkopplungsweg
der positiven Rückkopplungsschaltung
zu bilden.
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Zu
dieser Zeit fließt
der Strom durch den Weg der Stromversorgungsspannung VDD → Transistor
T1 → T11 → T2 → T3 → Massepotential
GND und den Weg der Stromversorgungsspannung VDD → Transistor
T1 → T21 → T4 → T5 → Massepotential GND,
so dass die Potentiale Va und Vb der Eingangsanschlüsse A und
B ansteigen.
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Die
Transistoren T2 und T4 weisen abhängig von der Differenz zwischen
der Vergleichsspannung Vin und der Referenzspannung Vref unterschiedliche EIN-Widerstände auf.
Aus diesem Grund wird eines der Potentiale Va und Vb, das einen
höheren
EIN-Widerstand aufweist, hoch.
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Wie
in 2 gezeigt, ist zum Beispiel der EIN-Widerstand
des Transistors T4 höher
als der des Transistors T2, wenn Vergleichsspannung Vin > Referenzspannung Vref
und das Potential Vb ist höher als
das Potential Va.
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Da
die Inverter I1 und I2 die Beziehung der positiven Rückkopplung
aufweisen, wird die kleine Potentialdifferenz zwischen den Eingangsanschlüssen A und
B verstärkt.
Wenn die Differenz zwischen den Potentialen Va und Vb bis zu einem
gewissen Grad groß wird,
d.h. zur Zeit t3, arbeitet der positive Rückkopplungsweg, um eines der
Potentiale Va und Vb auf den Pegel der Stromversorgungsspannung VDD
und das andere auf den Pegel des Massepotentials GND einzustellen.
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Für einen
der Eingangsanschlüsse
A und B, der das Potential Va oder Vb gleich der Stromversorgungsspannung
VDD aufweist, wird der Weg der Stromversorgungsspannung VDD → Transistor
T1 → T21 → T4 → T5 → Massepotential
GND oder der Weg der Stromversorgungsspannung VDD → Transistor T1 → T11 → T2 → T3 → Massepotential
GND gebildet. Da sich der Ausgang von dem Inverter I3 oder I4 auf der
gleichen Seite wie der des Potentials Va oder Vb gleich der Stromversorgungsspannung
VDD auf dem Massepotential GND befindet, wird der Transistor T3 oder
T4 ausgeschaltet, und der Gleichstrom, der auf dem Weg fließt, wird
abgeschaltet.
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Mit
Bezug auf 2 wird die Differenz zwischen
den Potentialen Va und Vb zur Zeit t3 zu einem gewissen Grad groß. Diese
Potentialdifferenz wird verstärkt,
um das niedrigere Potential Va auf das Massepotential GND und das
höhere
Potential Vb auf das Stromversorgungspotential VDD einzustellen.
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Das
Potential Va wird der Ausgang Vout von dem Spannungskomparator 101,
und die Stromversorgungsspannung VDD, die die Vergleichsspannung
Vin > Referenzspannung
Vref wiedergibt, wird von dem Ausgangsanschluss 113 ausgegeben.
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In Übereinstimmung
mit dem Spannungskomparator 101 werden der Vergleichsspannungseingangsanschluss
Vin und der Ausgangsanschluss A durch den Transistor T2 getrennt,
und der Referenzspannungseingangsanschluss Vref und der Ausgangsanschluss
B werden durch den Transistor T4 getrennt. Daher können Kickbackgeräusche, die
in dem Spannungskomparator vom positiven Rückkopplungstyp erzeugt werden,
vermieden werden. Zusätzlich
können
ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb und ein niedriger Stromverbrauch
gleichzeitig realisiert werden.
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Um
einen neuen Spannungsvergleichsvorgang auszuführen, wird danach zur Zeit
t4 das Steuersignal TC gesteuert, um den gesamen Spannungskomparator 101 in
den Ausgangszustand zu setzen.
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Zur
Zeit t4 wird der Transistor T1 ausgeschaltet, um die Stromversorgung
an die Inverter I1 und I2 zu stoppen, wenn sich das Steuersignal
TC an der Stromversorgungsspannung VDD befindet. Die Eingangsanschlüsse Va und
Vb befinden sich im schwebenden Zustand.
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Wenn
sich das Steuersignal TC jedoch auf die Stromversorgungsspannung
VDD ändert,
werden die Transistoren T6 und T7 eingeschaltet, so dass die Potentiale
Va und Vb über
die Transistoren T6 und T7 auf das Massepotential GND reduziert
werden.
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Da
die ausreichend hohe Stromversorgungsspannung VDD als Steuersignal
TC an die Gate-Anschlüsse der
Transistoren T6 und T7 angelegt wird, weisen die Transistoren T6
und T7 normalerweise ausreichend niedrigere EIN-Widerstände auf
als die der Transistoren T2 und T4 mit Gate-Anschlüssen, an
die die Vergleichsspannung Vin und die Referenzspannung Vref niedriger
als die Stromversorgungsspannung VDD angelegt werden.
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Verglichen
mit einem Fall, in dem die Potentiale Va und Vb über die Transistoren T2 und
T4 reduziert werden, können
die Potentiale Va und Vb über
die Transistoren T6 und T7 in kurzer Zeit verlässlich auf das Massepotential
GND reduziert werden.
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3 zeigt
den Entladevorgang des Potentials Vb. Eine Wellenform 3l zeigt
eine Änderung
im Potential Vb, wenn der Anschluss durch Anwenden der vorliegenden
Erfindung über
den Transistor T7 entladen wird. Ein Wellenform 32 zeigt
eine Änderung
im Potential Vb, wenn der Anschluss über den Transistor T7 (7)
wie im Stand der Technik entladen wird.
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Wie
aus 3 ersichtlich ist, wird das Potential Vb in der
herkömmlichen
Wellenform 32 mit großer
Verzögerung
(in diesem Beispiel etwa 2 ns) von der führenden Flanke des Steuersignals
TC auf das Massepotential GND reduziert. Gemäß der Wellenform 31 der
vorliegenden Erfindung wird das Potential Vb jedoch mit geringer
Verzögerung
(in diesem Beispiel etwa 0,5 ns) von der führenden Flanke des Steuersignals
TC auf das Massepotential GND reduziert.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung kann die Zeit, nachdem das Steuersignal TC gestiegen ist,
bis die Potentiale Va und Vb auf den Pegel des Massepotentials GND
reduziert werden, d.h. die für
die Vorbereitung des nächsten
Spannungsvergleichsvorgangs benötigte
Zeit, stark verkürzt
werden, und der Spannungsvergleichsvorgang kann in einem sehr kurzen
Zeitintervall wiederholt durchgeführt werden.
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In
dieser Ausführungsform
kann der P-Kanal-MOSFET T1 durch einen N-Kanal-MOSFET ersetzt werden,
und die N-Kanal-MOSFETs T2 bis T7 können durch P-Kanal-MOSFETs
ersetzt werden.
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Als
nächstes
wird eine zweite Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf 4 beschrieben.
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4 zeigt
einen Spannungskomparator 102 gemäß der zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. In dem Spannungskomparator 101 gemäß der ersten
Ausführungsform
(1) werden die Transistoren T2 und T4 immer ausgeschaltet, wenn
die Referenzspannung Vref und die Eingangsspannung Vin gleich oder
niedriger als die Schwellenspannung Vth sind. Daher können eine
Referenzspannung Vref und eine Eingangsspannung Vin zwischen dem
Pegel des Massepotentials GND zur Schwellenspannung Vth nicht verglichen
werden.
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Der
Spannungskomparator 102 dieser Ausführungsform unterscheidet sich
in den folgenden Punkten von dem Spannungskomparator 101 der ersten
Ausführungsform.
Ein kapazitives Element C1 ist zwischen der Quelle eines Transistors
T2 und dem Gate-Anschluss eines Transistors T3 eingefügt, der Inverter
I3 wird weggelassen, und der Gate-Anschluss des Transistors T3 ist
mit einem Verbindungsanschluss 114 eines Steuersignals
TC verbunden. Zusätzlich
ist ein kapazitives Element C2 zwischen der Quelle eines Transistors
T4 und dem Gate-Anschluss eines Transistors T5 eingefügt, der Inverter
I4 wird weggelassen, und der Gate-Anschluss des Transistors T5 ist
mit dem Verbindungsanschluss 114 des Steuersignals TC verbunden.
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Die
Transistoren T2 und T3 und das kapazitive Element C1 bilden eine
Eingangsschaltung 123A (erste Eingangsschaltung) auf einer
Seite der Vergleichsspannung Vin. Die Transistoren T4 und T5 und
das kapazitive Element C2 bilden eine Eingangsschaltung 124A (zweite
Eingangsschaltung) auf einer Seite der Referenzspannung Vref.
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Als
nächstes
wird der Betrieb des Spannungskomparators 102 mit Bezug
auf 5 beschrieben. 5 zeigt
den Betrieb des Spannungskomparators 102.
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Zur
Zeit T1, wenn das Steuersignal auf einen Pegel der Stromversorgungsspannung
VDD gesteuert wird, um die Initialisierungsperiode zu beginnen, wird
der Transistor T1 ausgeschaltet, und die Transistoren T6 und T7
werden eingeschaltet. Die Potentiale Va und Vb der Eingangsanschlüsse A und
B der Inverter I2 und I1 werden über
die Transistoren T6 und T7 auf ein Massepotential GND reduziert.
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Da
sich das Steuersignal TC auf der Stromversorgungsspannung VDD befindet,
werden die Transistoren T3 und T5 eingeschaltet. Ein Potential Vc
eines Verbindungspunktes C zwischen dem Transistor T2 und dem kapazitiven
Element C1 und ein Potential Vd eines Verbindungspunktes D zwischen dem
Transistor T4 und dem kapazitiven Element C2 befinden sich auf dem
Pegel des Massepotentials GND. Daher werden Änderungen, die der Stromversorgungsspannung
VDD entsprechen, über
die kapazitiven Elemente C1 und C2 gespeichert.
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In
dem Vergleichsbetrieb werden Potentiale zum Einschalten der Transistoren
T2 und T4 als Vergleichsspannung Vin bzw. Referenzspannung Vref angelegt.
Da der Transistor T1 AUS ist, fließt kein Strom an den Spannungskomparator 102,
und der Spannungskomparator 102 ist nicht in Betrieb. Dieser
Zustand ist der Ausgangszustand.
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Zur
Zeit t2, wenn das Steuersignal TC auf den Pegel des Massepotentials
GND gesteuert wird, um die Vergleichsbetriebsperiode zu beginnen,
wird der Transistor T1 eingeschaltet, und die Transistoren T6 und
T7 werden ausgeschaltet.
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Strom
fließt
zu den Transistoren T11, T21, T12 und T22. Die Inverter I1 und I2
arbeiten, um den positiven Rückkopplungsweg
der positiven Rückkopplungsschaltung
zu bilden.
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Zu
dieser Zeit werden die Transistoren T3 und T5 ausgeschaltet. Die
Potentiale Vc und Vd auf dem Pegel des Massepotentials GND im Ausgangszustand
werden durch die Bootstrapfunktion der kapazitiven Elemente C1 und
C2 zeitweise auf den Pegel-VDD reduziert, weil sich das Steuersignal
TC an dem Pegel des Massepotentials GND befindet.
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In
dem Transistor T3 wird das Potential des Anschlusses auf der Seite
des Verbindungspunktes C niedriger als das des Anschlusses auf der
Seite des Massepotentials GND, und der Anschluss der Seite des Verbindungspunktes
C dient als Quelle. Aus diesem Grund wird zwischen dem Verbindungspunkt
C und dem Substrat einen Vorwärts-p-n-Übergang
gebildet. Das Potential Vc des Verbindungspunktes C wird über den
p-n-Übergang
auf eine Vorwärts-EIN-Spannung Vth
des PN-Übergangs
reduziert. Der Transistor T5 arbeitet auf die gleiche Weise, und
die Potentiale Vc und Vd werden bei – Vth gehalten.
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Die
Potentiale der Verbindungspunkte C und D, d.h. die Quellenpotentiale
der Transistoren T2 und T4 sind – Vth. Aus diesem Grund werden
die Transistoren T2 und T4 eingeschaltet, wenn sich die Gatepotentiale
fast auf dem Pegel des Massepotentials GND befinden.
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Selbst
wenn die Vergleichsspannung Vin und die Referenzspannung Vref nahe
dem Pegel des Massepotentials GND eingegeben werden, fließt der Strom
zu dem Weg der Stromversorgungsspannung VDD → Transistor T1 → T11 → T2 → kapazitives
Element C1 (-Vth) und dem Weg der Stromversorgungsspannung VDD → Transistor
T1 → T21 → T4 → kapazitives
Element C2 (-Vth), und die Potentiale Va und Vb der Eingangsanschlüsse A und
B steigen.
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Die
Transistoren T2 und T4 weisen abhängig von der Differenz zwischen
der Vergleichsspannung Vin und der Referenzspannung Vref unterschiedliche EIN-Widerstände auf.
Aus diesem Grund wird eines der Potentiale Va und Vb, das einen
höheren
EIN-Widerstand aufweist, hoch.
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Wie
in 5 gezeigt, ist zum Beispiel der EIN-Widerstand
des Transistors T4 höher
als der des Transistors T2, wenn Vergleichsspannung Vin > Referenzspannung Vref,
und das Potential Vb ist höher als
das Potential Va.
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Da
die Inverter I1 und I2 die Beziehung der positiven Rückkopplung
aufweisen, wird die kleine Potentialdifferenz zwischen den Eingangsanschlüssen A und
B verstärkt.
Wenn die Differenz zwischen den Potentialen Va und Vb bis zu einem
gewissen Grad groß wird,
d.h. zur Zeit t3, arbeitet der positive Rückkopplungsweg, um eines der
Potentiale Va und Vb auf den Pegel der Stromversorgungsspannung VDD
und das andere auf den Pegel des Massepotentials GND einzustellen.
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Für einen
der Eingangsanschlüsse
A und B, der das Potential Va oder Vb gleich der Stromversorgungsspannung
VDD aufweist, wird der Weg der Stromversorgungsspannung VDD → Transistor
T1 → T21 → T4 → kapazitives
Element C1 oder der Weg der Stromversorgungsspannung VDD → Transistor
T1 → T11 → T2 → kapazitives
Element C2 gebildet. Wenn der Verbindungspunkt C oder der Verbindungspunkt D
mit dem Pegel der Stromversorgungsspannung VDD geladen wird, fließt der Ladestrom
jedoch nicht.
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Mit
Bezug auf 5 wird die Differenz zwischen
den Potentialen Va und Vb zur Zeit t3 zu einem gewissen Grad groß. Diese
Potentialdifferenz wird verstärkt,
um das niedrigere Potential Va auf das Massepotential GND und das
höhere
Potential Vb auf das Stromversorgungspotential VDD einzustellen.
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Das
Potential Vb ist ein Ausgang Vout des Spannungskomparators 102,
und der Pegel der Stromversorgungsspannung VDD, die die Vergleichsspannung
Vin > Referenzspannung
Vref wiedergibt, wird von einem Ausgangsanschluss 113 ausgegeben.
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In Übereinstimmung
mit dem Spannungskomparator 102 werden der Vergleichsspannungseingangsanschluss
Vin und der Ausgangsanschluss A durch den Transistor T2 getrennt,
und der Referenzspannungseingangsanschluss Vref und der Ausgangsanschluss
B werden durch den Transistor T4 getrennt. Daher können Kickbackgeräusche, die
in dem Spannungskomparator vom positiven Rückkopplungstyp erzeugt werden,
vermieden werden. Zusätzlich
können
ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb und ein niedriger Stromverbrauch
gleichzeitig realisiert werden.
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Um
einen neuen Spannungsvergleichsvorgang durchzuführen, wird danach zur Zeit
t4 das Steuersignal TC gesteuert, um den gesamten Spannungskomparator 102 in
den Ausgangszustand zu setzen.
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Wenn
sich das Steuersignal TC zur Zeit t4 auf der Stromversorgungsspannung
VDD befindet, werden die Transistoren T3 und T5 eingeschaltet, und
die Potentiale Vc und Vd der Verbindungspunkte C und D werden auf
den Pegel des Massepotentials GND gesetzt.
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Zusätzlich wird
der Transistor T1 ausgeschaltet, um die Stromzufuhr an die Inverter
I1 und I2 zu beenden. Die Eingangsanschlüsse Va und Vb befinden sich
im schwebenden Zustand.
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Wenn
sich das Steuersignal TC jedoch auf die Stromversorgungsspannung
VDD ändert,
werden die Transistoren T6 und T7 eingeschaltet, so dass die Potentiale
Va und Vb über
die Transistoren T6 und T7 auf das Massepotential GND reduziert
werden.
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Da
die ausreichend hohe Stromversorgungsspannung VDD als Steuersignal
TC an die Gate-Anschlüsse der
Transistoren T6 und T7 angelegt wird, weisen die Transistoren T6
und T7 normalerweise ausreichend niedrigere EIN-Widerstände auf
als die der Transistoren T2 und T4 mit Gate-Anschlüssen, an
die die Vergleichsspannung Vin und die Referenzspannung Vref niedriger
als die Stromversorgungsspannung VDD, z.B. nahe dem Pegel des Massepotentials
GND, angelegt werden.
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Verglichen
mit einem Fall, in dem die Potentiale Va und Vb über die Transistoren T2 und
T4 reduziert werden, können
die Potentiale Va und Vb über
die Transistoren T6 und T7 in kurzer Zeit verlässlich auf das Massepotential
GND reduziert werden.
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Gemäß einer
zweiten Ausführungsform
kann der Spannungsvergleichsvorgang wie in der ersten Ausführungsform
in einem sehr kurzen Zeitintervall wiederholt werden. Zusätzlich können die
Spannungen, selbst wenn die Vergleichsspannung Vin oder die Referenzspannung
Vref gleich oder niedriger als die Schwellenspannung Vth des NMOSFET
ist, präzise
verglichen werden, was zu einer großen Erhöhung des dynamischen Bereichs
des Spannungskomparators führt.
Als Spannungskomparator 102 kann ein dynamischer Bereich
sichergestellt werden, der doppelt so groß oder mehr wie der einer herkömmlichen
Schaltung ist, insbesondere wenn ein Spannungskomparator durch den
existierenden CMOS-Prozess gebildet wird, der eine Schwellenspannung
von etwa 0,5 V aufweist und bei einer Stromversorgungsspannung von
1 V oder weniger arbeitet.
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Anders
als in der ersten Ausführungsform kann
nur eine der Eingangsschaltungen 123A und 124A dieser
Ausführungsform
verwendet werden, wie erforderlich. Wenn diese Anordnung auf den
in 7 gezeigten herkömmlichen Spannungskomparator 201 angewendet
wird, können
Spannungen präzise
verglichen werden, selbst wenn die Vergleichsspannung Vin oder die
Referenzspannung Vref gleich der oder niedriger als die Schwellenspannung
Vth des NMOSFET ist, und der dynamische Bereich des Spannungskomparators
kann stark erhöht werden.
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Als
nächstes
wird eine dritte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf 6 beschrieben.
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6 zeigt
einen Spannungskomparator 103 gemäß dieser Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. In dem Spannungskomparator 102 der
zweiten Ausführungsform
(4) sind die kapazitiven Elemente C1 und C2 zwischen
den Verbindungspunkten C bzw. D und dem Steuersignal TC eingefügt.
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In
der dritten Ausführungsform
sind anstelle der kapazitiven Elemente C 1 und C2 kapazitive Elemente
C3 und C4 eingefügt,
und eine durch Inverter I5 und I6 aufgebaute Pufferschaltung 143 wird
verwendet, um die kapazitiven Elemente C3 und C4 anzutreiben.
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Der
Eingang des Inverters I5 ist mit einem Verbindungsanschluss 114 eines
Steuersignals TC verbunden. Der Ausgang des Inverters I5 ist mit
dem Eingang des Inverters I6 verbunden. Der Ausgang des Inverters
I6 ist mit einem Anschluss jedes der kapazitiven Elemente C3 und
C4 verbunden. Der andere Anschluss jedes der kapazitiven Elemente
C3 und C4 ist mit einem entsprechenden der Verbindungspunkte C und
D verbunden.
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Die
Transistoren T2 und T3, das kapazitive Element C3 und die Pufferschaltung 143 bilden
eine Eingangsschaltung 123B (erste Eingangsschaltung) auf
der Seite der Vergleichsspannung Vin. Die Transistoren T4 und T5,
das kapazitive Element C4 und die Pufferschaltung bilden eine Eingangsschaltung 124 (zweite
Eingangsschaltung) auf der Seite der Referenzspannung Vref. Wie
in dem Spannungskomparator 102 gemäß der oben beschriebenen zweiten Ausführungsform
wird ein Signal in Phase mit dem Steuersignal TC an die kapazitiven
Elemente C3 und C4 angelegt, und der gleiche Betrieb wie in 5 wird
ausgeführt.
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Daher
können
die Spannungen wie in der zweiten Ausführungsform präzise verglichen
werden, selbst wenn die Vergleichsspannung Vin oder die Referenzspannung
Vref gleich der oder niedriger als die Schwellenspannung Vth des
NMOSFET ist, und der dynamische Bereich des Spannungskomparators kann
stark erhöht
werden. Zusätzlich
sind die kapazitiven Elemente C3 und C4 durch die Inverter I5 und I6
von dem Eingangsanschluss 114 des Steuersignals TC getrennt.
Aus diesem Grund kann die Eingangslast, von dem Steuersignalanschluss
TC gesehen, in dem Spannungskomparator 103 der dritten Ausführungsform
reduziert werden, die kapazitiven Elemente C3 und C4 können bei
niedriger Impedanz angetrieben werden, und ein präziser Hochgeschwindigkeits-Vergleichsbetrieb
kann realisiert werden.
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Anders
als in der ersten Ausführungsform kann
nur eine der Eingangsschaltungen 123A und 124A dieser
Ausführungsform
verwendet werden, wie erforderlich. Wenn diese Anordnung auf den
in 7 gezeigten herkömmlichen Spannungskomparator 201 angewendet
wird, kann der dynamische Bereich des Spannungskomparators stark
erhöht
werden, und ein präziser
Hochgeschwindigkeits-Vergleichsbetrieb kann realisiert werden, wie
oben beschrieben.
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Wie
oben beschrieben wurde, wird gemäß der vorliegenden
Erfindung die erste Rücksetzschaltung
zwischen dem Masseanschluss und dem Eingangsanschluss des zweiten
Inverters eingefügt,
die die positive Rückkopplungsschaltung
bilden, und die zweite Rücksetzschaltung
wird zwischen dem Masseanschluss und dem Eingangsanschluss des ersten Inverters
eingefügt,
die die positive Rücksetzschaltung
bilden. Wenn das Steuersignal die Initialisierungsperiode wiedergibt,
werden die ersten und zweiten Rücksetzschaltungen
betrieben, um das erste Potential des Eingangsanschlusses des zweiten Inverters
und das zweite Potential des Einganganschlusses des ersten Inverters
auf das Massepotential zu reduzieren. Mit dieser Anordnung kann
die Zeit, nachdem die Initialisierungsperiode beginnt, bis die ersten
und zweiten Potentiale auf das Massepotential reduziert werden,
d.h. die Zeit, die erforderlich ist, um den nächsten Spannungsvergleichsbetrieb vorzubereiten,
stark verkürzt
werden. Daher kann der Spannungsvergleichsbetrieb wiederholt in
sehr kurzen Zeitintervallen durchgeführt werden.