DE3239432A1

DE3239432A1 - Monolithischer spannungsteiler

Info

Publication number: DE3239432A1
Application number: DE19823239432
Authority: DE
Inventors: David R. 94022 Los Altos Calif. Squires
Original assignee: Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp
Priority date: 1981-12-08
Filing date: 1982-10-25
Publication date: 1983-06-16
Also published as: DE3239432C2; US4433282A; JPH0547847B2; JPS58106619A

Description

PATENTANWÄLTE SCHAUMBURG, SCHULZ-DÖRLAM <& THOBNES IUROPBAN PATENT ATTORNEYS

Intersil, Inc.

10710 North Tantau Avenue Cupertino,California 95014 USA

KARL-HEINZ SCHAUMBURG, Dlpl.-lng.

WOLFQANQ-SCHULZ-OURLAM lng*nl*ur dlplörn* E. N. S. I. Qranobto

DR. DIETER THOENES, Dlpt.-Phys.

I 7031 DE - SBpm

Monolithischer Spannungsteiler

P.O. BOX βΟΙββΟ · D-8000 MÜNCHEN βθ · MAUERKIRCHERSTRASSE 31 TELEFON (089) 987897 und 08789« ■ TELEX 5 22019 ESPAT D

Die Erfindung betrifft einen Spannungsteiler nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Ein solcher Spannungsteiler findet insbesondere Anwendung bei Stromversorgungen für integrierte Schaltungen.

Integrierte Schaltungen benötigen oft eine Stromversorgung mit zwei oder mehr unterschiedlichen Spannungen. Beispielsweise sind bei Flüssigkristallanzeigen mit Multiplexbetrieb, die in quarzgesteuerten integrierten ührenschaltungen vorgesehen sind, oft zwei Betriebsspannungen von z.B. -1,55 Volt und -3,1 Volt erforderlich. Die kleinere Spannung kann direkt von einer Batterie, beispielsweise von einer 1,55 Volt Silberoxidbatterie geliefert werden. Die größere Spannung wird dann von einem Spannungsverdoppler mit geschaltetem Kondensator geliefert, der die Batteriespannung verdoppelt.

Diese Spannungsverdoppler benötigen oft zwei relativ große Kondensatoren, die typisch eine Kapazität von 0,047 Mikrofarad haben. Wegen ihrer relativ großen Kapazität sind diese Kondensatoren meist als keramische Kondensatoren ausgeführt, die im allgemeinen nicht in der integrierten Schaltung mitintegriert sind. Externe Kondensatoren müssen also separat, hergestellt und mit der integrierten Schaltung verbunden werden. Dies kann die Kosten erhöhen und den Herstellungsprozeß komplizieren, wodurch die Kosten des Endprodukts entsprechend hoch sind. Ferner können die externen Verbindungen unterbrochen werden, wodurch die Zuverlässigkeit solcher Elemente abnimmt.

Ferner werden die externen Kondensatoren oft zur direkten Ansteuerung der Anzeige verwendet. Wenn eine Anzeige Strom aus den Kondensatoren entnimmt, so müssen diese wieder aufgeladen werden. Dadurch verbraucht die Ladeschaltung Strom, so daß die Lebensdauer der Batterie verkürzt wird.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte monolithisch integrierte Stromversorgung anzugeben, die zwei unterSchied'-liche Spannungen aus einer Eingangsspannung liefert, ohne daß große externe Kondensatoren nötig sind. Eine solche Schaltung soll als Spannungsteiler mit geringem Stromverbrauch und stabiler Ausgangsspannung arbeiten.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung ermöglicht den Aufbau einer Spannungsteilerschaltung, die zwei relativ kleine Kondensatoren enthalt, welche auf einer monolithisch integrierten Schaltung integriert sein können. Die beiden Kondensatoren werden periodisch zwischen zwei Zuständen umgeschaltet. Im ersten Zustand sind sie in Reihe geschaltet, und die Spannung einer Stromversorgung wird an diese Reihenschaltung angelegt. Im zweiten Zustand sind die beiden Kondensatoren parallel geschaltet. Zwischen diesen beiden Zuständen werden sie durch ein Steuersignal wiederholt umgeschaltet. Wie aus der folgenden Beschreibung hervorgeht, nähert sich die Spannung an jedem Kondensator asymptotisch dem halben Spannungspegel der Versorgungsspannung an. Somit teilt oder halbiert der Spannungsteiler die Versorgungsspannung, die von der Stromversorgung geliefert wird.

Die an den Kondensatoren erhaltene Spannung wird als Referenzspannung einem Spannungsregler zugeführt, der einen hohen Eingangswiderstand hat. Der Spannungsregler enthält einen Treiber-Puffer, der die zweite Versorgungsspannung mit dem Wert der halben Eingangsspannung an eine Ausgangslast, beispielsweise an eine Anzeige, abgibt. Diese Komponenten sowie die geschalteten Kondensatoren können insgesamt auf einem einzigen

BAD ORIGfNAl

Schaltungsträger integriert sein, so daß der Aufbau von Anordnungen, die zwei Versorgungsspannungen benötigen, vereinfacht wird. Ferner zeichnet sich ein Spannungsteiler nach der Erfindung durch seinen extrem niedrigen Stromverbrauch und stabilen Betrieb aus.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Figuren beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 die Schaltung eines Spannungsteilers gemäß einem

vorzugsweisen Ausführungsbeispiel, Fig. 2A und 2B zwei abwechselnd eingeschaltete Betriebszu-

stände des in Figur 1 gezeigten Spannungsteilers, Fig. 3 das Zeitdiagramm verschiedener Steuersignale für die

Spannungsteilerschaltung nach Figur 1, Fig. 4A bis 4D ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung

und
Fig. 5A und 5B ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung.

In Figur 1 ist eine Spannungsteilerschaltung 10 dargestellt, die gemäß der Erfindung aufgebaut ist. Diese Spannungsteilerschaltung 10 enthält einen Abschnitt 12 zur Spannungshalbierung, der eine Eingangsspannung von -3,0 Volt, die an einer Leitung 14 zugeführt wird, auf eine Ausgangsspannung von -1,5 Volt halbiert, die an einem Ausgang 16 erscheint. Weitere Spannungen können nach diesem Prinzip erzeugt werden, wobei ihr jeweiliger Wert von dem jeweiligen Anwendungszweck abhängt.

Die Spannungsteilerschaltung 10 kann als Teil einer monolithischen integrierten Schaltung vollständig integriert sein und beispielsweise zu der elektronischen Schaltung einer digitalen Armbanduhr gehören. Entsprechend kann die Spannungsteilerschaltung 10 als integraler Teil einer Uhrenschaltung zwei verschie-

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- 10 -

dene Versorgungsspannungen (hier -3,0 und -1,5 Volt) abgeben, wie sie im allgemeinen bei einer Flüssigkristallanzeige mit zwei Spannungspegeln bei Multiplexbetrieb (Duplexbetrieb) benötigt werden. Die Flüssigkristallanzeige zeigt die von der Uhrenschaltung erzeugte Zeitinformation an, was oft in digitaler Darstellungsweise geschieht.

Der Abschnitt 12 zur Spannungshalbierung enthält einen ersten Kondensator 18 und einen zweiten Kondensator 20, die abwechselnd zwischen einer Reihenschaltung an der -3,0 Volt Spannung gemäß Figur 2A und einer Parallelschaltung gemäß Figur 2B umgeschaltet werden. Die Ladungspolaritäten der Kondensatoren 18 und 20 werden beibehalten, wenn sie von der Reihenschaltung zur Parallelschaltung umgeschaltet werden. Der positive Anschluß des Kondensators 18 ist mit dem positiven Anschluß des Kondensators 20 beim Parallelbetrieb verbunden.

Während die Kondensatoren 18 und 20 periodisch zwischen diesen beiden Zuständen umgeschaltet werden, nähert sich die Spannung am Kondensator 20 (und damit am Kondensator 18) asymptotisch einem Wert an, der der halben Eingangsspannung enspricht. Diese Spannung an den Kondensatoren 18 und 20, die für das dargestellte Ausführungsbeispiel 1,5 Volt beträgt, wird als Bezugsspannung für einen Spannungsregler 22 (Figur Dbenutzt. Der Spannungsregler 22 enthält einen Differenzverstärker 23 , der einen sehr hohen Eingangswiderstand hat, und einen Puffer-Treibertransistor 24, der an dem Anschluß 16 die Spannung von -1,5 Volt abgibt. Wie aus der folgenden eingehenden Beschreibung noch ersichtlich wird, ermöglicht der hohe Eingangswiderstand des Spannungsreglers, daß die Kondensatoren 18 und 20 ausreichend klein zur Integration auf einer monolithischen Schaltung sind. Ferner puffert der Spannungsregler 22 die Kondensatoren 18 und 20

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gegenüber der Last, wodurch die von der Spannungsteilerschaltung 10 verbrauchte Leistung weiter verringert wird.

Die Steuersignale zur Umschaltung der Kondensatoren 18 und zwischen der Serienschaltung und der Parallelschaltung werden von einer Steuersignalschaltung 26 abgegeben, die mit dem Abschnitt 12 zur Spannungshalbierung verbunden ist. Diese Steuersignalschaltung 26 hat einen Eingang 28 für ein digitales Eingangssignal von 512 Hz, welches zur Erzeugung individueller Steuersignale dient, die mit A, B und B bezeichnet sind.. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel hat das Eingangssignal von 512 Hz einen Logikpegel von -1,5 Volt. Dieser Pegel wird auf einen höheren Pegel von -3,0 Volt durch die Steuersignalschaltung 26 angehoben. Die Steuersignalschaltung 26 erzeugt auch Anfangsverzögerungen der Steuersignale A, B und B zur Verhinderung unerwünschter Ladungsverluste an den Kondensatoren 18 und 20 während der Umschaltung, wie im folgenden noch beschrieben wird.

Die Versorgungsspannung von -3,0 Volt kann durch eine Batterie geliefert werden, beispielsweise durch eine Lithiumbatterie, die typisch Spannungen von 2,8 bis 3,5 Volt abgibt. Somit kann die Leitung 14, die die Versorgungsspannung von -3,0 Volt führt, mit dem negativen Anschluß einer Lithiumbatterie (nicht dargestellt) verbunden sein, während die Nullpotentialleitung 30 mit dem positiven Anschluß der Batterie verbunden ist.

Um die Kondensatoren 18 und 20 über die volle Spannung von -3,0 Volt in Reihe zu schalten, ist ein p-Kanal—Feldeffekttransistor 32 vorgesehen, der den positiven Anschluß des Kondensators 18 mit der Nullpotentialleitung 30 verbindet. Der negative Anschluß des Kondensators 18 wird mit dem positiven Anschluß des Kondensators 20 durch einen zweiten p-Kanal-Schalttransistor 34 verbunden. Der negative Anschluß des Kondensators 20 ist direkt mit der Leitung 14 verbunden, die

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-3,0 Volt führt. Wenn die Schalttransistoren 32 und 34 eingeschaltet werden, so werden die Kondensatoren 18 und 20 über die Eingangsspannung von -3,0 Volt in Reihe geschaltet, wie es in Figur 2A gezeigt ist. Eine Steuersignalleitung 36 von der Steuersignalschaltung 26 liefert das Steuersignal A an die Gate-Elektroden der Schalttransistoren 32 und 34. Diese werden eingeschaltet, wenn das Steuersignal A den Pegel von -3,0 Volt hat, was einem logischen UNTEN-Zustand entspricht.

Der positive Anschluß des ersten Kondensators 18 wird ferner mit dem positiven Anschluß des Kondensators 20 über einen dritten p-Kanal-Schalttransistor 38 verbunden. Der negative Anschluß des Kondensators 18 wird mit dem negativen Anschluß des zweiten Kondensators 20 über einen vierten Schalttransistor 40 verbunden, der ein η-Kanal-Feldeffekttransistor ist. Die Schalttransistoren 38 und 40 werden gesperrt, wenn die Schalttransistoren 32 und 34 eingeschaltet sind, wodurch die Kondensatoren 18 und 20 in Reihe geschaltet werden.

Die Steuersignale für die Schalttransistoren 38 und 40 sind mit B bzw. B bezeichnet. Diese Signale werden über die Steuersignalleitungen 42 und 44 aus der Steuersignalschaltung 26 abgegeben. Wenn das Steuersignal A den logischen UNTEN-Zustand hat (wobei die Schalttransistoren 32 und 34 eingeschaltet sind), so haben die Steuersignale B und B den logischen OBEN-Zustand (Null Volt ) bzw. den logischen UNTEN-Zustand. Die Zeit, während der dip Steuersignale A, B und B diese Logikzustände beibehalten, ist die in Figur 3 gezeigte Periode 1. Somit sind die Kondensatoren 18 und 20 während der Periode 1 in Reihe geschaltet.

Vor dem Beginn der Periode 2,in der die Kondensatoren 18 und 20 parallel geschaltet sind, steigt das Steuersignal A auf den

ORfG,_NAL

^: .:Λ.^{: :}.Λ::. 3239A32

IiOgiJczustand OBEN an, wodurch die Transistoren 32 und 34 gesperrt werden. Dadurch wird der positive Anschluß des Kondensators 18 von der Nullpotentialleitung 30 getrennt. Ferner wird der negative Anschluß des Kondensators 18 von dem positiven Anschluß des Kondensators 20 getrennt. Somit sind die beiden Kondensatoren 18 und 20 nicht mehr in Reihe geschaltet.

Nach einer kurzen Verzögerung von etwa 500 Nanosekunden bis 1 Mikrosekunde fällt das Steuersignal B auf den Logikzustand UNTEN ab, und das Steuersignal B steigt auf den Logikzustand OBEN an. Diese Zeitverzögerung ist in Figur vergrößert dargestellt. Befindet sich das Steuersignal B im UNTEN-Zustand, so wird der p-Kanal-Transistor 38 eingeschaltet, wodurch der positive Anschluß des Kondensators mit dem positiven Anschluß des Kondensators 20 verbunden wird. Der Logikzustand OBEN des Steuersignals B schaltet den n-Kanal-Schalttransistor 40 ein, wodurch der negative Anschluß des Kondensators 18 mit dem negativen Anschluß des Kondensators 20 verbunden wird. Dadurch sind die Kondensatoren 18 und 20 parallel geschaltet, wie es in Figur 2B dargestellt ist. Die kurze Verzögerung zwischen der Sperrung der Transistoren 32 und 34 bis zur Einschaltung der Transistoren 38 und 4 0 verhindert unerwünschte Ladungsverluste an den Kondensatoren 18. und 20 während der Umschaltung zwischen SerJenschaltung und Parallelschaltung. Am Ende der Periode 2 werden die Transistoren 38 und 40 gesperrt, wodurch die Kondensatoren ]8 und 20 voneinander getrennt werden. Nach einer weiteren Zeitverzögerung werden die Schalttransistoren 32 und 34 wieder eingeschaltet, und die Kondensatoren 18 und 20 werden erneut in der nachfolgenden Periode 1 (Figur 3) in Reihe geschaltet.

Die Steuersignale A, B und B werden durch die Steuersignal-

schaltung 26 erzeugt, die einen Inverter 46 enthält. Der Inverter 46 enthält zwei CMOS (Complementär-Metalloxid-Halbleiter)-Transistoren 48 und 50, deren Gate-Elektroden mit dem Eingang 28 verbunden sind und das Signal von 512 Hz erhalten. Die Ausgangssignale der CMOS-Transistoren 48 und 50 sind mit einem ersten Eingang 51 eines CMOS-Pegelwandlers 52 verbunden. Ein zweiter Eingang 53 des Pegelwandlers 52 ist mit dem Eingang 28 bzw. mit dem 512 Hz-Signal verbunden. Der Pegelwandler 52 enthält zwei p-Kanal-Eingangstransistoren 54 und 56, die mit zwei über Kreuz verbundenen n-Kanal-Transistoren 58 und 60 verbunden sind. Der Ausgang des n-Kanal-Transistors 60 und des p-Kanal-Transistors 56 bilden einen Ausgang 61 des Pegelwandlers Der Ausgang 61 ist mit der Steuersignalleitung 36 verbunden, die das Steuersignal A führt. Der Ausgang des p-Kanal-Transistors 54 und des n-Kanal-Transistors 58 bilden einen invertierten Ausgang 63 des Pegelwandlers 52. Entsprechend wird das Steuersignal B gegenüber dem Steuersignal A invertiert.

Die in Figur 3 gezeigte Zeitverzögerung entspricht der Zeit, die erforderlich ist, damit ein Ausgangsignal des Pegelwandlers 52 den Logikzustand ändert, nachdem das andere Ausgangssignal seinen Logikzustand geändert hat. Die Verzögerung wird durch die Einschaltzeit erzeugt, die ein jeder der n-Kanal-Transistoren 58 und 60 benötigt, wenn der entsprechende p-Kanal-Transistor 54 bzw. 56 gesperrt wird. Die Steuersignalleitung 42 ist auch mit dem Eingang eines zweiten Inverters 62 verbunden, der einen p-Kanal-Transistor 64 und einen n-Kanal-Transistor 66 enthält. Der Ausgang des Inverters 62 ist die Steuersignalleitung 44, die das Steuersignal B führt.

Zur Darstellung des Schaltverhaltens der Spannungsteilerschaltung 10 sei angenommen, daß zunächst die Periode 1 be-

BAD

ginnt. Somit haben die Steuersignale A und B zunächst den UNTEN-Zustand und das Steuersignal B denOBEN-Zustand, wie in Figur 3 gezeigt. Dadurch werden die Schalttransistoren 32 und 34 eingeschaltet und die Schalttransistoren 38 und 40 gesperrt, so daß die Kondensatoren 18 und 20 an der -3,0 VoIt-Versorgungsspannung in Reihe geschaltet sind, wie es Figur 2A zeigt. Als Ausführungsbeispiel für die Arbeitsweise der Spannungsteilerschaltung 10 können die Kondensatoren 18 und 20 einen Wert von 2 Picofarad und 8 Picofarad haben. Diese Werte sind um Größenordnungen kleiner als bei vorbekannten Einrichtungen dieser Art.

Aufgrund der Beziehung

Q = CV

wobei Q die Ladung eines Kondensators,C die Kapazität und V die Spannung am Kondensator ist, kann die Gesamtladung der Kondensatoren 18 und 20 ermittelt werden. Entsprechend können die Einzel spannungen an den Kondensatoren 18 und 20 zu ca. -2,4 und -0,6 Volt berechnet werden, wobei die gesamte anliegende Spannung -3,0 Volt während der Periode 1 des ersten Zyklus trägt. Da die Schalttransistoren 32 und 34 vor der Einschaltung der Schalttransistoren 38 und 4 0 gesperrt werden, ist die Ladung,die sich an den Kondensatoren 18 und 20 während der Periode 1 ansammelt und infolge der Umschaltung von der Reihenschaltung gemäß Figur 2A zur Parallelschaltung gemäß Figur 2B als Verl.ust zu betrachten ist, minimal. Unter der Annahme, daß die gesamte während der Periode 1 berechnete Ladung während der Periode 2 von den Kondensatoren gehalten wird, kann die Spannung an den Kondensatoren 18 und 20 während der Periode 2 berechnet werden, wozu die Beziehung V = Q/C. (C. ist die gesamte Kapazität, der Parallelschaltung) benutzt

BAD

wird. Dabei ergeben sich -0,96 Volt. Somit steigt der Absolutwert der Spannung am Kondensator 20 während des ersten Zyklus der Perioden 1 und 2 von 0,6 auf 0,96 Volt an. (Im folgenden werden die Einzelspannungen an den Kondensatoren als Absolutwerte angegeben, wenn die Spannungspolarität der in Figur 1 gezeigten entspricht)

Während der Periode 1 des zweiten Zyklus werden die Kondensatoren 18 und 20 wieder an der Eingangsspannung von -3,0 Volt in Reihe geschaltet. Die Spannungen und Ladungen an den Kondensatoren 18 und 20 ändern sich in der Periode 1 des Zyklus 2 abhängig von der Differenz zwischen der Eingangsspannung und der doppelten Spannung an den Kondensatoren in der Periode 2 bei Parallelschaltung. Die Verteilung dieser Spannungsdifferenz (als V ._f bezeichnet) ergibt sich entsprechend den folgenden Beziehungen:

Spannungsänderung Kondensator 18 = V_r . _f X c

20/ (C +C ) ' ⁽ 18 20^;

Spannungsänderung Kondensator 20 = V_n,_f X c / (c + c )
^U18^{7 lC}18 ^C20^;

Wobei die Kapazität der Kondensatoren 18 und 20 mit C₁₀ bzw. C-„ bezeichnet ist. Unter Verwendung der vorstehenden Beziehungen zeigt sich, daß die Spannungsdifferenz V ._f einen Wert von 1,08 Volt hat. Die Spannungsänderung am Kondensator 18 beträgt 0,864 Volt und die Spannungsänderung am Kondensator 20 beträgt 0,216 Volt. Die Spannung am Kondensator 20 ist daher 0,96+0,216 = 1,176 Volt am Ende der Periode 1 des Zyklus 2. Die Ladung kann dann wie zuvor berechnet werden, und die Spannung der Parallelschaltung des Zyklus 2 ergibt sich dann mit 1,3056 Volt.

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t * ψ

- 17 -

Während der Periode 1 des dritten Zyklus ändern sich die Spannungen an den Kondensatoren 18 und 20 wie zuvor im Zyklus 2. Die Spannungsdifferenz ist jedoch V_._f abzüglich dieser Zeit (0,3888 Volt). Deshalb ist die Änderung am Kondensator 18 0,31104 Volt und die Änderung am Kondensator 20 0,7776 Volt. Die Spannung am Kondensator 20 während der Periode 2 ist deshalb 1,43 Volt. Der vorstehend beschriebene Vorgang setzt sich fort, bis die Spannungen an den Kondensatoren 20 und 18 den halben Wert der anliegenden Versorgungsspannung bzw. 1,5 Volt jeweils erreichen. Die folgenden Zyklen 4 bis 8 ergeben folgende Werte:

Zyklus Spannung am Kondensator 20

4 ],4748 Volt

5 1,4909 Volt

6 1,4967 Volt

7 1,4988 Volt

8 1,4996 Volt

Wie vorstehend angegeben, erreicht die Spännung am Kondensator 20 im Zyklus 8 den Wert von 1,4996 Volt. Somit sind in diesem Beispiel etwa 8 Zyklen nötig, damit siich die Spannung auf dem halben Wert der anliegenden Versorgungsspannung innerhalb eines Schwankungsbereichs von 1 Millivolt stabilisiert. Für den Anwendungsfall bei einer Flüssigkristallanzeige einer Digitaluhr ist eine Toleranz von 50 Millivolt annehmbar.

Die Spannung von -1,5 Volt (bezogen auf den positiven Anschluß der anliegenden Versorgungsspannung) am Kondensator 20 erzeugt eine Referenzeingangsspannung an einem Eingang 70 des Spannungsreglers 22. Der Spannungsregler 22 hat den Verstärkungsfaktor und reguliert die Spannung von -1,5 Volt am Ausgang 16. Zusätzlich puffert der Treibertransistor 24 den Kondensator 20 gegenüber der Last am Ausgang 16.

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Der CMOS-Differenzverstärker 23 des Spannungsreglers 22 hat zwei CMOS-Eingangszweige 7 4 und 76. Der erste Eingangszweig enthält einen p-Kanal-Eingangstransistor 80 und einen n-Kanal-Lasttransistor 82. Ähnlich enthält der zweite Eingangszweig einen■p-Kanal-Eingangstransistor 84 und n-Kanal-Lasttransistor 86. Die Gate-Elektrode des Eingangstransistors 80 ist der nicht invertierende Eingang des Differenzverstärkers 23 und ist mit dem Kondensator 20 über die Eingangsleitung 70 verbunden. Die Gate-Elektrode des Eingangstransistors 84 ist der invertierende Eingang 88 des Differenzverstärkers 23.

Der Eingangstransistor 80 des Differenzverstärkers hat einen extrem hohen Eingangswiderstand und belastet den Referenzkondensator 20 nur unwesentlich. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Eingangstransistor 80 ein MOSFET mit isoliertem Gate, dessen Eingangswiderstand über 100 MOhm liegt. Da der Eingangstransistor 80 dem Kondensator 20 praktisch keinen Strom entnimmt, sind die Speicheranforderungen an die Kondensatoren 18 und 20 entsprechend gering.

Der Differenzverstärker 23 hat ferner eine Stromquelle 90, die mit dem ersten und dem zweiten Eingangszweig 74 und 76 .verbunden ist. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Stromquelle 90 ein in Stromspiegelschaltung betriebener p-Kanal-MOSFET, der nur eine "schwache Inversion" zur Einschaltung benötigt. Diese macht es dann möglich, daß der Spannungsregler 22 einen extrem kleinen Leistungsverbrauch hat, der typisch bei 0,24 Mikrowatt (80 Nanoampere bei 3 Volt) liegt. Somit ist der Stromverbrauch der Spannungsteilerschaltung 10 nahe Null, wenn die Referenzspannung von -1,5 Volt am Kondensator 20 anliegt. Ein geringer Verbrauch ist besonders wichtig für batteriebetriebene Schaltungen, da dann die Lebensdauer der Batterie verlängert wird.

Der Spannungsregler 22 hat ferner einen Frequenzkompensationskondensator 91, der einen Gegenkopplungszweig vom Ausgang 92 des Differenzverstärkers 23 zum invertierenden Eingang 88 bildet. Der Frequenzkompensationskondensator 91 stabilisiert den Verstärker 23 und verhindert Schwingungen. Der Kondensator kann beispielsweise eine Kapazität von zwei bis fünf Picofarad haben.

Der Ausgang 92 des Differenzverstärkers 23 ist mit dem Gate des Puffer-Treibertransistors 24 verbunden. Der Ausgang des Transistors 24 ist mit der Spannungsteilerschaltung 10 beim Ausgang 16 und ferner mit dem invertierenden Eingang 88 des Transistors 84 verbunden. Der Ausgang des Transistors 24 liefert bei 16 die Versorgungsspannung von -1,5 Volt für Laststromkreise wie beispielsweise eine im Duplexbetrieb arbeitende Flüssigkristallanzeige. Entsprechend belastet die Anzeige den Transistor 24 und nicht den Referenzkondensator Da die Kondensatoren 18 und 20 durch die Anzeige (oder den Differenzverstärker 23) nicht belastet werden, können, sie extrem kleine Kapazitätswerte haben, so daß sie auf der integrierten Schaltung mitintegriert werden können.Es ist nicht mehr erforderlich, externe Kondensatoren zu verwenden, die die Kosten und Komplexität beim Zusammenbau von Schaltungen mit zwei oder mehr Betriebsspannungen erhöhen. Ferner erhöht das Fehlen externer Kondensatoren die Zuverlässigkeit der Gesamtanordnung.

Da die Kondensatoren 18 und 20 die Anzeige nicht direkt ansteuern, müssen sie nicht periodisch neu aufgeladen werden, um den von der Anzeige verbrauchten Strom nachzuliefern. Dadurch wird der Leistungsverlust vermieden, den eine Ladeschaltung verursachen würde. Ferner zieht der Puffer-Treiber-

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transistor 24 einen stetigen Versorgungsstrom von der Batterie.

In Transistorschaltungen, die beispielsweise in CMOS-Metallgatetechnik oder anderer Halbleitertechnik aufgebaut sind, kann sich eine parasitäre Kapazität entwickeln. Diese kann, wenn sie nicht korrigiert wird, den Ladungsausgleich der Kondensatoren 18 und 20 verschlechtern, wenn sie zwischen der Serienschaltung und der Parallelschaltung umgeschaltet werden. Diese parasitäre Kapazität ist in Figur 1 durch einen Kondensator 100 dargestellt. Um jegliches Ladungsungleichgewicht, daß aus dieser Kapazität resultiert, zu kompensieren, ist ein Ausgleichskondensator 102 bei dem Schaltungsabschnitt zur Spannungshalbierung vorgesehen. Während der Periode 1 sind die Kondensatoren 100 und 102 durch die Schalttransistoren 32 und 34 kurzgeschlossen, so daß sie keine Ladung enthalten. Während der Periode 2 wird der parasitäre Kondensator 100 auf die Spannung am Schalttransistor 32 aufgeladen. Dadurch kann ein Teil der Ladung vom positiven Anschluß des Kondensators abgeleitet werden. Um diesen Effekt zu neutralisieren, hat der Ausgleichskondensator 102 einen Wert, der praktisch gleich der Kapazität des parasitären Kondensators 100 ist. Der Ausgleichskondensator 102 wird zum Kondensator 100 entgegengesetzt aufgeladen, wodurch sich eine Gesamtladungsinjektion mit dem Wert Null ergibt. .

Die vorstehende Beschreibung läßt erkennen, daß die Spannungsteilerschaltung 10 bei dom dargestellten Ausführungsbeispiel die von einer 3 Volt Lithiumbatterie gelieferte Spannung auf 1,5 Volt herunterteilt, so daß damit eine Flüssigkristall-Uhrenanzeige (im Duplexbetrieb)betrieben werden kann. Die vorstehend beschriebene Schaltuncj kann jede anliegende Spannung mit extremer Genauigkeit halbieren und eignet sich deshalb neben einer Speisung von Flüssigkristallanzeigen auch für zahlreiche andere Anwendungsfälle.

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Es ist ferner darauf hinzuweisen, daß die Spannungsteilerschaltung 10 insgesamt auf einem einzigen Chip oder als Systemkomponente auf einem großen Chip integriert werden kann und keinerlei externe Komponenten benötigt. Ferner hat sie einen extremen niedrigen Stromverbrauch.

Abänderungen der Erfindung sind dem Fachmann möglich. Sie richten sich jeweils nach dem speziellen Anwendungszweck. Beispielsweise kann das in Verbindung mit dem beschriebenen Ausführungsbeispiel angewandte Prinzip der Spannungshalbierung auch zur Spannungsteilung mit einem anderen Faktor von beispielsweise ein Drittel oder zwei Drittel angewendet werden.

In Figur 4A bis 4D ist ein Beispiel für eine Spannungsteilerschaltung dargestellt, die die Versorgungsspannung V unter Anwendung von vier Schaltphasen mit dem Faktor- ein Drittel und zwei Drittel gleichzeitig teilt. Die Schaltungskonfiguration für jede Schaltperiode ist analog den Darstellungen in Figur 2A und 2B vereinfacht dargestellt, wobei die Spannungsteilerschaltung 10 nach Figur 1 zugrunde gelegt ist.

In der Periode 1 sind die drei Kondensatoren 120, 121 und 122 an der Versorgungsspannung ν_β, wie in Figur 4A gezeigt, in Reihe geschaltet. Die Spannungsteilerschaltung nach Figur 4A bis 4D hat zwei Spannungsregler, deren jeder ähnlich dem Spannungsregler 22 nach Figur 1 aufgebaut ist. Entsprechend hat die Schaltung einen ersten Differenzverstärker 23a mit hohem Eingangswiderstand, dessen nichtinvertierender Eingang mit dem positiven Anschluß des Kondensators verbunden ist. Ein zweiter Differenzverstärker 23b des zweiten Spannungsreglers hat einen nichtinvertioronden Eingang, der mit dem negativen Anschluß des Kondensators 120 verbunden ist. Der

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Ausgang eines jeden Differenzverstärkers ist mit einem Treibertransistor (nicht dargestellt) ähnlich dem Transistor 24 nach Figur 1 verbunden.

Während der Periode 2 werden die Kondensatoren so umgeschaltet, daß die Kondensatoren 120 und 121 von dem Kondensator 122 getrennt sind und zueinander parallel mit Nullpotential verbunden sind, wie es Figur 4B zeigt. Die Kondensatoren 120 bis 122 werden mit Schalttransistoren geschaltet, die durch ein Schaltsignal ähnlich wie bei der Spannungsteilerschaltung 10 nach Figur 1 gesteuert werden. Die Transistorschalter und die Steuersignalschaltung sind mit 124 bezeichnet, und ihr Aufbau erfolgt auf der Grundlage der entsprechenden Elemente der Spannungsteilerschaltung 10 nach Figur 1 und deren Arbeitsweise. Im übrigen können hier auch andere Logikschaltungen verwendet werden. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind die Kapazitäten der Kondensatoren 120 und 122 mindestens um den Faktor 5 größer als die Kapazität des Kondensators 121. Somit überträgt während der Periode 2 der Kondensator 121 Ladung auf den Kondensator 120, wodurch die Spannungen an den Kondensatoren 120 und 121 angeglichen werden und der Absolutwert der Spannung am Kondensator 120 vergrößert wird.

Nachdem die Kondensatoren gemäß Figur 4C in der Periode 3 wieder in Reihe geschaltet sind, wird zusätzliche Ladung in den Kondensatoren 120 bis 122 gespeichert, abhängig von dem Unterschied zwischen der Versorgungsspannung und den Gesamtspannungen an den drei Kondensatoren am Ende der Periode 2. Dies erfolgt in einer Weise ähnlich wie sie für die beiden Kondensatoren 18 und 20 während der Periode 1 in der Schaltungsanordnung nach Figur 1 beschrieben wurde.

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Die Kondensatoren 121 und 122 sind während der Periode 4 (Figur 4D) parallel geschaltet, wobei der Kondensator 120 von den Kondensatoren 121 und 122 getrennt ist. Der Kondensator 121 überträgt Ladung auf den Kondensator 122, wobei die Spannungen an den beiden Kondensatoren einander angeglichen werden und der Absolutwert der Spannung am Kondensator 122 steigt. Die Schalter und die zugehörige Steuersignalschaltung 124 schalten die Kondensatoren wiederholt durch die in Figur 4A bis 4D gezeigten Betriebsphasen, bis die Spannung an jedem Kondensator 120 bis 122 gleich ist und ein Drittel der Versorgungsspannung V trägt. Entsprechend erreicht die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 23b ein Drittel der Versorgungsspannung, und der Ausgang des Differenzverstärkers 23a erreicht zwei Drittel der Versorgungsspannung. Eine mögliche Anwendung dieses Spannungsteilers ist die Erzeugung von Spannungen, die zur Speisung einer Dreipegel-Flüssigkrista]lanzeige im Multiplexbetrieb (Triplexbetrieb) erfordorlich sind, wie sie oft in Taschenrechnern vorgesehen ist.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Spannungsteilers mit den Faktoren ein Drittel und zwei Drittel ist in Figur 5A und 5B dargestellt. Diese Schaltung verwendet jedoch eine Umschaltung mit zwei Betriebsphasen. Während der Periode 1 sind die Kondensatoren 130 und 131 in Reihe geschaltet, und eine Parallelschaltung von Kondensatoren und 133 ist zwischen die Kondensatoren 130 und 131 geschaltet. Eine solche Schaltungsanordnung verwendet gleichfalls zwei Spannungsregler, wie sie durch die Differenzverstärker 23a und 23b dargestellt sind. Während der Periode 2, die in Figur 5B gezeigt ist, wird der Kondensator mit dem Kondensator 130 parallel geschaltet, wahrend der Kondensator 133 mit dem Kondensator IH parallel geschaltet wird,

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Mehrere Transistorschalter und eine Steuersignalschaltung* gezeigt bei 124a, schalten die Kondensatoren 130 bis 133 periodisch zwischen den für die Periode 1 und 2 gezeigten Betriebszuständen um. Die Steuersignalschaltung 124a ist mit den Transistorschaltern ähnlich derjenigen nach Figur und 4A bis 4D aufgebaut. Das in Figur 5A und 5B gezeigte Ausführungsbeispiel hat den Vorteil, daß nur zwei Betriebsphasen vorgesehen sind.

Jedes der vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele hat einen extrem geringen Stromverbrauch. Außerdem können die Schaltungen als Systemkomponente einer integrierten Gesamtschaltung vorgesehen sein und benötigen keinerlei externe Komponenten.

Andere Teilerverhältnisse wie beispielsweise ein Viertel oder ein Fünftel der Versorgungsspannung sind gleichfalls möglich. Deshalb ist die Erfindung nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt.

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Claims

Pat e η ta ns ρ r ü c h e

Monolithisch integrierte Spannungsteilerschaltung zur Teilung der von einer Stromquelle abgegebenen Spannung« gekennzeichnet durch mehrere Kondensatoren (18, 20), von denen einer (20) ein Referenzkondensator ist, durch Schältervorrichtungen (32, 34, 38, 40) zur periodischen Verbindung der Kondensatoren (18, 20) in Reihenschaltung mit der Stromquelle während einer ersten Periode und zur Verbindung eines Kondensators (18) parallel mit dem Referenzkondensator (20) während einer zweiten Periode, so daß die Spannung an dem Referenzkondensator (20) eine Referenzspannung ist, die sich einem vorbestimmten Bruchteil der von der Stromquelle abgegebenen Spannung annähert, und durch einen Spannungsregler (22) , dessen Eingang mit dem Referenzkondensator (20) verbunden ist und dessen Ausgang (16) eine Versorgungsspannung mit dem vorbestimmten Bruchteil der Spannung der Stromquelle abgibt und der einen extrem hohen Eingangswiderstand zur minimalen Belastung der Kondensatoren (18, 20) hat.
2. Spannungsteilerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Bruchteil 1/2 ist.
3. Spannungsteilerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Bruchteil 1/3 ist.
4. Spannungsteilerschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsregler (22) einen Differenzverstärker (23) mit einem Eingangstransistor (80) mit einem Eingangswiderstand über 10 Megohm und einer mit dem Referenzkondensator (20) verbundenen Steuerelektrode aufweist.

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5. Spannungsteilerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (23) eine Stromquelle (90) mit schwacher Inversion aufweist.
6. Spannungsteilerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsregler (23) einen Puffer-Treiber (24) zur Verbindung mit einer Last aufweist, der die Kondensatoren (18, 20) gegenüber der Last puffert und deren Aufladung durch die Last verhindert.
7. Spannungsteilerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle an ihrem positiven Anschluß über einen ersten Schalttransistor (32) mit einem Anschluß des ersten Kondensators (18) verbunden ist, dessen anderer Anschluß über einen zweiten Schalttransistor (34) mit dem einen Anschluß des zweiten Kondensators (20) verbunden ist, und daß der andere Anschluß des zweiten Kondensators (20) mit dem negativen Anschluß der Stromquelle verbunden ist, wobei die Schaltervorrichtungen eine Steuersignalschaltung (26) umfassen, die den ersten und den zweiten Schalttransistor (32, 34) während der ersten Periode einschaltet, so daß die Kondensatoren (18, 20) während der ersten Periode in Reihe an die Stromquelle angeschaltet werden.
8. Spannungsteilerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltervorrichtungen ferner einen dritten Schalttransistor (38) umfassen, der den positiven Anschluß des ersten Kondensators (18) mit dem positiven Anschluß des zweiten Kondensators (20) verbindet, und daß ein vierter Schalttransistor (40) den negativen Anschluß des ersten Kondensators (18)

mit dem negativen Anschluß des zweiten Kondensators (20) verbindet und daß die Steuersignalschaltung (26) ferner Vorrichtungen zur Sperrung des ersten und des zweiten Schalttransistors (32, 34) und zur Einschaltung des dritten und vierten Schalttransistors (38, 40) während der zweiten Periode aufweist, so daß die Kondensatoren (18, 20) während der zweiten Periode zueinander parallelgeschaltet werden.
9. Spannungsteilerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignalschaltung (26) ferner Verzögerungsvorrichtungen zur Verzögerung der Einschaltung des dritten und vierten Schalttransistors (38, 40) bis zur Sperrung des ersten und zweiten Schalttransistors (32, 34) und zur Verzögerung der Einschaltung des ersten und zweiten Schalttransistors (32, 34) bis zur Sperrung des dritten und vierten Schalttransistors (38, 40) aufweist, um die Entladung der Kondensatoren (18, 20) während der Umschaltung von Reihenschaltung zur Parallelschaltung und umgekehrt zu verhindern.
10. Spannungsteilerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche gekennzeichnet durch einen dritten Kondensator (100), der mit einem der Kondensatoren (18, 20) verbunden ist und die parasitäre Kapazität in der integrierten Schaltung kompensiert.
11. Spannungsteilerschaltung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung (32) zur Verbindung des dritten Kondensators (100) parallel mit dem ersten und zweiten Kondensator (18, 20) während der zweiten Periode zwecks Kompensation parasitärer Kapazität in der integrierten Schaltung.
12. Spannungsteilerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungs-

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regler (22) einen CMOS-Differenzverstärker und einen Puffer-Treibertransistor (24) enthält.
13. Spannungsteilerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Teilung der Spannung einer Stromquelle mit dem Faktor 1/3, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster, ein zweiter und ein dritter Kondensator (120, 121, 122) vorgesehen sind, wobei der dritte Kondensator (122) ein Referenzkondensator ist, daß die Schaltervorrichtungen (124) die Kondensatoren (120, 121, 122) während einer ersten und einer dritten Periode in Reihe an die Stromquelle anschalten und den ersten und zweiten Kondensator (120, 121) während einer zweiten Periode zueinander parallelschalten und den zweiten und den Referenzkondensator (121, 122) während einer vierten Periode zueinander parallelschalten, und daß ein Spannungsregler (23a, b) vorgesehen ist, der einen mit dem Referenzkondensator (122) verbundenen Eingang und einen eine auf 1/3 verringerte Spannung abgebenden Ausgang aufweist.
14. Spannungsteilerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Teilung der Spannung einer Stromquelle mit dem Faktor 1/3, gekennzeichnet durch einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Kondensator (130, 131, 132, 133), wobei der vierte Kondensator (131) ein Referenzkondensator ist, daß die Schaltervorrichtungen periodisch den zweiten und dritten Kondensator (132, 133) einander parallel und die Parallelschaltung in Reihe mit dem ersten und dem Referenzkondensator (130, 131) an die Spannung der Stromquelle während einer ersten Periode anschalten und den ersten und den zweiten Kondensator (130, 132) sowie den dritten und den Referenzkondensator (13 1, 133) während einer zweiten Periode zueinander parallel-

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schalten, und daß ein Spannungsregler (23a, b) vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Referenzkondensator (131) verbunden ist und dessen Ausgang eine Spannung entsprechend 1/3 der Spannung der Stromquelle abgibt.
15. Monolithisch integrierte Spannungsteilerschaltung zur Teilung der von einer Stromquelle abgegebenen Spannung, gekennzeichnet durch mehrere Kondensatoren (18. 20*), "von denen einer ein Referenzkondensator ist, durch Schaltervorrichtungen (32, 34, 38, 40) zufr periodischen Reihenschaltung der Kondensatoren an die Stromquelle während einer ersten Periode und zur abwechselnden Verbindung eines oder mehrerer Paare von Kondensatoren in Parallelschaltung während einer oder mehrerer weiterer Perioden, so da0 die Spannung an jedem Kondensator (18, 20) denselben Spannungswert erreicht und der Referenzköndensator (20) eina Referenzspannung abgibt, die ein Bruchteil der Spannung der Stromquelle ist, welcher von der Zahl der Kondensatoren (18, 20) abhängt, die während der ersten Periode in Reihe geschaltet sind, und durch einen Spannungsregler (22), dessen Eingang mit dem Referenzkondensator (20) verbunden ist und dessen Ausgang (16) eine Versorgungsspannung mit dem vorbestimmten Bruchteil der Spannung der Stromquelle abgibt und der einen extrem hohen Eingangswiderstand aufweist, um die Belastung der Kondensatoren (18, 20) minimal zu halten.