DE2900925A1

DE2900925A1 - Elektronische uhr

Info

Publication number: DE2900925A1
Application number: DE19792900925
Authority: DE
Inventors: Keiichiro Koga; Shigeru Morokawa
Original assignee: Citizen Watch Co Ltd
Current assignee: Citizen Watch Co Ltd
Priority date: 1978-01-11
Filing date: 1979-01-11
Publication date: 1979-08-30
Also published as: CH644242B; GB2097969A; GB2015206B; GB2097969B; GB2097971B; GB2097970B; GB2015206A; GB2097970A; JPS5498677A; CH644242GA3; US4441826A; US4298971A; CH650636GA3; GB2097971A

Description

Elektronische Uhr

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf elektronische Uhren, insbesondere auf elektronische Uhren mit einer Spannungsregulierungs- und Temperaturkompensationseinrichtung, die auf demselben integrierten Schaltungschip ausgebildet ist, welches für die Zeitschaltung und andere Schaltungseinridtungen verwendet wird«.

Beim Entwurf elektronischer Uhren hoher Genauigkeit besteht ein großes Problem darin, Schwankungen in der Frequenz der Zeitnormal-Oszillatorschaltung zu kompensieren. Diese Schwankungen werden durch TemperaturSchwankungen des Quarzkristalls derOszillatorschaltung hervorgerufen. Bisher wurden verschiedene Verfahren entwickelt, dieses Problem zu beherrschen. Das grundlegende Verfahren,was bisher verwendet wurde, verwendete einen Kondensator mit einem geeigneten Temperaturkoeffizienten innerhalb der Normalfrequenz-Oszillatorschaltung, um die Kompensation zu erreichen. Diese Lösung hat verschiedene Nachteile, so z.B. die Änderung der Kapazität mit der Zeit, Schwankungen des Temperaturkoeffizienten bei verschiedenen Quarzkristallen, sowie die Tatsache, daß ein Konderisator normalerweise

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TELEQRAMMe MONAPAT TELEKOPIER6R

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als externes Bauteil mit der integrierten Schaltung der Uhr verbunden sein muß. Ein anderes sich aus Temperatur Schwankungen ergebendes Problem besteht darin, daß im Fall elektro nischer Uhren mit digitaler Anzeige der Kontrast einer Flüssigkristallanzeige mit Absinken der Umgebungstemperatur abnimmt, wenn die an die Anzeige angelegte Treiber-Spannung konstant gehalten wird. Aus diesem Grund ist es wünschenswert eine Einrichtung zur Verfügung zu haben, mit der die Temperatur erfaßt wird und die ein Ausgangssignal abgibt, welches dazu verwendet werden kann, die Laufgeschwindigkeit der Uhr zu erhöhen oder zu erniedrigen und die an eine Flüssigkristallanzeige angelegte Treiberspannung zu variieren und zwar derart, daß Schwankungen in der Umgebungs-Betriebstemperatur der Uhr kompensiert v/erden.

Bei einer elektronischen Uhr nach der vorliegenden Erfindung kann eine solche Einrichtung zur Temperaturerfassung einfach und wirtschaftlich auf demselben integrierten Schaltungschip vorgesehen werden, welches für die Zeitrechnung und andere Aufgaben verwendet wird. V/eiterhin kann eine Spannungsregelungsschaltung auf derselben integrierten Schaltung vorgesehen v/erden, um der Temperaturerfassungsschaltung eine Spannung zu liefern, die unabhängig ist von Spannungsschwankungen in der Batterie der Uhr,wobei solche Schwankungen durch Alterung und Temperaturänderungen verursacht werden können. Die Spannungs-Stabilisierungsschaltung kann weiterhin "Versorgungsspannungen für Teile der Uhrschaltung liefern, beispielsweise für die Anfangsstufen der Frequenzteiler,die sich an den Ausgang des Normalfrequenz-Oszillators anschließen, wodurch diese Teile der Schaltung mit einer geringeren Spannung gespeist v/erden können als der Spannung der Batterie der Uhr. Hierdurch wird eine beträchtliche Herabsetzung des Leistungsver-

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brauchs der Uhr erzielt.

Bei einer erfindungsgemäßen elektronischen Uhr kann die Einstellung des Vor- oder BTachgehens der Zeithaltung in einfacher V/eise mit extrem hoher Genauigkeit durchgeführt werden, ohne daß die Notwendigkeit besteht, einen veränderbaren Kondensator in der Formalfrequenz-Oszillatorschaltung vorzusehen. Eine derartige Einstellung kann ausgeführt werden, indem die Verbindungen eines Satzes externer Klemmen umgeschaltet werden, wobei jede als ein Drei-Positions-Schalter funktioniert. ■

Eine erfindungsgemäße elektronische Uhr eignet sich weiterhin für die Verwendung mit einer Normalfrequenz-Oszillator— schaltung mit hoher Frequenz, beispielsweise in der Größenordnung von 4- Megahertz. Es kann eine Einrichtung vorgesehen sein zum Unterbrechen des Betriebs von mit hoher Frequenz arbeitenden Teilen der Schaltung, um Batterieenergie zu sparen, x^enn die Uhr nicht benutzt wird.

Es ist daher ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte elektronische Uhr zu schaffen, die eine Einrichtung zur Spannungsstabilisierung und Temperaturerfassung aufweist, welche auf demselben . integrierten Schaltungschip ausgebildet ist, welches auch die Funktion der Zeithaltung erfüllt.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine verbesserte elektronische Uhr anzugeben, die eine Einrichtung zur Spannungsstabilisierung und Temperaturerfassung aufweist, wobei eine Ausgangsinformation durch die Temperaturerfassungseinrichtung geliefert wird, welche zum Steuern der Kompensierung im Vor- oder Nachgehen der Zeithaltung bei Temperaturschwankungen dient.

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Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine verbesserte elektronische Uhr zu schaffen, die eine Einrichtung zur Spannungsstabilisierung und Temperaturerfassung besitzt, wobei durch die Temperaturerfassungeinrichtung eine Ausgangsinformation geliefert wird, die zum Steuern von Treiberspannungen dient, welche an eine aus IPlüssigkristallanzeigeelementen bestehende Zellenmatrix speist, um Kontrastschwankungen der Flüssigkristall-Anzeigematrix, die durch Temperaturänderungen hervorgerufen werden,zu kompensieren.

Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine verbesserte elektronische Uhr anzugeben, die eine Spannungsstabilisierungs- und Temperaturerfassungeinrichtung auf v/eist, wobei eine Spannung, die niedriger ist als die Batteriespannung der Uhr, an spezielle Teile derUhrschaltung gegeben werden kann.

Ein zusätzliches Ziel der Erfindung besteht darin, eine verbesserte elektronische Uhr anzugeben, die externe Steuerklemmen besitzt, wodurch ein Vor- oder Nachgehen der Zeithaltung der Uhr präzise eingestellt v/erden kann, indem externe Verbindungen der externen Steuerklemmen umgeschaltet xverden.

Die vorliegende Erfindung schafft demnach eine elektronische Uhr mit einerSpannungsstabilisierungs-, Temperaturerfassungsund Batteriespannungs-Erfassungseinrichtung, die auf derselben integrierten Schaltung ausgebildet ist wie die Schaltung zur Zeithaltung; die Uhr besitzt externe Klemmen zum schrittweisen gewichteten Einregeln des Vor- oder Nachgehens der Zeithaltung.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

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Pig. 1 ein grundlegendes Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen elektronischen Uhr,

Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm eines Spannungsstabilisators, einer Temperaturerfassungseinrichtung sowie einer Spannungsumwandlungsschaltung für eine erfindungsgemäße elektronische Uhr,

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Temperaturerfassungsschaltung,

Fig. 4· A und B jeweils graphische Barstellungen, die die Kennlinien einerbeispielsweise in S¹Ig. 2 gezeigten Temperaturerfassungsschaltung, sowie Regelcharakterist ika einer Spannungsstabilisierungsschaltung, wie sie beispielsweise in Fig. 2 gezeigt ist, veranschaulicht,

Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der Spannungsstabilisierungs- und Temperaturerfassungsteile der in Fig. 2 dargestellten Schaltung,

Fig. 6 A und B allgemeine Blockdiagramme von Ausführungsbeispielen einer erfindungsgemäßen elektronischen Uhr,

Fig» 7 A bis 7 D jeweils Ausschnitte eines Schaltungsdiagramms eines Ausführungsbeispiels einer integrierten Schaltung für die in Fig«, 6 gezeigte elektronische Uhr,

Fig., 7 E ein Blockdiagramm einer S_chaltungsanordming , die für die Temperaturkompensation des Nach·= und Vorgehens in der Zeithaltung geeignet ist,

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Fig. 8 A bis 8 F Impulsdiagrainme für verschiedene durch die Schaltungen in den Fig. 7 A bis 7 D erzeugte Signale,

Fig. 9 A eine schematische Ansicht einer elektrooptischen Anzeige mit Ziffern- und Segmentelektroden, die in Matrixform angeordnet sind,

Fig. 9 B einen Teil der elektrooptischen Anzeige,

Fig. 9 0 ein vereinfachtes Blockdiagrainm einer elektronischen Uhr, die die elektrooptische Anzeige gemäß den Fig.9A und 9 B einschließt,

Fig. 9 D ein in Blockdiagramm dargestelltes Beispiel einer Schaltungsanordnung, die für die Temperaturkompensation eines Anzeigekontrasts der elektrooptischen Anzeige ausgelegt ist,

Fig. 9 E bis G verschiedene Modifikationen der in Fig.9 D dargestellten Schaltung,

Fig. 9 H bis 9 I« Impulsdiagramme von Ziffern- und Segmenttreibersignalen,

Fig. 9 M und 9 N .jeweils graphische Darstellungen, die die Kennlinien einer Flüssigkristallanzeige zeigen,

Mg.10 A ein Schaltungsdiagramm einer in den Fig. 9 C bis 9 F gezeigten Spannungsv/andlerschaltung,

Fig.10 B bis 10 G verschiedene Beispiele von Schaltelementen, die in Fig. 10 A zu sehen sind, und

Fig. 10 H ein Impulsdiagramm verschiedener Signale, die in der in Fig. 10 A gezeigten Schaltung verwendet

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Fig. 1 zeigt ein grundlegendes Blockdiagramm einer elektronischen Uhr nach der vorliegenden Erfindung. Bei der Energiequelle 101 handelt es sich im Fall einer elektronischen Armbanduhr um eine Batterie. Die Energiequelle 101 speist eine Spannungsstabilisierungsschaltung 102, deren Ausgangsspannung bezüglich Änderungen in der Spannung der Energiequelle stabilisiert ist. Solche Schwankungen werden durch Laständerungen, durch Auswirkungen von Temperaturänderungen oder Alterung auf den Innenwiderstand der Energiequelle 101 hervorgerufen.

Bei einer temperaturempfindlichen Schaltung IO5 handelt es sich beispielsweise um einen Ringoszillator. Ein Ringoszillator eignet sich äußerst gut als Spannungserfassungseinrichtung in eine? elektronischen Uhr, da Signale genau bekannter Frequenz verfügbar sind, die zum Vergleich mit der Frequenz des Ringoszillators verglichen v/erden können, um Änderungen · in der Frequenz des Ringoszillators aufgrund von Temperaturschwankungen festzustellen. Da die Frequenz des Ringoszillators weiterhin durch Schwankungen in der ihm zugeführten Speisespannung beeinflußt wird, ist es gewöhnlich ebenfalls notwendig, eine Einrichtung zum Stabilisieren der Speisespannung zu schaffen. In der in Fig. 1 gezeigten Schaltung wird die Stabilisierung durch die Spannungsstabilisierungsschaltung 102 durchgeführt. Daher kann die Kombination des Spannungsstabilisators 102 und des Ringoszillators IO5 als eine Temperaturmeßschaltung betrachtet werden. Ein zu Temperaturmeßzwecken dienender Ringoszillator ist erfindungsgemäß aus Elementen wie Feldeffekttransistoren aufgebaut, die direkt auf einem integrierten Schaltungschip (IC) ausgebildet sind, wobei dieses IC auch andere Schaltungseinrich— tungen für die Zeithaltung aufnimmt. Aufgrund der Verwendung derartiger Elemente . hat der Ringoszillator die oben geschilderte gewünschte Abhängigkeit der Frequenz von der

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Speisespannung. Ferner kann ein Ringoszillator so aufgebaut sein, daß ein externes Element, wie beispielsweise ein Thyristor, für die Temperaturempfindlichkeit verwendet wird und ein solcher Oszillator besitzt eine Ausgangsfrequenz, die bezüglich Änderungen in der Spannungsversorgung fast konstant ist. Daher braucht ein Oszillator normalerweise keine stabilisierte Spannungsversorgung. Jedoch erlaubt die Verv/endung eines solchen Oszillators nicht die Integrierung der Temperaturfühl-Bauelemente zusammen mit dem Rest der Uhrschaltung auf einem Halbleitersubstrat. Es besteht daher ein bedeutender Unterschied zwischen einer Schaltung herkömmlicher Art, die als temperaturempfindliches Element beispielsweise einen Thermistor oder einen temperaturempfindlichen üderstand verwendet, und der erfindungsgemäßen Verv/endung eines Ringoszillators als temperaturempfindliches Element.

Bei der erfindungsgemäßen Verwendung eines Ringoszillators als Temperaturfühlelement ändert sich die Schwingungsfrequenz in Abhängigkeit von Änderungen der Spannungsversorgung abrupt, sie ändert sich jedoch nur geringfügig bei Temperaturänderungen. Dies wird an einem Beispiel deutlich, bei dem ein Oszillator, der eine !Frequenz von 350 Hz und eine Versorgungsspannung von 1,5 V besitzt. Die Frequenz ändert sich auf 400 Hz bei einer Spannung von 1,65 V und auf 700 Hz bei einer Versorgungsspannung von 2 V. Jedoch ändert sich die Frequenz lediglich um einen Betrag innerhalb des Bereichs von + 30 Hz für eine Änderung der Umgebungstemperatur von ± 20⁰G, ausgehend von einer Bezugstemperatur von 20 ⁰C. Es istmöglich, die Abhängigkeit der Schwingungsfrequenz von der Spannungsversorgung eines Ringoszillators mit Feldeffekttransistoren durch die Auswahl einer spezxellen Betriebsspannung zu reduzieren, jedoch macht die erzielte Verbesserung lediglich einige Zehntel Prozent aus.

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Es ist bekannt, daß bei einer bestimmten Stärke des Drainstromes sich der Temperaturkoeffizient der Schwellenspannung eines Feldeffekttransistors und der Temperaturkoeffizient der Steilheit aufheben«. Dieser Strom soll als Ido bezeichnet werden. Ist der Drainstrom größer als Ido bei relativ hoher Gatespannung, so herrscht die Temperaturabhängigkeit der Steilheit vor. In diesem Fall wird die Frequenz eines Ringoszillators, der solche !Feldeffekttransistoren besitzt, bei ansteigender Temperatur abnehmen. Ist der Drainstrom kleiner als Idobei relativ geringer Gatespannung, wird die Frequenz des Ringoszillators mit ansteigender Temperatur zunehmen aufgrund der Wirkung des Temperaturkoeffizienten des Schwellenwertes. V/ird daher ein solcher Oszillator für Temperaturmeßzwecke verwendet, muß das Maß der durch die Spannungsregulierungsschaltung geschaffenen Stabilisierung das Verhältnis von Schwankungen in der stabilisierten Ausgangsspannung bezüglich den Änderungen der Batteriespannung in der Größenordnung von 1/5 bis 1/100 000 reduzieren. Weiterhin ist es notwendig, daß der Arbeitspunkt der in einem solchen Oszillator verwendeten Transistoren auf einen Strom wert eingestellt wird, der sich beträchtlich von Ido unterscheidet.

An dieser Stelle soll hervorgehoben werden, daß es nicht notwendig ist, daß der Temperaturkoeffizient des Spannungsstabilisators sehr niedrig ist» Eine Kombination eines Spannungsstabilisators mit einem großen Temperaturkoeffizienten und eines Ringoszillators mit einem sehr niedrigen Temperaturkoeffizienten wird ebenfalls als Temperaturmeßschaltung dienen. Dies ist der Grund dafür, daß in Fig. 1 der Block 110 als ein Temperaturmeßschaltungsteil betrachtet werden sollte«,

Gemäß Fig., 1 empfängt ein Hauptkörper 104- der Uhr von der Energiequelle 101 Energie, und er empfängt Temperatur=-

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information von dem Temperatursensorteil 110. iiie durch die gestrichelte Linie angedeutet ist, ist es ebenfalls möglich, Teile der Uhr von der Spannungsstabilisierungsschaltung 102 aus zu speisen. Beispielsweise ist bei einer großen elektronischen Uhr mit Trockenbatterie die Änderung der B_atteriespannung mit der Zeit beträchtlich. Aus diesem Grund ist es wünschenswert, der Quarzkristall-Kormalfrequenzoszillatorschaltung der Uhr eine stabilisierte Spannung zuzuführen. In einem solchen Fall ist es notwendig, den Drainstrom der in der Spannungsstabilisierungsschaltung 102 verwendeten Transistoren so zu wählen, daß der Temperaturkoeffizient der Schaltung in der obengeschilderten V/eise minimiert ist. Dies kann beim Entwurf der IC— Struktur'durch entsprechende Auslegung der Kanallänge und -breite der Transistoren geschehen.

!"ig. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer Spannungsstabilisierungs- und Temperatursensorschaltung nach der Erfindung. Es ist eine Uhr-Batterie 201 vorgesehen und ein Widerstand 202 ist an eine Kette von n-Kanal-Feldeffekttransistoren 203, 204, 205 und 206 geschaltet. Die Drain- und Gate-Anschlüsse jedes der Transistoren 203 bis 206 sind zusammengeschaltet, wodurch die Spannungs-Strom-Kennlinie jedes Transistors derjenigen einer Zenerdiode ähnelt. Anders ausgedrückt: Zwischen den Source- und Drain-Anschlüssen jedes Transistors kann fast kein Strom fließen, während die Spannung zwischen diesen Anschlüssen kleiner ist als die Schwellenspannung, wohingegen ein Stromfluß unmittelbar einsetzt, wenn die Spannung zwischen Source- und Drain den Schwellenwert überschreitet. Diese Schwellenspannung soll als Vm₁T bezeichnet werden. Ist die Spannung der Batterie 201 gleich der oderkleiner als die Schwellenspannung der in Reihe geschalteten Transistoren 203 bis 206, dann ist die Spannung an diesen Transistoren genauso groß wie die der

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Batterie» Ist die Batteriespannung größer als die Gesamtheit der Schwellenspannungen der Transistoren 203 bis 206, ist sie beispielsweise größer als 4 „ Vrpjj, tritt die Spannungsdifferenz am Widerstand 202 auf, während eine etwas über 5 - Vm₁T liegende Spannung an den Transistoren 204 bis 206 liegt. Der Drainanschluß des Transistors 203 ist mit dem Gate eines IT-Kanal—Transistors 208 verbunden, dessen Drainleitung an einen Widerstand 207 angeschlossen ist. Der Widerstand 207 und das Bauelement 208 bilden eine Stromquelle» Eine Spannung Vr™ liegt zwischen dem Gate und der Source des Transistors 208, während eine Spannung. 2· . ν,™ am Widerstand 207 liegt«. Demzufolge ist der Drainstrom des Transistors 208 annähernd gleich dem Wert, der durch Teilen der Spannung 3 · Vm^ durch den v/iderstandswert des Widerstandes 207 erhalten wird» Jedoch verursacht ,jede beträchtliche Änderung der Batterie spannung, derzufolge sich die Gatespannung des Transistors 203 ändert, eine leichte Änderung des Drainstroms des Transistors 208. Somit bilden der Widerstand 202 und die Transistoren 203 bis 206 eine Konstantspannungsschaltung, wohingegen der Widerstand 207 und der Transistor 208 eine Konstantstromschaltung, die durch die Spannung 3 . Y^ an den Transistoren 204 bis 206 betrieben wird, bilden. Bs istmöglich, solche Schaltungen zu kaskadieren, indem die am Widerstand 207 anliegende Spannung auf eine nachfolgende Spannungsregulierungsschaltung gegeben wird«

Die Gate- und Drain-Anschlüsse von in Serie geschalteten P-KanaL-Transistoren 211, 212, 213 und 214 sind miteinander verbunden, um eine Konstantspannungsanordnung zu bilden mit einerSpannungs-Strom-Kennlinie, die oben für die Transistoren 203 bis 206 erläutert wurde. Der Drainstrom des Transistors 208 fließt durch die Transistoren 211 bis 214_O Da dieser Drainstrom angemessen konstant ist, erscheint

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zwischen der Source des Transistors 211 und dem Drain des Transistors 214- eine Spannung, die in hohem Maße konstant ist bezüglich Änderungen der Spannungen der Batterie 201.

Es besteht die Möglichkeit, eine Anzahl von Spannungsstabilisierungsschaltungen,wie sie in Fig. 2 gezeigt ist, zu kaskadieren, um je nach. Wunsch einen entsprechend hohen Grad an Spannungsstabilisierung zu erhalten. Eine solche Kaskadierung wird erleichtert durch die Verwendung alter-•nierender P-Kanal- und N-Kanal-Transistoren für aufeinander folgende Spannungsstabilisierungsstufen, die alternierend an den positiven und den negativen Pol der Energiequelle geschaltet sind. Der von einer Spannungsstabiüsierungsschaltung, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist, aufgenommene Stromverbrauch ist niedrig, beispielsweise wenige üTanoampere, und zwar aufgrund der Verwendung von Feldeffekttransistoren. Der Ausgang der Spannungsstabilisierungsschal tung nach Fig. 2 wird dem Gateanschluß eines P-Kanal-Feldeffekttransistors 215 zugeführt, der als Sourcefolger geschaltet ist. Der Sourceanschluß des Transistors 215 ist an die üiederspannungsseite einer Ringoszillatorschaltung 221 angeschlossen, die als gestricheltes Rechteck angedeutet ist. Ein Widerstand 221 und ein Kondensator 216 sind vorgesehen, um eine ausreichende Phasenverschiebung im Rückkoppelkreis des Oszillators zu erreichen, es kann jedoch auch möglich sein, eines oder beide Bauelemente fortzulassen, abhängig davon, welcher spezielle integrierte Schaltungsentwurf zugrundeliegt. Wie zuvor bereits erwähnt wurde, kann Temperaturinformation von dem Ringoszillator 221 erhalten werden, indem die Oszillatorfrequenz mit der Frequenz eines Normalsignals verglichen wird. Auf diese -Weise kann ein Signal erhalten werden, das dazu verwendet werden kann, eine Kompensation für Schwankungen in der Frequenz des Quarzkristall-Normalfrequenzoszillators der Uhr,welche durch Temperaturschwan-

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kungen hervorgerufen werden, zu erreichen. Im Fall der in Fig. 2 dargestellten Schaltung \^ird der Ausgang des Ringoszillators 221 ferner dazu verwendet, eine Spannungswandlerschaltung 225 zu treiben, nachdem der Pegel des Ausgangssignals des Oszillators 221 auf den Pegel der Spannungsversorgung umgewandelt wurde» Diese Umwandlung geschieht mittels einer Pegelverschiebungsschaltung 222, die Ausgangssignale 0c und 0c , die an die Spannungswandlerschaltung 225 angelegt werden. Vier Kondensatoren. 251 bis 254· in der Spannungswandlerschaltung 225 werden alternierend umgeschaltet von Serienschaltung zwischen Vjj und V /i der Batterie 201 in Parallelschaltung. Die Serienschaltung wird hergestellt, wenn das Signal 0c auf hohem Potentialpegel V-,·, ist (im folgenden als Η-Pegel bezeichnet), die Serienschaltung wird hergestellt, wenn das. Signal 0c auf niedrigem Potentialpegel V /. ist (nachfolgend als L-Pegel bezeichnet). Dieses Umschalten geschieht mittels Feldeffekttransistoren und spannungsgesteuerten Schaltern, die an die Kondensatoren 251 bis 254- geschaltet sind. Kurze Zeit, nachdem die Netzspannung an die Schaltung angelegt ist, wird die Spannung an jedem Kondensator 251 bis 254· 1/4- der Batteriespannung, und es wird die als Vss,,/^, bezeichnete Ausgangsspannung erhalten. Diese Ausgangsspannung kann dazu ν er v/endet v/erden, Teile der Uhr schaltung, die mit hoher Frequenz arbeiten, zu speisen, beispielsweise die Quarzkristall-Normalfrequenzoszillatorschaltung, die sich an die Normal-Oszillatorschaltung anschließenden Anfangs™ stufen der Frequenzteilung usw. Der Betrieb dieser Schaltungselemente bei Niedrigspannung gestattet eine wesentliche Herabsetzung des Leistungsverbrauchs der Uhr„ Dies ist insbesondere wichtig für Uhren mit Quarzkristall-Oszillatoren hoher Frequenz in der Größenordnung von beispielsweise 4- MHz, da der Strom, der von solch hohen Frequenzen arbeitenden Teilen der integrierten S_chaltung gezogen wird,beträchtlich größer ist als bei Teilen, die

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mit niedrigeren Frequenzen arbeiten, was beispielsweise der Fall ist bei einer Uhr mit einem Normalfrequenz-Oszillator von 50 kHz. Die Verwendung eines derartigen Spannungswandlers mit Kondensatorumschaltung entsprechend der obigen Erläuterung ist vom Standpunkt des Energieverbrauchs ökonomischer als die Verwendung einer Kombination aus v/iderstandselenienten und Halbleiterelementen für die Spannungs— verminderung, da in den Widerstandselementen im letztgenannten Fall die Leistung zwangsläufig verbraucht wird. Da bereits für Temperaturfühl ζ v; ecke ein Ringoszillator zur Verfügung steht, ist es bei einer erfindungsgemäßen Uhr nicht notwendig, einen zusätzlichen Oszillator zum Treiben des Spannungswandlers 223 vorzusehen.

Fig. 5 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer Spannungsstabilisierungsschaltung. Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung verwendet ein spannungsempfindliches Element 314- mit einer nicht linearen Spannungs-/Strom-Kennlinie. Ein solches Element ist typischerweise eine Zenerdiode, Jedoch können verschiedene andere Typen von Bauelementen in einer Schaltung nach Fig. 3 verwendet werden. In diesem Ausführungsbeispiel liegt ein Widerstand 503 in der Drainleitung eines N-Kanal-Feldeffekttransistors 304-, dessen Sourc- und Gateanschlüsse miteinander verbunden sind, um ein .nicht lineares Fühlelement 314 zu bilden. Das Element 314- liegt mit Widerständen 302, 3O8 und 3Ο6 in einer Brückenschaltung. Die Ausgangsleitungen 320 und 330 dieser Brückenschaltung sind an die Eingangsklemmen eines Differentialverstärkers 310 geschaltet, dessen Ausgang wiederum zu dem Verbindungspunkt der V/iderstände 302 und 3Ο8 der Brücken schaltung zurückgeführt ist und dieser Punkt ist weiterhin an den positiven Pol der Batterie 301 über einen Widerstand 3I8 angeschlossen. Diese Schaltung hält an dem Verbindungspunkt der Widerstände 302 und 308 eine konstante Spannung

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aufrecht, ungeachtet der Schwankungen der Spannung der Batterie 301. Eine stabilisierte Spannungsversorgung bei niedrigem Impedanzpegel wird somit von dem Ausgang eines Pufferverstärkers 322 geliefert, von x</elchem ein Eingangsanschluß an den Verbindungspunkt der V/iderstände 302 und 308 angeschlossen sind. Die in Fig« 3 dargestellte Schaltung funktioniert grundsätzlich so, daß sie Änderungen der Differenz zwischen den Spannungen erfaßt, welche an dem nicht linearen Sensoreleiaent 314· und dem Widerstand 3Ο6 entstehen.Aufgrund der hohen Verstärkung des Differentialverstärkers 3IO kann selbst ein nicht lineares Sensorelement,wie beispielsweise eine Gleichrichterdiode mit einer sich relativ glatt ändernden Kennlinie ein hohes Maß an Stabilisierung schaffen. Im lall der in Fig. 2 gezeigten Spannungs-Stabilisierungsschaltung wird eine effektive Stabilisierung bei Verwendung solcher Elemente, die eine sich glatt ändernde Spannungs-/Strom-Kennlinie haben, durch Kaskadierung von Gruppen derartiger Elemente erreicht. Die Verwendung einer Spannungs-Stabilisierungsschaltung entsprechend Fig. 2 oder Fig. 3 ermöglicht eine äußerst effiziente Spannungsstabilisierung, ohne daß die Notwendigkeit besteht,spezielle Elemente mit scharfen nicht linearen Spannungs-/Stromkennlinien zu verwenden, beispielsweise eine Zenerdiade; statt dessen können Bauelemente wie Feldeffekttransistoren, die auf der integrierten S_chaltung der Uhr leicht verfügbar sind, als nichtlineare Spannungs-Fühlelemente verwendet werden.

Es soll nocheinmal die Spannungsstabilisierungsschaltung nach Fig. 2 betrachtet v/erden. Es soll hervorgehoben werden, daß die Verbindung einer Konstantspannungsstufe (bestehend aus dem Widerstand 202 und den Transistoren 203 bis 206) mit einer Konstant stromstufe (bestehend aus dem Widerstand '307 und den Transistoren 211 bis 214·) für sich in der Lage ist, ein hohes Maß an Spannungsstabilisierung zu ermöglichen«

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Dies begründet sich durch die Tatsache, daß beispielsweise dann, v/enn die Spannung der Batterie 201 abfallen sollte, die Spannung an den Transistoren 204 bis 205 ebenfalls abfällt, v/enn auch um einen kleineren Betrag. Als IPolge des letztgenannten Spannungsabfalls jedoch wird der durch den widerstand 207 und die Transistoren 211 bis fließende Strom abnehmen, was ein Abnehmen des Spannungsabfalls an den Transistoren 211 bis 214· zur Folge hat. Die Ausgangsspannung der Schaltung (in diesem Fall von dem Drain-Anschluß des Transistors 213 abgegriffen) wird dadurch bei Abfallen der Batteriespannung kompensiert.

Der Ausgang der Spannungsstabilisierungsschaltung nach Fig. 2 wird über einen Transistor 215 geleitet, der als Sourcefolger geschaltet ist. Zwischen dem Gate und der Source des Transistors 215 erfolgt ein Spannungsabfall, entsprechend der Schwellenspannung dieses Transistors. Dieser Nachteil eines Ausgangs vom Sourcefolgertyp kann durch Verwendung eines negativen Rückkopplungsverstärkers anstelle des Transistors 215 vermieden werden. Jedoch bietet eine Sourcef olger-Ausgangsstufe den Vorteil, daß eine große Phasenreserve erhalten wird, was ein gutes Ansprechen auf 3 ede rasche Änderung der eingegebenen Spannung sicherstellt, ohne daß die Gefahr ungewollter Schwingungen oder Instabilitäten besteht, die bei anderen-Typen negativer Rückkopplungsverstärker besteht, welche eine größere Rückkopplungs-Schleifenverstärkung bestehen.

Um den Spannungsabfall an dem Sourcefolger—Dransistor, der als Ausgang der in Fig. 2 dargestellten Spannungsstabilisie rung sschaltung verwendet wird, zu reduzieren, ist es möglich, die Schwellenspannung des Sourcefolger-Transistors fast auf Null abzusenken, indem eine entsprechende Ionen-Inplantationstechnik verwendet wird,die bereits bekannt ist

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Jüngste Entwicklungen in der Halbleitertechnologie haben es ermöglicht, die Schv/ellenspannungen von Transistoren in speziell lokalisierten Bereichen eines integrierten Schaltungschips herabzusetzen, verglichen mit den Schwellenspannungen von Transistoren in anderen Typbereichen. Eine I on en-Implant at ion zur Herabsetzung der Schwellenspannungen kann auch angev/andt werden, um zu ermöglichen, daß Transistoren in bestimmten Bereichen einer Uhrschaltung, welche bei niedriger Versorgungsspannung betrieben v/erden müssen, um die Leistungsaufnahme herabzusetzen, auch wirklich effektiv bei solch niedrigen Spannungen betrieben werden. Solche Schaltungsteile sind beispielsweise der Normalfrequenz-Quarzkristall-Oszillatorabschnitt, die Anfangsstufen der Frequenzteileranordnung, welche sich an den Ausgang des Sformalfrequenzoszillators anschließen.

In der in Fig. 2 dargestellten S_chaltung wird der Ausgang der Spannungsstabilisierungsschaltung über den Transistor 215 von dem Sourceanschluß des" Transistors 215) und nicht von dem Sourceanschluß des Transistors 214· geleitet. Dies geschieht, um die dem Ringoszillator 221 zugeführte Spannung herabzusetzen und dadurch die dort verbrauchte Energie zu vermindern. Es sollte an dieser Stelle festgehalten werden, daß, weil die Empfindlichkeit des Ringoszillators bezüglich Änderungen in der Spannungsversorgung wesentlich größer ist als seine Empfindlichkeit bezüglich Änderungen der B_etriebstemperatur, der Ringoszillator 221 gleichermaßen gut verwendet werden könnte als Spannungssensorschal~ tung und zwar einfach, indem die Energie direkt von der Batterie 201 und nicht von dem Ausgang des Spannungsstabilisierungs-Ausgangstransistors 215 zugeführt wird» Dies wird anhand eines \\reiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Pig. 7A und 7B i^eiter untenjerläutert» Dort wird ein Ringoszillator alternierend zwischen einem Temperaturfühlmodus und einem

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Spannungsfühlmodus umgeschaltet

Was die Leistungsaufnahme eines Ringoszillators, wie er in Fig. 2 gezeigt ist, betrifft, so gestattet die Zufuhr einer Niedrigspannung an die Oszillatorschaltung in der obenerläuterten Weise, daß eine Leistungsaufnahme von 5 tTano-V/att erzielt wird. Die Leistungsaufnahme des das Ausgangssignal des Ringoszillators 221 empfangenden Pegelverschiebers kann reduziert werden, indem in mehreren Stufen eine Pegelverschiebung erfolgt, abweichend von der Lösung nach Fig. 2, nach der eine einzelne Stufe verwendet wird. In diesem Pail x^ird das Ausgangssignal des Ringoszillators schrittweise entsprechend den Pegelverschiebungsstufen erhöht. Beispielsweise könnte eine zusätzliche Pegelverschiebungsschaltung, die eine der Sourcespannung des Transistors 208 entsprechende negative Versorgungsspannung empfängt, zwischen die Ringoszillatorschaltung 221 und die Pegelverschiebungsschaltung 223 eingefügt werden. Die Pegelverschie bung würde dann anstatt in einer nunmehr in zwei Stufen erfolgen .

V/ie oben bereits erläutert wurde, kann die Ausgangsspannung Vss^ S₁, der Spannungswandlerschaltung 223 verwendet werden, um Teile der elektronischen Uhrschaltung, die mit hoher Frequenz arbeiten, zu versorgen. In diesem Fall kann eine Spannungsstabilisierungsstufe zu dem Ausgang des Spannungswandlers 223 hinzugefügt werden. Ein solcher Stabilisator besteht beispielsweise aus einer Sourcefolgerschaltung, bei der die Ausgangsspannung des Spannungswandlers 223 an den Drainanschluß des Sourcefolger-Transistors angelegt wird und die stabilisierte Ausgangsspannung der Bpannungsstabilisierungsschaltung 200 an den Gateanschluß als Bezugsspannung angelegt wird.

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Anstatt einen temperaturempfindlichen Oszillator, wie beispielsweise den Oszillator^ 221 in Fig. 2„ durch eine Konstantspannungsquelle zu treiben, ist es möglich, ihn durch eine Konstantstromquelle zu treiben» So könnte beispielsweise der Ringoszillator 221 in Fig. 2 von dem Sourceanschluß des Transistors 208sbait von dem Sourceanschluß des Transistors 215 gespeist v/erden. In diesem Fall kann es notwendig sein, einen Koppelkondensator an die Versorgungsleitungen des Oszillators 221 zu legen₉ um sicherzustellen, daß für die Schwingungen eine hinreichend große Schleifenverstärkung vorhanden ist.

Obschon der Oszillator 221 als ein Temperaturfühl-Oszillator oder als temperaturempfiiidlieher Oszillator bezeichnet wurde, wohingegen die Schaltung 200 als Spannungs-Stabilisierungsschaltung bezeichnet wurde, wird auch die Spannungs-Stabilisierungsschaltung 200 einen Temperaturkoeffizienten besitzen, d.h. ihre Ausgangsspannung wird sich bei Änderungen der Betriebstemperatur ändern. Insofern sollte genaugenommen die Kombination aus Spannungs-Stabilisierungsschaltung 200 und Ringoszillatorschaltung 221 als eine •Temperaturfühlschaltung betrachtet werden. Die Transistorelemente der Spannungsstabilisierungsschaltung 200 v/erden bei einem sehr geringen Drainstrom betrieben, so daß der Temperaturkoeffizient der Schv/ellenspannung des Transistors dominiert.· Die Ausgangsspannung des Spannungsstabilisators tendiert daher zum Ansteigen bei Abfallen der Betriebstemperatur. Der Spannungskoeffizient der Kombination von Spannungsstabilisator und Ringoszillator hat einen kombinierten Wert, der von den Temperaturkoeffizienten der Spannungs— Stabilisatorschaltung und der Ringoszillatorschaltung individuell abhängt. Da die Ausgangsspannung der Spannungs-

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Stabilisierungsschaltung mit Abfallen der Betriebstemperatur ansteigt, kann dieser Spannungsanstieg die V/irkung der Temperatur auf die Frequenz der Reoszillatorschaltung aufheben. Daher kann in einigen Fällen die Vervrendung einer Spannungsstabilisierungsschaltung zur Versorgung des Ringoszillators eine Abnahme der Fähigkeit zum Fühlen von Temperaturänderungen zur Folge haben. Dies tritt ein, wenn die Feldeffekttransistoren in der Spannungsstabilisierungsschaltunguaddem Eingoszillator dieselben elektrischen Eigenschaften besitzen. Dieses Problem kann dadurch beseitigt v/erden, daß die Transistoren der Spannungsstab ilisierungsschaltung und der Ringossillatorschaltung bei unterschiedlichen Strompegeln betrieben v/erden.· Alternativ können Transistoren mit unterschiedlichen phy- · sikalischen Eigenschaften, beispielsweise mit unterschiedlichen Kanalbreiten, in der Spannungsstabilisierungsschaltung, bzw. dem Ringoszillator verwendet v/erden. Eine andere Lösung dieses Problems besteht darin, mittels Ionen-iaplantation unterschiedliche elektrische Eigenschaften der Transistoren der Spannungsstabilsierungsschaltung einerseits und der Ringoszillatorschaltung andererseits zu schaffen. Ein weiteres Verfahren zur Lösung- dieses Problems ist im Zusammenhang mit einem v/eiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Fig. 5 nachfolgend erläutert.

Fig. 4-A zeigt eine graphische Darstellung der Temperatur-/ Frequenz-Kennlinie eines Ringoszillators, der aus Feld-■ effekttransistoren auf einem IO ausgebildet ist. Die Ordinatenachse entspricht der Frequenz f, die Abszisse entspricht der Temperatur θ. Die Kurven a, b und c zeigen die Kennlinien, die man erhält, wenn die Oszillatortransistoren mit einer hohen, einer Zwischen- bzv/. einer niedrigen Sourcespannung betrieben werden. Die Kennlinie a re-

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-.2T-

sultiert aus der Abhängigkeit ihrer Ladungsträger-Lebensdauer von der Temperatur» Die Kennlinie c resultiert von der Abhängigkeit der Schwellenspannung der Transistoren von der Temperatur aufgrund einer geringen Drainstromstärke, die durch den Transistor fließt.

Fig. 4B zeigt die Regelcharakteristika . einer Spannungsstabilisierungsschaltung, wie der in 5¹Ig. 2 gezeigten Schaltung. Die Ordinatenachse entspricht der Ausgangsspannung V2 der Schaltung, während die Abszisse der Batteriespannung V1 entspricht. Die Linie 1 in Eig. 4B kennzeichnet die Spannungskennlinie ohne Stabilisierung, welche sich ergäbe, wenn die Transistoren 203 t>is 206 und 211 bis 214 in der Schaltung nach 3?ig. 2 durch Widerstände ersetzt wurden. Die Linie m zeigt die Beziehung zwischen der an dem Gateanschluß des Transistors 215 auftretenden Spannung und der Spannung der Batterie 201. Die Linie η kennzeichnet die Beziehung zwischen der an dein Sourceanschluß des Transistors 215 erscheinenden Spannung (d.h. die Spannung zwischen diesem Punkt und Vdd) und der Batteriespannung.

Fig. 5 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer Kombination bestehend aus Spannungsstabilisierungsschaltung und einer Temperaturfühl-Ringoszillatorschaltung. Eine Batterie 502 besitzt eine positive und negative Versorgungsleitung 584· bzw. 586. Bei einem Widerstand 504 handelt es sich um einen Diffusionswiderstand mit einem hohen f/ert und der Widerstand liegt in Serie mit N-Kanal-Feldeffekttransistoren vom Anreicherungstyp 506, 508, 510, 512 und 514, bei welchen jeweils tier Gate- und Drain-Anschluß zusammengeschaltet sind, um eine Konstantspannungsdiode zu bilden, wie es oben bereits anhand von Figo 2 erläutert wurde. Die Spannung am Drainanschluß des Transistors 510 wird dem

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Gateanschluß des Transistors 526 zugeführt, in dessen Drainleitung ein V/iderstand 524- zur Bildung einer Konstant stromquelle liegt. Der Drainstrom des Transistors 525 fließt durch einen Satz von in Serie geschalteten P-Kanal-Transistoren 528, 530 und 532, bei denen ebenfalls die Gate- und Drain-Anschlüsse jexveils miteinander verbunden sind. Daher kann an dem Drainanschluß des Transistors 528 eine stabilisierte Spannung erhalten v/erden, die an den Gate-Anschluß eines P-Kanal-Transistors 546 gegeben wird."Ein weiterer Satz von als Konstantspannungsdioden geschalteten N-Kanal-Transistoren 548, 550 und 552. liegt in Serie zu dem Transistor 546. Die Spannung an dem Drainanschluß des Transistors 548 wird an einen N-Kanal-Transistor 56Ö gelegt, dessen Gate- und Drain-AnSchlüsse zusammengeschaltet sind und der in Serie mit einem v/iderstand 5S2 an der Batterieladung 536 angeschlossen ist. Der Transistor 550 und der V/iderstand 562 dienen daher als Spannungsteiler, und die am v/iderstand 562 anstehende Spannung wird an den Gateanschluß eines weiteren N-Kanal-Transistors 564 gelegt, der in seiner Drainleitung einen Widerstand 572 auf v/eist, um eine Konstantstromquelle zu bilden. Der Drainstrom <fes Transistors 574 wird durch "in Serie geschaltete P-Typ-Feldeffekttransistor en 580, 578 und 576 geleitet, von denen jeder einen aneinandergeschalteten Drain- und Gate-Anschluß besitzt, um eine Konstantspannungsdiode zu bilden. Die an der Verbindung zwischen den Transistoren 574 und erscheinende Spannung wird an den Gateanschluß eines P-Kanal-Transistors 590 gelegt, der als Sourcefolger mit der negativen Spannungsversorgungsleitung einer Temperaturf ühl-Ringoszillatorschaltung 582 verbunden ist.

Man sieht, daß die Bauteile der in Fig. 5 gezeigten Schaltung mit Ausnahme der Bauteile des Ringoszillators 582 grundsätzlich ein Paar von kaskadierten Span-

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nungsstabilisierungsschaltungen bilden, wobei jede dieser Stabilisierungsschaltungen ähnlich aufgebaut ist wie die Schaltung nach Fig. 2, die oben erläutert wurde. Diese Kaskadenanordnung stellt einen extrem hohen Grad an Spannungsstabilisierung an dem Source-Anschluß .des Transistors 590 sicher. Weiterhin wird der Spannungsabfall an dem V/iderstand 560 ansteigen, wenn die Betriebstemperatur der Schaltung abnimmt» Hierdurch wird vermieden, daß der Spannungskoeffizient des Temperaturfühl— Oszillators 582 dadurch aufgehoben wird, daß die Ausgangsspannung der Spannungsstabilisierungsschaltung dazu neigt, bei Temperaturabfall anzusteigen. Falls notwendig, können mehrere derartige Temperatur—Kompensie— rungstransistoren, wie der Transistor 560 verwendet werden, um den oben erläuterten Effekt zu verstärken.

Die Verwendung von Temperaturkompensationstransistoren in einer Spannungsteileranordnung, für die der in Fig. 5 gezeigte Transistor 560 ein Beispiel ist, gestattet die Verwendung einer. Kombination, bestehend aus einem Spannungsstabilisator und einem temperaturempfindlichen Oszillator auf einem einzelnen IC-Chip, wobei sowohl der Spannungs-. stabilisator als auch die Oszillatorschaltungen Transistorelemente mit derselben geometrischen Ausbildung, denselben elektrischen Eigenschaften und demselben Betriebsstroia umfassen.

Fig., 6A stellt ein Blockdiagramm einer elektronischen Uhr nach der vorliegenden Erfindung dar. Die von der gestrichelten Linie eingefaßten Teile sind auf dem Haupt-IC-Chip der Uhr enthalten« Ein Hormalfrequenzoszillator 510 liefert ein Hormalfrequenssignal an einen Frequenzteiler 412« Der Frequenzteiler 412 gibt ein Normalzeitsignal niedriger Frequenz ab_s welches an eine Treiberschaltung 416 gelegt wird„die Treiberimpulse zum Treiben einer analogen Zeit-

anzeige mit einem Schrittmotor und Zeigern treibt. Die Einregelung des Vor- oder Nachgehens der Zeithaltung kann durchgeführt v/erden, indem Verbindungen innerhalb eines Datenspeichers 4-22 geändert v/erden. Dieser Datenspeicher 4-22 erzeugt die Erzeugung von Korrekturimpulsen durch einen Korrekturimpulsgenerator 4-24·. Dies-e Korrekturimpulse v/erden an eine Addier-/Subtrahier schaltung 4-26 gegeben, in der sie von einem Zeithaltungs—Impulszug des Frequenzteilers 4-12 entweder subtrahiert werden, oder dazuaddiert werden. Die Korrekturimpulse werden in Abhängigkeit davon addiert oder subtrahiert, ob die Klemmen in der Daten-.speihereinheit 4-22 an hohes oder an. niedriges Potential angeschlossen sind.

Eine Spannungsstabilisierungsschaltung 4-28 liefert eine stabilisierte Spannung an einen Sensoroszillator 4-30, damit das Fühlen der Temperatur dadurch bewerkstelligt xtferden kann, daß die Schwankungen in der Ausgangsfrequenz des Oszillators 4-30 durch die Temperaturerfassungsschaltung 4-32 erfaßt werden. Die Steuerung des Vor- und Nachgehens der Zeithaltung zum Kompensieren der Temperatur Schwankungen wird durch einen Ausgang der Schaltung 4-32 bewirkt, der an den Korrektur impulsgenerator 4-24-gelegt wird.

Fig. 6B zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einerelektronischen Uhr gemäß der vorliegenden Erfindung. Das IC-Chipist mit dsm Bezugszeichen 500 versehen. Extern bezüglich des Chips 600 ist eine Datenspeichereinheit 601 vorgesehen, die. zum Korrigieren der Laufgeschwindigkeit der Uhr dient, d.h., zum Korrigieren des Vor- und Nachgehens der Zeithaltung. Dies geschieht durch Einstellen eines oder mehrerer Schalter von zwei Sätzen von Drei-Stellungs-

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schaltern in die erforderliche Stellung. Obschon der Ausdruck "Schalter" hier verwendet wird, bedeutet dies lediglich, daß die Klemme 602A entweder mit der Klemme 602B oder mit der Klemme 602C verbunden v/erden kann, oder aber in einer von den Klemmen 602B und 6020 losgelösten Stellung sein kann. Die Eingangsklemme gedes Schalters umfaßt ein Flip-Flop, welches vorgesehen ist, um die Leistungsaufnahme zu vermindern, die verursacht wird, v/enn die Singangsklemne an den H- oder L-Potential-Pegel gelegt wird. Die Energieversorgung erfolgt durch eine Batterie 60S. Eine Normalfrequens-Oszillatorschaltung

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612 erzeugt ein ITormalfrequenzsignal von 2 Hz, festgelegt durch einen AT-Quarzkristallschwinger 610. Dieses Signal wird an einen Frequenzteiler veränderbaren Teilungsverhältnisses 614- gelegt, und es gelangt über eine Steuerschaltung 616, die verschiedene Funktionen innerhalb der Schaltung des Chips 600 steuert, an einen Impulsgenerator 620. In dem Impulsgenerator 620 findet eine weitere Frequenzteilung statt, um verschiedene Signale, wie beispielsweise die Signale A, B und C, zu erhalten. Diese Signale werden im Zusammenhang mit der Datenspeichereinheit 601 verwendet, um die Laufgeschwindigkeit der Uhr bei einem gevninschten V/ert einzuregeln» Der Impulsgenerator 620 .erzeugt weiterhin Signale mit niedrigem Taktverhältnis (d»h.: niedriges Verhältnis Impulsdauer/Impulsperiode) mit einer Periode von 2 Sekunden und einer Phasenverschiebung von 180°; diese Impulse sind als P. und P-g bezeichnet. Diese Signale werden an eine Anzeige-Treiberschaltung 628 gelegt,■um Treibersignale Q^ und Q_B zu erzeugen, welche den Schrittmotor der analogen Zeitanzeige 608 treiben.

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Sin Laufgeschwindigkeits-Steuersignalgenerator 622 arbeitet zusammen mit der D_atenspeichereinheit 601 und Signalen, die durch die Impulsgeneratorschaltung 620 erzeugt werden, um ein Korrektursignal P-zu erzeugen. Das Korrektursignal P_f wird zum Steuern des Teilungsverhältnisses des Frequenzteilers 614- verwendet. Abhängig von den Stellungen der Schalter 601 und 603 der Datenspeichereinheit 601 werden Korrekturimpulse entweder zu dem Ausgangssignal der Normalfrequenz-Oszillatorschaltung 612 addiert oder von diesem Ausgangssignal abgezogen. Die Geschwindigkeit, mit der die Korrekturimpulse P~ addiert oder subtrahiert werden, bestimmt sich dadurch, welcher der Schalter 601 oder 602 entweder auf die hohe Potentialseite der Batterie 606 (d.h. auf das Erdpotential der Schaltung) oder auf die niedrige Potentialseite der Batterie 606 (d.h. auf die Spannung Vss1) eingestellt wurde.

Ein Satz von Grobeinstell-Frequenzsteuerschaltern 601 ist mit einem Satz von Grobeinstell-Frequenzsteuereingangsklemmen Jc27., Je9, Jc3 und Jd verbunden. Ein Satz von Feineinstell-Frequenzsteuerschaltern 603 ist an einen Satz von Feinfrequenz-Steuereingangsklemmen Jf27, Jf 9, Jf3 und Jf1 auf dem IC-Chip 600 angeschlossen. Befindet sich jede der Eingangsklemmen Jc27, Jc9, Jc5, Jd, Jf27, Jf9, Jf3 und Jf 1 im offenen oder -erdfreien Zustand, so besitzt der Eingangsanschluß eine Spannungswelle von einem Hz. Jede der Grob- und Feinfrequenz-Steuereingangsklemmen ist gewichtet. Wird.beispielsweise die Klemme Jf1 auf das Potential Vss1 durch Einstellen der Datenspeicher 601 eingestellt, vermindert sich die Zeithaltungs-Rate der Uhr um einen Faktor von 4 in 1u .■ tfird die Klemme Jf auf Schaltungserde gelegt, d.h. auf den hohen Potentialpegel, so wird die Zeithaltungsrate oder -geschwindigkeit um einen Faktor von 4-in 10 erhöht. Somit ist eine äußerst

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feine Steuerung des Vor- und Nachgenens der Zeiteimahme möglich, wird die Klemme Jf27 auf das niedrige Potential der Schaltung gelegt, so wird die Geschviindigkeit der Zeit— nähme um den Faktor 108 in1O*~ vermindert, wohingegen bei Verbinden der Klemme mit dem hohen Potential die Rate um 108XnIO"⁸ erhöht wird (d.h. um 1,08-Teile pro Million). In ähnlicher v/eise können, wenn eine gröbere Steuerung der Zeithaltungsgeschwindigkeit erforderlich ist, die Klemmen Jc27 bis Jd selektiv entweder auf das hohe oder niedrige Potential der Batterie 606 gelegt werden. Hierdurch kann das Vor- und Nachgehen - der Uhr innerhalb des Bereichs von 1,2 Teilen in 10~° bis 32,4- Teilen in 10"° eingestellt v/erden. Die Eingängsklemme Jf 1 kann an ein IC-Chip eines Options systems gekoppelt v/erden, -um die Zeitnahmegeschwindigkeit in Abhängigkeit von einem Taktsignal 0O* zu steuern, um Temperaturkompensation zu erreichen. Die Eingangsklemmen JfJ und Jf9 können ferner zum Vorspannen des Schrittmotors verwendet werden, um eine Sekunden-Hull-Stellung, eine Zeigerdrehung im Uhrzeiger- oder Gegenuhrzeigersinn zu erreichen und dgl., wie es beispielsweise in der US-PS 3 948 035 erläutert ist» In diesem Fall sind beide Rücksetzklemmen R^ und Ep auf H-Potentialpegel gelegt.

Ein Schaltungsblock 626 enthält eine Ringoszillatorschaltung, die dazu verwendet v/erden kann, sowohl eine Temperaturfühlung durchzuführen als auch das Abfragen des Spannungspegels der Batterie, indem die S_chaltung abwechselnd an die Spannung der Batterie 606, bzxi. an die stabilisierte Ausgangsspannung der Spannungsstabilisie— rungsschaltung 618 angeschlossen wird» Der S_chaltungsblock 626 enthält weiterhin einen frequenzteiler mit veränderbarem Teilungsverhältnis, wobei das Teilungsverhältnis

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durch Ändern der Verbindungen der Steuerschalter 604 in der Datenspeichereinheit 601 eingestellt v/erden kann. Die Schalter werden an die Steuereingangsklemmen Vr1 und Vr3 des IC-Chips 600 angeschlossen. Ein Ausgangs signal V-g-r von diesem Schaltungsblock veranlaßt, daß der Sekundenzeiger der Zeitanzeige 608 mit einer Geschwindigkeit von 2 mal alle zwei Sekunden vorgerückt i</ird, und nicht mit der normalen Geschwindigkeit von einmal pro Sekunde, wenn die Oszillatorfrequens des Oszillators in dem Block 626 anzeigt, daß die Batteriespannung unter einen vorbestimmten Pegel gefallen ist. Hierdurch wird für den Benutzer der Uhr eine Warnanzeige geschaffen, die angibt, daß ein Batterieaustausch notwendig ist.

Externe Steuerschalter 630 und 632 können an die Steuerklemmen 629 und 631 angeschlossen v/erden, um verschiedene Steuerfunktionen zu erfüllen.

Eine Temperaturkompensierungssteuerschaltung 605 empfängt den Ausgang des Frequenzteilers 614 von der Klemme 635 und den Ausgang des Ringoszillators 626 von der Klemme V-™-(während der Intervalle, in denen der Ringoszillator 626 mit der stabilisierten Ausgangsspannung der Stabilisierungsschaltung 618 versorgt wird), und die Schaltung erzeugt Ausgangssignale b, die an die Fein-Frequenzsteuereingangsklemmen Jf1 bis Jf? angelegt werden. Auf diese Weise kann die Laufgeschwindigkeit der Uhr bei Änderungen der Frequenz des Normalfrequenzgenerators 612 aufgrund von Temperaturauswirkungen auf den Quarzkristallschwinger 610 präzise kompensiert v/erden.

Die Fig.7A bis 7D zeigen jeweils Ausschnitte eines Schaltungsdiagramms des IC-Chips 600 aus Fig. 6. Die nachstehende Beschreibung dieser Schaltung kann, leichter verstanden v/er-

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den, wenn man zusätzlich Bezug nimmt auf die Impulsdiagramme in den Fig. 8A bis 8D, die die in der Schaltung der Pig. ?A bis 7D während einer Periode von zwei Sekunden auftretenden Wellenformen darstellen. Wie man in Fig. 7-A- sieht, ist ein Normalfrequenzgenerator 702 mit Klemmen Xt1 und XtO an einen AT-Quarzkristallschwinger 703 angeschlossen, der bei einer relativ hohen Frequenz von etwa 4 MHz schwingt. Das Ausgangssignal des Schwingers wird an einen dynamischen Teiler-Fünf-Frequenzteiler 704- gegeben. Der Oszillator 702 besitzt einen Kondensator 07, um einen Temperaturwiderstand zu schaffen, sowie einen Eingangskondensator 05 und einen Ausgangskondensator 06. Der so angeordnete Oszillator 702 wird mit einer stabilisierten Spannung beschickt, die weiter unten noch erläutert wird. Der Ausgang des Frequenzteilers 704 wird an statische Frequenzteiler 706, 708 und 710 geführt. Ausgangssignale der Frequenzteiler 706 und 710 v/erden an eine Teilerverhältnis-Steuerschaltung angelegt, die aus Daten-Flip-Flops 722 und 723 sowie Verknüpfungsschaltungen 720 und 724 besteht. Das Teilerverhältnis zwischen Eingangs und dem Ausgang des Frequenzteilers 705 wird dadurch in Übereinstimmung mit dem Korrektursignal Pfc gesteuert, was weiter unten noch erläutert wird. Wenn nämlich das Korrektursignal eine· Frequenz von 1 Hz hat, wird das Teilerverhältnis fein in der Größenordnung von + 1,2 Teilen pro Million eingestellt. Um die Leistungsaufnahme der Hochfrequenzteile der Uhrschaltung zu reduzieren, v/erden die Oszillatorschaltung 702 und die Frequenzteiler 704 und 710 mit einer geringeren Spannung versorgt als der Rest der Schaltung und zwar durch eine Spannungsstabilisierungsschaltung 750 . Am Ausgang des Frequenzteilers 710 ist daher eine Pegelumwandlung notwendig; diese wird durch die Pegelumwandlungsschaltung 726 durchgeführt. Die pegelverschobene Ausgangsgröße wird über Verknüpfungsglieder 727 und

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729 an einen statischen Frequenzteiler 781- gegeben. Der Frequenzteiler 7S^i erzeugt verschiedene Rechteeksignale θ Q. bis Oq, wobei das letztgenannte Signal eine Periodendauer von einer Sekunde hat. Diese Signale werden an Verknüpfungsschaltungen 782 angelegt, um Zeitsteuersignale A, B, C, D und E zu erzeugen; diese werden zum Erzeugen von 1/ichtungssignalen P^, P^, Pq und Έ^η verwendet, die zum Erzeugen des Korrektursignals Pfc Verwendung finden, und sie werden weiterhin benutzt, um abwechselnd die Batteriespannung und eine stabilisierte Spannung von der Spannungsstabilisierungsschaltung 750 an eine Ringoszillatorschaltung 791 zu legen.

Um eine zufriedenstellende Arbeitsweise bei geringem Speisespannungspegel sicherzustellen, besitzen die Transistoren, die in dem Negator 702, den Frequenzteilern 704, 7Ο6 und 70S, den Flip-Flops 722 und 723 sowie den Verknüpfungsschaltungen 720 und 724- verwendet v/erden, eine niedrigere Schwellenspannung als die in den übrigen Teilen des IC-.Chips verwendeten Transistoren, nämlich eine Schwellenspanming von 0,25 Volt im Gegensatz zu einem Schwellenwert von 0,5 Volt in den übrigen Teilen der integrierten Schaltung. Zusätzlich besitzt das Gateoxid in diesen Transistoren, die eine geringe Schwellenspannung aufweisen, eine Filmdichte von 3OO S, verglichen mit einer Stärke von 1000 2 in den Transistoren der übrigen Teile des IC-Chips. Für dieses Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird das Absenken der Schwellenspannung durch Variieren der Geometrie der Transistorenmuster erreicht. Jene Transistoren, die eine geringe S_chwellenspannung besitzen, haben eine Kanallänge von etwa 4- Mikron und eine Kanalbreite von etwa 4- Mikron, wohingegen die Transistoren der übrigen Teile in der intregrierten Schaltung eine Kanalbrelte von 8 Mikron und eine Kanallänge von 8 Mikron besitzen.

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Die Verminderung der Kanallänge und Kanalbreite in den Transistoren eines IG-Chips kann es mit sich bringen, daß bei der Herstellung eine geringere Anzahl brauchbarer Chips erhalten wird» Indem man jedoch lediglich die Kanalbreite und -länge von Transistoren vermindert, die eine hohe Betriebsgeschwindigkeit innerhalb der integrierten Schaltung auf v/eisen, kann die Herabsetzung der Ausbeute brauchbarer Bauelemente minimal gehalten werden.

Es ist weiterhin möglich, selektiv die Sehv/ellenspannung von Transistoren in dem mit hoher Betriebsgeschwindigkeit arbeitenden Teil des IC mittels Ionenimplantation zu senken.

Selektive Behandlung lediglich der Transistoren im Schaltungsteil für Hochgeschwindigkeitsbetrieb ist darüberhinaus im Hinblick auf die Dicke.des Gateoxidfilms wünschenswert. Um Signale geringer Amplitude zuzulassen, ist es notwendig, die Dicke dieses Gateoxidfilms so weit wie praktisch möglich zu vermindern. Hierdurch neigen die Transistoren jedoch zu Leckströmen und so ist es wünschenswert, einen dünnen Gateoxidfilm lediglich in denjenigen Teilen der Schaltung zu verwenden, die bei hoher Frequenz arbeiten, d„h„ in dem Teil der Schaltung, der eng mit dem Normalfrequenz-Quarzkristallsehwinger zusammenarbeitet.

Verknüpfungsglieder 782 erzeugen xveiterhin ein Signal PT"", das durch den Negator 734 invertiert wird, um ein Signal ' P^ zu erzeugen, das in den Gattern mit dem Signal A und mit einem Signal 0_^ verknüpft wird, um alternierend Treiberimpulse Bg und P^ zu erzeugen. Diese Impulse besitzen ein sehr niedriges Tasteverhältnis von 798 Millisekunden bei einer Periode von 2 Hz₉ und die Signale sind

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um 18o° phasenverschoben. Von Ausgangsverstärkern 785 und 786 werden auf diesen Signalen Ausgangstreiberimpulse Q. und Q-n erzeugt.

Der bei der vorliegenden Erfindung eines integrierten Schaltungstyps verwendete Schrittmotor ist von dem Typ, der bei Zuführen aufeinanderfolgender Impulse betätigt wird. Die Impulse bewirken, daß Strom entgegengesetzter Richtung durch die Antriebsspule des Motors fließt. Anders ausgedrückt: TJm den Motor zu drehen, muß ein Impuls Qj, an einen Anschluß der Treiberspule gelegt werden, und dann muß ein Impuls Q_B an den gegenüberliegenden Anschluß der Treiberspule gelegt werden und so fort. Werden zwei Impulse aufeinanderfolgend an denselben Anschluß der Treiberspule gelegt, dreht sich der Motor in Abhängigkeit von dem zweiten dieser beiden Impulse nicht. V/erden die Normal— frequenz-Oszillatorschaltung und die dazugehörigen Frequenzteiler aus dem Rücksetzzustand gelöst, in welchen sie zum Zweck der Null-Einstellung des Sekundenzeigers der Uhr oder zur Energieeinsparung bei der Lagerung der Uhr mit eingelegter Batterie versetzt werden können, kann möglicherweise'■' ein Fehler von einerSekunde aus den oben erläuterten Gründen auftreten, wenn der Rücksetzzustand gelöst wird. Daher ist es notwendig, die Phasenbedingung der Treibörimpulse in einer Speicherschaltung zu speichern. Dies geschieht durch ein Flip-Flop 783. Die Ausgangssignale des Flip-Flops 783, nämlich 0^ und "Φα dienen zum Steuern der Phase der Treiber-Eingangsimpulse P-g und Pj, während des normalen Betriebs der Uhr. Während sich der Normalfrequenzoszillatorabschnitt im Rücksetzzustand befindet, wird die Phase der Treibersignale unmittelbar vor Einnahme des Rücksetzzustandes durch das Flip-Flop 783 gespeichert, so daß beim Verlassen des Rücksetzzustandes der nächste auszugebende Treiberimpulse, also entweder Q^ oder Q_B der richtige Impuls sein wird, der den Schrittmotor der Uhr vorrückt, damit der Sekundenzeiger

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te

der Uhr um eine Sekunde vorrückte Die Impulsdiagrarame in den Figuren'8A und 8B zeigen die v/ellenformen, die in der Schaltung nach Fig. 7 A bis 7D auftreten, und zwar während der ersten zwei Sekunden, nachdem der obenerwähnte Rücksetzzustand verlassen wurde. Für den in den Fig. 8A bis 8D gezeigten Fall ist das Signal 0* auf niedrigem logischen Pegel unmittelbar im Anschluß an das Yerlassen des Rucksetζzustandes,wodurch veranlaßt wird, daß der Treiberimpuls P& während der ersten Sekunde nach Verlassen des Sücksetzzustandes erzeugt wird (obschon dies nicht in den Fig. 8A bis 8D gezeigt ist).

V/ährend des zweiten Ein-Sekunden-Intervalls nach Verlassen des Rücksetzzustandes befindet-sich das Signal 0_^ auf hohem logischen Pegel, so daß das Treibersignal P-g v/ährend dieses Z-eitintervalls erzeugt wird, wie es in Fig. 8D gezeigt ist.

Um eine weitere Verminderung der Leistungsaufnahme zu erreichen, wird dem Ringoszillator 791 nicht ermöglicht, kontinuierlich zu oszillieren, sondern der Ringoszillator wird, durch ein Signal D gesteuert, welches an ein NAKD-Glied in' der Oszillatorschleife angelegt wird, so daß die Schwingungserzeugung lediglich als ein kurzer Stoß, beispielsweise mit einer Periodendauer von 62,5 Millisekunden pro Sekunde auftritt. Dies ist als Signal P„„„ gekennzeichnet« Um sicherzustellen, daß die Schwingungsfrequenz stabilisiert wurde,bevor durch den Zähler 793 gezählt wird, wird der Schwingungssignalstoß P-_. unter Steuerung eines kurzen

OSC

Impulses E, der xfährend des letzten Teils dieses Signalstoßes P__„ erzeugt wird, durch Verknüpfungsglieder 794-

OSO

einer Verknüpfungsoperation unterworfen· Um schließlich sicherzustellen, daß das Schwingungssignal lediglich für eine 7₅8-Millisekunden-Periode während der Ein-Sekunden— Perioden, in denen die Batteriespannung direkt an dem Ringoszillator 791 angelegt wird₉ gezählt wird«, wird in dem

UND-Glied SO5 durch das Signal 0__^ über einen invertie- · renden Eingang des Verknüpfungsgliedes 8O5 eine Verknüpfungs operation durchgeführt. Auf diese V/eise wird während der Ein-Sekunden-Intervalle, in denen die stabilisierte Spannung Vo ^vom Ausgang der Schalttransistoren 759 und 760 angelegt ist., d.h. während eine Temp era tür fühlung stattfindet, das Verknüpfungsglied 8O5 daran gehindert, ein Signal zu der Zählerschaltung 793 durchzulassen.

Für Einstellzwecke kann dem Zählerstand des Zählers 793 ein Vorgabewert durch Signale g^ und g, beigegeben werden. Biese Signale können durch Verknüpfungsglieder 75^ separat oder kombiniert zugeführt werden, was sich durch die Einstellungen der externen Sehaltverbindungen bestimmt, die an die Steuerklemmen 715 und 7^7 gekoppelt sind. Die Beziehung zwischen den Einstellungen der Steuerklemmen 715 und 7^7 und der Anzahl zu korrigierender Impulse geht aus der nachstehenden Tabelle hervor:

T a. b e 1 1 e

VR1 VR3	L	-	H
L	8	7	6
"	5	4-	3
H	2	1	0

909836/062·

vrobei VR1 = Steuerklemme 715
VR 3 = Steuerklemme 717
L = niedriger log. Pegel
H = hoher log. Pegel
- = offen.

Der Inhalt des Zählers 793 wird alle zwei Sekunden in Abhängigkeit von Abstiinmsignalen ~0_^ und 0_Q* aufgefrischt.

Der Spannungsstabilisator 750 unterscheidet sich von den oben erläuterten Spannungsstabilisatoren , wie beispielsweise · dem in Fig. 2 dargestellten dadurch, daß Stromspiegelungsstufen (current mirror stages) verwendet werden, um eine Reihe von Stromstabilisierungsstufen zu kaskadie— ren, damit ein hohes Maß an Stabilisierung "erreicht wird. Stromspiegelungsstufen besitzen den Vorteil, daß sie für die Verwendung bei niedrigen Versorgungsspannungs— pegeln geeignet sind und daher vorteilhaft bei bestimmten Batterietypen verwendbar sind. Eine an als Konstantspannungsdioden geschalteten Transistoren 735 und. 736, die in Serie liegen mit Widerständen 736 und 757» erzeugte Spannung wird an den Gateanschluß eines Transistors 740 gelegt, der in seiner Drainleitung einen hohen Widerstand aufweist. Der Drainstrom des Transistors 740 wird an einen Transistor 741 einer Stromspiegelungsstufe gelegt. Transistoren 741 und 740 besitzen äußerst ähnliche elektrische Kennlinien, so daß aufgrund der beiden identischen Gate-Drain-Spannung ein im x\resentlicheri identischer Drainstrom in beiden Transistoren fließt. Der Transistor 742 verhält sich daher wie eine Stromquelle extrem hoher Impedanz. Der Drainstrom des Transistors 742 wird durch in Serie geschaltete Transistoren 743 und 744- geleitet, die als Konstantspannungsdioden geschaltet sind, und die an diesen Transistoren entstehende Spannung wird dem Gateanschluß eines Transistors 745 zugeleitet. Der Transistor

9 0 9 8 3 5 / 0 B 2 β

te

74-5 besitzt in seiner Drainleitung einen .Strom definierenden Transistor 74-6, und der Drainstrom dieses Transistors v/ird einer aus einem Transistorpaar 747 bestehenden zwei- " ten Stromspiegelungsstufe zugeführt. Der konstante ' Strom dieser Stromspiegelungsstufe läuft durch in Serie geschaltete Transistoren 752, und die dadurch erzeugte Spannung wird dem Gate eines Transistors 754-· zugeleitet. Ein trimmbarer Widerstand 756 liegt in der Drainleitung des Transistors 754-, und der Widerstand kann eingestellt v/erden, um die stabilisierte Ausgangsspannung der Schaltung auf einen gewünschten Wert einzustellen.

Der Drainstrom des Transistors 754- wird durch eine v/eitere Stromspiegelungsstufe 743 geleitet, und der sich ergebende Strom von dieser Stufe wird durch in Serie geschaltete. Transistoren 74-9 geleitet, die als Konstantspannungsdioden verschaltet sind. Die Spannung an diesen Transistoren wird dem Gate eines Transistors 751 zugeleitet, der zusammen mit Transistoren 757, 752, 772, 774- und 776 einen Differentialverstärker bildet. Die. Ausgangsspannung dieses Verstärkers wird an das Gate eines Transistors 762 gelegt und (als negative Rückkopplung) an das Gate des Transistors 557 zum Vergleich mit der stabilisierten Spannung, die an dem Gate des Transistors 751 auftritt und als Bezugsspannung dient, zurückgeführt. Dadurch v/ird eine stabilisierte Spannung Vo erzeugt, die der Oszillatorschaltung 702 zugeführt wird. Durch einen Verstärker 758 v/ird eine stabilisierte Spannung V x, die niedriger ist als die Spannung Vp, von dieser Spannung V„_o abgeleitet. Die Spannung V '-,

hac. SSc. SS^

wird an die Frequenzteilerschaltungen 704-, 706, 708 und 710 und weiterhin zu Flip-llops 722 und 723 und zu Verknüpfungsgliedern 720 und 724- geführt. Die Signale 0_* und 0^Zj, die an die Gateanschlüsse von Transistoren 759» bzw. 760 gelegt v/erden, veranlassen, daß eine Ausgangs— Spannung V ., erzeugt v/ird, die abwechselnd der Batterie-

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-3?-> 2900325

spannung V λ während eines Ein-Sekunden-Zeitintervalls und dem Wert der stabilisierten Spannung Vp während eines anschließenden Ein-Sekunden-Zeitintervalls entspricht. Die Spannung V ^ wird an die Ringoszillatorschaltung 791 gelegt, so daß diese Schaltung sowohl zum Erfassen des Pegels der Batteriespannung und der Betriebstemperatur dienen kann, wie es oben erläutert wurde.

Im folgenden soll das Verfahren zur Erzeugung des Korrektursignals Pfc erläutert v/erden. Bei dem Signal 0_Q handelt es sich um ein Rechtecksignal mit einer Periode von einer Sekunde. Das Flip-Flop 761 dient zusammen mit den Verknüpfungsgliedern 762 und 763 zum Erzeugen eines schmalen Impulses 0q^ und 0q^ bei der Vorder-, bzw. Hinterflanke des Signals 0q. Diese schmalen Impulse werden zu Zeitpunkten erzeugt, die exakt bestimmt sind durch das Signal 0^1 ο' ^^as ^.em Takteingang des Flip-Flops 761 zugeführt wird. Dieses Signal ist das Ausgangssignal der Endstufe des Frequenzteilers 710 nach erfolgter Pegelverschiebung, welches am Ausgang des Verknüpfungsgliedes 729 auftritt. Die Signale 0Q¹" und 0,-^ werden auf die Setz- bzw. Rück— setzklemmen einer Gruppe von S et ζ-Rucks et ζ-Flip-Flops (im folgenden als FFs bezeichnet) gegeben? von diesen, Flip-Flops ist eines mit dem Bezugszeichen 74-4- gesehen, . die entsprechende Schaltung ist mit dem Bezugszeichen 796 versehen. Wenn beispielsweise die Klemme 797 auf niedrigen logischen Potentialpegel der Schaltung (L-Pegel). gesetzt werden sollte, wird die Q-Ausgangsklemme des FF 774-auf L-Pegel gehalten. V/ird die Klemme 797 auf hohem logischen Potentialpegel der Schaltung (der H-Pegel) gelegt, so. wird der Ausgang Q des FF 774· auf Η-Pegel gehalten. Bleibt jedoch die Klemme 797 in offenem Zustand, so wird der Q-Ausgang des FF 774· bei jedem 0f-lmpuls auf Η-Pegel gehalten und auf L-Pegel beim nachfolgenden 04r-.Impuls gesetzt, so daß ein Rechtecksignal mit derselben Fre-

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quenz wie das Signal 0_Q jedoch phasenverschoben, um am Q-Ausgang des FF 774· auftritt. Der Ausgang jedes dem Flip-Flop 77^ entsprechenden Flip-Flop wird einem Eingang eines EXCLUSIVE-ODER-Gliedes , wie "beispielsweise des EXOLUSIVE-ODER-Gliedes 795, zugeführt. Die interne Schaltung dieses Verknüpfungsgliedes ist mit dem Bezugszeichen 792 angedeutet. Das Signal 0_Q wird an die andere Eingangsklemme des BXOLUSIVE-!-ODER-Gliedes gegeben. Demzufolge stellt das Ausgangssignal des Exclusive-ODER-Gliedes ein Rechtecksignal dar mit einer Periodendauer von einer Sekunde ,dessen Phase eine Abweichung von 180 in Abhängigkeit davon aufweist·, ob die entsprechende Steuerklemme (wie beispielsweise die Klemme 797) auf H-. oder L-Pegel gesetzt ist. Im Falle des Grob-Steuerabschnitts v/erden diese Rechtecksignale an einen S_atz von UND-Gliedern gegeben, deren Ausgänge an ein gemeinsames ODER-Glied gegeben sind, was mit dem Bezugszeichen 801 angedeutet ist. Die Signale P27, P9, P3 und PI, deren V/ellenformen in den Fig. 8A bis 8D dargestellt sind, werden an die anderen Eingangsklemmen des UND-Gliedes von 801 gegeben. Der Ausgang des gemeinsamen ODER-Gliedes wird dem Eingang eines NAND-Gliedes 8Ο3 zugeführt und in diesem Verknüpfungsglied mit den Signalen 0o und 0^ verknüpft, um das Signal Pc zu erzeugen. Man sieht, daß die Anzahl von Logikpegel-Übergängen des Signals Pc während einer Sekunde davon abhängt, welche der gewichteten Eingangsklemmen Jc27 bis Jd an dem H-oderL~Pegel geschaltet sind, und daß die Phase dieser Logikpegel-Übergänge dadurch bestimmt wird, ob die entsprechenden Klemmen mit dem Η-Pegel oder dem L-Pegel verbunden sind. Wenn nämüch die gewichteten Eingangsklemmen Jc27 bis Jd mit dem H- oder dem L-Pegel verbunden sind, wird das Zeitintervall T, für das die Treibersignale Qa und Q-n erzeugt werden, schwach variieren, weil der Signälstoß PfcC (siehe Fig. 8E) erzeugt wird, wenn die Eingangsklemmen JO27 bis J01 gesteuert werden, denn die Eingangsklemmen Jf27 bis Jf1 mit dem H- oder L-Pegel verbunden sind,

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wird der Signalstoß PfcJ, wie in Fig. 8E gezeigt ist, einmal alle 30 Sekunden erzeugt, und zwar zwei Sekunden nach dem Verlassen des Rücksetzzustandes. Somit wird das Zeitintervall T, bei dem die Treibersignale Q^ und Q_B erzeugt werden, variieren.

Die Zeithaltungsgeschwindigkeit der Uhr kann weiterhin fein eingestellt werden,auf einen erhöhten oder erniedrigten '/ert. Dies geschieht durch einen differenzierten Impuls eines Eingangssignals,das durch die Eingangsklemme Jf1 erzeugt wird. Dieser differenzierte Impulse kann weiterhin zur Temperaturkompensation verwendet werden, indem ein IG-Typ eines Optionssystems verwendet wird.

Die PhasenZuordnung der Frequenz-Einregelsignale ist nachstehend unter Bezugnahme auf die zugeordneten Eingangsgrößen und die entsprechende Einstellung der Zeithaltungsgeschwindigkeit dargestellt:

Phasen-Zuordnungs-Signal Eingänge Zeithaltung

0q0J$q = 1 durch Optionssystem erhöht

0$rp_o = 1 " JfI-Jf 2? erhöht

Jj φ ^₀ =1 η Jc1-Jc27 erhöht

0 =1 » Optionssystem vermindert

₇0_O =1 " JfI-Jf27 vermindert

₇0_O =1 " Jc1-Jc27 vermindert

Die obige Phasenzuordnung ist so dargestellt, daß es mög lich ist, die Zeithaltungsgeschwindigkeit unabhängig zu steuern.

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Die gewichteten Signale P^ "bis P₂₇ werden so erzeugt, daß sie mit Treibersignalen nicht in Phase sind, wie nachstehend verdeutlicht ist:

P₁ = ABO =
P₃ = ABU =

= Sbg =

Die gewichteten Signale P^ bis P₂,-, werden mit den Phasenzuordnungssignalen kombiniert, um das Frequenz-Einregelsignal Pfc zu liefern.

Die Zählschaltung 771 dient in Verbindung mit den Verknüpfungsgliedern 772 und 773 zum Erzeugen eines Signals Pq2s welches den Ausgang der UND-Glieder und des ODER-Gliedes 802 des Feinsteuerungsabschnitts durch ein NAND-Glied 804 steuert. Das Signal P_Qp hat eine Dauer von einer Sekunde und tritt alle 30 Sekunden einmal auf, indem es zwei Sekunden nach dem Rücksetzen des Zählers 771 durch das Signal R4 beginnt. Während dieses Ein-Sekunden-Intervalls tritt das Ausgangssignal "Pf von dem NAND-Glied 804 auf und wird an den Eingang eines NOR-Gliedes 8Ο7 gelegt. Somit erscheint ein Signal Pj-q-q am Ausgang des UND-Gliedes 808, und es enthält einen Impulsstoß, der während einer Sekunde jeweils alle 30 Sekunden auftritt, wenn eine oder mehrere der Fein-Frequenzsteuereingangsklemmen JF27, JF3 oder JF1 entweder auf Η-Pegel oder L-Pegel liegt.

Das Signal Pwrn wird an die Datenklemmen eines Daten-Flip-Flops 8Ο9 gelegt, dessen Takteingang mit dem Signal 0/|2 * gespeist wird. Dieses Signal wird dadurch erhalten, daß die Exclusive-ODER-Funktion der Signale 0q und

$09835/0521

gebildet wird. Dadurch wird am Ausgang des FF 809 das Korrektursignal Pfc gebildet.

Das Ausgangssignal des Ringoszillators 791 wird durch einen Pegelverschieber 792 geleitet, und durch eineAnfangsstufe des Frequenzteilers 806;.das Signal umfaßt einen kurzen Impulsstoß Öse (siehe Fig. 8F), der einmal pro Sekunde beim Zeitpunkt des Gatterimpulses D auftritt. Der Oszillator 791 schwingt in einem Intervall von etwa 0,5 Sekunden, nachdem alle Treibersignale Qg erzeugt sind, wobei die.Schwingungsfrequenz von der Batteriespannung abhängt; hierdurch wird die Batteriespannung erfaßt. Der Oszillator 791 wird mit einer stabilisierten Spannung Vp gespeichert, um in einem Zeitintervall von etwa O,5sec nach Erzeugung jedes Treibersignals Q^ zu schwingen, v/ob ei die Schwingungsfrequenz die Temperaturinformation ohne Spannungskoeffizienten darstellt. Man sieht, daß der Oszillator 791 sowohl eine Erfassung der Batteriespannung als auch eine Erfassung der Umgebungstemperatur durchführt. Diese Impulsstöße v/erden durch Verknüpfungsglieder 795 an Verknüpfungsglieder 79^ geleitet und sie werden weiterhin durch Gatterimpulse g^ und g£ gesteuert, bevor sie durch das UND-Glied 805 gelangen» Das Signal 0* steuert das UND-Glied 805 derart, daß von diesem Verknüpfungsglied Oszillatorimpulse nur während derjenigen Perioden ausgegeben werden, wenn die Batteriespannung an den Oszillator 791 angelegt wird, d.h. während derjenigen Perioden, in denen der Batteriespannungspegel abgefühlt wird. Der Ausgang desUND-Glieds 805 wird an einen Zähler 793 gegeben, der alle zwei Sekunden durch das Ausgangssignal eines NAND-Gliedes 811 einmal zurückgesetzt wird. Fällt die Frequenz des Ringoszillators 791 während des ZextIntervalls, in dem die Batteriespannung zugeführt wird, unter einen bestimmten Wert, verbleibt der Q-Ausgang der Endstufe des Zählers 793 auf Ii-Pegel (d.h. im Rücksetzzustand) bei einem

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Zeitpunkt, der bewirkt, daß durch das UND-Glied 812 (5¹Ig. 7B) ein Erfassungs- oder Detektorsignal P^ erzeugt wird. Als Folge- davon wird gerade vor dem nächsten Treiberimpuls Pr> aufgrund der Tatsache, daß das Signal V^ auf L-Pegel ist, ein Treib er impuls P^ erzeugt. derL-Pegel des Signals V-n-r verhindert, daß der normale Impuls Pfljj vom Ausgang des UND-Gliedes 819 abgegeben v/ird. Dies bewirkt,daß der Sekundenzeiger der Uhr mit einer Geschwindigkeit von zwei unmittelbar aufeinanderfolgenden Schritten betrieben v/ird, einmal alle zwei Sekunden. Dies liefert eine Anzeige dafür, daß die Batteriespannung unter einem vorbestimmten Pegel liegt.

Das Ausgangssignal dest Oszillators 791 ist weiterhin verfügbar am Ausgang eines UND-Gliedes 813 während Zeitperioden, in denen der Ringoszillator 791 durch die stabilisierte Spannung V- ~ getrieben v/ird. Dieses Signal liefert daher eine Temperaturinformation, die dazu verwendet v/erden kann, ein Vor- oder Nachgehen der Uhr , verursacht durch Temperatureinflüsse auf den Quarzkristallschwinger, zu kompensieren. Die pegelverschobene Ausgangsgröße des Frequenzteilers 7"IO ist am Anschluß 728 während des normalen Betriebs der Uhr verfügbar.

Signale R1 und R2, die dadurch erzeugt v/erden, daß die Klemmen 792 und 793 extern auf Η-Pegel geschaltet werden, v/erden für Test- und Einregelzv/ecke verwendet. V/ird lediglich R1 allein auf den Η-Pegel gebracht, wird ein Auegangssignal des NAND-Gliedes 650 veranlassen, daß die Gatterschaltungen 816 und 817 den Sekundenzeiger zurücksetzen. V/ird R1 über einen Widerstand auf ein Potential geschaltet, das etwas höher ist als V₃₃/), so ist es möglich, das Korrektursignal P^₀ zu beobachten. Liegt lediglich R2 auf Η-Pegel, dann wird verhindert, daß das Ausgangssignal des Pegelverschiebers 726 durch die Verknüpfungsglieder 727 und 729 geleitet wird, so daß ein externes Test-

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signal von 2048 Hz an den Frequenzteiler 781 gegeben werden kann. V/erden sowohl die Testklemme 728 als auch die Rücksetz-Klemme R2 auf Vgßx] eingestellt, so kann die Spannungsstabilisierungsschaltung kurzgeschlossen werden. >fird die Testklemme 728 über einen Kondensa-

—'S
tor von 10 -\F geerdet und wird R2 auf Vgg/| eingestellt, so kann die Ausgangscharakteristik wie beispielsweise die Impedanz oder Rauschen, verbessert werden. V/erden sowohl R1 als auch R2 auf Η-Pegel eingestellt, so können Testsignale an die Eingangsklemmen JF9 und JF3 gegeben v/erden, die von den Verknüpfungsgliedern 816 und 817 als Signale M-n bzw. M^ ausgegeben v/erden. Dies hat zur Folge, daß entsprechende Treiberausgangssignale durch die Verstärker 786 und 785 erzeugt xverden, so daß die Uhrzeiger mit willkürlicher Geschwindigkeit angetrieben werden können, beispielsweise für Testzwecke oder zum Einstellen einer bestimmten Stellung.

Das Ausgangssignal des Ringoszillators 791 kann dazu verwendet werden, eine Temperaturkompensation des Vor— oder Nachgehens in der Zeithaltung zu erhalten, indem das IC-Ohip, dessen Schaltung in den Fig.7A bis ?D gezeigt ist, angeschlossen wird an ein Temperaturkompensations-Steuer-IC-Chip, wie es beispielsweise in der US-PS 4- 094 137 erläutert ist. Ein Beispiel einer derartigen integrierten Schaltung ist in Blockdiagrammform in Fig. 7E gezeigt. In Fig.7E ist eine Klemme 820 mit der Klemme aus Fig.7A verbunden, um das Ausgangssignal des Pegelverschiebers 726 zu empfangen. Dieses Signal wird in den Zähler 822 eingegeben, dessen Ausgänge einem Decoder zugeführt werden, um verschiedene Steuersignale zu liefern. Das Steuersignal 814 des Decoders 823 ermöglicht, daß Impulse, die an den mit der Klemme 719 in Fig.7D in Verbindung stehenden Anschluß 820 erscheinen, um das Ausgangs signal des Ringoszillators 791 während der Tem-

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peraturfühl-Zeitintervalle zu empfangen, über das UND-Glied 822 für vorgegebene Zeitintervalle laufen. Am Ende jedes dieser Zeitintervalle , in denen die Ausgangsgröße des UND-Gliedes 822 durch den Zähler 824 gezählt wird,
wird der Zählerstand des Zählers 834- durch den Decoder decodiert und der decodierte V/ert wird in einer Speicherschaltung 828 in Abhängigkeit von einein Steuersignal 818 gespeichert. Dann wird die Schaltung 824 zurückgesetzt und ein v/eiterer derartiger Zyklus kann stattfinden. Der Decoder 826 und die Speicherschaltung 828 sind derart angeordnet, daß, wenn der Zählerstand des Zählers 824 einen
bestimmten V7ert auf v/eist,der einer bestimmten Bezugs-Betriebstemperatur entspricht, die Ausgänge 830, 832 und 834 in erdfreiem Zustand bleiben. Liegt der Zählerstand
des Zählers 824 unterhalb dieses Bezugswerts, nimmt der
Ausgang 820 Η-Pegel an. Fällt der Zählerstand weiter.ab, so geht der Ausgang 832 auf Η-Pegel, und der Ausgang 830 kehrt in den erdfreien Zustand zurück. Wenn derZählerstand von 824 weiter abnimmt, nehmen sowohl 830 als
auch 832 den Η-Pegel an. Anders ausgedrückt: 830, 832
und 83^ sind gewichtet. Der Ausgang 830 ist an die Steuerkleinme 70? in Fig.7D angeschaltet, 832" steht in Verbindung mit der Klemme ?05 und die.Klemme 834 ist an die Steuerklemme 703 angeschaltet, d.h. die Klemmen 830 bis 834
sind an die niedrig wert igen Fein-Frequenzsteuerklemmen
der Schaltung nach den Fig. 7A bis 7D angeschaltet.'
Auf. diese Weise wird eine Kompensation für Änderungen in der Betriebstemperatur erzielt. Wenn der Zähler des
Zählers 824 über den Bezugswert ansteigen sollte, so
werden eine oder mehrere der Klemmen 830 bis 834 in 5¹Ig. 7E auf L-Pegel gesetzt, so daß eine Kompensation in umgekehrte Richtung erfolgt, d.h. es wird ein Herabsetzen der Laufgeschwindigkeit derUhr bev/irkt. .

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Fig.9A zeigt ein Beispiel einer Flüssigkristallanzeigeeinheit, die Ziffern und Segment elektroden auf v/eist, die in Matrixform angeordnet sind. D^, -I)₁, sowie S^-S,,in Pig. 9A kennzeichnen die Ziffern- bzw. Segmentelektroden. Um irgendein Anzeigeelement S. . (i = 1,2,3,1·, j = 1,2...ΕΓ+1) am Schnittpunkt derZiffern-und Segmentelektroden anzuschalten, sollte die an den Ziffern- und Segmentelektroden anzulegende Effektivspannung größer sein als die Schwellen— spannung Vmrn zum Erregen des Flüssigkristalls. TJm das Anzeigeelement S. · abzuschalten,sollte die an den Ziffern und Segmentelektroden anzulegende Effektivspannung kleiner sein als die Schv/ellenspannung V_Tlq· Die Schwellenspannung ^TLC ^^es i'lüssigkristalls steigt mit abfallender Umgebungstemperatur an. Um einen guten Konr-rast des Anzeigeelements beizubehalten, muß die Treiberspannung bei niedriger Umgebungstemperatur auf einen höheren Pegel angehoben werden. Fig. 9M verdeutlicht die Beziehung zv/ischen d^r Schwellenspannung Vrp_LC und der Temperatur(©), und Fig. 9N zeigt die Beziehung zv/ischen der Treiberspannung V™ und dem Anzeigekontrast G.

gB zeigt die Anordnung von Elektroden, die ein einziffriges, alphanumerisches Anzeigeelement mit sieben Anzeigesegmenten darstellt.

Pig. 90 ist ein Blockdiagramm einer Uhr mit einer Flüssigkristallanzeige-Treiberschaltung. Die Schaltung umfaßt eine Energiequelle 902, eine Uhrschaltung 904·» eine Booster-Schaltung 906, einen Spannungsteiler 908, eine Treiberschaltung 910 und eine Anzeigeeinheit 912. Wie bereits erwähnt wurde, kann der Spannungsteiler 908 aus einer Kombination eines Kondensators und eines Feldeffekttransistors oder eines Widerstandes bestehen.

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Si

Fig. 9H zeigt ein Irapulsdiagramm mit Ziffern-Treibersignalen und Segment-Treibersignalen, die durch die in I"ig. 9C gezeigte Treiberschaltung 912 erzeugt werden. Sqqqq und S,,^,, bezeichnen Segment-Treibersignale, D^ bis D^ bezeichnen Ziffern-Treibersignale. V/enn S. = Sqqqq ist, verbleiben sämtliche Anzeigesegmente an den Schnittpunkten der S--Segmentelektrode und Ziffernelektroden D^-Dn abgeschaltet oder in einem Nicht-Anzeigezustand. Ist S- = S^,.^^, so sind sämtliche Anzeigesegmente an-denselben Schnittpunkten angeschaltet. So kann das Segment-Treibersignal S- selektiv 16 verschiedene Zustände (an/aus) der Anzeigesegmente kennzeichnen, die an den vier Schnittpunkten der Segmentelektrode S. und der Ziffernelektrode D^-IL vorliegen.

Um sowohl die EIH-Spannung V₀*, als auch die AUS-Spannung Vq zu vermindern, werden die Ziffern-Treibersignale D^,-D^ und die Segment-Treibersignale S^-S_x, für eine gegebene Phase auf niedrigen Spannungspegeln gehalten, die in Fig.91 zu i&hen ist. Fig. 9J zeigt ein Impulsdiagramm, bei dem lediglich die Ziffern-Treibersignale D^-D^, moduliert v/erden.

Fig. 9K zeigt ein Impulsdiagramm, bei dem das Potential sowohl der Ziffern- als auch der Segment-Treibersignale vermindert ist. Derartige Spannungsabfälle, wie. sie in den Fig. 91 und 9K gezeigt sind, erhält man durch Modulieren der Energieversorgungsschaltung in Abhängigkeit von der Temperaturinformation. Die Modulation des D-Signals oder S-Signals allein, in Abhängigkeit von der Temperatur, wie es in den Fig.9J und 9& angedeutet ist, kann durch die Treiberschaltung durchgeführt v/erden. Für gewöhnlich können die modulierten Ziffern-Treiber signale D^-D^ durch eine

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SV

Treiberschaltung erzeugt v/erden , die eine große Treiberkapazität aufweisen, wohingegen die modulierten Segment-Treiber signale S^-S« y, durch eine Treiberschaltung erzeugt werden können, die eine relativ kleine Treiberkapazität besitzt. Die Quellenspannung kann praktisch durch eine kleine Anzahl von Hodulatorelementen moduliert v/erden.

3D zeigt ein Schalt-ongsdiagramm einer Schaltung, mit der die Ziffern- und Segment-Treibersignale modulierbar sind, welche an die Ziffern- und Segment elektroden angelegt v/erden sollen, wobei die Uhrschaltung und die Anzeigeeinheit aus Gründen der besseren Übersichtlichkeit fortgelassen wurden; weiterhin sind im Vergleich zu Fig.90 gleiche Bauteile mit gleichen Bezugszeichen versehen. V7ie man Aus 5¹Xg. 9-D ersieht, ist eine Modulationsschaltung 913 zwischen der Booster-Schaltung 90S und einem Spannungswandler oder einer Spannungsteilerschaltung 90S vorgesehen. Die Modulationsschaltung 913 enthält einen ersten Jiderstand 913a und einen zweiten Widerstand 913b, die in Reihe zwischen den Ausgangsleitungen 905a und 906b der Booster-Schaltung 9O6 geschaltet sind. Eine Umschalteinrichtung 913c spricht auf ein Temperaturinformationssignal VOH an, das von einer oben beschriebenen Temperatur-Erfassungsschaltung geliefert wird. Die Ums ehalt einrichtung 913 c ^^ίird in Abhängigkeit von dem Temperatur-Informationssignal geöffnet oder geschlossen, so daß die Amplitude der Ziffern- und Segment-Treiber signale, die durch die Treiberschaltung 910 erzeugt werden, einen optimalen Pegel besitzen, um einen starken Anzeigekontrast hervorzurufen.

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Fig. 9Ξ zeigt ein weiteres Beispiel einer Schaltungsanordnung, die zum Modulieren der Ziffern- und Segmenttreibersignale dient; hier sind ebenfalls gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 9Ώ versehen. In Fig. 9E umfaßt eine Modulations schaltung 915 eine Umschalte inrietung 917 und eine Steuereinheit 919» die auf das Temperaturinformationssignal VOH sowie Aus— gangssignale von der Treiberschaltung 910 anspricht, um die Betätigung der Schaltereinrichtung 917 zu steuern, wodurch die Impulsbreite jedes Ziffern- und Segment-Treibersignals in der anhand von Fig.91 und 9J erläuterten Weise moduliert werden kann.

Fig. 9F zeigt ein weiteres Beispiel einer Schaltungsanordnung zum Modulieren von Ziff.ern- und Segment-Treiber— Signalen in Abhängigkeit von der Temperaturinformation. In Fig.9F ist zwischen der Spannungs-Umwandlungsschaltung 908 und der Treiberschaltung 910 eine Modulationsschaltung 916 vorgesehen, um den Verbindungszustand zwischen der Spannungsversorgungsschaltung und der Treiberschaltung 910 in Abhängigkeit von der Temperatur information zu schalten.

Fig. 9G zeigt ein weiteres Beispiel einer Schaltungsanordnung mit einer Spannurigsversorgungsschaltung 9^0» einer ersten und einer zweiten Treiberschaltung 920 bzw. 930, die an die Spannungsversorgungsschaltung 9^0 angeschlossen sind. In dieser Schaltungsanordnung liefert die erste Treiberschaltung Ziffern-Treibersignale, und die zweite Treiberschaltung 930 liefert Segment-Treibersignale. Die Segment-Treibersignale besitzen ein Potential, das sich von dem Potential derZiffern-Treibersignale unterscheidet. Fig.9J zeigt ein Impulsdiagramm von Ziffern-Treibersignalen,

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Si

von denen jedes zv/ischen den Potentialen V und O variiert, tmd von Segment-Treibersignalen, von denen jedes zwischen den Potentialen 2V -und O variiert. Die Schalteranordnungen 9130, 917 und 916 der in den Fig. 9D bis 9G dargestellten Treibersysteme können durch Feldeffekttransistoren betätigt werden.

Es sei nocheinmal Fig. 9D betrachtet. Eine Anhebung der Temperatur wird durch eine Schaltungsanordnung erfaßt, die den oben im Zusammenhang mit Fig. 9D beschriebenen Schaltungen 793 und 794- ähnelt. Ein Impulssignal j das von der Klemme 719 in Fig. 7D abgenommen wird,wird in ähnlicherWeise , wie V_ßL durch einen Frequenzdetektor, ähnlich dem oben beschriebenen, aufbereitet, um ein Temperatur-Informationssignal YQ5 bereitzustellen. Dieses Impuls signal Vq-j betätigt den Schalter 9130 derart, daß er auf die Nieder Spannungsseite L umschaltete

In Fig.9E ist eine Steuereinheit oder eine Modulations-' Treiberschaltung 919 vorgesehen, die in Abhängigkeit von dem Signal Vqtt einen Schalter 917 betätigt, so daß dieser die Stellung L für eine gegebene Phase und die Stellung H für die andere Phase einnimmt, synchron mit den Ausgangsgrößen der Treiberschaltung 910. Durch die Schaltungen 917 und 919 wird die geteilte Eingangsspannung in der in Fig.9I angedeuteten Weise synchron mit den Ausgangssignalen der Treiberschaltung 910 moduliert.

Fig. 1OA zeigt ein Beispiel des obenerwähnten Spannungswandlers 9O8. Impulsdiagramme in Fig.9H stellen die Ausgangssignale dar,die durch den Wandler 908 erzeugt werden.

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icO

In Fig. 1OA werden in einer ersten Phase S_chalter A^ und A₂ angeschaltet, und Schalter B^, B₂, G^ und C₂ abgeschaltet, so daß Kondensatoren Gg, C^ und G_Q zum Aufladen in Reihe geschaltet 'werden. In einer zweitenPhase werden die Schalter B^, und B₂ angeschaltet, um eine Parallelschaltung der beiden Kondensatoren C^ und Og zu schaffen, wodurch die Potentialunterschiede ausgeglichen werden. In der Zwischenzeit werden die Schalter A^,A₂,C^,G₂ nicht leitend gemacht. In einer dritten Phase v/erden die Schalter A,, und A₂ leitend gemacht, so daß die Kondensatoren Cj^ G-n und Cq in Serie geschaltet v/erden. Die Schalter B^, B₂, C^ und G₂ werden abgeschaltet. In einer vierten Phase werden die Schalter G^ und G₂ angeschaltet, v/ob ei der Kondensator C. parallel zu dem Schalter C^ geschaltet wird und daher die Potentialdifferenz .jedes Kondensators mit den anderen Ausgeglichen wird und die Schalter B^, B₂, A^ und A₂ werden abgeschaltet.

Die obigen Vorgänge v/erden wiederholt, bis eine Spannung V3 CVjjjj-Vgg) einheitlich an Pj^? P^ » P* und P₅₃ liegt Hierdurch erscheint die geteilte Spannung konstant an den Klemmen P^ und P,. Obschon gegen das fortlassen der dritten Phase keine Bedenken bestehen, sollte diese dritte Phase jedoch vorzugsweise vorhanden sein, um diePotentialdifferenz zwischen Ρ-η-η und P^ sowie die. Potentialdifferenz zwischen P^ und Pqo auszugleichen.

Die V/ellenformen in Fig. 1OH stellen ein Verfahren dar zum Aufbereiten eines Signals 0^, das die erste und dritte Phase festlegt, sowie eines Signals 0-™ zum Festlegen der zweiten Phase, und ferner eines Signals 0_G^ zum Festlegen der vierten Phase. V/ellenformen 0ώο> fön? ^¹^- ^a? liehen die Verläufe von Signalen, die den Signalen

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0™ und 0J.S, entsprechen und auftreten, wenn die Phase eingestellt v/ird, die alle Schalter A^-Cp abschaltet. Die in Fig. 1OA gezeigten Schalter v/erden bei hohen Pegeln der Signale 0^ - 0^ angeschaltet.

Die Fig. 1OB - 10G zeigen ein Beispiel jedes Schalters A^i, Ap, B^ und Cp mit Feldeffekttransistoren.

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L e e r s e

it

Claims

Patentansprüche

1. Temperatursensor für eine elektronische Uhr, die durch eine Batterie gespeist wird und ein integriertes Schaltungschip besitzt, mit einer ITormalfrequenz quelle zum Abgeben eines relativ hochfrequenten Signals, mit einem Frequenzteiler, der auf das relativ hochfrequente Signal anspricht und ein relativ niedrigfrequentes Signal erzeugt, mit einem Treibersignalgenerator, der auf die niedrigfrequenten Signale anspricht und Treibersignale erzeugt, und mit einer auf die Treibersignale ansprechenden Anzeigevorrichtung, die eine Zeitanzeige liefert, gekennzeichnet durch mindestens ein Halbleiterbauelement (626), das direkt auf dem integrierten Schaltungschip(600)ausgebildet ist.

2. Temperatursensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die elektronische Uhr weiterhin eine Spannungsstabilisierungsschaltung (18) aufweist, die auf dem integrierten Schaltungschip (600) ausgebildet ist, um eine stabilisierte Spannung zu erzeugen, und daß das Halbleiterelement von der stabilisierten Spannung getrieben wird.

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3. Temperatursensor nach Anspruch 1, dadurch g e kennzeichnet _? daß das Halbleiterelement (626) sowohl zum Fühlen einer Betriebstemperatur des integrierten Schaltungschips (600) als auch zum fühlen eines Spannungspegels der Batterie (610) dient.

4-. Temperatursensor nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet , daß das Halbleiterelement (626) sukzessive durch eine Spannung der Batterie und durch die stabilisierte Spannung während alternierender Zeitintervalle getrieben wird.'

5. Temperatursensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß das Halbleiterelement eine Oszillatorschaltung mit mehreren Feldeffekttransistoren aufweist.

6. Elektronische Uhr mit Batterieantrieb und einer Zeitanzeige, gekennzeichnet durch ein integriertes Schaltungschip, das eine Normalfrequenz-Signalquelle (702) zum Erzeugen eines Signals relativ hoher Frequenz aufweist, eine Frequenzteileranordnung (704,706,708), die auf das Signal relativ hoher Frequenz anspricht und ein Signal relativ niedriger Frequenz erzeugt, und einen Treibersignalgenerator (785,786), der auf das Signal relativ geringer Frequenz anspricht und Treibersignale erzeugt, wobei die Normalfrequenz-Signalquelle, die Frequenz-Teileranordnung und der Signalgenerator wenigstens ein Halbleiterelement aufweisen und wobei eine Schv/ellenspannung der Halbleiterelemente wenigstens der Hormalfrequenz-Signalquelle oder der Frequenzteileranordnung von einer Schwellenspannung der Halbleiterelemente der Signalgeneratoreinrichtung unterscheidet.

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7. Uhr nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin eine Spannungsverminderungs-■ Einrichtung vorgesehen ist, um eine Spannung mit einem Pegel zu liefern, der niedriger ist als die Batteriespannung, wobei wenigstens die Hormalfrequenz-Signalquelle oder die Frequenzteileranordnung mit den Bauelementen einer niedrigeren Schwellenspannung als die S_ohwellenspannung der Halbleiterelemente der Signalgenerator-Einrichtung mit der Spannung der Spannungsverminderungs-Einrichtung gespeist wird und daß andere Halbleiterelemen— te der elektronischen Uhr mit der Spannung der Batterie (705) gespeist v/erden.

8. Uhr nach Anspruch 7? dadurch gekennzeichnet, daß das Einstellen der Schwellenspannung, die niedriger ist als eine Schv/ellenspannung der Halbleiterelemente der Signalgenerator-Einrichtung, mittels Ionenimplantation in ausgewählte Bereiche des integrierten Schaltungschips bei der Herstellung des Chips erfolgt.

9. Uhr nach Anspruch 7? dadurch gekenn ζ eich·«· net, daß die Normalfrequenzsignalquelle einen Quarzkristallschwinger (705) aufweist sowie eine Oszillatorschaltung (702), deren frequenz durch den Quarzkristallschwinger gesteuert wird, und daß der Quarzkristallschwinger ein AT-Kristall (temperaturabhängiger Kristall) ist, und eine Schwingungsfrequens von mehr als 1 KHz besitzt.

10. Elektronische Uhr mit Batterieantrieb und einer Zeitanzeige, gekennzeichnet durch ein integriertes Schaltungschip (600), mit einer ITormalfrequenz-

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Signalquelle (612) zum Erzeugen eines relativ hochfrequenten Signals, einer auf das relativ hochfrequente Signal ansprechenden Frequenzteileranordnung (614) zum Erzeugen eines relativ niedrigfrequenten Signals, einer auf das relativ niedrigfrequente Signal ansprechenden Treibersignalgeneratoranordnung (623) zum Erzeugen von TreiberSignalen zum Treiben der Anzeigeeinrichtung (608) und zum Erzeugen von Korrektur-Zeitsteuersignalen, und einem Laufgeschwindigkeits-Steuersignalgenerator (622) zum Erzeugen von Korrektursignalen, um ein Teilerverhältnis der Frequenzteileranordnung (614·) zu steuern und dadurch das relativ hochfrequente Signal auf eine gewünschte Frequenz zu korrigieren , und zwar entsprechend der Anzahl von pro Zeiteinheit erzeugten Korrekturimpulsen und entsprechend der Phase der Korrekturimpulse, wobei der Laufgeschwindigkeits-Steuersignalgenerator (622) mehrere Frequenzsteuer-Eingangsklemmen aufweist, um zu ermöglichen, daß die Anzahl von Korrekturimpulsen in einer Zeiteinheit erzeugt und die Phase der Korrekturimpulse eingestellt wird.

-11. Uhr nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Laufgesclwindigkeits-Steuersignalgenerator (622) weiterhin eine Quelle für erste, zweite und dritte Zeitsteuerimpulse auf v/eist, wobei die zweiten und dritten Zeitsteuerimpulse bei den Anstiegs- bzw. Abfallflanken der ersten Zeitsteuerimpulse erzeugt werden, daß der Laufgeschwindigkeits-Steuersignalgenerator (622) weiterhin mehrere Flip-Flop-Schaltungen (77^-) aufweist, deren Ausgangsklemmen an die Frequenzsteuer-Eingangsklemmen geschaltet sind, und weiterhin Setz- und Rücksetz-Steuerklemmen aufweist, die zur Aufnahme der zweiten und dritten Zeitsteuerimpulse geschaltet sind, daß mehrere EXCLUSIVE-ODER-Glieder (795) vorgesehen sind, deren Eingangsklemmen zum Empfangen des ersten Zeitsteuersignals und an die

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Frequenzsteuer-Eingangsklemmen geschaltet sind, wodurch von den Exclusive-ODER-Gliedern Ausgangssignale erzeugt v/erden, deren Phase in Abhängigkeit davon gesteuert wird, ob die entsprechenden Frequenzsteuer-Eingangsklemmen auf hohen und niedrigen Potentialpegel liegen, und daß der Laufgeschwindigkeits-Steuersignalgenerator weiterhin UND-Glieder auf v/eist, zum Kombinieren der von den Exclusive-GDSR-Gliedern abgegebenen Ausgangs signale mit den durch die Treibersignalgeneratoreinrichtung erzeugten Korrektur-Zeitsteuersignalen, um die Korrekturimpulse zu erzeugen.

12. Uhr nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Laufgeschwindigkeits-Steuersignalgenerator (622) eine erste Gruppe von Frequenzsteuer-Eingangsklemmen (JG) auf v/eist, die an eine erste Gruppe (774) von Flip-Flops, Exclusive-ODER-Gliedern (795) und den ültD-Gliedern geschaltet sind, daß eine zweite Gruppe (JF) von Frequenzsteuer-Eingangsklemmen an eine zweite Gruppe von Flip-Flops Exclusive-ODSR-Gliedern und ÜKD-Gliedern geschaltet ist,wodurch kontinuierlich Korrekturimpulse erzeugt werden nach Maßgabe der Potentiale, auf die die erste Gruppe der Frequenz steuerklemmen eingestellt ist, um dadurch eine Grobsteuerung der Laufgeschwindigkeit der Uhr zu ermöglichen, wobei Korrekturimpulse lediglich während wiederholter, relativ kurzer Zeitperioden nach Maßgabe der Potentiale, auf die die zweite Gruppe der Frequenzsteuerklemmen eingestellt ist j erzeugt werden können, um dadurch eine Feinsteuerung der Laufgeschwindigkeit der Uhr zu erhalten«,

13- Uhr nach Anspruch 1O₅ dadurch gekennzeichnet, daß die Anseigeeinrichtung Uhrzeiger, ein Zahnräderwerk und einen Impulsmotor zum Antreiben der Uhrzeiger

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aufweist, daß weiterhin ein Zeitanzeige-Speicher vorgesehen ist zum Speichern der Phase der Treibersignale während der Zeiten, in denen der Betrieb der Normalfrequenz-Signalquelle angehalten wird.

-, Uhr nach Anspruch 13 j dadurch ge kenn zeich — net, daß der Zeitanzeigespeicher eine Flip-Elopschaltung aufitfeist, die durch ein Zeitsteuersignal des Treibersignalgenerators betrieben wird , um ein Rechtecksignal mit einer Periods von zwei Sekunden zu erzeugen, während die'Hormalfrequenzsignalquelle in Betrieb ist, und daß die Phase der Treibersignale, die an die Zeitanzeige angelegt v/erden, bestimmt wird durch das Ausgangssignal des Zeitanzeigespeichers während des Betriebs der Normalfrequenzsignalquelle.

15· Spannungsstabilisierungsschaltung für eine elektronische Uhr, die von einer Batterie mit Energie versorgt wird, gekennzeich.net durch einen ersten Feldeffekttransistor, dessen Gate- und Drain-Anschlüsse aneinandergeschaltet sind, einen zweiten "Feldeffekttransistor, dessen Drain-Anschluß mit dem Source-Anschluß des ersten Feldeffekttransistors verbunden ist, einen ersten v/iderstand, dessen einer Anschluß an den Drain-Anschluß des zweiten .Feldeffekttransistors und dessen anderer Anschluß an den Gate-Anschluß des zweiten Feldeffekttransistors angeschlossen ist, einen zweiten i/iderstand» der mit einem Anschluß an den Gate-Anschluß des zweiten Feldeffekttransistors geschaltet ist und eine Einrichtung zum Anlegen einer ersten Spannung zwischen einen Source-Anschluß des ersten Transistors und an den anderen Anschluß des zweiten Widerstandes, um zu bewirken, daß eine erste Spannung zwischen dem Source-Anschluß des ersten Feldeffekttransistors und dem Drain-

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Anschluß des zweiten Transistors auftritt, wobei die zweite Spannung im Vergleich zu der ersten Spannung eine verminderte Schwankungsgeschwindigkeit besitzt.

15. Spannungsstabilisator für eine von einer Batterie mit Energie versorgte Uhr, gekennzeichnet durch eine erste Spannungsstabilisierungsschaltung mit einem ersten und zweiten Feldeffekttransistor, deren zusammengenommene Schwellenspannungen als Bezugsspannung genommen werden, eine Stromstabilisierungsschaltung mit einem Widerstand und einem Feldeffekttransistor, welche auf die Bezugsspannung anspricht, um einen stabilisierten Strom zu liefern, und eine zweite Spannungsstabilisierungsschaltung zum Abgeben einer festen Spannung in Abhängigkeit von dem.stabilisierten Strom, der durch die Stromstabilisierungsschaltung erzeugt wird.

17· Spannungsstabilisator nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet , daß ein auf die feste Spannung ansprechender Differential verstärker vorgesehen ist, um eine stabilisierte Spannung zu erzeugen.

18. Elektronische Uhr, die durch eine Batterie mit Energie versorgt wird, gekennzeichnet durch eine Normalfrequenz-Oszillatorschaltung mit einem AT-Quarz-Kristallschwinger, dessen Schwingungsfrequenz größer als 1 MHz ist, eine Spannungsverminderungsschaltung, die an die Batterie angeschlossen ist und mehrere Kondensatoren,sowie eine Umschalteinrichtung aufweist, um abwechselnd die Kondensatoren in Serien- bzw. Parallelschaltung zu bringen, um eine niedrige Spannung abzugeben,die die Oszillatorschaltung treibt.

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19· Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungsverminderungsschal— tung eine Spannungsstabilisierungseinrichtung aufweist, um eine stabilisierte niedrige Spannung zum Treiben der Oszillatorschaltung zu erzeugen.

20. Elektronische Uhr, der durch eine Batterie Energie zugeführt wird, mit einer Flüssigkristallanzeige, die Ziffern- und Segmentelektroden umfaßt, welche in Matrixform angeordnet sind, gekennzeichnet durch eine Uhrschaltung (904) mit einer Normalfrequenz-Signalquelle zum Erzeugen eines relativ hochfrequenten Signals, einer auf das relativ hochfrequente Signal ansprechenden Freqrienzteileranordnung zum Erzeugen eines Signals relativ niedriger Frequenz, und eine Treibersignal-Generatoranordnung, die auf das Signal relativ niedriger Frequenz anspricht, um Ziffern- und Segment-Treiber signale zu erzeugen,-die an die Ziffern- und Segment-Elektroden angelegt werden, wobei der Treibersignalgenerator eine Modulationsschaltung (913,916) aufweist, um das Tastverhältnis eines der Ziffern- und Segment-Ti"eibersignale in Abhängigkeit von der Temperaturinformation zu modulieren, um dadurch Änderungen in den Anzeigeeigenschaften der Flüssigkristallanzeige aufgrund von Temperaturschwankungen zu kompensieren.

21. Uhr nach Anspruch 20, dadurch gekennzeich net, daß die Treibersignal-Generatoreinrichtung eine Booster-Schaltung (906) aufweist, die an die Uhrschaltung (904) angeschlossen ist, sowie eine Spannungsteilerschaltung (908), die an die Booster-Schaltung (906) angeschlossen ist, um Ausgangs-Spannungssignale bei mehreren geteilten Potentialen zu liefern, und daß eine Treiberschaltung

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(910) vorgesehen ist, die auf die Ausgangs-Spannungssignale anspricht, um die Ziffern- und Segment-Treibersignale zu liefern.

22. Uhr nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulations schaltung eine Impuls-Breiten-Modulationsschaltung auf v/eist, die zwischen die Booster-Schaltung und die Spannungsteilerschaltung geschaltet ist.

23. Uhr nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsschaltung eine Impuls-Amplitu— den-Modulationsschaltung auf v/eist, die zwischen die Booster-Schaltung und die Spannungsteilerschaltung geschaltet ist.

2Pr. Uhr nach Anspruch 20, dadurch gekennzeich n— net, daß die Treibersignalgeneratoreinrichtung eine Einrichtung aufweist zum Modulieren des Tastverhältnisses der Ziffern-Treibersignale in Abhängigkeit von der Temperaturinformation.

25- Uhr nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Treibersignalgeneratorsinrichtung eine Einrichtung aufweist zum Moduliern des Tastverhältnisses der Begment-Treibersignale in Abhängigkeit von der Temperaturinformation.

2S. Uhr nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsteilerschaltung eine Spannungsteilerschaltung vom Kondensatortyp ist.

27. Uhr nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsteilerschaltung mehrere Kondensatoren auf v/eist zum Erzeugen geteilter Ausgangsspannungen, und daß ein Ausgleichskondensator vorgesehen ist, um die

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Spannung auszugleichen, die an einem der Kondensatoren auftritt, so daß diese genauso groß ist wie die Spannung , die an den anderen Kondensatoren auftritt.

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