EP0715237B1 - Schaltungsanordung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung - Google Patents

Schaltungsanordung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung Download PDF

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EP0715237B1
EP0715237B1 EP95118311A EP95118311A EP0715237B1 EP 0715237 B1 EP0715237 B1 EP 0715237B1 EP 95118311 A EP95118311 A EP 95118311A EP 95118311 A EP95118311 A EP 95118311A EP 0715237 B1 EP0715237 B1 EP 0715237B1
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EP
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voltage
input
circuit arrangement
transistor
terminal
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EP95118311A
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EP0715237A3 (de
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Martin Dipl.-Ing. Feldtkeller
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for generation a regulated output voltage from an unregulated input voltage with a transistor whose load current path between the input terminal for supplying the unregulated input voltage and the output connection for tapping the regulated Output voltage is switched, and with a control amplifier, to which the regulated output voltage can be supplied and its output terminal with the control terminal of the transistor is coupled.
  • Voltage regulators are necessary if one can be supplied from the outside Supply voltage is subject to strong fluctuations functional units to be supplied, however, as constant as possible Require operating voltage. To a large allowable To obtain fluctuation range of the input voltage so that the supplied functional units, if possible low input voltage still work, it is necessary that the voltage drop between output and input voltage is as low as possible. These requirements are, for example in the field of automotive electronics.
  • Voltage regulators with low voltage loss are for example in the textbook Tietze, Schenk: “semiconductor circuit technology", 9th edition, 1991, chapter 18.3.4, pages 547 to 549 described. Between the connection for the unregulated input voltage and the connection for the regulated output voltage the load current path of a pnp transistor is switched, its emitter with the input connection and its collector connected to the output connection is.
  • those are supplied by the voltage regulator Functional units usually in CMOS technology manufactured that have a high degree of integration and a enables low power dissipation at low cost. If the voltage regulator to achieve the highest possible integration density on the CMOS circuit together with the to supplying functional units should be arranged Problems with the implementation of the control transistor. The production of such a high current consumption trained bipolar pnp control transistor is in CMOS manufacturing processes not easily possible.
  • DE-A1-37 16 880 there is one Voltage control circuit shown, in which the load current path a MOS transistor between the input terminal for connection an unregulated DC battery voltage and the output connection, at which the regulated output voltage for connection a load is connected.
  • a control amplifier circuit which can supply the regulated output voltage is for the control of the MOS transistor.
  • the Supply voltage of the control amplifier is from a voltage chopper circuit provided that for voltage doubling ensures that the MOS transistor fully driven becomes.
  • the object of the invention is a circuit arrangement of the type mentioned at the beginning, the complete can be produced in CMOS technology. You should one if possible have low power loss with good control behavior.
  • the the output of the control amplifier on the control connection of the transistor coupling capacitance ensures that the output voltage also rapid load changes on the output side straightened out.
  • the charge pump ensures the relatively slow, static control of the control transistor.
  • the charge pump can therefore be dimensioned for low power consumption become. This also means that in the charge pump capacities known to be relatively small can be.
  • the integrated realization of the voltage regulator therefore requires a low current and one small area.
  • a MOS transistor can be used as the control transistor its drain-source current path between input and output connection is switched. All circuit elements of the Voltage regulators can then use integrated CMOS technology with the possibility of integrating MOS power transistors getting produced.
  • a D-MOS power transistor is preferably suitable.
  • the control amplifier preferably has a high bandwidth and a low output resistance.
  • the capacity value the between the control amplifier output and control input of the control transistor switched capacitance should be in the Magnitude of the input capacitance of the MOS transistor lie, preferably in the range from 1/4 to simple the input capacitance of the MOS transistor.
  • charge pumps work clock-controlled.
  • a clock conditioning circuit on, which may be synchronized to an external clock is. Since the clock processing circuit from the regulated Output voltage is available when switching on the unregulated input voltage is not a reliable clock signal to control the charge pump. It is therefore required that the regulated output voltage and thus the proper functioning of the charge pump already exist before the clock generating circuit is activated becomes.
  • the clock supply of the charge pump by one cantilever oscillator provided. For example, this is one fed back via a Schmitt trigger RC link.
  • the reset signal is switched off, and one controlled by the reset signal Multiplexer separates the feedback of the RC element on, so that now more stable system clock in the Charge pump is fed. This also achieves that the charge pump works synchronously with the system clock and no interference caused by superposition of vibrations become.
  • the invention is described below with reference to that shown in the figure Embodiment explained in more detail.
  • the figure shows the basic implementation of the voltage control circuit and the circuit for providing the clock signal for the charge pump.
  • the unregulated input voltage U is fed to an input terminal 1. This is over the drain-source path of a normally-off n-channel MOS transistor 3 with an output connection 2 for tapping the regulated output voltage VDD connected.
  • the output voltage VDD is fed to the minus input of a control amplifier 4. Its plus input is due to a reference voltage UR.
  • the output of the control amplifier 4 is via a capacitor 8 coupled to the gate terminal of the MOS transistor 3.
  • One between the gate terminal of the MOS transistor 3 and reference potential (Ground) switched controllable current source 7 is driven inverted by the output signal of the control amplifier 4.
  • a charge pump 5 is provided, the Output connection for an increased output voltage with the Gate terminal of the MOS transistor 3 is connected.
  • a current source 6 is provided, which is based on the output signal of the control amplifier 4 driven in the same direction and by the amount of the charge pump 5 generated Output voltage is controllable.
  • the voltage regulation circuit works as follows: If the regulated output voltage VDD at terminal 2, for example falls due to a changing load the control deviation formed by the control amplifier 4 increases. The output signal of the control amplifier 4 increases. The Voltage rise is via the capacitor 8 to the gate terminal of the MOS transistor 3 transmitted. Through the relative constant voltage drop along the gate-source path of the MOS transistor 3, the voltage at terminal 2 is raised. The current through the current source discharging the capacitor 8 7 is because of the opposite control from the output of Control amplifier 4 reduced. The dynamic behavior of the Control circuit for rapid load changes in the output voltage is essentially through capacitive coupling of the control amplifier output to the control input of the control transistor certainly.
  • the static setting of the gate potential of the transistor 3 takes place via the charge pump 5.
  • the from the power source 6 impressed current is in the operating state considered here by the rising output signal of the control amplifier 4 increased. This ensures that the output voltage of the Charge pump 5 is increased.
  • the gate voltage of the MOS transistor 3 is supported statically.
  • the current source 6 relates their current from the output voltage terminal, this is adjusted by the static control. Because the charge pump 5 the output voltage fluctuations at connection 2
  • the charge pump can only follow relatively slowly be dimensioned for a relatively low power consumption.
  • the capacities provided in the charge pump 5 in the form of at least one charge capacitor and one charge capacitor can be dimensioned relatively small. Because capacitors area critical for monolithic integration are, the entire voltage regulation circuit has a small one Land use.
  • connection 1 for the input voltage U and the gate connection of the MOS transistor 3 switched start-up circuit contains a current limiting resistor 9 and a diode 10, whose cathode connection with the gate connection of the MOS transistor 3 is connected.
  • the output voltage VDD is therefore around 0 volts.
  • the current limiting resistor 9 is relative to dimension high impedance, so that the current source 7 in the steady Condition is not overloaded.
  • the charge pump 5 can be based on conventional circuit principles will be realized. For example, it contains a charging capacitor, at which the increased output voltage can be tapped is.
  • the charging capacitor has a charge capacity charged and reloaded. This is during a first Switching phase charged from the supply voltage while In a second switching phase, the stored charge is added reverse orientation to the charging capacitor.
  • a clock control is necessary for this.
  • the cycle control for the charge pump becomes state 5 of a usually in the integrated circuit provided provided clock generating device 20.
  • the facility 20 ensures that the clock is properly processed and distribution to all functional units of the integrated Circuit. It is based on the regulated supply voltage VDD supplied with voltage at connection 2. For this Basically, the clock generating device 20 is switched on the input voltage U is not yet active.
  • the one to settle in The regulation necessary clock for the charge pump is therefore during the settling phase from a freely oscillating one Oscillator 21 ... 23 supplied.
  • a multiplexer 24 is provided to switch between the off the freely oscillating oscillator 21 ... 23 generated clock signal and the clock signal generated from the clock generator 20 .
  • the signal R is the usually present reset signal, that is active as long as the settling phase is present and the regulated output voltage VDD is not yet theirs Has reached the setpoint.
  • the free oscillating oscillator contains an RC element 22, 23, the output of which is via a Schmitt trigger 21 is fed back to its input.
  • the active reset signal R can, for example, be a specific one Period of time after switching on, for example using a time delay circuit can be activated.
  • the time delay must be so long that the regulated one Output voltage VDD is stable with the setpoint.
  • the reset signal R can be taken from the internal operating state the circuit shown are derived.
  • the voltage VDD is tapped at connection 2 and compared with a suitably chosen threshold. Will the Threshold exceeded, it means that the output voltage VDD is stable. The reset signal R is then switched off, so that the switch 24 to the clock generating device 20 switches.

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Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung aus einer ungeregelten Eingangsspannung mit einem Transistor, dessen Laststrompfad zwischen den Eingangsanschluß zum Zuführen der ungeregelten Eingangsspannung und den Ausgangsanschluß zum Abgriff der geregelten Ausgangsspannung geschaltet ist, und mit einem Regelverstärker, dem die geregelte Ausgangsspannung zuführbar ist und dessen Ausgangsanschluß mit dem Steueranschluß des Transistors gekoppelt ist.
Spannungsregler sind notwendig, wenn eine von außen zuführbare Versorgungsspannung starken Schwankungen unterliegt, die zu versorgenden Funktionseinheiten jedoch eine möglichst konstante Betriebsspannung erfordern. Um einen großen zulässigen Schwankungsbereich der Eingangsspannung zu erhalten, so daß die versorgten Funktionseinheiten auch bei möglichst niedriger Eingangsspannung noch arbeiten, ist es notwendig, daß der Spannungsabfall zwischen Ausgangs- und Eingangsspannung möglichst gering ist. Diese Anforderungen liegen beispielsweise im Bereich der Kraftfahrzeugelektronik vor.
Spannungsregler mit geringem Spannungsverlust sind beispielsweise im Lehrbuch Tietze, Schenk: "Halbleiterschaltungstechnik", 9. Auflage, 1991, Kapitel 18.3.4, Seiten 547 bis 549 beschrieben. Zwischen dem Anschluß für die ungeregelte Eingangsspannung und dem Anschluß für die geregelte Ausgangsspannung ist der Laststrompfad eines pnp-Transistors geschaltet, wobei dessen Emitter mit dem eingangsseitigen Anschluß und dessen Kollektor mit dem ausgangsseitigen Anschluß verbunden ist. Heutzutage sind die vom Spannungsregler zu versorgenden Funktionseinheiten üblicherweise in CMOS-Technologie hergestellt, die einen hohen Integrationsgrad und eine geringe Verlustleistung bei niedrigen Kosten ermöglicht. Wenn der Spannungsregler zum Erreichen einer möglichst hohen Integrationsdichte auf dem CMOS-Schaltkreis zusammen mit den zu versorgenden Funktionseinheiten angeordnet sein soll, bestehen Probleme bei der Realisierung des Regeltransistors. Die Herstellung eines derartigen für eine hohe Stromaufnahme ausgebildeten bipolaren pnp-Regeltransistors ist in CMOS-Herstellungsprozessen nicht ohne weiteres möglich.
In der deutschen Offenlegungsschrift DE-A1-37 16 880 ist eine Spannungsregelschaltung gezeigt, bei der der Laststrompfad eines MOS-Transistors zwischen den Eingangsanschluß zum Anschluß einer ungeregelten Batteriegleichspannung und den Ausgangsanschluß, an dem die geregelte Ausgangsspannung zum Anschluß einer Last anliegt, geschaltet ist. Eine Regelverstärkerschaltung, der die geregelte Ausgangsspannung zuführbar ist, sorgt für die Ansteuerung des MOS-Transistors. Die Versorgungsspannung des Regelverstärkers wird von einer Spannungszerhackerschaltung bereitgestellt, die für eine Spannungsverdopplung sorgt, so daß der MOS-Transistor voll ausgesteuert wird.
In der Literaturstelle Electronic Design, "Microcontroller Switches 5-A, 60-V Current Pulses", 14. Oktober 1993, Seiten 71 bis 79 ist eine Schaltung zur Ansteuerung von MOS-Transistoren gezeigt, bei der ein High-Side-Schalter von einer Ladungspumpe angesteuert wird. Die Ladungspumpe erzeugt eine über der Versorgungsspannung des MOS-Transistor liegende Spannung.
In der deutschen Patentschrift DE-C2-30 10 618 ist eine Konstantspannungsschaltung gezeigt, bei der im Eingangs-Ausgangsstrompfad die Emitter-Kollektor-Strecke eines Bipolartransistors liegt, dessen Basisanschluß von einer Regelschaltung gesteuert wird. Eine Anlaufschaltung sorgt für eine sichere Inbetriebnahme der Schaltung. Die Anlaufstufe enthält einen Kondensator, dessen erster Anschluß an die ungeregelte Eingangsspannung angeschlossen ist und dessen zweiter Anschluß über einen Widerstand nach Bezugspotential geschaltet ist. Der zweite Anschluß des Kondensators ist außerdem über einen Widerstand und über eine Diode in die Regelschaltung geführt.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die vollständig in CMOS-Technologie herstellbar ist. Sie soll eine möglichst geringe Verlustleistung bei gutem Regelverhalten aufweisen.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Schaltungsanordnung gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
Die den Ausgang des Regelverstärkers auf den Steueranschluß des Transistors koppelnde Kapazität sorgt dafür, daß die Ausgangsspannung auch schnelle ausgangsseitige Laständerungen ausregelt. Die Ladungspumpe sorgt für die relativ langsame, statische Steuerung des Regeltransistors. Die Ladungspumpe kann demnach für eine geringe Stromaufnahme dimensioniert werden. Dies bedeutet außerdem, daß die in der Ladungspumpe bekanntlich notwendigen Kapazitäten relativ klein dimensioniert werden können. Die integrierte Realisierung des Spannungsreglers benötigt demnach einen geringen Strom und eine geringe Fläche.
Als Regeltransistor kann ein MOS-Transistor verwendet werden, dessen Drain-Source-Strompfad zwischen Eingangs- und Ausgangsanschluß geschaltet ist. Alle Schaltungselemente des Spannungsreglers können dann in integrierter CMOS-Technologie mit der Möglichkeit der Integration von MOS-Leistungstransistoren hergestellt werden. Vorzugsweise eignet sich ein D-MOS-Leistungstransistor.
Der Regelverstärker weist vorzugsweise eine hohe Bandbreite und einen niedrigen Ausgangswiderstand auf. Der Kapazitätswert der zwischen Regelverstärkerausgang und Steuereingang des Regeltransistors geschalteten Kapazität sollte in der Größenordnung der Eingangskapazität des MOS-Transistors liegen, vorzugsweise im Bereich vom 1/4-fachen bis zum Einfachen der Eingangskapazität des MOS-Transistors.
Ladungspumpen arbeiten bekanntlich taktgesteuert. Zur Bereitstellung des Arbeitstakts der Ladungspumpe weist die integrierte Halbleiterschaltung eine Taktaufbereitungsschaltung auf, die gegebenenfalls auf einen externen Takt synchronisiert ist. Da die Taktaufbereitungsschaltung von der geregelten Ausgangsspannung versorgt wird, steht beim Einschalten der ungeregelten Eingangsspannung kein zuverlässiges Taktsignal zur Steuerung der Ladungspumpe zur Verfügung. Es ist deshalb erforderlich, daß die geregelte Ausgangsspannung und somit auch die ordnungsgemäße Funktion der Ladungspumpe bereits vorliegen, bevor die Takterzeugungsschaltung aktiviert wird. Beim Einschalten des Systems, was beispielsweise durch einen entsprechenden Zustand eines Reset-Signals angezeigt wird, wird die Taktversorgung der Ladungspumpe von einem freischwingenden Oszillator bereitgestellt. Dies ist beispielsweise ein über einen Schmitt-Trigger rückgekoppeltes RC-Glied. Wenn die Ausgangsspannung geregelt vorliegt, wird das Reset-Signal abgeschaltet, und ein vom Reset-Signal gesteuerter Multiplexer trennt die Rückkopplung des RC-Glieds auf, so daß nunmmehr der stabil vorliegende Systemtakt in die Ladungspumpe eingespeist wird. Dadurch wird außerdem erreicht, daß die Ladungspumpe synchron zum Systemtakt arbeitet und keine Störungen durch Überlagerung von Schwingungen verursacht werden.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand des in der Figur dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Die Figur zeigt die prinzipielle Realisierung der SpannungsregelungsSChaltung sowie die Schaltung zur Bereitstellung des Taktsignals für die Ladungspumpe. Die ungeregelte Eingangsspannung U wird an einem Eingangsanschluß 1 zugeführt. Dieser ist über die Drain-Source-Strecke eines selbstsperrenden n-Kanal-MOS-Transistors 3 mit einem Ausgangsanschluß 2 zum Abgriff der geregelten Ausgangsspannung VDD verbunden. Die Ausgangsspannung VDD wird dem Minus-Eingang eines Regelverstärkers 4 zugeführt. Dessen Plus-Eingang liegt an einer Referenzspannung UR. Der Ausgang des Regelverstärkers 4 ist über einen Kondensator 8 auf den Gateanschluß des MOS-Transistors 3 gekoppelt. Eine zwischen den Gateanschluß des MOS-Transistors 3 und Bezugspotential (Masse) geschaltete steuerbare Stromquelle 7 wird vom Ausgangssignal des Regelverstärkers 4 invertiert angesteuert. Außerdem ist eine Ladungspumpe 5 vorgesehen, deren Ausgangsanschluß für eine erhöhte Ausgangsspannung mit dem Gateanschluß des MOS-Transistors 3 verbunden ist. In der Ladungspumpe 5 ist eine Stromquelle 6 vorgesehen, die vom Ausgangssignal des Regelverstärkers 4 gleichsinnig angesteuert wird und durch die die Höhe der von der Ladungspumpe 5 erzeugten Ausgangsspannung steuerbar ist.
Die Spannungsregelungsschaltung arbeitet folgendermaßen: Wenn die geregelte Ausgangsspannung VDD am Anschluß 2 beispielsweise aufgrund einer sich ändernden Belastung abfällt, wird die vom Regelverstärker 4 gebildete Regelabweichung erhöht. Das Ausgangssignal des Regelverstärkers 4 steigt an. Der Spannungsanstieg wird über den Kondensator 8 auf den Gateanschluß des MOS-Transistors 3 übertragen. Durch den relativ konstanten Spannungsabfall längs der Gate-Source-Strecke des MOS-Transistors 3 wird die Spannung am Anschluß 2 angehoben. Der Strom durch die den Kondensator 8 entladende Stromquelle 7 wird wegen der gegensinnigen Ansteuerung vom Ausgang des Regelverstärkers 4 verringert. Das dynamische Verhalten des Regelkreises bei schnellen Belastungsänderungen der Ausgangsspannung wird im wesentlichen durch die kapazitive Kopplung des Regelverstärkerausgangs zum Steuereingang des Regeltransistors bestimmt.
Die statische Einstellung des Gatepotentials des Transistors 3 erfolgt über die Ladungspumpe 5. Der von der Stromquelle 6 eingeprägte Strom wird im vorliegend betrachteten Betriebszustand durch das ansteigende Ausgangssignal des Regelverstärkers 4 erhöht. Dies sorgt dafür, daß die Ausgangsspannung der Ladungspumpe 5 erhöht wird. Die Gatespannung des MOS-Transistors 3 wird dadurch statisch gestützt. Die Stromquelle 6 bezieht ihren Strom vom Ausgangsspannungsanschluß, wobei dieser durch die statische Regelung nachgeregelt wird. Da die Ladungspumpe 5 den Ausgangsspannungsschwankungen am Anschluß 2 nur relativ langsam zu folgen braucht, kann die Ladungspumpe für eine relativ geringe Stromaufnahme dimensioniert werden. Die in der Ladungspumpe 5 vorgesehenen Kapazitäten in Form von mindestens einem Ladekondensator und einem Umladekondensator können relativ klein dimensioniert werden. Da Kondensatoren bei der monolithischen Integration flächenkritisch sind, weist die gesamte Spannungsregelungsschaltung einen geringen Flächenverbrauch auf.
Heutzutage sind Herstellungsprozesse bekannt, bei denen Logikschaltungen gemeinsam mit MOS-Leistungstransistoren auf einer integrierten Schaltung hergestellt werden können. Mit derartigen MOS-Transistoren wurden bei praktischen Versuchen ein Spannungsabfall am MOS-Transistor und entsprechenderweise ein Unterschied zwischen Ausgangsspannung VDD und Eingangsspannung U von etwa 0,4 Volt erreicht. Die Gesamtschaltung kann demnach auch bei relativ niedriger ungeregelter Eingangsspannung U betrieben werden.
Zum Einschwingen der Regelung ist eine zwischen dem Anschluß 1 für die Eingangsspannung U und dem Gateanschluß des MOS-Transistors 3 geschaltete Anlaufschaltung vorgesehen. Diese enthält einen Strombegrenzungswiderstand 9 und eine Diode 10, deren Kathodenanschluß mit dem Gateanschluß des MOS-Transistors 3 verbunden ist. Beim Einschalten der Eingangsspannung U sind der Kondensator 8 sowie die in der Ladungspumpe 5 vorliegenden Kondensatoren ungeladen. Die Ausgangsspannung VDD liegt deshalb auf etwa 0 Volt. Durch die Anlaufschaltung wird dann der Gateanschluß des MOS-Transistors 3 über die Diode 10 an die Eingangsspannung U gekoppelt, so daß am Anschluß 2 eine anfängliche Betriebsspannung vorliegt. Die Eingangsspannung U muß mindestens so groß sein, daß diese anfängliche Betriebsspannung ausreicht, damit die Regelschaltung anschwingt. Der Strombegrenzungswiderstand 9 ist relativ hochohmig zu dimensionieren, so daß die Stromquelle 7 im eingeschwungenen Zustand nicht überlastet wird.
Es hat sich gezeigt, daß mit zunehmender Kapazität des Kondensators 8 die Ausgangsspannungsschwankung zunehmend schneller dynamisch ausgeregelt werden kann. Um den Flächenverbrauch des Kondensators 8 trotzdem möglichst gering zu halten, sollte dessen Kapazität zweckmäßigerweise etwa in der Größenordnung der Eingangskapazität des Gateanschlusses des MOS-Transistors 3 liegen. In der Praxis wird auch ein gutes Regelverhalten noch erreicht, wenn der Kondensator 8 einen Kapazitätswert von 1/4 der Eingangskapazität des MOS-Transistors 3 aufweist.
Die Ladungspumpe 5 kann nach herkömmlichen Schaltungsprinzipien realisiert werden. Sie enthält beispielsweise einen Ladekondensator, an dem die erhöhte Ausgangsspannung abgreifbar ist. Der Ladekondensator wird von einer Umladekapazität aufgeladen und nachgeladen. Diese wird während einer ersten Schaltphase aus der Versorgungsspannung aufgeladen, während einer zweiten Schaltphase wird die gespeicherte Ladung mit umgekehrter Orientierung an den Ladekondensator übertragen. Hierzu ist bekanntlich eine Taktsteuerung notwendig. Im eingeschwungenen Zustand wird die Taktsteuerung für die Ladungspumpe 5 von einer üblicherweise in der integrierten Schaltung vorgesehenen Takterzeugungseinrichtung 20 versorgt. Die Einrichtung 20 sorgt für die funktionsgerechte Taktaufbereitung und -verteilung an sämtliche Funktionseinheiten der integrierten Schaltung. Sie wird aus der geregelten Versorgungsspannung VDD am Anschluß 2 mit Spannung versorgt. Aus diesem Grunde ist die Takterzeugungseinrichtung 20 beim Einschalten der Eingangsspannung U noch nicht aktiv. Der zum Einschwingen der Regelung notwendige Takt für die Ladungspumpe wird deshalb während der Einschwingphase von einem frei schwingenden Oszillator 21...23 versorgt. Zur Umschaltung zwischen dem aus dem frei schwingenden Oszillator 21...23 erzeugten Taktsignal und dem aus der Takterzeugungseinrichtung 20 erzeugten Taktsignal ist ein Multiplexer 24 vorgesehen. Dessen Eingang zur Steuerung der Schalteinstellung wird von einem Signal R gesteuert. Das Signal R ist das üblicherweise vorliegende Reset-Signal, das aktiv ist, solange die Einschwingphase vorliegt und die geregelte Ausgangsspannung VDD noch nicht ihren Sollwert erreicht hat. Der frei schwingende Oszillator enthält ein RC-Glied 22, 23, dessen Ausgang über einen Schmitt-Trigger 21 auf seinen Eingang rückgekoppelt ist. Wenn die Ausgangsspannung VDD ihren Sollwert erreicht hat, wird das Reset-Signal R deaktiviert, so daß der Multiplexer 24 zur Takterzeugungsschaltung 20 umschaltet und die Rückkopplung des frei schwingenden Oszillators aufgetrennt wird. Die Ladungspumpe schwingt nun synchron zum Systemtakt. Sie kann dann keine durch Überlagerung von Schwingungen hervorgerufene Störungen verursachen. Während der Einschwingphase kann der frei schwingende Oszillator, insbesondere der Schmitt-Trigger 21, aus der anfänglich anliegenden Betriebsspannung VDD versorgt werden.
Das aktive Reset-Signal R kann beispielsweise eine bestimmte Zeitspanne lang nach dem Einschalten beispielsweise unter Anwendung einer Zeitverzögerungsschaltung aktiviert werden. Die Zeitverzögerung muß derart lang bemessen sein, daß die geregelte Ausgangsspannung VDD stabil mit dem Sollwert vorliegt.
Alternativ dazu kann das Reset-Signal R aus dem internen Betriebszustand der gezeigten Schaltung abgeleitet werden. Hierzu wird die Spannung VDD am Anschluß 2 abgegriffen und mit einer geeignet gewählten Schwelle verglichen. Wird die Schwelle überschritten, bedeutet dies, daß die Ausgangsspannung VDD stabil vorliegt. Das Reset-Signal R wird dann abgeschaltet, so daß der Umschalter 24 auf die Takterzeugungseinrichtung 20 umschaltet.

Claims (10)

  1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung aus einer ungeregelten Eingangsspannung, enthaltend:
    einen Eingangsanschluß (1) zum Zuführen der ungeregelten Eingangsspannung (U) und einen Ausgangsanschluß (2) zum Abgriff der geregelten Ausgangsspannung (VDD),
    einen Transistor (3), dessen Laststrompfad zwischen den Eingangs- und den Ausgangsanschluß (1, 2) geschaltet ist,
    einen Regelverstärker (4), dem die geregelte Ausgangsspannung (VDD) zuführbar ist und dessen Ausgangsanschluß mit dem Steueranschluß des Transistors (3) über eine Kapazität (8) gekoppelt ist,
    eine durch den Regelverstärker (4) steuerbare Stromquelle (7), durch die die Kapazität (8) entladbar ist,
    eine Ladungspumpe (5), die einen mit dem Steueranschluß des Transistors (3) verbundenen Ausgangsanschluß für eine erhöhte Spannung aufweist und deren Ausgangsspannung durch den Regelverstärker (4) steuerbar ist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    mit zunehmender Regelabweichung der von der steuerbaren Stromquelle (7) eingeprägte Strom abnimmt und die Ausgangsspannung der steuerbaren Ladungspumpe (5) zunimmt.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    die Ladungspumpe (5) eine weitere steuerbare Stromquelle (6) enthält, die zur steuerbaren Stromquelle (7) gegensinnig gesteuert wird.
  4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
    gekennzeichnet durch
    zwischen den Eingangsanschluß (1) und den Steuereingang des Transistors (3) geschaltete Anlaufmittel (9, 10), durch die beim Einschalten der Eingangsspannung (U) der Transistor (3) leitend geschaltet wird.
  5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der Wert der Kapazität (8) im Bereich vom 1/4-fachen bis zum Einfachen der Eingangskapazität des Transistors (3) liegt.
  6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der Transistor (3) ein MOS-Transistor ist, dessen Drainanschluß mit dem Eingangsanschluß (1) für die ungeregelte Eingangsspannung (U) und dessen Sourceanschluß mit dem Ausgangsanschluß (2) für die geregelte Ausgangsspannung (VDD) verbunden ist.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
    gekennzeichnet durch
    eine von der Ausgangsspannung (VDD) gespeiste Takterzeugungseinrichtung (20...24), durch die die Ladungspumpe (5) mit einem Taktsignal gespeist wird.
  8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    die Takterzeugungseinrichtung (20...24) eine Umschalteinrichtung (24) enthält, durch die die Ladungspumpe (5) in Abhängigkeit von einem Eingangssignal (R) entweder von einer Einrichtung (20), die weitere auf der gemeinsamen integrierten Schaltung vorhandenen Funktionseinheiten zur Taktsteuerung versorgt, mit einem Taktsignal gespeist wird oder von einem frei schwingenden Oszillator (21, 22, 23).
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    durch die Umschalteinrichtung (24) eine im frei schwingenden Oszillator (21, 22, 23) vorhandene Rückkopplung unterbrochen werden kann.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der frei schwingende Oszillator (21, 22, 23) ein RC-Glied (22, 23) enthält, dessen Ausgang über einen Verstärker mit Hysterese (21) auf seinen Eingang rückgekoppelt ist.
EP95118311A 1994-11-29 1995-11-21 Schaltungsanordung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung Expired - Lifetime EP0715237B1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4442466A DE4442466C1 (de) 1994-11-29 1994-11-29 Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung
DE4442466 1994-11-29

Publications (3)

Publication Number Publication Date
EP0715237A2 EP0715237A2 (de) 1996-06-05
EP0715237A3 EP0715237A3 (de) 1997-06-04
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Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2765045B1 (fr) * 1997-06-24 1999-09-03 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif d'ajustement du courant de charge d'un condensateur de stockage
DE19748328C2 (de) * 1997-10-31 1999-08-12 Siemens Ag Spannungs-Konstanthalter
DE19818465C2 (de) * 1998-04-24 2001-02-15 Siemens Ag Schaltungsanordnung für eine Ladungspumpe und Spannungsreglerschaltung mit einer derartigen Schaltungsanordnung
US6310789B1 (en) 1999-06-25 2001-10-30 The Procter & Gamble Company Dynamically-controlled, intrinsically regulated charge pump power converter
WO2001001553A1 (en) 1999-06-25 2001-01-04 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Dynamically-switched power converter
US6504349B2 (en) 2000-02-29 2003-01-07 Sipex Corporation Pulse width modulated voltage regulation circuit and related methods
US6370046B1 (en) 2000-08-31 2002-04-09 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Ultra-capacitor based dynamically regulated charge pump power converter
DE10211543B4 (de) * 2002-03-15 2005-06-30 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung mit einem Feldeffekttransistor und Verfahren zum Betrieb der Schaltungsanordnung
DE10215748A1 (de) * 2002-04-10 2003-12-24 Infineon Technologies Ag Verfahren und Schaltungsanordnung zur elektronischen Spannungsregelung
DE10223772A1 (de) * 2002-05-28 2003-12-18 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung und Verfahren zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung
DE10248498A1 (de) * 2002-10-17 2004-05-06 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zur Spannungsregelung
DE10334066A1 (de) * 2003-07-25 2005-02-24 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zur Spannungsregelung und Verfahren zum Betreiben einer Schaltunsanordnung zur Spannugsregelung
DE102010054402A1 (de) * 2010-12-14 2012-06-14 Init Innovative Informatikanwendungen In Transport-, Verkehrs- Und Leitsystemen Gmbh Schaltung zum Schutz eines elektrischen Verbrauchers gegen Überspannungen
US9002447B2 (en) 2013-03-14 2015-04-07 Medtronic, Inc. Implantable medical device having power supply for generating a regulated power supply
US10128833B2 (en) 2015-07-31 2018-11-13 Texas Instruments Incorporated Millivolt power harvesting FET controller
US20170033793A1 (en) * 2015-07-31 2017-02-02 Texas Instruments Incorporated Millivolt power harvesting fet controller
TWI559113B (zh) * 2015-10-19 2016-11-21 Macroblock Inc Voltage control device

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3010618A1 (de) * 1980-03-20 1981-09-24 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schaltungsanordnung zum konstanthalten einer versorgungsspannung
DE3716880A1 (de) * 1987-05-20 1988-12-15 Sachs Systemtechnik Gmbh Spannungsregelschaltung
DE9017692U1 (de) * 1990-07-18 1991-10-17 Friemann & Wolf Gerätebau GmbH, 4100 Duisburg Elektronische Schaltung für einen Low-Drop-Längsregler zum Laden elektrischer Akkumulatoren
US5168209A (en) * 1991-06-14 1992-12-01 Texas Instruments Incorporated AC stabilization using a low frequency zero created by a small internal capacitor, such as in a low drop-out voltage regulator
NL9201053A (nl) * 1992-06-15 1994-01-03 Koninkl Philips Electronics Nv Switched capacitor ladingspomp, alsmede zaagtandoscillator voorzien van een dergelijke switched capacitor ladingspomp.
US5592120A (en) * 1994-09-07 1997-01-07 Analog Devices, Inc. Charge pump system
US5552697A (en) * 1995-01-20 1996-09-03 Linfinity Microelectronics Low voltage dropout circuit with compensating capacitance circuitry

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