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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zum Steuern
der Schaltflanken des von einem Leistungstransistor zugeführten Stromes.
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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich insbesondere auf einen gesteuerten
Ein-/Ausschalter, der
zwischen eine Vorrichtung zum Laden von Batterien und eine Batterie
geschaltet ist und der in eine tragbare Vorrichtung eingebaut ist,
welche mit wiederaufladbaren Batterien bestückt ist, wie zum Beispiel in
ein mobiles Telefongerät.
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Dieser
Schalter ist zum Schutz der Batterien vor möglichen Spannungsspitzen vorgesehen,
die sich aus dem Anschluss der Batterie an das Batterieladegerät bzw. aus
deren Trennung von dem Gerät ergeben.
Daneben werden, da die Stromflanken gesteuert werden, wenn der Laststrom
ein- und ausgeschaltet wird, elektromagnetische Strahlungen, die von übermäßig steilen
Schaltflanken herrühren,
unterdrückt,
welche sich störend
auf die Kommunikation im Falle eines Mobiltelefons und ganz allgemein auf
den Gerätebetrieb
auswirken könnten.
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Stand der
Technik
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Schalter
dieser Art werden derzeit aus diskreten Bauelementen aufgebaut,
zu denen unter anderem ein bipolarer Transistor gehört, der
beim Ein- und Ausschalten von einer gleichbleibenden Spannungsflanke
angesteuert wird. Diese eher grobe Technik besitzt insofern einen
Nachteil, als die Laufzeiten lang sind und die Schaltflanken des
Ausgangsstroms von der Beta-Grenzfrequenz des Transistors abhängig sind.
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Ein
Ausführungsbeispiel
eines Schalters nach dem Stand der Technik, der sich zum Anschließen einer
Batterie an das Batterieladegerät
in „weicher" Manier eignet, ist
in 1 dargestellt.
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Die
Funktionsweise der Schaltvorrichtung aus 1 und deren Einsatzbereiche werden nachstehend
in ausführlicherer
Form beschrieben.
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Ein
Modell der Batterie kann anhand eines Spannungsgenerators, dessen
Wert sich im typischen Fall von ein paar hundert mV im Zustand der völligen Entladung
bis zu 5–10
Volt im voll aufgeladenen Zustand ändert, so wie eines Reihenwiderstands mit
sehr kleinem Wert (100 bis 200 mOhm) aufgebaut werden.
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Die
Vorrichtung zum Laden der Batterie lässt sich schematisch mittels
eines Stromgenerators 2 dargestellt werden, der bei einer
vorgegebenen Spannung gesättigt
ist. In diesem besonderen Fall würden
die Werte für
Strom und Spannung 1,2 A bzw. 16 V betragen.
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Die
in 1 abgebildete Vorrichtung,
komplett mit ihren beschickten Schaltungen, arbeitet jeweils in
einer von zwei Betriebsarten: einem Einschaltmodus und einem PDM-Modus.
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Sie
schaltet in den Einschaltmodus, wenn die Batterie völlig entleert
ist, und wird in diesem Zustand über
einige Zehnfache von Sekunden gehalten, also über eine ausreichend lange
Zeit, damit die Batterie auf einen Zwischenladungszustand aufgeladen
wird (etwa 3 Volt). Der Transistor P1 ist ausgeschaltet und der
Spannungsregler 4 wird so aktiviert, dass der Strom auf
180 mA begrenzt wird.
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Während dieser
anfänglichen
Phase, in der sich die Batterie im völlig leeren Zustand befindet,
ist es wichtig, dass die Batterie mit einem Strom aufgeladen wird,
der kleiner als der Strom ist, der von dem Batterieladegerät zugeführt wird,
um eine Beschädigung
der Batterie zu vermeiden.
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Nachdem
die Batteriespannung erreicht wurde, bei welcher die gesamte Schaltung,
die von der Batterie mit Energie versorgt werden soll, zu arbeiten beginnen
kann (zum Beispiel 3 Volt in diesem Fall) wird der Einschaltregler 4 abgeschaltet
und wird die Vorrichtung im PDM-Modus arbeiten gelassen.
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Während dieser
letztere in Phase ist das Mobiltelefon in der Lage, korrekt zu arbeiten
und wird der Batterie-Ladevorgang von einem Mikroprozessor bewerkstelligt,
der außerhalb
der in Frage stehenden Vorrichtung 1 vorgesehen ist, welche
den Transistor P1 über
seinen PDM-Anschlussstift steuert.
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Somit
besteht die Notwendigkeit, die Flanken des Batterieladestroms zu
steuern, um so zu verhindern, das steile Schaltflanken den Kommunikationsbetrieb
stören.
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Nun
lässt sich
deutlich aus 1 ersehen, dass
dieser herkömmliche
Ansatz die folgenden Nachteile mit sich bringt:
- – die Laufzeit
des Einschaltbefehls ist recht lang und ist von der Spannung am
Anschlussstift VCH abhängig,
an den der Ladestrom aus dem Generator 2 angelegt ist,
sowie von der Spannung am Basis-Emitter-Übergang im Transistor P1, d.
h. TON =
R1*C1*In (VCH/VCH – VBE) (1)wobei
die Stromflanke ein grober Wert ist und von der Spannung am Anschlussstift
VCH und von der Beta-Grenzfrequenz des Transistors P1 abhängt.
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Aus
der US-Patentschrift Nr. 5,420,499 von DeShazo ist eine in der Stromanstiegs- und Stromabfallzeit
begrenzte Spannungs-Nachlaufregelung zum Steuern eines Leistungstransistors
bekannt. Insbesondere ist gemäß einer
solchen Patentschrift ein Spannungssignal an einem an eine Busleitung
angeschlossenen Stromtreiber vorgesehen. Die Last an dem Bus kann
schwanken und insbesondere kann ihr Widerstandswert sinken und ihre
Leitfähigkeit
zunehmen. In dem Maß,
in dem die Last kleiner wird, steigt der in die Busleitung eingespeiste
Strom an. Somit stehen der in die Last geleitete Strom und die Stromanstiegszeit
in umgekehrter Beziehung zur Last.
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Die
der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende technische Aufgabe
besteht darin, eine Schaltung zum Steuern der Schaltflanken eines
Leistungstransistors anzuregen, die mit geringen Fortpflanzungszeiten
arbeiten und den Ausgangsstrom mit hoher Präzision steuern kann, wodurch
die vorstehend genannten Beschränkungen
im Stand der Technik überwunden
werden.
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Die
technische Aufgabe wird mit einer Schaltung in der angegebenen Weise
gelöst,
wie sie im Kennzeichen der Ansprüche
1 bis 4 definiert ist.
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Kurzbeschreibung
der Erfindung
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Der
hinter der vorliegenden Erfindung stehende Lösungsgedanke besteht darin,
ein Spannungssignal heranzuziehen, das gesteuerte Anstiegs- und
Abfallflanken besitzt, dieses Signal in ein Stromsignal umzuwandeln
und dieses am Ausgang der Vorrichtung auf einen Leistungstransistor
zu spiegeln, um dadurch eine genaue Regelung der Stromflanken des
Transistors zu erzielen.
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Die
Technik, mit der wir arbeiten, lässt
sich vollständig
integrieren, funktioniert mit einem MOS-Transistor und erbringt
kurze Ausbreitungszeiten und eine hochpräzise Steuerung sowohl des Ausgangsstroms
als auch der Schaltflanken.
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Die
Merkmale und Vorteile der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
ergeben sich noch deutlicher aus der nachfolgenden ausführlichen
Beschreibung praktischer Ausführungsbeispiele
der Erfindung, die anhand nicht einschränkender Beispiele in den beiliegenden
Zeichnungen dargestellt sind.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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1 stellt eine herkömmliche
Schaltung zum Steuern der Schaltflanken bei einem Leistungstransistor
dar;
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2 ist eine Ansicht einer
Schaltung zum Steuern der Schaltflanken bei einem Leistungstransistor
gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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3 stellt graphisch bestimmte
Spannungssignale und Stromsignale in Abhängigkeit von der Zeit dar,
die man durch elektrische Simulation der in 2 dargestellten Schaltung erhält;
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4 ist eine graphische Darstellung
bestimmter Spannungssignale und Stromsignale in Abhängigkeit
von der Zeit, die man durch elektrische Simulation der in 2 dargestellten Schaltung
erhält.
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Ausführliche
Beschreibung
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2 stellt eine Schaltung
zum Steuern der Schaltflanken bei einem Leistungstransistor dar,
welcher die vorliegende Erfindung verkörpert.
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Die
Schaltung 1 ist zwischen eine Vorrichtung zum Laden von
Batterie, welche durch einen mit dem Anschluss VCH der Schaltung
verbundenen Stromgenerator 2 schematisch dargestellt ist,
und eine an den Anschluss VBAT angeschlossene Batterie 3 geschaltet.
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Dabei
weist die Schaltung 1 die folgenden Schaltungsteile auf:
einen
Leistungstransistor PW vom MOS-Typ mit einem Drain-Source-Hauptleitungspfad,
der zwischen den Anschlüssen
VCH und VBAT der Schaltung anschlossen ist;
eine Treiberschaltung 12 für den Leistungstransistor PW,
welche aus einem Operationsverstärker
OP1 besteht, der dabei mit einer positiven Spannung VCP versorgt
wird, die höher
als die Spannung VCH ist, sowie aus einem Transistor PS, der mit
dem Leistungstransistor PW gekoppelt ist;
einen Spannungs-/Strom-Wandlerblock 11,
der aus einem Operationsverstärker
OP2, einem Transistor N2 und einem Widerstand R2 besteht und als
Wandler zum Umwandeln einer Spannungs-Wellenform VA an seinem positiven
Eingang in eine Strom-Wellenform IR fungiert,
die proportional zum Widerstandswert des Widerstands R2 ist;
einen
Generator zum Erzeugen einer Spannung VA mit geregelter Flanke,
welcher einen geregelten Generator VC1 zum Erzeugen einer variablen
Spannung und einen Block 10 mit Tiefpassfilter aufweist, das
in der Weise wirksam ist, dass es die Spannungsschwankungen des
Spannungsgenerators VC1 ausfiltert.
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Der
Transistor PS weist einen Steueranschluss auf, der mit dem Steueranschluss
des Leistungstransistors PW und einem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP1
verbunden ist, sowie einen Drain-Anschluss, der mit dem Drain des
Leistungstransistors PW verbunden ist.
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Der
Operationsverstärker
OP1 besitzt einen invertierenden Eingang, der mit dem Source-Anschluss
des Transistors des Transistors PS verbunden ist, sowie einen nichtinvertierenden
Eingang, der mit dem Source-Anschluss des Leistungstransistors PW
am Schaltungsknoten VBAT verbunden ist. Dieser Operationsverstärker dient
in Verbindung mit dem Transistor PS dazu, den Strom IR von
dem Block 11 zur Spannungs-/Stromwandlung auf den Ausgangsstrom
IO zu spiegeln, der zum Durchfließen des Leistungstransistors
PW veranlasst wird.
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Nachstehend
wird nun die Art und Weise erläutert,
in welcher der Strom IR erzeugt wird.
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Der
variable Spannungsgenerator VC1 kann mindestens zwei unterschiedliche
Spannungspegel V1 und V2 erzeugen, wie dies die Kurve (a) in 3 veranschaulicht wird.
Die Einstellung dieses Generators, d. h. bei V1, wird durch den
Block 10 mit Tiefpassfilter hindurch in der Weise gefiltert,
dass ein Spannungssignal VA mit geregelter Flanke erzeugt wird,
wie dies durch die Kurve (b) in 3 veranschaulicht
wird.
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Um
insbesondere eine völlig
lineare Signalflanke zu erzielen, kann anstelle des Widerstands
R1 im Filterblock ein Generator I1 zum erzeugen eines konstanten
Stroms eingesetzt werden.
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Die
an einen nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP2
angelegte Spannung VA wird durch den Block zur Spannungs-/Strom-Wandlung
in einen Strom IR umgewandelt, der das gleiche Zeitmuster wie das
Signal VA aufweist, das durch die Kurve (c) in 3 veranschaulicht wird, und der einen
Wert aufweist, der umgekehrt proportional zum Widerstandswert von
R2 ist, so dass folgendes gilt: IR =
VA/R2.
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Der
Strom IR wird mit dem Oberflächenverhältnis der
Transistoren PS und PW multipliziert, wodurch der Ausgangsstrom
IO zur Versorgung der Batterie 3 erzeugt
wird. Der Operationsverstärker
OP1 funktioniert in der Weise, dass er den Durchschalt-Knoten VG der Transistoren
PS und PW so ansteuert, dass das Stromverhältnis IO/IR aufrechterhalten wird, welches durch das
Oberflächenverhältnis n
von PS zu PW eingestellt wird.
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Bei
Einsatz dieser Schaltung werden die Flanken des Batterieladestroms
in der Weise geregelt, dass die Anstiegsgeschwindigkeit so eingestellt werden
kann, dass sie den Erfordernissen in der Anwendung genügt. Die
Anstiegsgeschwindigkeit des Stroms IO stellt
sich tatsächlich
wie folgt dar: ΔIO/Δt = n*I1/C1·R2 (2)wobei n das
Oberflächenverhältnis von
PS zu PW repräsentiert.
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Die
hier angeregte innovative Lösung
wurde mit Hilfe der BCD-Technologie bei einer Vorrichtung realisiert,
deren Funktion darin besteht, die Batterie mit dem Batterieladegerät auf „weiche" Art und Weise zu
verbinden.
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In
diesem Fall konnte der Batterieladestrom IO einen
von zwei Werten annehmen: im Hochlaufmodus betrug der Strom 180
mA und PDM-Modus war der Strom gleich dem maximalen Strom (1,2 A),
der von dem Batterieladegerät
zugeführt
wurde, und wurde intern auf 1,8 A begrenzt. In jedem der beiden
Fälle beträgt die Anstiegsgeschwindigkeit
des Ausgangsstroms 300 mA/ms.
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Diese
Anstiegsgeschwindigkeit erhält
man auf der Grundlage der folgenden Schaltungsparameter:
Oberflächenverhältnis der
Transistoren PW und PS = 1000;
Stromgenerator I1 =
10 μA;
ein
Widerstand R2 = 1 kOhm;
ein externer Kondensator C1 = 33 nF.
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Um
die Ausgangsstromwerte von 180 mA (Hochlaufmodus) und 1,8 A (PDM-Modus)
aus dem Spannungsgenerator VC1 zu erhalten, betrugen die Einstellungen
jeweils V1 = 180 mV bzw. V2 = 1,8 V.
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Der
interne Begrenzungsstrom wurde auf einen Wert eingestellt, der höher lag
als der maximale Strom, den das Batterieladegerät zuführen kann, so dass bei Betrieb
der Vorrichtung im PDM-Modus der Transistor PW innerhalb seines
linearen Bereichs betrieben wird, bei einem äquivalenten Widerstand von 300
mOhm.
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Nachdem
der Strom IO den vom Batterieladegerät gelieferten
maximalen Strom erreicht hat, neigt die Spannung am invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers
OP1 tatsächlich
zum Absinken, wodurch es möglich
wird, dass die Spannung VG am Durchschalt-Knoten der Transistoren
PS und PW bis auf VCP ansteigt. Auf diese Weise besitzt die Übersteuerung
des Transistors PW einen höchstmöglichen
Wert (etwa 10 Volt) und macht einen Betrieb im Rahmen seines Widerstandsbereichs
möglich.
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4 stellt das jeweilige Verhalten
der Spannung VA am Kondensator C1 und des Batterieladestroms IO dar, wie man diese durch elektrische Simulation
der angeregten Schaltung erhält.
In diesem Fall war die Anstiegsgeschwindigkeit des Stroms IO auf
600 mA/ms eingestellt.
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Die
Vorzüge
einer solchen Lösung
sind deshalb wie folgt:
Die Anstiegsgeschwindigkeit des Ausgangsstroms
IO wird in Entsprechung zur Beziehung (2)
geregelt; es wird deutlich, dass sie von Parametern abhängig ist, die
hochpräzise
sein und auf einfache Art und Weise verändert werden kann, um so die
Schaltung für
unterschiedliche Anwendungsbereiche passend auszugestalten;
Der
absolute Wert des Batterieladestroms IO kann durch Verändern des
variablen Spannungsgenerators VC1, des Widerstandswerts von R2 und
des Oberflächenverhältnisses
n der Transistoren PS und PW in geeigneter Weise eingestellt werden.
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Die
Laufzeit des Einschaltsignals ist nur von den Schwellenspannungen
der Transistoren PS und PW abhängig.