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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Erzeugung
eines Impulsausgangssignals aus einem periodischen Sägezahnsignal
und einer Referenzspannung. Ein solches Verfahren kann in getakteten
Stromwandlern und in D-Verstärkern
verwendet werden. Die Erfindung bezieht sich auch auf einen getakteten
Stromwandler, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren angewendet wird, und
auf einen Oszillator, der in einer Implementierung der Erfindung
verwendet werden kann.
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Grundsätzlich werden
für die
Erzeugung eines Impulsausgangssignals aus einem periodischen Sägezahnsignal
und einer Referenzspannung das Sägezahnsignal
und die Referenzspannung an Eingänge
eines Komparators angelegt. Das vom Komparator gelieferte Ausgangssignal
ist das gewünschte
Impulssignal, dessen Tastverhältnis
durch Anpassung der Referenzspannung gesteuert wird.
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Typische
getaktete Stromwandler nach dem bekannten Stand der Technik haben
einen Versorgungseingang und einen Ausgang, der eine geregelte Speisespannung
liefert. Die US Patentschrift 5,600,234 zeigt beispielsweise einen
Gleichspannungs-Abwärtswandler
mit einer Schaltzelle, die eine Eingangsspannung in eine geregelte
Speisespannung umwandelt, die niedriger als die Eingangsspannung
ist. Die Schaltzelle wird durch ein Impulssignal gesteuert, das
eine feste Periodendauer und ein variables Tastverhältnis aufweist.
Das Impulssignal wird von einem Summierkomparator geliefert. Der
Summierkomparator weist ein erstes Differenzeingangspaar auf, an
das ein Sägezahnwellenformsignal
angelegt wird, das die feste Periodendauer des Impulssignals bestimmt.
Das Tastverhältnis
des Impulssignals wird durch eine erste Rückkopplungsschleife festgelegt,
die einen Bruchteil der Spannung am Ausgang der Schaltzelle an einen
invertierenden Eingang des Summierkomparators anlegt, und durch eine
zweite Rückkopplungsschleife,
die einen integrierenden Differentialverstärker enthält. Während die erste Rückkopplungsschleife
ein schnelles Einschwingverhalten sicherstellt, fügt sie auch
einen Gleichstromfehler ein. Die zweite Rückkopplungsschleife hat einen
hohen Verstärkungsfaktor,
aber ein langsames Einschwingverhalten, um den Gleichstromfehler
zu korrigieren und einen stabilen Betrieb im eingeschwungenen Zustand
zu liefern.
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Wenn
getaktete Stromwandler und D-Verstärker zu minimal kleinen Tastverhältnissen
hin betrieben werden und dabei ein periodisches Signal mit einer
linearen Sägezahnwellenform
verwenden, führt die
im Komparator vorliegende Nichtlinearität zu einer Erhöhung der
Kleinsignalverstärkung
im Regelkreis. Dies führt
zu einer Destabilisierung des Regelkreises, wodurch ein Potential
für Oszillation
erzeugt wird. Daher können
mit herkömmlichen
Wandlern keine kleinen Minimalwerte für das Tastverhältnis erzielt
werden.
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Die
vorliegende Erfindung liefert ein Verfahren zur Erzeugung eines
Impulsausgangssignals aus einem periodischen Sägezahnsignal und einer Referenzspannung,
bei der der lineare Bereich von Tastverhältnissen des Impulsausgangssignals
signifikant auf Minimalwerte ausgeweitet wird. Konkret liefert die Erfindung
ein Verfahren zur Erzeugung eines Impulsausgangssignals aus einem
periodischen Sägezahnsignal
und einer Referenzspannung, bei dem das periodische Sägezahnsignal
und die Referenzspannung an Eingänge
eines Komparators angelegt werden und das Ausgangssignal von einem
Ausgang des Komparators entnommen wird. Das Sägezahnsignal hat eine Rampe,
die von einem minimalen Spannungspegel zu einem maximalen Spannungspegel reicht.
Das Tastverhältnis
des Impulssignals wird durch eine Änderung der Referenzspannung
zwischen dem minimalen und dem maximalen Spannungspegel gesteuert.
Die Rampe hat einen Anfangsstartabschnitt, der beim minimalen Spannungspegel
anfängt,
und einen Hauptabschnitt, der sich vom Anfangsabschnitt zum maximalen
Spannungspegel hin erstreckt. Die Rampensteigung hat im Hauptrampenabschnitt
einen konstanten Wert und im Anfangsabschnitt einen Wert, der größer als
der konstante Wert ist.
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Vorzugsweise
wird die Steigung im Anfangsabschnitt so variiert, dass sie die
Nichtlinearität
des Komparators in einem Betriebsbereich, in dem die Referenzspannung
nahe am minimalen Spannungspegel des Sägezahnsignals liegt, kompensiert.
Es wird auch bevorzugt, ein kurzes Austastintervall vor der eigentlichen
Rampe der Wellenforn einzufügen.
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In
einer anderen Hinsicht der Erfindung wird ein getakteter Stromwandler
geliefert, bei dem die Grundsätze
der Erfindung angewendet werden. Der Wandler umfasst eine Schaltzelle
mit einem Versorgungseingang, einem Ausgang und einem Steuereingang.
Ein Summierkomparator hat erste und zweite Differenzeingangspaare
und einen Ausgang. Der Ausgang ist mit dem Steuereingang der Schaltzelle verbunden.
Ein Oszillator liefert eine periodische Wellenform, die an einen
ersten Eingang des ersten Differenzeingangspaars des Summierkomparators angelegt
wird. Eine einstellbare Referenzspannungsquelle liefert eine einstellbare
Referenzspannung, von der ein vorher festgelegter Bruchteil an einen zweiten
Eingang des ersten Differenzeingangspaars des Summierkomparators
angelegt wird. Ein Fehlerverstärker
weist Differenzausgänge,
die mit dem zweiten Differenzeingangspaar des Summierkomparators
gekoppelt sind, und ein Differenzeingangspaar auf. Ein erster Eingang
des Differenzeingangspaars ist mit dem Ausgang der Schaltzelle gekoppelt,
und die einstellbare Referenzspannung aus der einstellbaren Referenzspannungsquelle
wird an einen zweiten Eingang des Differenzeingangspaars angelegt. Somit
wird die gewünschte
Gleichspannung so skaliert, dass sie einen Referenzgleichstrom für den Komparator
erzeugt, der das gewünschte
Tastverhältnis
für das
Impulssignal, das die Schaltzelle treibt, und somit die gewünschte geregelte
Ausgangsspannung erzeugt, wobei nur minimale Korrekturen an den
Fehler-Anschlusspunkten erforderlich sind, um kleine Störungen zu
korrigieren. Um den linearen Bereich von Tastverhältnissen
des Impulssignals auszuweiten, und somit den linearen Bereich von
verfügbarer
Ausgangsgleichspannung auf kleine Werte auszuweiten, ist die periodische
Wellenform ein Sägezahnsignal,
das eine Rampe hat, die von einem minimalen Spannungspegel zu einem
maximalen Spannungspegel reicht, und die Rampe des Sägezahnsignals
hat einen Anfangsstartabschnitt, der beim minimalen Spannungspegel
anfängt,
und einen Hauptabschnitt, der sich vom Anfangsabschnitt bis zum
maximalem Spannungspegel hin erstreckt. Die Rampensteigung hat im
Hauptrampenabschnitt einen konstanten Wert und im Anfangsabschnitt
einen Wert, der größer als
der konstante Wert ist. Die Steigung im Anfangsabschnitt der Rampe
wird vorzugsweise so variiert, dass sie die Nichtlinearität des Komparators in
einem Betriebsbereich, in dem die Referenzspannung nahe am minimalen
Spannungspegel des Sägezahnsignals
liegt, kompensiert.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird
ein fester Bruchteil einer geforderten Ausgangsspannung, die am
Ausgang der Schaltzelle entsteht, an den ersten Differenzeingang
des Fehlerverstärkers
angelegt. Somit arbeitet die Energieversorgung mit einer festen
Verstärkung,
wodurch sie für
alle Ausgangsspannungen optimal kompensiert ist.
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In
einer weiteren Verbesserung dieses Konzepts umfasst die einstellbare
Referenzspannungsquelle eine feste Referenzquelle und einen Verstärker mit
einstellbarem Verstärkungsfaktor.
Eine feste Referenzspannung aus einer festen Referenzspannungsquelle
wird an einen Eingang des Verstärkers angelegt,
und ein Ausgang des Verstärkers
liefert die einstellbare Referenzspannung.
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Weitere
Vorteile und Merkmale der Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen
Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme
auf die beigefügten
Zeichnungen ersichtlich. In den Zeichnungen:
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stellt 1 ein
schematisches Schaltbild eines getakteten Stromwandlers gemäß dieser
Erfindung dar;
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2 ist
ein Diagramm, das den idealen Betrieb eines Wandlers veranschaulicht;
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3 ist
ein Diagramm, das die Form von schmalen Ausgangsimpulsen mit einem
herkömmlichen
Wandler zeigt;
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4 veranschaulicht
die Geometrie einer Sägezahnrampe,
die in Übereinstimmung
mit den Grundsätzen
der Erfindung verwendet wird;
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5 ist
ein Diagramm, das die Form von schmalen Ausgangsimpulsen mit einem
Wandler, der gemäß der Erfindung
funktioniert, zeigt; und
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6 ist
eine schematische Darstellung einer Schaltung in einem Oszillator
für die
Erzeugung eines Sägezahnsignals
mit der in 4 veranschaulichten Geometrie.
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Mit
Bezug auf 1 ist ein Gleichspannungs-Abwärtswandler
mit einer Schaltzelle 10 abgebildet, der einen Versorgungsport
für eine
Eingangsspannung Vin und einen Ausgangsport für eine Ausgangsspannung Vout
hat. Die Schaltzelle 10 weist ein Paar von Gegentakttransistoren
MN und MP auf, die zwischen dem Versorgungsport und Erde angeschlossen
sind, und einen Gate-Treiber 12 mit Ausgängen, die
an die Gates der Transistoren MN und MP angeschlossen sind, und
einen Steuereingang 14. Der Verbindungsknoten zwischen
den Transistoren MN und MP ist mit dem Ausgangsport durch eine Induktivität 16 verbunden.
Ein Kondensator C und ein Widerstand R sind zwischen dem Ausgangsport
und Erde in Reihe geschaltet.
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Ein
Summierkomparator 18 weist einen Ausgang auf, der mit dem
Steuereingang 14 der Schaltzelle 10 verbunden
ist, und zwei Differenzeingangspaare. Das erste Differenzeingangspaar
(die „inneren" Eingänge in der
Figur) sind mit den Differenzausgängen eines Fehlerverstärkers 20 verbunden. Der
invertierende Eingang des zweiten Paares ist mit dem Ausgang eines
Oszillators 22 verbunden, der eine Sägezahnwellenform mit fester
Frequenz erzeugt. Der nicht invertierende Eingang des zweiten Paares
ist mit einem Anzapfknoten eines ohmschen Spannungsteilers verbunden,
der die in Reihe geschalteten Widerstände R1 und R2 enthält.
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Ein
fester Bruchteil der Ausgangsspannung Vout wird von einem ohmschen
Spannungsteiler mit den zwischen dem Ausgangsanschluss und Erde
in Reihe geschalteten Widerständen
R3 und R4 entnommen und an einen invertierenden Eingang eines Fehlerverstärkers 20 angelegt.
Eine einstellbare Referenzspannung Vref wird an den nicht invertierenden
Eingang des Fehlerverstärkers 20 und
an den Widerstand R1 an dessen Anschluss angelegt, der sich auf
der anderen Seite dessen Verbindung mit Widerstand R2 befindet.
Die einstellbare Referenzspannung Vref wird vom Ausgang eines Differentialverstärkers 24 geliefert,
dessen Verstärkung
durch eine Rückkopplungsschleife
eingestellt wird, die die zwischen dem Ausgang des Verstärkers 24 und
Erde in Reihe geschalteten Widerstände R5 und R6 umfasst, wobei
der Verbindungsknoten zwischen den Widerständen R5, R6 mit dem invertierenden
Eingang des Verstärkers 24 verbunden
ist. Eine feste Spannung aus einer festen Referenzspannungsquelle 26 wird
an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 24 angelegt.
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Der
Wandler wird vorzugsweise als integrierte CMOS-Schaltung implementiert.
Während
die meisten der in der Figur gezeigten Komponenten in der integrierten
Schaltung integriert sind (mit Ausnahme des durch die Induktivität 16 und
den Kondensator C gebildeten LC-Filters), befindet sich der ohmsche
Spannungsteiler, der die Widerstände
R5 und R6 umfasst, außerhalb
der integrierten Schaltung.
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Im
Betrieb vergleicht der Summierkomparator 18 die Sägezahnspannung
vom Oszillator 22 mit einem festen Bruchteil der einstellbaren
Referenzspannung Vref. Wenn der feste Bruchteil der Referenzspannung
Vref gleich der Hälfte
der Rampenhöhe
des Sägezahnsignals
ist, liefert der Ausgang des Summierkomparators ein Impulssignal
mit einem Tastverhältnis
von 50:50. Eine höhere
oder niedrigere Referenzspannung Vref würde den Übernahmepunkt des Summierkomparators 18 verschieben,
wodurch das Tastverhältnis
entsprechend geändert
würde.
Das Impulssignal vom Komparator 18 wird im Gate-Treiber 12 verstärkt, wodurch
die Schalttransistoren MN und MP abwechselnd an und aus geschaltet
werden, wodurch die Ausgangsspannung Vout erzeugt wird, wie allgemein
bekannt ist. Die Ausgänge des
Fehlerverstärkers 20 agieren
auch so, dass sie den Übernahmepunkt
im Summierkomparator 18 verschieben, um jegliche Fehler
in der Ausgangsspannung Vout zu korrigieren. Die Gleichstrom-Genauigkeit des erfindungsgemäßen Stromrichters
ist jedoch inhärent
hoch, also sind nur kleine Korrekturen erforderlich, um kleine Störungen zu
korrigieren. Folglich erhält
man eine geregelte Ausgangsspannung Vout, deren Pegel mit hoher
Genauigkeit in einem weiten Bereich eingestellt werden kann, indem die
Referenzspannung Vref mit den externen Widerständen R5 und R6 eingestellt
wird.
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Im
bevorzugten Ausführungsbeispiel
ist die Rampenhöhe
des Sägezahnsignals
vom Oszillator 22 proportional zum Pegel der Eingangsspannung Vin
am Versorgungseingang. Wie allgemein bekannt ist, ist die Verstärkung eines
Modulators wie offenbart gleich der Versorgungsspannung geteilt
durch die Rampenhöhe.
Bei einer Versorgungsspannung von 2,5 geteilt durch 6 Volt erhält man eine
Abweichung der Verstärkung
von 7,6dB im Speisespannungsbereich. Vom Gesichtspunkt der ,Lastregulierung' aus betrachtet ist
der schlimmste Fall eine niedrige Speisespannung. Vom Gesichtspunkt
der Regelkreisstabilisierung aus gesehen ist der schlimmste Fall
eine hohe Speisespannung. Wenn die Rampenhöhe proportional zur Versorgung
gewählt
wird, ergibt sich daraus ein konstanter Verstärkungsfaktor für den Modulator.
In einem spezifischen Ausführungsbeispiel wird
eine Standardrampenhöhe
von Vin/10 verwendet.
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Für einen
perfekten Komparator und einen perfekten (linearen) Sägezahn ist
die Impulslängenänderung
dT für
ein Zeitintervall T für
eine Referenzspannungsänderung
dRef gleich: dT = T·dRef/Rampenhöhe,
wie in 2 veranschaulicht.
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Auf
Grund der Nichtlinearität
des Komparators ist obige Gleichung jedoch nicht erfüllt, wenn
die Referenzspannung nahe des Minimums der Sägezahnrampe liegt.
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Das
Diagramm in 3 zeigt sehr genaue Details
darüber,
wenn das Modulator-Referenzpotential sukzessive durch den Betriebsbereich
verschoben wird, wodurch schmale Impulse (kleine Tastverhältnisse)
erzeugt werden. Es ist ersichtlich, dass es einen Betriebsbereich
gibt, in dem der hohe Impedanzpunkt nicht die positive Schiene (6V)
erreicht, und dass die Zeitdifferenz zwischen dem Kreuzen des Versorgungsmittelpunktes
in abfallender und in ansteigender Richtung in diesem Bereich viel
schneller variiert, als wenn der Referenzpunkt an eine Position
verschoben wird, an der der hi-z-Punkt (hohe Impedanz) die Versorgungsschiene
zwischen der steigenden und abfallenden Flanke erreicht. Mit Hilfe
des Diagramms wird versucht, die schnelle Änderung der Impulslänge zu verdeutlichen,
wenn sie durch den kritischen Bereich hindurch variiert wird. Es
sollte klar sein, dass Impulslängenänderungen
in Hinblick auf die ,Referenzspannung' in diesem Bereich viel größer sind.
Hieraus ergibt sich, dass der Modulator eine viel höhere ,Kleinsignal'-Verstärkung für kleine
Tastverhältnisse
hat. Schließlich
wird ein Punkt erreicht, an dem die Impulse quasi linear mit dem
Versatz zunehmen.
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Bei
dem Verfahren der Erfindung wird eine modifizierte Geometrie für die Sägezahnrampe
verwendet, um die Nichtlinearität
des Komparators bei kleinen Tastverhältnissen zu kompensieren. Unter Bezugnahme
auf 4 ist ersichtlich, dass die Rampe, angefangen
bei der Minimalspannung der Rampe, einen Anfangsabschnitt mit einer
Steigung hat, die größer als
die Steigung im übrigen
Abschnitt ist, wo die Steigung konstant ist. In diesem Anfangsabschnitt
der Rampe, der in 4 im Wesentlichen vom Zeitpunkt
1,35 μs
bis zum Zeitpunkt 1,40 μs reicht,
nimmt die Steigung allmählich
so weit ab, bis sie gegen die Steigung im linearen Abschnitt konvergiert.
Wie auch aus 4 ersichtlich ist, wird ein
kurzes Austastintervall nach der abfallenden Flanke der Wellenform
und dem Anfangsabschnitt der Rampe eingefügt.
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Die
Ergebnisse sind in 5 veranschaulicht. Die darin
abgebildete Wellenform veranschaulicht die Spannung am hohen Impedanzknoten
des Komparators, wenn die Referenzspannung durch ein identisches
Muster wie das des Szenarios in 3 verschoben
wird. Dabei ist es wichtig, die Zunahme der Impulslänge zu beobachten
und wie viel linearer diese im Vergleich zu 3 ist. Hieraus
ergibt sich deutlich, dass eine „Kleinsignal"-Verstärkung des Komparators
weitaus konstanter in einem weiteren Bereich von Tastverhältnissen
ist.
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6 zeigt
eine Schaltungsanordnung, die in einem Oszillator für die Erzeugung
eines wie in 4 abgebildeten Sägezahnsignals
zu verwenden ist. Alle anderen in dieser Anordnung enthaltenen Bauelemente
werden zunächst
ignoriert, und eine Stromquelle I lädt einen Kondensator C auf,
um eine lineare Rampe mit der Steigung I/C zu erzeugen. Ein NMOS-Transistor
NM1 ist durch einen Widerstand R mit dem Rampenausgang verbunden.
Das Gate des Transistors MN1 ist mit einer Impulssignalquelle S verbunden.
Wenn das Gate des Transistors NM1 hoch ist, wird NM1 aktiviert und
leitet den Ladestrom von der Stromquelle I um, wodurch das Ansteigen der
Rampe aufgehalten wird, bis NM1 ausgeschaltet wird. Die Form und
die zeitlich richtige Einstellung der am Gate von NM1 angelegten
Wellenform können somit
verwendet werden, um den Gesamtrampenausgang zu gestalten. Insbesondere
die Form und die zeitlich richtige Einstellung werden so gewählt, dass
ein kurzes Austastintervall nach der abfallenden Flanke der Wellenform
und dem Anfang der Rampe eingefügt
wird. Um die Ladung des Kondensators C im Anfangsabschnitt der Rampe
zu beschleunigen, ist der Rampenausgang zusätzlich mit der Source eines
NMOS-Transistors
NM2 verbunden. Das Gate von NM2 ist mit einem über Diode verbundenen NMOS-Transistor
MN3 verbunden, der durch eine Stromquelle I1 vorgeladen wird. Eine
Spannungsquelle V liefert die Drain-Vorladung für NM3. Das B/L-Verhältnis (Breite/Länge) des über Diode
verbundenen Transistors MN3 ist viel kleiner als das von NM2 und
darum zweigt die Source von NM2, wenn der Kondensator C entladen
wird, zusätzlichen
Strom in den Kondensator C ab, um eine beschleunigte Steigung am
Anfang der Rampe zu liefern. Mit zunehmender Rampenspannung wird
der Transistor MN2 abgeschaltet, wodurch die Rampensteigung auf den
normalen Wert I/C verringert wird.
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Obige
Schaltungsanordnung ist nur ein Beispiel dafür, wie man die modifizierte
Rampengeometrie von 4 leicht erreichen kann.