DE2643455C2 - Elektronische Uhr mit einer Spannungswandlereinrichtung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Uhr gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bis heute zeigt sich ei:i steigender Trend nach einer Miniaturisierung elektronischer Uhren, deren Größe hauptsächlich durch Bauelemente, wie einen Kristall-, insbesondere Quarzoszillator, einen Impulsmotor, Anzeigeelemente und die Batterie bestimmt ist Zusammen mit diesem Trend ist es gleichfalls eine Tatsache, daß der Anklang, den eine derartige Uhr auf dem Markt findet beträchtlich von ihrer Betriebsdauer, bis die Batterie ersetzt oder wieder aufgeladen werden muß, beeinflußt wird. Diese Betriebsdauer ist hauptsächlich durch die zum Betrieben von Elementen, wie einen Frequenzteiler, einen Impulsmotor und einen Kristall-, insbesondere Quarzoszillator, erforderliche Leistung mit dem Verluststrom der Batterie selbst bestimmt Bei einer mechanisch betriebenen Anzeige haben in den letzten Jahren vorgenommenene Verbesserungen in der Ausbildung des Zahnradgetriebes zusammen mit leistungsfähigeren Motorkonstruktionen die Höhe der zum Betreiben der Anzeige erforderlichen Leistung auf einen verglichen mit der vor einigen Jahren erforderlichen Leistung von 10 Mikrowatt niedrigen Wert I Mikrowatt herabgesetzt Im Falle einer elektronischen Uhr, die eine Flüssigkristallanzeige verwendet, liegt die zum Betreiben der Anzeige erforderliche Leistung unter 0,5 Mikrowatt. Wenn daher die zum Betreiben der Anzeige erforderliche Leistung der einzige Anteilsfaktor in der Batterieleistungsaufnahme wäre, wäre es möglich. Batterien mit einem Zehntel der Kapazität derjenigen Batterien zu verwenden, die bisher verwandt wurden, oder eine lange Betriebsdauer von bis zu 10 Jahren vor einem Auswechseln der Batterie zu erzielen. Gegenwärtig liegt jedoch die Leistungsaufnahme in einer elektronischen Uhr neben der zum Betreiben der Anzeige verwandten Leistung in der Größenordnung von 3 Mikrowatt bis 1,5 Mikrowatt. Zwei Drittel dieser Leistungsaufnahme erfordert die Kristalloszillatorschaltung und ein Drittel dieser Leistungsaufnahme wird für die Frequenzteilerschaltungen und andere Schaltungen verbraucht. Es kann somit mit Recht festgestellt werden, daß das Haupthindernis für den jüngsten Trend zu kleineren, insbesondere flacheren Uhren und einer

längeren Batterielebensdauer den verschiedenen elektronischen Schaltungen zugeschrieben werden kann, die in die Uhr eingebaut sind.

Erfindungsgemäß können Energieversorgungssysteme in die Schaltung der Uhr eingebaut werden, so daß die Energie solchen Schaltungen, wie üeiü KristäHos*.! lator und den Frequenzteilern, bei einer niedrigeren Spannung als der der Batterie geliefert werden kann.

Aus der DE-OS 23 65 143 und der DE-OS 23 47 404 sind elektronische Uhren bekannt, bei denen SpanniiR^^rfan.dier-Einrichtungen verwendet werden, um in der Uhr unterschiedliche Spannungspegel zu erstellen, die jedoch höher als die Batteriespannung sind. Hierbei wird zu einem aufgeladenen Kondensator über einen teilweise a' Diode geschalteten Feldeffekttransistor eine weitere Spannung addiert

Im Gegensatz dazu hat sich die Erfindung die Aufgabe gestellt, das eingangs erläuterte Problem der längeren Batterielebensdauer dadurch zu lösen, daß in einer elektronischen Uhr, deren Einheiten mit niedrigeren Spannungen als die Batteriespaiinung arbeiten, eine Spannungswandler-Einrichtung vorgesehen wird, mit der die Batteriespannung mit geringsten Leistungsverkisten auf gewünschte Spannungswerte heruntergeteilt wird.

Die erfindungsgemäße elektronische Uhr besitzt die Merkmale des Kennzeichens des Patentanspruchs 1.

Bei der bei der Erfindung verwendeten Spannungswandler-Einrichtung wird die Reihenschaltung der Kondensatoren auf die Batteriespannung aufgeladen; nach Umschaltung der Feldeffekttransistoren liegen die Kondensatoren parallel, so daß sie einen großen Ladungsspeicher mit entsprechend bruchteiliger Spannung darstellen.

Bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen elektronischen Uhr sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen elektronischen Uhr werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.

F i g. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer elektronischen Uhr mit Spannungswandler-Einrichtung;

F i g. 2 zeigt im einzelnen das Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der in F i g. 1 dargestellten ^pannungswandler-Einric; tung. die eine Ausgangsspannung liefert, die halb so groß wie die Batteriespannung ist;

Fig. 3A zeigt im einzelnen ein Teilschaltbild eines anderen bevorzugten \usführungsbeispiels der Spannungswandlereinrichtung, die eine Ausgangsspannung liefert, di? gleich einem Prittel der Batteriespannung ist;

F i g. 3B zeigt ein Schaltbild einer Abwandlung der in F i g. 3A dargestellten Schaltung, bei der die Ausgangsimpedanz gegenüber der Last herabgesetzt ist:

F i g. 4A und 4B zeigen in vereinfachten Diagrammen die grundsätzliche Arbeitsweise der Spannungswandlereinrichtung:

P i g. 5 zeigt im einzelnen ein Te.Ischaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Schaltung einer elektroni sehen Uhr, bei der eine Spännungswandlereinriehtutig zusammen mit einer Spannungsstabilisierungsschaltung verwendet wird;

Fig.6A zeigt in einem Blockschaltbild ein anderes Ausführungsbeispiel einer Schaltung eine Uhr, in die die Spannungswandlereinrichtung der vorliegenden Erfindung zusammen mit e^;ner Einrichtung zum Kompensieren von Frequenzabwanderungen des Kristalloszillators aufgrund von Temperaturänderungen eingebaut ist,

F i g. 6B zeig· ein Teikxhaltbild einer Schaltung zum Erzeugen eines dem Quadrat einer Eingangsfrequenz proportionalen Signales zur Verwendung bei der in F i g. 6A dargestellten Schaltung.

Fig.7 zeigt im einzelnen das Schaltbild einer Signalpegelverschiebungsschaltung, durch die der Pegel der Signale, die in der Schaltung erzeugt werden, die mit einer Niederspannungsversorgung arbeitet, verschoben ίο wird, um die Signale an eine Schaltung zu legen, die mit einer höheren Spannungsversorgung arbeitet.

Fig.8 zeigt im einzelnen ein Teilschaltbild eines abgewandelten Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem zur Verwendung für eine Anzeigebetriebseinheit Spannungen gleich der Hälfte, gleich dem Anderthalbfachen und gleich dem Zweifachen der Batteriespannung der Uhr erzeugt werden.

F i g. 9A zeigt in einem vereinfachten Diagramm die Anordnung einer Flüssigkristailanzeigematrix. Fig.SO z~igt im einzelnen das Schaltbild eines Teils der Anzeigebetriebsschaltung für ..'& Flüssigkristallanzeige.

F i g. 9C zeigt die Wellenform der Signale für die in F i g. 9B dargestellte Schaltung.

Fig. 1OA und 1OB zeigen in graphischen Darstellungen Jie Wirkungen der an den elektrofarbigen Anzeigeelementen liegenden Spannungen.

Fig. IOC zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Steuerschaltung für die elektrofarbigen Anzeigeelemente.

Fig. IOD zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Steuerschaltung für die elektrofarbigen Anzeigeelemente unter Verwendung der Spannungswandlereinrichtung gemäß der Ausführungsform. Fig. 1OE zeigt in einem Diagramm die Signalwellenformen für die in F i g. IOD dargestellte Schaltung.

Fig. HA erläutert in einem Schaltbild, wie die Spannungswandlereinrichtung gemäß der Ausführungsform bei einer Uhr mit elektromechanischen! Wandler angewandt wird.

Fig. 11B zeigt in einem Diagramm die Signalwellenformen für die in Fig. 1IA dargestellte Schaltung.

In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer elektronischen Uhr mit zugehöriger 45Fpannungswandler-Einrichtung — nachstehend als Spannungswandler-Schaltungsgruppe bezeichnet — dargestellt, indem die starken Linien die Wege des Energiefljsses und die schwachen Linien die Wege des Signalflusses angeben. Die elektronische Uhr umfaßt im allgemeinen eine Energiequelle 10, eine Spannungswandlerschaltung! gruppe 12, die einen Signalgenerator 14 und einen Spannungswandler 16 enthält, ein Frequenznormal 18, einen Frequenzwandler 20. einen Zei.nu'ßzähler 22, eine Signalpegelverschiebungsschaltung 24 und eine Anzeigevorrichtung 26. Die Energiequelle 10 kann beispielsweise aus einer Silberdioxtdbatterie oder aus einer Kombination einer Solarzelle mit einer wiederaufladbaren Batterie bestehen.

Der Signalgenerator 14 enthält einen Hilfsoszillator, der ein Ausgangssignal liefern kann, sowie eine wellenformende Schaltung, die mit dem Ausgang des Oszillators gekoppelt ist, um zueinander komplementäre Ausgangssignale zu liefern. Der Hilfsoszillator kann aus CMOS-Inverterstufen bestehen, die als Ringoszillator geschaltet sind Die wellenformende Schaltung kann mehrere Inverterstufen enthalten, wie es später im einzelnen beschrieben wird. Der Spannungswandler 16 enthält eine Anzahl von Schaltelementen, die synchron

• durch die Ausgangssignale von der wellenformenden Schaltung betrieben werden, um eine verringerte Spannung z. B. gleich der Hälfte der Ausgangsspannung der Energiequelle 10 zu liefern, die auf der Leitung 17 als Vj₅ 1/2 erscheint. Diese Spannung wird dem Frequenznormal 18, dem Frequenzwandler 20 und dem Zeitmeßzähler (Zeitmeßschaltung) 22 geliefert, die auf einem niedrigen Spannungspegel arbeiten.

Das Frequenznormal 18 kann ein quarzgesteuerter Oszillator sein, der mit einer Frequenz von beispielsweise 32 768 Hz schwingt. Diese relativ hohe Frequenz wird dem Frequenzwandler 20 zugeführt, der die Form eines Frequenzteilers hat. der die Frequenz vom Frequenznormal 18 derart herunterteilt, daß das Ausgangssignal des Wandlers 20 eine niedrige Frequenz von z. B. t Hz hat. Dieses Signal liegt am Zeitmeßzähler 22, der verschiedene Ausgangssignale einschließlich der Zeit- und Datumsiniormation liefert. Diese Ausgangssignale mit klein?'' Snanniingsamnlitude werden der Signalpegelverschiebungsschaltung 24 zugeführt, die mit einer hohen Spannung, z. B. dem Versorgungsspannungspegel der Energiequelle 10 arbeilet. Diese Signalpegelverschiebungsschaltung 24 ändert den Spannungspegel oder die Amplitude der verschiedenen Ausgangssignale des Zeitmeßzählers 22, ohne die mitgeführten Informationen zu ändern. Die Anzahl der Signalwege und die Signalfrequenz, die an der Pegelverschiebungsschaltung liegt, ändert sich in Abhängigkeit davon, wo die Pegelverschiebungsschaltung 24 angeordnet ist. Wenn sie vor den Zeitmeßschaltungen liegt, steigt die Leistungsaufnahme infolge der höheren Frequenz an. Wenn sie andererseits hinter den Zeitmeßschaltungen liegt, nimmt die Leistungsaufnahme ab, steigt jedoch die Anzahl der Pegelverschiebungsschaltungen an.

Die im Zeitmeßzähler 22 enthaltene Zeitinformation oder eine andere Information wird durch die Anzeigeanlage 26 angezeigt, die eine Anzeigesteuerschaltung und Anzeigeeinrichtungen umfaßt.

In Fi g. 2 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der in F i g. I dargestellten Spannungswandlerschaltungsgruppe dargestellt. Wie es in Fig. 2 dargestellt ist. enthält der Signalgenerator 14 einen Oszillator 30, der mit der Batterie 10 gekoppelt ist und auf einer Versorgungsspannung von 1,6 V arbeitet, sowie eine wellenformende Schaltung 32, die mit einem Ausgang des Oszillators 30 verbunden ist. Der Oszillator 30 umfaßt eine Vielzahl von Inverterschaltungsstufen 31, 33 und 35, die ringförmig angeordnet sini und von denen jede ein komplementäres Paar aus einem P-Kanal-Metalloxidh'.lbleiterfeldeffekttransistor 30a, der im folgenden als P-Kanal-MOSFET bezeichnet wird, und aus einem N-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistor 30ft, der im folgenden als N-Kanal-MOSFET bezeichnet wird, aufweist, die zwischen die positive Versorgungsleitung Vdd und die negative Versorgungsleitung V₁₅I der Batterie 10 geschaltet sind. Die Gateelektroden des P-Kanal-MOSFET30a und des N-Kanal-MOSFET 30ft sind miteinander gekoppelt und stehen mit dem Ausgang des Inverters 35, d. h. mit dem Verbindungsknotenpunkt der Drainelektrode des P-Kanal-MOSFET 30"a und der Drainelektrode des N-Kanal-MOSFET 30"b in Verbindung. In ähnlicher Weise sind die Gateelektroden des P-Kanal-MOSFET 30'a und des N-Kanal-MOSFET 30'6 miteinander gekoppelt und mit dem Ausgang des Inverters 31, d. h. mit dem Verbindungsknotenpunkt der Drainelektrode des P-Kanal-MOSFET 30a und der Drainelektrode des N-Kanal-MOSFET 30b verbunden. Die Gateelektroden des P-Kanal-MOSFET 30"a und des N-Kanal-MOSFET 30"b sind miteinander gekoppelt und stehen mit dem Ausgang des Inverters 33, d. h. mit dem Verbindungsknotenpunkt der Drainelektrode des P-Kanal-MOSFET 30'a und der Drainelektrode des N-Kanal-MOSFET 30'b in Verbindung. Wie bereits erwähnt, sind die Sourceelektroden der P-Kanal-MOSFET 30a. 30'a und 30"a parallel zur positiven Versorgungsleitung Vdd der ίο Batterie 10 geschaltet, während die Sourceelektroden der N-Kanal-MOSFET 306, 30'b und 30"/) parallel zur negativen Versorgungsleitung V„l der Batterie 10 geschaltet sind. Der in dieser Weise aufgebaute Oszillator 30 schwingt mit einer Frequenz zwischen 100 und 1000 Hz. um ein Ausgangssignal Φ_ο auf der Leitung 34 zu liefern. Die Stromentnahme des Oszillators 30 liegt zwischen 0,1 μΑ und 0,01 μΑ. Feldeffekttransistoren mit geringer Steilheit CM sind z. B. für die P-Kanal-Feldeffekttransistoren 30a bevorzugt, um den Strom herabzusetzen, der zu den Zeitpunkten, in denen beide gleichzeitig durchgeschaltet werden, d. h. während der Spannungspegelübergänge, in jeder Inverterstufe fließt. Der vom Oszillator aufgenommene Strom kann auch dadurch herabgesetzt werden, daß der Oszillator über einen hohen Widerstand mit der Energiequelle verbunden wird. Das Ausgangssignal Φη auf der Leitung 34 liegt an der wellenformenden Schaltung 3X

Die wellenformende Schaltung 32 umfaßt mehrere Inverterschaltungsstufen 36, 38 und 40, von denen jede ein komplementäres Paar aus einem P-Kanal-MOSFET 32a und einem N-Kanal-MOSFET 32b enthält. Die Wellenformung des Ausgangssignals Φο vom Oszillator 30 erfolgt durch den Inverter 36. dessen Ausgangssignal an zwei in Reihe geschalteten Invertern 38 und 40 liegt. Die Ausgangssignale der Invert-?- 38 und 40 sind mit Φ und <P jeweils bezeichnet und komplementär zueinander. Die Signale Φ und Φ liegen am Spannungswandler 16. Es ist erfindungsgemäß nicht erforderlich, daß die Signale Φ und Φ genau komplementär zueinander sind. Es ist beispielsweise möglich, ein Mehrphasensignal zusammen mit seinem inversen Signal an den Spannungswandler dadurch zu legen, daß die Ausgangssignale nebeneinanderliegender Inverter im Hilfsoszillator an einen Decodierer, beispielsweise ein Exclusiv-ODER-Glied. gelegt werden. Der Grund dafür liegt darin, daß die Ausgangssignale von den ungeradzahligen Invertern im Hilfsoszillator den gleichen Pegel haben, sich jedoch in ihrer Phase unterscheiden. Beim Spannungswandler so des in F i g. 2 dargestellten Ausführungsbeispiels wird jedoch beispielsweise ein einphasiges Paar komplemritärer Signale verwandt.

Der Spannungswandler 16 enthält eine Vielzahl von elektrische Energie speichernden Einrichtungen 41 und eine Schalteinrichtung 42, um auf die Ausgangssignale vom Signalgenerator 14 hin abwechselnd die elektrische Energie speichernden Einrichtungen parallel und in Reihe zwischen die positive Versorgungsleitung Vdd und die negative Versorgungsleitung V_nI zu schalten. In Fig.2 sind die elektrische Energie speichernden Einrichtungen 41 als ein erster Kondensator Q und ein zweiter Kondensator C₂ dargestellt Die Schalteinrichtung 41 besteht aus einer Vielzahl von Schaltelementen, d. h. einem komplementären Paar eines P-Kanal-MOS-FET 44 und eines N-Kanal-MOSFET 46 und einem ersten und einem zweiten Durehgangsgiied 48 und 50, von denen jedes aus einem P-Kanal-MOSFET und einem N-Kanal-MOSFET besteht. Die Gateelektroden

des P-Kanal-MOSFET 44 und des N-Kanal-MOSFET 46 sind miteinander gekoppelt und stehen mit dem Ausgang des Inverters 38 der wellenformenden Schaltung 32 in Verbindung, mit dem auch die Steuerklemmen der Durchgangsglieder 48 und 50 verbunden sind. Die Sourceelektroden des P-KanalMOSFET 44 und des N-Kanal-MOSFET 46 stehen jeweils mit der positiven Versorgungsleitung Vod und der negativen Versorgungsleitung V₁₅I in Verbindung. Die Drainelektroden des P-Kanal-MOSFET 44 und des N-Kanal-MOSFET 46 sind über den zwf iten Kondensator C₂ miteinander gekoppelt. Das erste Durchgangsglied 48 ist mit einer Elektrode mit dem ersten Kondensator G und mit der anderen Elektrode mit dem /weiten Ko densator Ci gekoppelt. In ähnlicher Weise ist das zweue Durchgangsglied 50 mit einer Elektrode mit dem ersten Kondensator Ci und mit der anderen Elektrode mit dem zweiten Kondensator Ci und der Dra;ric!ck;rcdc de: N Kans! MQSFET 46 «erbunde" Die Steuerklemmen der Durchgangsglieder 48 und 50 sind mit dem Ausgang des Inverters 40 der wellenformenden Schaltung 32 verbunden.

Wenn bei der oben beschriebenen Anordnung das Ausgangssignal Φ auf einen hohen logischen Pegel kommt, werden die Schaltelemente 46 und 48 durchgeschaltet, während die Schaltelemente 44 und 50 sperren. Damit kommen *"? Kondensatoren G und Ci in eine Reihenschaltung miteinander quer über die Energiequelle 10. In diesem Zustand werden die Kondensatoren G und C₂ aufgeladen und die Summe de. Ladungsspannung ist gleich der Spannung der Energiequelle 10. Wenn nun das Ausgangssignal auf einen niedrigen logischen Pegel kommt, werden die Schaltelemente 44 und 50 durchgeschaltet, während die Schaltelemente 46 und 48 sperren. In diesem Zustand sind die Kondensatoren G und C₂ in eine Parallelschaltung zueinander gekommen, damit die Ladungsspannung gleich groß wird. Diese Spannung, d.h. V„ 1/2, erscheint am Ausgang 17.

Es ist möglich. Kondensatoren G und C₂ zu verwenden- die nicht die gleiche Kapazität haben. Da jedoch in diesem Fall die Spannungen, auf die jeder Kondensator aufgeladen wird, wenn die Kondensatoren in Reihe geschaltet sind, nicht gleich sind, treten Joule'sche Verluste aufgrund der Ladungsübertragung zum Spannungsausgleich auf, wenn sie in die Parallelschaltung umgeschaltet werden. Das führt zu einem Abfall des Wirkungsgrades._Durch ein zyklisches Schalten der Signale Φ und Φ mit einer ausreichend hohen Frequenz wird somit eine konstante Ausgangsspannung gleich der Hälfte der Batteriespannung an der Ausgangsklemme 17 erhalten. Es ist zweckmäßig, daß das Umwandlungsverhältnis der Ausgangsspannung dieser Schaltung nur durch die Schaltungsverbindung unabhängig von dem Wert der Kapazitäten entschieden wird.

Die Impedanz der MOSFET 44 und 46 und der Verknüpfungsglieder 48,50 im gesperrten Zustand muß außerordentlich groß sein und der Ableitstrom von der Source zur Drain muß sehr klein sein, um Verluste aufgrund des zwischen Source und Drain im gesperrten Zustand anliegenden Potentials zu vermeiden.

Es ist auch möglich, eine Schaltungsgruppe zu verwenden, die die Art eines Hilfsoszillators, wie er in F i g. 2 dargestellt ist, nicht enthält Stattdessen können die Schaltsignale für den Spannungswandler 16 von der Quarzoszillatorschaltung, die als Zeitnormalsignalquelle dient, oder von einer Frequenzteilerstufe geliefert werden, die mit dem Ausgang des Quarzoszillators verbunden ist. In diesem Fall würde die Batteriespannung direkt an der Quarzov/.illatorschaltung anliegen. Rs ist auch möglich, einen Hilfsoszillator mit einem anderen Aufbau als dem beim Beispiel von Fig. 2 dargestellten Aufbau zu verwenden. Die durch die Spannungspegelumwandlung in diesem Fall erhaltene niedrige Spannung kann zum Ansteuern der Matrix einer Flüssigkristallanzeige oder zum Liefern von Vorspannungen mit niedrigem Pegel für verschiedene Bauteile der Schaltung verwandt werden.

Wenn eine wellenformende Schaltung, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist, die auf den Hilfsoszillator folgt, nicht vorgesehen ist. dann wird die Stromentnahme der Inverterstufen 38 und 40 ansteigen. Das beruht auf der Tatsache, daß der relativ langsame Anstieg der Wellenform des Ausgangssignals «Podes Hilfsoszillators bewirkt, daß ein Kurzschlußstrom von der Batterie Hiirrh axe Inverter 38 und 40 immer dann fließt, wenn ein Signalpegelübergang des Signals Φο auftritt. Die Verwendung der wellenformenden Schaltung 32 stellt sicher, daß die Übergänge ausreichend schnell auftreten, so daß die Stromaufnahme durch die Inverter 38 und 40 außerordentlich gering ist.

Fig.3A zeigt ein anderes bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das eine Spannung gleich einem Drittel der Batteriespannung der Uhr liefern kann. In Fig. 3A gibt eine BatJerie 10 ihre Leistung an einen Hilfsoszillator 30 ab, dessen Ausgangssignal an einer wellenformenden Schaltung 32 liegt, die Inverter 36, 38 und 40 enthält. Wenn das Ausgangssignal Φ vom Inverter 38 auf einen hohen logischen Pegel kommt, dann wird der N-Kanal-MOSFET 54 zusammen mit den Durchgangsgliedern 62 und 58 durchgeschaltet. Drei Kondensatoren G. C₂ und Ci werden dadurch effektiv in Reihe miteinander und mit der Energiequelle 10 geschaltet und von dieser aufgeladen. Wenn das Ausgangssignal Φ anschließend auf den niedrigen logischen Pegel kommt, gehen der MOSFET 54 und die Durchgangsglieder 62 und 58, die im folgenden mit TG bezeichnet werden, in den Sperrzustand über, währenj die P-Kanal-MOSFET 52 und 56 und die TG 64 und 60 in den durchgeschalteten Zustand kommen. Die Kondensatoren G, C₂ und Cj werden dadurch parallel geschaltet. Wenn diese Kondensatoren alle die gleiche Kapazität haben, dann wird jeder von ihnen auf ein Drittel der Spannung der Energiequelle 10 aufgeladen sein. Wenn sie somit nun parallel geschaltet werden, erscheint an der Ausgangsklemme 17' eine Spannung

so gleich einem Drittel der Batteriespannung. Selbst wenn die drei Kondensatoren G, C₂ und C3 nicht die gleiche Kapazität haben, dann wird an der Ausgangsklemme 17' ein Drittel der Spannung erscheinen, was gleich dem Mittelwert der Spannungen ist, auf die jeder Kondensator aufgeladen ist. Wie bereits erwähnt, sind für einen optimalen Arbeitswirkungsgrad jedoch Kondensatoren mit gleicher Kapazität bevorzugt

Je größer die Kapazität der Kondensatoren G, Ci und Ci ist, umso geringer wird die an der Klemme 17' auftretende Ausgangsimpedanz sein. Vom Standpunkt der Herabsetzung der Kosten der Bauteile sollten diese Kondensatoren andererseits so klein wie möglich sein. In Fig.3B ist eine Schaltung dargestellt, bei der diese zueinander im Widerspruch stehenden Erfordernissen für die Kondensatorbemessung miteinander in Einklang gebracht werden können. In der Spannungswandierschaltungsgruppe 12' werden Kondensatoren mit niedriger Kapazität verwandt Ein Durchgangsglied 70

schaltet das Ausgangssignal von der Spannungswandlerschaltungsgruppe 12' auf einen Pufferkondensa'or G mit vergleichsweise großer Kapazität. Dabei ist zu erwähnen, daß das Schaltelement 70 den Ausgang der Spannungswandlerschaltungsgruppe 12' nur während der Zeit mit dem Kondensator Q verbindet, während die drei Kondensatoren in der Spannungswandlerschaltungsgruppe 12', die Ci. Ci, Cj in F i g. 3A entsprechen, tatsächlich paralle> geschaltet sind. Joule'sche Verluste aufgrund der Ladungsübertragung zum Kondensator G, während die Kondensatoren in der Spannungswandlerschaltungsgruppe 12' von der Spannungsquelle her aufgeladen werden, werden somit vermieden. Bei dem in F i g. 3B dargestellten Aufbau ist die Ausgangsimpedanz für die Last verringert.

Fig.4A und 4B zeigen, in welcher Weise eine Spannung erhalten werden kann, die gleich n/m mal der Spannung der Spannungsquelle ist. Es sei angenommen, daß jeder der Kondensatoren 72-1 bis n — m eine Kapa/iiäi Co hai. daß die Spannung der Spannurigsquc!

Ie, d. h. der Potentialunterschied zwischen Vo₀ und V„\ gleich V₀ ist und daß die Kondensatoren nicht vorher aufgeladen sind. Wenn die Schaltung nun in der in Fig.4A dargestellten Weise erfolgt, wird in jedem Kondensator eine Ladung Q=CoVVn gespeichert und erscheint eine Spannung V₀In über den Anschlüssen jedes Kondensators.

In Fig.4A sind m-Spalten von Kondensatoren parallel geschaltet, die. wie oben erwähnt, gleich aufgeladene Kondensatoren enthalten. Wenn diese Kondensatorverbindungen nun in der Weise umgeordnet werden, wie es in Fig.4B dargestellt ist, wobei dieselben Kondensatoraufladungsbedingungen wie in Fig.4A beibehalten werden, dann wird eine Spannung m/n ■ Vo über dem Satz von η-Spalten aus m-Kondensatoren erscheinen.

Es versteht sich, daß dieses Beispiel nur dazu dienen soll, ein klares Verständnis der Grundarbeitsweise des Gegenstandes der Erfindung zu ermöglichen. In der Praxis wird eine geringere Anzahl von Kondensatoren gewöhnlich ausreichen. Im folgenden werden zwei Wege beschrieben, auf denen die Anzahl der Kondensatoren verringert wenden kan.i.

(1) Wenn n/m>M2 ist, dann folgt, daß (1 ~n/m)< 1/2 ist. Es ist somit möglich, den Unterschied zwischen der Ausgangsspannung der Spannungswandlerschaltungsgruppe und der Spannung der Energiequelle zu verwenden, um eine Spannung Vo (1— n/m) zu liefern. Wenn die Kondensatoren in der oben beschriebenen Weise angeordnet werden, dann wären η mal m Kondensatoren mit gleicher Kapazität erforderlich, um diese Spannung zu erhalten. Es ist somit möglich, insgesamt (m/2 — n) Kondensatoren einzusparen, wenn η größer als m gewählt wird.

(2) Wenn m-Spalten aus η in Reihe geschalteten Kondensatoren neu geschaltet werden, so daß sich η-Spalten aus min Reihe geschalteten Kondensatoren ergeben, kann jet der zuletzt genannten Spalten aus in Reihe geschalteten Kondensatoren durch einen einzigen Kondensator niedriger Kapazität ersetzt werden. Wenn somit η Spalten aus η in Reihe geschalteten Kondensatoren, d. h. insgesamt /^-Kondensatoren, vorhanden sind, können uiese durch π Kondensatoren ersetzt werden, von denen jeder eine Kapazität gleich \'n der Kapazität der Serienkondensatoren hat

Eine Art, in der die Spannungsumwandlung in der in den F i g. 2,3 und 4 dargestellten Schaltung erfolgt, wird im folgenden zusammengefaßt.
Zunächst werden die Kondensatoren in Reihe zueinander und zu der Energiequelle geschaltet und von der Energiequelle aufgeladen. Mehrere Spalten aus in Reihe geschalteten Kondensatoren können mit der Energiequelle parallel geschaltet werden oder es kann einer der Kondensatoren parallel zu einem anderen

ίο Kondensator geschaltet werden. Die in Reihe geschalteten Kondensatoren oder die Spalten der in Reihe geschalteten Kondensatoren, die in der oben beschriebenen Weise aufgeladen sind, werden dann parallel zueinander geschaltet und die Ladungsspannungen werden ausgeglichen. Es ist im lastfreien Ruhezustand erforderlich, daß die Ladungsspannungen in den Kondensatoren kurz vor einer Umordnung der in Reihe geschalteten Kondensatoren in eine Parallelschaltung gleich groß sind. Wenn dieses Erfordernis nicht erfüllt

2C ist, ergibt sich sir; geri"^CT£rsr Wirk^|jn^(Ts^CTr3d Oi^p Ausgleichsverbindungen können der Reihe nach in mehreren Stufen oder auch auf verschiedene Weise mit der zuerst genannten Weise kombiniert hergestellt werden.

Wie bereits erwähnt, ist es möglich, eine Spannung n/m V₀ unter Verwendung von m Kondensatoren zu liefern, vorausgesetzt, daß sowohl π als auch m eine ganze Zahl ist und η kleiner m ist. In diesem Fall werden die m Kondensatoren zunächst in Reihe zur Energiequelle geschaltet und von dies*." aufgeladen. Einer der m Kondensatoren wird anschließend der Reihe nach parallel zu jedem der verbleibenden Kondensatoren (m- I) geschaltet, um die Spannung über den Klemmen jedes Kondensators auszugleichen, wodurch sich eine Spannung VVm ergibt. Die (m— 1) Kondensatoren bleiben in Reihe geschaltet und eine Ausgangsspannung wird an den Klemmen der η in Reihe geschalteten Kondensatoren erhalten. Die Ausgangsklemme der η Kondensatoren kann mit einer in Fig.3B dargestellten

■»o Schaltung verbunden sein.

In Fig.5 ist die erfindungsgemäße Spannungswandlerschaltungsgruppe in einer Kombination mit einer Spannungsstabilisierungsschaltung dargestellt, deren Arbeit auf den Schwellenspannungen basiert, die durch die aktiven Halbleiterschaltungsbauelemente entwickelt werden. Das in F i g. 5 dargestellte Ausführungsbeispiel ist für Uhren wirkungsvoll, die Energiequellen, wie Lithiumbatterien verwenden, die eine hohe Leistung,, lange Lebensdauer und eine bessere Spannungskonstanthaltung als Silberoxidbatterien haben. Die von einer Lithiumbatterie entwickelte Spannung ist jedoch für die Verwendung bei einer elektronischen Uhr ziemlich hoch und beträgt annähernd 3,2 V.

In Fig.5 steht eine Batterie 90 mit einem Hilfsoszillator 91 in Verbindung, der Inverter 92,94 und 96 enthält die als Ringoszillator mit einer extrem niedrigen Stromentnahme geschaltet sind. Das Ausgangssignal jedes Inverters ist um zwei bezüglich der anderen Stufenphasen verzögert Die Wellenformung des Ausgangssignals dieses Hilfsoszillators, der von den Invertern 92, i4 und % gebildet wird, erfolgi ohe: vne wellenformende Schaltung 38, die aus MOSiEΓ 100, 102, 104 und 106 zusammengesetzt ist Das Ausgangssignal der wellenformenden Schaltung wird durch Inverterstufen 108 und 110 einem Spannungswandler 112 zugeführt, der einen Schalterkreis 114 und Kondensatoren 116 und 118 enthält Das Heruntertransformieren auf einen Pegel gleich der Hälfte der

Ba'teriespannung erfolgt dadurch in derselben Weise wie es bei den anderen Ausführungsbeispielen d_-r Erfindung beschrieben wurde. Das Ausgangssignal des Spannungswandler 112 liegt an einer Spannungsstabilisierungsschaltung 120. F.in Spannungsregelunpsbezug mit einer Charakteristik, die ähnlich der einer Zehnerdiode ist. wird durch ein Inverterglied mit Gleichstromgegenkopplungsschleife 122 gebildet. Die über dem Inverter 122 entwickelte Spannung ist gleich der Summe der Absolutwerte der Schwellenspannungen der P-Kanal- und N-Kanal-MOSFET und kann als (I VTP\ + VTN) bezeichnet werden. Der Inverter 122 ist in Reihe zu einem P-Kanal-MOSFET 124 geschaltet, der »Is Sourcefolger geschaltet ist, so daß die Gesamtspannung, di° si''h über der Kombination entwickelt, gleich (2| V77H 1 ™) ist. Der N-Kanal-MOSFET 126 wirkt als hochohmiger Widerstand, so daß ein geringer Strom durch den Inverter 122 und den MOSFET 124 aufgenommen wird. Der P-Kanal-MOSFET 128 hat eine Hilfsoszillator 152 gekoppelt ist.

Der Hilfsoszillator 152, der nicht nur als temperaturempfindlicher Oszillator, sondern auch als Signalgenerntor für den SpT:¹ uiigs.vantl!c;· arbeitet, enthält drei Inverter 154, 156 und 158 mit geringer Steilheit. Die Frequenz des Oszillators 152 wird durch einen ^Trimmer 160 und einen Widerstand 162 gesteuert. Der Kondensator 160 oder der Widerstand 162 hat eine iineare Charakteristik bezüglich der Temperatur, so daß ili.*

ίο Frequenz des Oszillators 152sich iintv.r mit Temperatur abweichungen ändert. Diese Elemente HM) und 162 können auch fehlen und stattdessen kann der Ringoszillator derart ausgebildet sein, daß er eine Ausgangsfrequenz erzeugt, die sich proportional zu Änderungen in

',5 der Umgebungstemperatur in ihrer Phase ändert. In diesem Fall kann der Ringoszillator vorzugsweise mit der in F i g. 5 dargestellten Stabilisierungsschaltur.^ 120 kombiniert werden. Entweder der Kondensator 160 oder der Widerstand 162 oder auch beide Elemente

i im 11 uitu aiut-uui uia

io daß die Ausgangsspannung an der Source des MOSFET 128 sich um \VTF]. d.h. die Schwellenspannung von der Spannung an seinem Gate unterscheidet. Da die am Gate des MOSFET 128 liegende Spannung gleich der Summe der Spannungen über dem Inverter 122 und dem MOSFET 124 ist. kompensiert der Spannungsabfall über dem MOSFET 124 genau den Cate-Source-Spannungcabfall im MOSFET 128. Die Ausgangsspannung an der Source des MOSFET 128 ist *omit gleich der Spannung üSer dem Inverrer 122, d. h. gleich (IKTfI+ VTN). Da irgendeine Änderung in der Höhe dieser Spannung aufgrund von Herstellungstoleranzen der integrierten CMOS-Schaltung der Uhr gleich der Änderung im Wert der Schwellenspannung der CMOS-Transistoren ist. die von der Sourceklemme des MOSFET 128 versorgt werden, stellt diese Schaltung eine genaue Regelung der Versorgungsspannung unabhängig von Abweichungen beim Herstellungsverfahren sicher. Das Ausgangssignal der Spannungsstabilisierungsschaltung 120 liegt an einem Frequenznormal 130, so daß die Leistungsaufnahme auf eine geringe, gewünschte Höhe herabgesetzt ist und die Frequenz des Ausgangssignals nicht durch Änderungen der Versorgungsspannung der Batterie beeinflußt wird.

Das Frequenznormal 130 wird von einem Quarzkristall 132 gesteuert, so daß es ein Ausgangssignal mit einer relativ hohen Frequenz erzeugt. Das Ausgangssignal vom Frequenznormal <30 wird über eine wellenformende Schaltung 134 einem Frequenzwandler 136 in Form eines Frequenzteilers zugeführt, der die Frequenz vom Frequenznormal 130 auf ein niederfrequentes Signal herabteih. Ein Zeitzähler 138 empfängt das relativ niederfrequente Signal vom Fiequenzwandler 136 und arbeitet bei einer geringfügigen Verminderung der Leistungsausnutzung mit derselben relativ niedrigen Versorgungsspannung wie das Frequenznormal 130. Der Frequenzwandler 136, der eine hoha Hauptimpedanz für die Energiequelle ist, wird gleichfalls von einer Niederspannungsversorgung betrieben, damit sich ein maximaler Wirkungsgrad ergibt. Die Pegelverschäebungsschaltung 140 und die Anzeigevorrichtung 142 arbeiten ir der im vorhergehenden beschriebenen Weise

Fig.6A zeigt ein anderes Beispiel einer elektroni-Khen Uhr, die eine Temperaturkompensationsschaltung enthält, die der erfindungsgemäßen SpannrngswandlerschaStangsgruppe zugeordnet ist Die elektroniiche Uhr enthält eine EnergiequeiL i5C mit der ein %-r r\ nitilnr rt r\

Schaltung des Oszillators 152 angeschaltet sein, so daß beispielsweise der Widerstand 162 ein Thermistor oder der Kondensator ein temperaturempfindlicher Kondensator sein kann. In diesem Fall kann die Einstellung der Frequenz des Oszillators 152 über eine Veränderung eines derartigen ausliegenden Bauteils erfolgen. Der Widerstand 162 kann auch in das Plättchen der integrierten Schaltung des Oszillators eingebaut sein, während der Kondensator 160 aus einer Streukapazität bestehen kann. Ein derartiges Verfahren ist möglich, vorausgesetzt, daß eine ausreichende Reproduzierbarkeit bei der Herstellung der integrierten Schaltung beibehalten werden kann.
Wenn eine Silberoxidbatterie als Energiequelle 150 verwandt wird, und der Temperaturkoeffizient des Oszillators 152 groß ist, dann kann die Spannung der Batterie direkt an den Invertern 154, 156 und 158 liegen. Wenn jedoch eine Manganbatterie, beispielsweise bei einer Haushaltsuhr verwandt wird oder wenn die Temperaturempfindlich^eit von auf einem Plättchen befindlichen Bauelementen geliefert wird, wie es oben erwähnt wurde, so daß der Temperaturkoeffizient des Oszillators 152 nicht groß ist. dann ist es wünschenswert, den Oszillator 152 von einem einfachen Spar tungsregler aus zu versorgen. Eine geeignete Art eines Spannungsreglers ist der anhand von Fig.5 im cßigen beschriebene Spannungsregler 120, da dieser Regler nicht nur eine Kompensation der Änderungen in den Transistorkenniinien. die durch Abweichungen im Herstellungsverfahren verursacht werden, sondern auch eine Kompensation jür iie Baaerieversorgungsspannung liefert.

Der Block 164 in Fig. 6A repräsentiert einen Spannungswandler, wie es im obigen beschrieben wurde, der durch die Ausgangssignale Φ und Ψ vom Hilfsoszillator 152 geschaltet wird. Ein kristall-, insbesondere quarzgesteuerte Frequenznormal 166 ist mit dem Ausgang des Spannungswandlers 164 verbunden und arbeitet mit einer niedrigen Versorgungsspannung V_Ssl/2. Das Ausgangssignal vom Frequenznormal 166 liegt an einem ersten FrequenrwandlergHed 168, das auch mit dem VersorgungsspariMrigspegei V_ssl/2 arbeitet

Wenn ein X-geschnittener Kristall bzw. ein Kristall mit der Orientierung / -.ca Frequenznormal 166 verwandt wird. k?nr> rjirr Γ-equenz / üncs Signals, dessen Teilfj equenzen addiert e'-ne ternperaturkompens:ej' e ·.-, Ci₄ .λ-π:·· ;i?fen ·, ausgedrückt κ rden als:

O)

wobei /ο die Frequenz bei einer bestimmten Dezugstemperatur, θ die Temperatur und a und θο Konstanten sind, wobei a = 16-<, θο=25° C

Ein relativ niederfrequentes Signal vom ersten Frequenzwandlerglied 168 Hegt an einer Temperaturkompensationsschaltung 170, an der ein Ausgangssignal Φ vom Hilfsoszillator 152 über die Leitung 153 anliegt Die Temperaturkompensationsschaltung 170 ethält allgemein ein Daten-Flip-Flop 172 (data type flip-flop), eine Frequenzquadrierungsschaltung 174, ein zweites Frequenzwandlerglied 176, ein erstes Frequenzsummierverknüpfungsglied 178, einen Inverter 179, ein Di.t?n-Flip-Flop 180 (data type flip-flcp), der als Synchronisierungsschaltung dient, ein drittes Frequenzwandlerglied 182 und ein zweites Frequenzsummierverknüpfungsglied 184.

In F i g. 6A entspricht die erste Frequenzkomponente, d. h. der Wert 1 in der Klammer der obigen Gleichung, einem Schaltungsweg, auf dem das Ausgangssignal des Frequenznormais 166 an einem Eingang des Frequenzsummierverknüpfungsgliedes 178 und von dort über ein anderes Frequenzsummierverknüpfungsglied 184 am letzten Frequenzwandlerglied 186 und am Zeitzähler 190 liegt Der zweite Ausdruck in der Klammer der obigen Frequenzgleichung entspricht dem Schaltungsweg über das Flip-Flop 180 und das Frequenzwandlerglied 182 zum Frequenzsummierverknüpfungsglied 184. Der dem Quadrat der Temperaturkomponente in der Gleichung (1) entsprechende Ausdruck gibt den Weg über das Flip-Flop 172, die Frequenzquadrierungsschaltung 174 und das zweite Frequenzwandlerglied 176 wieder.

Das Flip-Flop 172 dient als Frequenzprüfschaltung, und erzeugt ein Prüfausgangssignal, dessen Frequenz proportional der Anzahl der Perioden je Sekunde ist, um die die Frequenz des Hilfsoszillators 152 von einer vorher festgelegten Bezugsfrequenz abgewichen ist. die beispielsweise die Frequenz /n/32 sein kann, die bei einer speziellen vorgegebenen Temperatur von 25"C erzeugt wird, die als Temperatur mit dem Temperaturkoeffizienten Null bezeichnet wird. Wenn das Ausgangssignal Φ des Oszillators 152 am Takteingang des Flip-Flop 172 und das Ausgangssignal des Frequenzwandlergliedes 168 am Dateneingang des Flip-Flop 172 liegt wird, falls die Frequenz des Ausgangssignals Φ" ein genauer Bruchteil der Frequenz des Ausgangssignals des Frequenzwandlergliedes 168 ist das Ausgangssignal des Flip-Flop 172 bei 0 Hz liegen. Beispielsweise kann das Ausgangssignal des ersten Frequenzwandlergliedes 168 eine Frequenz von 16 384 Hz und das des Hilfsos/illa tors 152 eine Frequenz von 1024 Hz haben. Wenn nun die Frequenz des Oszillators 152 sich auf 102? Hz ändert, dann wird durch das Flip-Flop 172 ein Signal mit einer Frequenz von 16 384.16 (1024 - 1023) Hz, d. h. von annähernd 16 Hz erzeugt Die Frequenz dieses Aus gangssignals vom Flip-Flop \7i ist in Fig.6A mit χ bezeichnet.

Die Frequenzquadrierungsschaltung 174 erzeugt ein Ausgangssignal mit einer frequenz, die dem Quadrat der Frequenz X des Eingangssignals proportional ist. Das Ausgangssignal der Quadrierungsschaltung 174 liegt am zweiten Frequenzwandlerglied 176, dessen Ausgangssignal dem Frequenzsummierverknüpfungsglied 178 / isammen mit dem Ausgangssignal des ersten Frequenzwandlergliedes 168 geliefert wird, um ein Signal zu erzeugen, dessen Frequenz die Frequenzabweichung a · Miß—θ_ορ in der obigen Gleichung (1) wiedergibt _

Das Ausgangssignal Φ des Hilfsoszillators 152 wird dadurch zum Ausgangssignal des Frequenznormal 166 synchronisiert, jedoch um 180° bezüglich des Ausgangssignals des Normals 166 phasenverschoben, daß das Φ-Signal an die Dateneingangsklemme des Daten-Flip-Flops 180 und das durch den Inverter 179 invertierte Ausgangssignal des Normals 166 an die Faktklemme

ίο des Flip-Flop 180 gelegt wird. Das sjnchronisierte Ausgangssignal vom Flip-Flop 180 wird im dritten Frequenzwandlerglied 182 bezüglich seiner Frequenz durch einen geeigneten Faktor dividiert und anschließend zum Ausgangssignal des Frequenzsummierver- knüpfungsgliedes 178 im Frequenzsummierverknüpfungsglied 184 addiert

Somit ist die Frequenz des Ausgangssignals des Summierverknüpfungsgliedes 184 gleich der Summe der Frequenzen von drei Signalen. Eine dieser Frequenzen ist ein direkter Bruchteil der Frequenz des Ausgangssignals des quarzgesteuerten Frequenznormals, d. h. des AuigangssignaSb des Normalb 166, die andere Frequenz ist eine Frequenz, die sich linear mit der Temperatur ändert d. h. die Frequenz des Ausgangssignals des dritten Frequenzwandlergliedes 182, und die dritte Frequenz ist eine Frequenz, die sich mit dem Quadrat der Temperatur ändert d. h. die Frequenz des Ausgangssignals des zweiten Frequenzwandlergliedes 176. Da bei diesem Beispiel Exclusiv-ODER-Glieder für die Frequenzsummierung verwandt werden, ist die durch den Inverter 179 erfolgende Inversion des Taktsignals erforderlich, das am Rip-Flop 180 liegt um einen richtigen Phasenunterschied zum Ausgangssignal des Summierverknüpfungsgliedes 178 herzustellen.

damit im Frequenzsummierverknüpfungsglied 184 eine Addition der Frequenzen erfolgen kann.

Das Ausgangssignal vom Summierverknüpfungsgiied 184 liegt an einem vierten oder letzten Frequenzwandlerglied 186, dessen Ausgangssignal zum Zeitzähler 190 läuft Der Zeitzähler 190 erzeugt Zeitsignale, die die Anzeigevorrichtung 192 betrieben und bei dem Beispiel von F i g 6A gleichfalls ein Signal REF. das in der Frequenzquadrierungsschaltung 174 verwandt wird. Die Arbeitsweise eines Beispiels einer Schaltung für den

Block 174 wird im folgenden beschrieben.

Wie es in Fig.6B und im Wellenformendiagramm von Fig.6C dargestellt ist. liegt vom Flip-Flop 172 in F i g. öA ein Eingangssignal χ an. Das Eingangssignal REF ist eine Impulskette mit niedrigem Tastverhältnis.

so wie es in Fi g. 6B dargestellt ist. das für feste Zeitspannen auf dem hohen und niedrigen logischen Pegel bleibt. Obwohl in der Figur dargestellt ist. daß das Signal REFdurch den Zeitzähler 190 in F i g. 6A erzeugt wird, kann das Signal REF auch von irgendeinem anderen Oszillator oder l-requenzwandier erzeugt werden, der geeignete Impulse liefern kann. Das Signal REFv/ird invertier« und in einem Daten-Flip-^clop{d«u type flip flop) 200 mit dem Takt de^r Triggertaktimpulse Φ, ι synchronisiert, was das Signal Φ*(τ ergibt. Dadurch.

daß der Dateneingang und der φ-Ausgang des Flip- Flop 200 an einem NAND-Glied 202 liegen, wird ein geformtes Ausgangssignal R erzeugt, dessen Dauer gleich einer Periode der Taktimpulse Φπ ist. Das Ausgangssignal Ά dient dazu, eine Kette von Flip-Flops 204 rUckzusetzen, die so geschaltet sind, daß sie einen ersten Zähler bilden, der bei diesem Beispiel ein Binärzähler ist. Das Ausgangssignal X* vom Flip-Flop 206 wird bezüglich des Eingangssignals χ invertiert,

wobei jeder negativ verlaufende und positiv verlaufende Übergang des Signals x* mit der negativ verlaufenden Flanke der Impulse Φ_Γ) synchronisiert ist Das Signal x" hat dieselbe Frequenz wie das Signal x* ist jedoch invertiert und um eine Periode der Impulse Φτΐ bezüglich des Signals x* verzögert Da die Signale x* und x"an den Sperreingängen des Verknüpfungsgliedes 208 liegen, wird ein einziger Impuls mit einer Dauer gleich einer Periode der Impulse Φ_ΐ} auf jede ins Negative verlaufende Flanke des Signals x*. d. h. eine Impulskette mit derselben Frequenz wie das Eingangssignal x, erzeugt die jedoch aus Impulsen mit einer relativ geringen Breite besteht Diese Impulskette ist mit D_x in Fi g. 6D bezeichnet Das Verknüpfungsglied 210 erzeugt Impulse, die mit den Ausgangsimpulsen des Verknüpfunj sgliedes 208 identisch sind, die jedoch nur während jeder Periode abgegeben werden, während der sich das Signal Qrefauf einem niedrigen logischen Pegel befindet. Diese Impulsstöße sind in den F i g. 6B und 6C mit Cp bezeichnet

Auf die Vorderflanke jedes KfF-Impulses folgend wird somit der Binärzähler 204 auf Null zurückgesetzt und wird im Binärzähler von t\ bis I₂ in Fi g. 6C. eine anschließend folgende Kette von Cp-Impulsen gezählt während sich das Signal Qrff auf einem niedrigen Pegel befindet. Der Zählerstand des Binärzählers 204 steigt dadurch linear während dieser Zeit an und erreicht einen Endzählerstand von beispielsweise N₂. wie es auf der unteren Linie von F i g. 6C dargestellt ist Dieser Zähler :and ist offensichtlich direkt proportional der Frequenz der Cp- Impulse während des REF- Impulses, über den bis auf den Wert N₂ gezählt wird, d. h. proportional der Frequenz des Eingangssignals x. »at rend dieses WFF-Impulses. Wegen des niedrigen Tastverhältnisses des Signals REF (geeignete Werte sind beispielsweise eine Sekunde für den hohen Pegel des Signals REF und 15 bis 300 Sekunden für den niedrigen Pegel) werden die im Binärzähler 204 gespeicherten Zählerstände sehr wenig durch ein Rauschen oder eine Instabilität des Eingangssignals χ beeinflußt. Bei einer in ein Metallgehäuse eingeschlossenen Uhr liegt die Zeitkonstante für die Wärmeleitung von sprunghaften änderungen in der Temperatur in der Größenordnung von 8 bis 15 Sekunden, während die kleinste Zeit für Änderungen der Temperatur infolge der Tatsache, daß die Uhr am menschlichen Korper getragen wird, in der Größenordnung von einigen Minuten liegt. Zusätzlich sind weitere 20 bis 30 Stunden für Temperaturänderungen erforderlich, damit sichtbare Abweichungen in der Arbeitsweise der Uhr die Folge sind. Es ist daher möglich, die Niedrigpegelperiode des /?£F-Signals sehr lang, beispielsweise 1 Stunde lang oder länger, zu wählen, vorausgesetzt, daß Fehler in der Zeitnußgenauigkeit von 03 Sekunden oder etwas weniger vernachlässigt werden können.

Die Taktimpulse D, vom Verknüpfungsglied 208 liegen an einem /weiten Binärzähler 212. der aus sieben Flip-Flops mit Ausgängen Qo\. Q>\ bis Qm. Qo, besteht Die Wellenformen dieser Ausgangssignale sind im oberen Liniensatz in Fig. 6D dargestellt. Wenn beispielsweise bei der dargestellten UND-Gliedmatm 214 der Zählerstand im Zähler 204 derart ist. daß sich nur das Ausgangssignal Qu, des Zählers 204 auf einem hohen Pegel befindet, dann wird das Ausgangssignal Om des Zählers 212 als Eingangssignal für ein Frequenzsum-•nierverknüpfungsglied 216 ausgewählt. Da das Ausgangssignal yi6 nach einer UND-Funktion mit dem Signal D_x verknüpft wird, bevor es nach einer UND-Funktion mit dem Ausgangssignal Q_x in der UND-GIiedmatrix 214 verknüpft wird, ist das tatsächlich am Summierverknüpfungsgüed 216 in diesem Fall liegende Signal die in F i g. 6D mit D_x · O>i bezeichnete Impulskette. Wenn sich nur das Ausgangssignal Ois des Zählers 204 auf einem hohen Pegel befindet, liegt in ähnlicher Weise ein Signal On ■ Qn ■ D_x am Summierverknüpfungsglied 216.

Durch die Matrix 214 werden somit in Abhängigkeit

to vom Zählerstand des Zählers 204 Impulsketten mit verschiedenen Frequenzen aus den Ausgangssignalen des Zählers 212 ausgewählt Die durch die Matrix ausgewählten Signale sind wie folgt bezeichnet:

0)2

Qn- 0)3
On ■ Qoj · Oh
Qn ■ Qoi ■ Qo* ■ Qos C=Qn ■ On ■ Ooj Qm ■ Qk ■ 0» C₁ = Q₀; ■ Q₀₂ ■ Qo3 ■ Qo* ■ Qos ■ Q*

0.7

Die allgemeine Gleichung für das vom Summierverknüpfungsglied 216 abgegebene Signal kann somit folgendermaßen geschrieben werden:

	D,	G ·	0.6
+	D,	C1-	0.5
+	D,	C.	0.4
+	D.	G-	Ou
+	D,	C,
+	D,	Q, ■	Qu
+	D,	Ct

wobei y das Ausgangssignal vom Summierverknüpfungsgüed 216 wiedergibt. Wie es in F i g. 6D dargestellt ist greifen die durch die Ausdrücke der obigen Gleichung wiedergegebenen Impulsketten derart ineinander, daß die Frequenzsummierung lediglich unter Verwendung eines logischen ODER-Gliedes erfolgen kann. Es kann in ähnlicher Weise auch ein UND-Glied verwandt werden, wenn in negative Richtung verlaufende impulse anliegen. In beiden Fällen kann eine beliebige Kombination von Impulske'ten, die irgendeiner Kombination der Ausgangssignale vom Zähler 204 entspricht ohne gegenseitige Störung zwischen den Impulsen in ihrer Frequenz genau addiert werden. Wenn zur Frequenzsummierung eine Exclusiv-ODER-Glied verwandt wird, ist es nur notwendig, sicherzustellen. daß die Flanken der Impulse in dv.i verschiedenen Impulsketten nicht zusammentreffen.

V.'ie oben erläutert ist der im Zäh'er 204, während die Frequenzsummi«rung stattfindet, d. h. während des Zeitintervalls U bis fj in Fi g. 6C. gespeicherte Zählerstand direkt proportional der Frequenz des Eingangssignals x, die mit f(x) bezeichnet werden kann. Somit kann der im Zähler 204 gespeicherte Wert mit k\ ■ f(x) bezeichnet werden. Ersichtlich wird die Frequenz irgendeiner summierten Kombination von Impulsketten. die in der Matrix 2H ausgewählt wird, proportional der Frequenz des Eingangssignals des Zählers 212, d. h. des Eingangssignals D_x, sein. Daher kann die Frequenz irgendeiner der Impulsketten mit k₂ ■ f(x) bezeichnet werden. Aufgrund der Arbeitsweise der Matrix 214 hat die ausgewählte Kombination der Impulsketten somit eine Frequenz, die gleich dem Produkt von zwei Größen ist, die sich linear mit f(x) ändern, und die somit proportional dem Quadrat von f(x) ist. Das heißt, daß die

Frequenz des Ausgangssignals des Summierverknüpfungsgliedes 216 in Fig.6B geschrieben werden kann als:

f(y)· h ■ f(x?

wobei ki eine Konstante ist, die für die in Fig.6B dargestellte Schaltung einen Wert von 2~⁷ hat

Die Frequenzen der verschiedenen, am Summierverknüpfungsglied 214 anliegenden Impulsketten können wie folgt ausgedrückt werden, wenn beispielsweise \o f(Q · D₁) die Frequenz der mit Q ■ D_x in Fig.6D bezeichneten Impulskette ist:

f(Q ■ D,;=2-i · i(D_x)=2?> ■ ((Q ■ D_xJ)

((C₁ ■ D_x)=2-i ■ ((D_x)=25 ■ ((C₁ ■ D_x)

((C₃ ■ D_x)=2-3 ■ i(D_x)=2* ■ ((Q ■ D_x)

[(Q ■ D_x)=2~* ■ i(D_x)=2-> ■ ((C₇ ■ D_x)

((C₅ ■ O,;=2-⁵ · i(D_x)=2-² ■ ((Q ■ D_x)

((Q ■ D_x)=2-' ■ i(D,)=2-> ■ ((Q ■ D_x)

((Q ■ D,)=2-⁷ ■ ((D,)=2° ((Q ■ D.) _M

Bei dem Wellenformendiagramm in F i g. 6D ist eine Logik der Triggering an der negativen Flanke angenommen, d. h. daß jedes Umschalten eines Flip-Flop-Ausgangssignals auf die in negative Richtung verlaufende Flanke eines daran anliegenden Taktimpulses erfolgt Obwohl es in F i g. 6A dargestellt ist daß die Frequenzkomponenten des Tempera-urkompensationssignals von Φ-Ausgangssignal des Hilfsoszillators 152 abgeleitet werden, ist es gleichfalls auch möglich, andere Quellen für die Signale mit geeigneten Frequenzen und Temperaturfrequenzkennlinien zu verwenden.

In Fig.7 ist ein .".usführungsbeispiel einer Signalpegelverschiebeschaltung zur Verwendung bei dem erfindungsgemäßen Spannungswandlersystem bzw. der erfindungsgemäßen Spannungswandlc-schaltungsgruppe dargestellt. Das Eingangssignal A wird pegelverschoben, so daß es zu dem Ausgangssignal A' wird. Die Inverterstufe 222 arbeitet auf einer niedrigen Spannung und das Eingangssignal A sowie das Ausgangssignal 222 der Inverterstufe 220 sind zueinander komplementär. NAND-Glieder werden von MOSFET-Paaren 224 und 226. 228 und 230,232 und Z34 und 236 und 238 gebildet. Diese sind in Form eines bistabilen Multivibrators geschaltet, so daß der P-Kanal-MOSFET 224 durchgeschaltet wird, wenn sich das Signal A auf dem niedrigen Pegel befindet wobei der N-Kanal-MOSFET 234 gleichzeitig gesperrt wird. Da sich in diesem Zustand das Signal A'auf dem hohen Pegel befindet, wird der P-Kanal-MOSFET 230 gesperrt und wird de^r N-Kanal-MOSFET 238 durchgeschaltet. Aufgrund des Mitkopp- lungseffektes kommt das Ausgangssignal A' schnell auf den Voo-Pegel. Der P-Kanal-MOSFET 226 wird durchgeschaltet und der P-Kanal-MOSFET 228 wird gesperrt, während der N-Kanal-MOSFET 232 sperrt und der N-Kanal-MOSFET 236 durchschaltet. Die Schaltung befindet sich nun in einem stabilen Zustand.

Das Ausgangssignal A' ist in Gegenphase zum Eingangssignal A dargestellt. Wenn ein Ausgangssignal mit derselben Phase wie das Eingangssignal .4 erforderlich ist. kann dieses S gnal von den Drain-Klemmen der MOSFET 228 und 230 abgenommen werden.

Bei dem Aufbau der Pegelverschiebeschaltung von Fi g. 7 muß sichergestellt sein, daß die Strombelastbarkeit der P-Kanal-MOSFET relativ hoch und die der N-Kanal-MOSFET relativ gering gemacht wird. Dann zeigen die N-Kanal-MOSFET 234 und 238 beim Anliegen einer Spannung CVs₅I - V552) an ihren Gates eine höhere Impedanz als die P-Kanal-MOSFET 224 und 230 beim Anliegen einer Spannung (Voo— Vss\) an ihren Gates. Das stellt sicher, daß das Setzen des Flip-Flop durch den MOSFET 224 und den MOSFET 230 bestimmt wird. Diese Bedingung kann dadurch erfüllt werden, daß beim Herstellen der integrierten Schaltung die Kanäle der MOSFET 224 und 230 relativ breit und die der MOSFET 234 und 238 relativ lang gemacht werden.

Fig.8 zeigt ein Beispiel einer Schaltung einer elektronischen Uhr, die ein weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Spannungswandlerschaltungsgruppe enthält In diesem Fall ist sowohl eine Umwandlung nach oben als auch eine Umwandlung nach unten vorgesehen. Die elektronische Uhr enthält eine Energiequelle 250 und eine Spanr.ungswat.JIerschaltungsgruppe 251, die einen Hilfsoszillator 252 enthält der mit der Energiequelle 250 gekoppelt ist Der Hilfsoszillator 252 kann von der Art des im vorhergehenden beschriebenen Ringoszillators sein. Ein Ausgangssignal des Hilfsoszillators 252 liegt an einer wellenformenden Schaltung 254, die aus Invertern 256, 258, 260 und 262 besteht Die inverter 262 und 258 führen die Wellenformung durch und liefern gleichfalls komplementäre Zusatzschaltsignale Φ und Φ". Das Schaltsignal 3> wird auch vom Inverter 260 erzeugt und an einen Spannungsherabwandler 263 gelegt der Kondensatoren 263a und 2636 enthält Der Spannungsherabwandler 263 ist 1.1 seinem Aufbau ähnlich dem Spannungswandler, der anhand von F i g. 2 beschrieben wurde, so daß auf eine Beschreibung im einzelnen verzichtet werden kann. Die Schaltsignale Φ und Φ liegen auch an einem Spannungsheraufwandler 264, der Schaltelemente, die von P-Kanal-MOSFET 266 und 268 und N-Kanal-MOSFET 270 und 272 gebildet werden. Kondensatoren 274 und 276 und Dioden 278 und 280 enthält Im Spannungsheraufwandler 264 ist die Diode 278 eine Klemmdiode und ist der Kondensator 274 ein Klemmkondensator. Wenn das Schaltsignal Φ auf den hohen Pegel kommt wird die Diode 278 in Durchlaßrichtung vorgespannt Gleichzeitig wi,- 1 die Elektrode des Kondensators 274. die mit dem Ausgang des Inverters 258 verbunden ist positiv aufgeladen und wird die gegenüberliegende Elektrode negativ aufgeladen. Wenn das Schaltsignal Φ auf den niedrigen Pegel kommt, wird die Diode 278 durch eine Vorspannung in Spernchtung gesperrt und wird die vorher positiv aulgcladene Elektrode des Kondensators 274 auf einen niedrigen Spannungspegel, d. h. auf die Spannung V₅₅I. gebracht. Das Potential der vorher negativ aufgelade nen Elektrode des Kondensators 274 wird dadurch um den Betrag (V₀₀- Vssl) ^nocn negativer als V\_S1. wobei Vco der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung über der Diode 278 ist Somit erzeugt eine Kombination aus der Diode 278 und dem Kondensator 274 eine Spannung aus dem Ausgangssignal des Inverters 258. die auf das Potential V«l als ihrem hohen Pegel geklemmt ist. Das Substrat und die Source des N-Kanal-MOSFET 270 sind miteinander verbunden und über einen Kondensator 282 mit der V_oo-Leitung gekoppelt. Was die Arbeits weise anbetrifft, so kann der MOSFET 270 als Diode im gesperrten Zustand angesehen werden, wobei die Durchlaßrichtung der Diode die Richtung des Stromflusses von der Source zum Drain ist Das Ausgangssignal, das dadurch erhalten wird, daß das Signal Φ auf das Potential V₅₅I als seinem hohen Pegel durch die Diode 278 und den Kondensator 274 geklemmt wird, wird weiter durch die Diode 270 gleichgerichtet, was eine Ladungsspeicherung im Kondensator 282 bewirkt.

Wenn die Ausgangsimpedanz des Inverters 258 bedeutend kleiner als die Impedanz ist, die die MOSFET 266 und 270 zeigen, wenn sie durchgeschaltet sind, dann ist der hohe Pegel des angeklemmten Ausgangssignah 275 nahezu gleich 2Vssl. Der Pegel ist nicht genau gleich 2 Vssl, da der Spannungsabfall der Dioo.: in Durchlaßrichtung bewirkt, daß der Klemmpegel etwas positiver als Vssl isi. Wenn das Potential an der Ausgangsklemme 277 nahe bei 2 Vssl liegt, dann haben die MOSFuT 272 und 268 an der Source Spannungspegi.1 Vv-,1 und 2 V_H1 jeweils. Wenn somit der Spannungspegel 253 gleich 2 Vssl wird, da der Spannungspegel 273 gleich Vssl ist, wird der MOSFET 270 durchgeschaltet. Aufgrund der niedrigen Impedanz des MOSFET 270 im durchgeschplteten Zustand wird der Spannungsabfall des MOSF ΓΓ 270 in Durchlaßrichtung beseitigt, der dann auftritt, wenn der MOSrET als Diode arbeitet

Bei diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung kann daher die Spannung in Durchlaßrichtung in einer Diodenklemmschaltung wirksam beseitigt werden und somit eine sehr leistungsfähige, die Spannung heraufwandelnde Schaltung gebildet werden. Die Schahung kann derart abgewandelt werden, daß bei Verwendung des Kondensators 276 und der Diode 280 der Kondensator 282 herausgenommen wird. Wenn andererseits der Kondensator 282 verwandt wird, dann können der Kondensator 276 und die Diode 280 weggelassen werden. Die Diode 280 kann durch einen N-Kanal-MOSFET ersetzt werden, dessen Gate, Source und Backgate alle mit der Leitung 273 verbunden sind und dessen Drain an V*sl liegt. Dasselbe Prinzip kann auch für die andere Diode 278 verwandt werden.

Ein zweiter Spannungsheraufwandler 284 arbeitet auf dieselbe Weise, wie die gerade beschriebene Schaltung 264. In diesem Fall wird statt auf den Pegel Vssl auf den Pegel OJ Vssl geklemmt, der der Pegel des Ausgangssignals 265 vom Spannungsherabwandler 263 ist. Durch die Addition von V«l zu 1/2 V«J wird somit ein Potential von 3/2 V«1 erhalten.

Wie ei in der Zeichnung dargestellt ist. können daher durch eine Kombination der oben beschriebenen Schaltungen drei oder mehr Energieversorgungen mit Potentialen von 1/2. 3/2 und 2V«1 ei zeugt werden. Zusätzlich können Potentiale erzeugt werden, die sich von der Spannung V»1 der Energiequelle als Bezugsspannung um 1 '2 V«1 oder 2 V«-¹ sowohl in die positive als auch in die negative Richtung bezüglich des Potentials Vssl unterscheiden. Ein Flüssigkristallanzeigefeld kann somit unter Verwendung eine;» dynamischen Matrixansteuerungssystems mit einer Anordnung, bei der Drittelspannungen anliegen, betrieben werden. Damit stehen die an ausgewählten und nicht ausgewählten Teilen der Matrix anliegenden Spannung in einem Verhältnis von 3 : I zueinander.

Die in F i g. 8 dargestellte elektronische Uhr weist weiterhin ein kristall- bzw. quarzgesteuertes Frequenznormal 286 auf. das ein Ausgangssignal mit einer Frequenz in der Größenordnung von 2'⁵ bis 2^2! Hz erzeugt. Das Ausgangssignal vom Normal 286 liegt an einem Frequenzwandler 288 in Form eines Frequenzteilers, der ein relativ niederfrequentes Signal erzeugt. Dieses relativ niederfrequente Signal liegt über eine Pegelverschiebungsschaltung 290 an einem Zeitzähler 292, der 35 Signale der Zeit- oder Datumsinformation erzeugt. Diese Signale liegen an einer Steuerschaltung 294. die die Anzeigevorrichtung 296 ansteuert, um eine Anzeige der Zeit- oder Datumsinformation zu bewirken.

Im folgenden wird eine Möglichkeit beschrieben, wie die erfindungsgemäßt' Spannungswandlerschaltungsgruppe bei einer Flüssigkristallan<:eigematrix angewandt werden kann, die dem Block 296 in Fig.8 entspricht, um die dadurch erhaltenen Vorteile darzustellen. Diese Vorteile resultieren aus der Tatsache, daß es möglich wird, Bruchteile oder ganze Vielfache der Batteriespannung der Uhr zum Erzeugen von Steuersignalen für die Flüssigkristallanzeigematrix zu verwenden, d. h. daß die optimal erforderlichen Spannungen verwandt werden können und daß auf diese Weise der Nutzeffekt so groß wie möglich werden kann.

In Fig.9A ist der grundsätzliche Entwurf einer Matrix für eine Flüssigkristallanzeigeeinheit dargestellt Sn bis 5_m„ bezeichnen Anzeigeelemente, die über n-Spalten und m-Zeilen von Elektrodensteuerleitern angesteuert werden. Die Λ-Spalten von Leitern können auf einem oberen Glassubstrat ausgebildet sein, während die /η-Reihen von Leitern auf einem unteren Glassiibstrat vorgesehen sein können, wobei diese Substrate durch geeignete isoli ;nde Abstandsstücke voneinander getrennt sind, in ui^ "ine Schicht eines Feldeffektflüssigkristallmaterials in Sandwich-Bauweise eingelagert ist Um ein typisches Element S,j(joo) zu adressieren, müssen die durch die Ate Reihe und y-te Sprite anliegenden, für das Anzeigeelement 300 gemeinsamen Spannungen größer als die Schwellenspannungen des Flüssigkristalls «.ein. Das Flüssigkristallelement sollte ein schnelles Ansprechvermögen haben, so daß das Element durch einen Steuerimpuls kurzer Dauer angeschaltet werden kann, und sollte gleichfalls eine derart lange Abklingdauer haben, daß der eingeschaltete Zustand während jeder Periode der Steuerimpulse gespeichert wird und daß auch das Verhältnis der Schwellenspannung zur Sättigungsspannung größer als 0,5 : I ist.

Gemäß dem Wellenformendiagramm von Fig.9B wird jede der Zeilen der Matrix von F i g. 9A, die beispielsweise den oberen Elektroden dir Matrix entsprechen, durch eines der Signale Φ_ώ bis <P_dn, ausgewählt. Die Auswahl der Spalten, d. h. der unteren Elektroden, erfolgt in Abhängigkeit davon, ob für das ausgewählte Element der eingeschaltete oder der ausgeschaltete Zustand erforderlich ist, durch das Anlegen entwede^r des Signals Φ, oder des Signals Φ\

Ein Beispiel für eine Schaltung zum Ansteuern der Anzeige, die für eine Verwendung bei dem erfindungsgemäßen Spannungswandlersystems oder der erfindungsgemäßen Spannungswandlerschaltungsgruppe

so geeignet ist. ist in Fig.9C dargestellt. Die Signale Φ,, repräsentieren >n Abhängigkeit von der Polarität der Signale S, und S₁ entweder Φ, oder Φ, in Fi g. 9B. Das Signal Φ_υ bestimmt somit, ob das ausgewählte Element ir d;n eingeschalteten Zustand oder den ausgeschalte· ten Zustand umgeschaltet wird. Um das Element S_u in F i g. 9A beispielsweise in den eingesclia'teten Zustand zu bringen, wird für Φ,, während der Zeit, in der das Signal Φ<* sich auf dem hohen Pegel des Signals Φ befindet, der niedrige Pegel gewählt, wie ihn das Signal

Φ hat. Wenn das Signal Φφ sich auf dem niedrigen Pegel befindet, den das Signal Φ hat, dann kommt das Signal Φ,; wie das Signal Φ, auf einen hohen Pegel. Wenn wiederum beispielsweise das Segment Si)₊1 in den ausgeschalteten Zustand umgeschaltet werden soll, dann wird als Signal Φ₅>+ι das Signal Φ gewählt, rvährend das Signal Φφ sich auf dem Pegel von Φ befindet.

Aufgrund der Kapazität der Flüssigkristallelemente

fließt ein Entladestrom immer dann von den angesteuerten Segmenten, wenn sich die Polarität der wechselnden Spannung der Steuerimpulse ändert. Beim herkömmlichen Aufbau von Flüssigkristallbetriebs- oder -Steuereinrichtungen fließt dieser Strom derart durch die Batterie der Uhr, daß ein höherer Energieverbrauch verursacht wird. Um diesen Energieverbrauch einzusparen, werden durch die Signale Φ und Φ", die an dem Steueranschluß der Schaltung liegen, um das Ausgangssignal Φ φzu erzeugen, die Signale Φ* und Φ~* ersetzt, die sich nur in der Phase etwas unterscheiden. Zur Abstufung der Form der Anzeige liegen im anderen Fall Signale fund E, wie sie in Fig. 9B und 9C dargestellt sind, derart an, daß ein Kurzschlußweg gebildet wird, um die effektive, an dem Segment anliegende Spannung im abgeschalteten Zustand auf einen Wert herabzusetzen, der unter der Schwellenspannung der Flüssigkristallzelle liegt.

Da gemäß Fig.9B die an einem Segment, das im ausgeschalteten Zustand sein soll, liegende Spannung ausgedrückt werden kann als (Φφ—Φι), wohingegen die Spannung, die an einem Segment liegt, das in den eingeschalteten Zustand umgeschaltet werden soll, durch (Φώ—ΦΌ ausgedrückt werden kann, wird ersichtlich eine Spannung zum Umschalten des Segmentes in den eingeschalteten Zustand angelegt, die dreimal so groß wie die Spannung im ausgeschalteten Zustand ist, obwohl diese hohe Spannung nur für eine kurze Zeitspanne anliegt. Die jeweiligen Potentialpegel für das Signal Φ_ν in Fig. 9C sind Kssl/2 für den hohen Pegel, Kssl für den Zwischenpegel und Kss3/2 für den niedrigen Pegel. Während sich das Signal E auf einem hohen Pegel befindet, liegt das Signal Φ₅> auf dem Zwischenpegel und wenn sich das Signal E auf dem niedrigen Pegel befindet, variiert das Signal Φ_ν zwischen KkI/2 und Vss3/2. Wenn S, auf einem hohen Pegel ist, kommt Φ_ν in dieselbe Phase wie Φ, wenn Φ_υ auf einem niedrigen Pegel ist, kommt Φ₅, in dieselbe Phase wie Φ". Das Signal Φα variiert zwischen einem hohen Pegel Vdd und einem niedrigen Pegel K«2 mit einem Zwischenpegel KwI. Φ,ί/geht auf den Zwischenpegel, wenn entweder E oder D\ sich auf dem hohen Pegel befindet und hat die gleiche Phase wie Φ, wenn D, einen niedrigen Pegel hat. Die Jhohen_und niedrigen logischen Pegel der Signale Q. Q, E E. D, und D, in F i g. 9C als V_DD und Vss2 jeweils angesehen werden. In dem Fall, in dem das Signal feinen niedrigen Pegel hat, kann die Beziehung zwischen der Schwellenspannung des Flüssigkristalls und den in F- i g 9C dargestellten Signalen in folgender Weise ausgedrückt werden:

(((m- \)(Vss\/2 -

- Ffel/2)²) f m)^m<K_71x

((((m - D(^1/2 - Vsslf + (V₀₀+

f m^m>V_1L

Abhängigkeit von Vtlc können sOmil verschiedene Spannungen, wie beispielsweise 1/3,2/3,3/3 und 4/3 der Spannung der Spannungsquelle unter Verwendung des erfindungsgemäßen Spannungswandlersystems geliefert werden, die für einen derartigen Betrieb einer Anzeige verwandt werden können, wobei drei Drittel der Spannung der Spannungsquelle bedeutet, daß einfach die Spannung der Spannungsquelle direkt anliegt

Bei den gegenwärtig erhältlichen Flüssigkristallmaterialien können die in Matrixfoim zusammengestellten Elemente mit einer Spannung Ku: von 1,1 V betrieben werden. Diese Elemente können in einer Matrix betrieben werden, die aus 8 Spalten und 2 Zeilen bis 8 Spalten und 8 Zeilen beispielsweise besteht. Bei einer solchen Anlage ist es vernünftig, die Informationsverarbeitung auf einer niedrigen Spannung durchzuführen und die Anzeigesignale, beispielsweise das Signal Φ, durch eine Pegelverschiebung auf eine höhere Spannung zu erzeugen.

Die F i g. 1OA und I OB zeigen die Beziehung zwischen den an PLZT- oder elektrofarbigen Anzeigeelemente ίο anliegenden Spannungen und den sich daraus ergebenden Zustand des Elements. Die Steuerung für ein Element mit der in Fig. 1OA dargestellten Kennlinie hängt davon ab, ob das Element am Punkt B' eingeschaltet und am Punkt OfQ=O) abgeschaltet wird, oder ob das Element am Punkt ß'angeschaltet und am Punkt E' abgeschaltet wird. Bei einem PLZT-Element, bei dem Q den Grad der Polarisierung des Elementes wiedergibt, tritt der eingeschaltete Zustand am Punkt B' und der ausgeschaltete Zustand zwischen den Punkten H' und D' auf. Das Element kann somit dadurch angeschaltet werden, daß eine Spannung angelegt wird, die größer als der Bereich O bis A'ist, und kann dadurch abgeschaltet werden, daß eine entgegengesetzte Spannung mit einem Wert zwischen 2> Wund D'angelegt wird. Im Falle eines elektrofarbigen Anzeigeelementes kann ein ähnliches Steuerverfahren verwand' werden. In diesem Fall bezeichnet Q die Menge des elektrochemisch getrennten Materials (positiv für eine Trennung an der Stirnfläche des jo Elementes und negativ für eine Trennung an der Rückfläche).

Wenn ein PLZT-Element. ein elektrofarbiges oder ein elastomeres Anzeigeelement mit der in Fig. IOB dargestellten Kennlinie verwandt wird, ist es notwendig, )5 beim Abschalten des Elementes die Menge der im Element angesammelten elektrischen Ladung auf einen Wert zu begrenzen, der der Stelle D oder in Abhängigkeit von der Anordnung oder Gestalt des Elementes der Stelle A entspricht. Die anliegende Ausschaltspannung kann auch auf den Punkt O festgelegt werden, wodurch eine kleinere Schleife gebildet wird. Wenn deutlich sichtbar zwischen den Zuständen des Elementes an den Punkten B und E unterschieden werden kann, dann wird das Element durch das Anlegen einer Spannung angeschaltet, die das Element in den Zustand öbringt und durch das Anlegen einer Spannung abgeschaltet, die ausreicht, um das Element in den Zustand fzu bringen.

Fig. IOC zeigt ein Beispiel für eine Steuerschaltung 302 für ein PLZT-Element oder ein elektrofarbiges Anzeigeelement mit der in Fig. 1OA dargestellten Kennlinie. Auf die ansteigende Flanke des Anzeigesignals Sk hin wird synchron mit dem Signal Φ ein Signal Skon in Form eines einzigen Impulses erzeugt Auf die Rüdcflanke des Signals S* hin wird ein Signal Stoff synchron mit Φ ebenfalls in Form eines einzigen Impulses erzeugt Das Signal Skon dient dazu, das ausgewählte Anzeigeelement in den sichtbaren Zustand umzuschalten, während das Signal Skoffdas ausgewählte Element in den abgeschalteten oder nicht sichtbaren Zustand umschaltet

Fig. IOD zeigt ein Beispiel für eine Steuerschaltung 304, die die Schaltung 302 von F i g. IOC enthält und die für die Anwendung des erfindungsgemäßen Spannungswandlersystems geeignet ist Der P-Kanal-MOSFET wird durchgeschaiiei, wenn das Signal SiO.n auf den hohen Pegel kommt Somit kommt das Ausgangssignal Φsk auf den Pegel V_DD. Wenn das Signal Stoff auf den

hohen Pegel kommt, dann wird der P-Kanal-MOSFET 308 durchgeschaltet und kommt das Signal Φ,» auf den Pegel Kwl/4. Es ist zu beachten, daß die Signale Skon und Skoff nicht gleichzeitig beide auf den hohen Pegel kommen können. Wenn beide Signale Skon und Stoff auf dem niedrigen Pegel liegen, werden die MOSFET 306 und 308 vollständig gesperrt. Die am Anzeigeelement 312 liegende Spannung fällt somit mit einer Zeitkonstante auf den Wert Null ab, die durch den Ableitwiderstand und die Kapazität des Anzeigeelementes bestimmt ist, oder bleibt auf dem aufgebauten .Spannungspegel. Vom Inverter 310 wird ein Ausgangssignal Φ com synchron mit <P jedoch mit einem anderen Spannungspegel erzeugt. Dieses Signal liegt am Anzeigeelement 312, um gemeinsam eine Elektrodenspannung 7 . erzeugen. Das hat zur Folge, daß das gesamte, am ausgewühlten Element 312 liegende Potential,das mit V_n._._t bezeichnet wird,die in Fig. 1OE dargestellte Wellenform hat. In F i g. 1OE sind gleichfalls die Wellenform der Signale <i',A, (Pt»_m Hk, Skon und Skoff dargestellt.

Ein Verfahren, nach dem das erfindungsgemäße Spannungswandlersystem dazu verwandt werden kann, den Wirkungsgrad einer elektronischen Uhr mit einem Impulsmotor zu erhöhen, wird im folgenden anhand von Fig. 1IA und dem entsprechenden Wellenformendiagramm von Fig. MB beschrieben. Ein Teil des Schaltungaabschnittes 322 der Uhr in Fig. IIA enthält ein quarzgesteuertes Frequenznormal, einen Frequenzteiler und eine wellenformende Schaltung, die über die niedrige Spannung K«l/4 betrieben werden. Die f-egelverschiebungsschaltung 324 kann Ausgangssignale mit einem niedrigen Potential als dem negativen Pegel der Batteriespannung K«t erzeugen, in dem sie die Versorgungsspannung K>s2 ausnutzt, die von einem Spannungswandler erzeugt wird. Die Spannung Vss2 ist zweimal so groß wie die Spannung V«l und die Spannung K₅sl/4 hat einen Wert gleich einem Viertel des Wertes der Spannung Vs₅I. Ein Impulsmotor M wird durch Feldeffektinverter 325 und 327 betrieben, die eine große Strombelastbarkeit haben. Wenn an den Gates der P-Kanal-MOSFET 326 und 330 ein Signal mit einem niedrigen Potential mit einer Amplitude, die zweimal so groß wie KwI ist. anliegt, werden diese Feldeffekttransistoren durchgeschaltet. Die dargestellte Schaltung hat den Vorteil, daß die Impedanz der MOSFET 326 und 330 im durchgeschalteten Zustand gleich einem Viertel der Impedanz der MOSFET ist, die in einer herkömmlichen Schaltung verwandt werden, in der die Spannungsversorgung K«2 nicht vorgesehen ist. Der Grund dafür liegt darin, daß ein Niederspannungssignal mit einer Amplitude 2Kss1 an die Gates der MOSFET 326 und 330 gelegt wird, um sie durchzuschallen. Der Flächenbereich auf dem Plättchen der integrierten Schaltung der Uhr. der erforderlich ist, um die Inverter für den Antrieb des Motors aufzunehmen, kann daher verringert werden.

Bei der in Fig. 11A dargestellten Schaltung tritt eine derartige Verringerung der Impedanz, verglichen mit einer herkömmlichen Schaltung, nicht auf, wenn die N-Kanal-MOSFET 328 und 332 durchgeschaltet werden. Da jedoch die Gatesignale 329 und 331 im Niederpegelzustand dieser Signale ein Potential haben, das negativer als KwI ist, werden die MOSFET 328 und 332 vollständig gesperrt. Daher ist der Ableitstrom, der in den MOSFET 328 und 332 im gesperrten Zustand fließt, außerordentlich gering.

Wenn d,e Impedanz der MOSFET 328 und 332 im durchgeschalteten Zustand weiter herabgesetzt werden soll, kann das dadurch erreicht werden, daß Kondensatoren zwischen ihre Gates und die Eingänge 329 und 333 und 331 und 339 jeweils geschaltet werden, um eine Gleichstromsperre zu bilden. Die Gates können dann über Dioden mit dem Potential K«l verbunden werden, so daß sie auf dieses Potential geklemmt werden. Der Eingang 334 sollte weiterhin direkt mit dem Gate des MOSFET 326 verbunden sein, während der Eingang 339 weiterhin direkt am Gate des MOSFET 330 liegen sollte. Es kann auch eine zusätzliche Versorgungsspannung der Höhe 2 K₀₀, d. h. eine bezüglich Kod positive Spannung vorgesehen sein. In diesem Fall können die Inverter 325 und 327 über Signale angesteuert werden, deren logische Pegelbereiche zwischen Vss2 und Koo2 liegt.

Aus dem obigen ergibt sich, daß erfindungsgemäß eine elektronische Uhr mit einer außerordentlich niedrigen Leistungsaufnahme geliefert werden kann, um die Lebensdauer der Energiequelle der Uhr zu erhöh·,1. Es ist gleichfalls ersichtlich, daß erfindungsgemäß die Kombination der Herabwandlung der Spannung und der Pegelumwandlung der Signale in einer elektronischen Uhr mit einem außerordentlichen hohen Nutzfaktor bzw. Wirkungsgrad erfolgen kann.

Hierzu 15 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Elektronische Uhr mit einer elektrischen Energiequelle, einem Frequenznormal, einem Frequenzwandler, der mit dem Frequenznormal gekoppelt ist und dessen Ausgangsfrequenz teilt, um Ausgangsimpulse zu liefern, einem Zeitmeßzähler, der mit den Ausgangssignalen versorgt wird, einer Anzeigeeinrichtung zum Anzeigen des Inhalts des Zählers und einer Spannungswandlereinrichtung, die mit der Energiequelle gekoppelt ist, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die niedriger als diejenige der Energiequelle ist, wobei wenigstens eine der aus Frequenznormal, Frequenzwandler, Zeitmeßzähler und Anzeigeeinrichtung gebildeten Schaltungseinheiten mit der niedrigeren Ausgangsspannung der Spannungswandlereinrichtung betrieben wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungswandlereinrichtung (12) eine Anzahl von Kondensatoren (CX, C2 etc.) besitzt, die in mehreren vorbestimmten Verbindurigsrnöglichkciten angeordnet sind und daß eine Anzahl Feldeffekttransistoren (z. B. 44,46) zum periodischen Schalten der mehreren vorbestimmten Verbindungsmöglichkeiten der Anzahl von Kondensatoren (44, 46) bezüglich der Energiequelle angeordnet sind, wodurch die Anzahl der Kondensatoren zur Abgabe der niedrigen Ausgangsspannung periodisch parallel bzw. in Reihe schaltbar sind.

2. Elektronische Uhr nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, 'aß die Spannungswandlereinrichtung einen mit der Energiequelle MO) gekoppelten Signalgenerator (30) aufweist, dessen Ausgangssignal die Feldeffekttransistoren zur Durchführung der Schaltfunktion steuert.

3. Elektronische Uhr nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalgenerator (14) eine Signalformerschaltung (32) für das Ausgangssignal aufweist. *°

4. Elektronische Uhr nach Anspruch 3. dadurch gekennzeichnet, daß die Signalformerschaltung (32) mehrere in Reihe geschaltete Inverter (36, 38, 40) aufweist.

5. Elektronische Uhr nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit einer Klemme der Energiequelle (10) ein Pufferkondensator (C4) verbunden ist und daß eine Schaltvorrichtung (70) zwischen dem Pufferkondenjalor (C4) und einer der Ausgangsklemmen der Feldeffekttransistoren liegt, wobei die Schaltvorrichtung (70) die Ausgangsklemme der Kondensatoren (41) mit dem Pufferkondensator (70) nur dann verbindet, wenn sich die Kondensatoren (41) in einer bestimmten Schaltungsverbindung befinden.

6. Elektronische Uhr nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Energiequelle (10) eine Lithiumbatterie ist.

7. Elektronische Uhr nach einem der Ansprüche I bis 5. dadurch gekennzeichnet, daß die Energiequelle (10) eine Silberoxidbatterie ist.

8. Elektronische Uhr nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Energiequelle (10) eine Spannungsstabilisierungs-Schaltung (120) zur Stabilisierung des Pegels der n,:drigeren Ausgangsspannung gekoppelt ist, die erste Transistoren (122,124,126) als Bezugsspannungsgenerator und einen zweiten die Leistung regelnden Transistor (128) aufweist, der zwischen die Spannungswandlereinrichtung (112) und einen Ausgang des Bezugsspannungsgenerators geschaltet ist.

9. Elektronische Uhr nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schwellenwertspannung der ersten Tranistoren (122, 124, 126) als Bezugsspannung verwendet wird.

10. Elektronische Uhr nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalgt.ierator einen Oszillator (30) aufweist, der mit der Energiequelle (10) zur Abgabe des genannten Ausgangssignals gekoppelt ist

11. Elektronische Uhr nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (30) mehrere in F-ingschaltung gekoppelte Inverter (ζ. Β. 31, 33, 35) besitzt

IZ Elektronische Uhr nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Inverter (z.B. 31) aus zueinander komplementären Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (z. B. 30a 30b) besteht