CN1312973A - 绝缘栅功率半导体的栅极驱动 - Google Patents

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Abstract

揭示了一种用于控制绝缘栅半导体开关(更具体来说是MOSFET和绝缘栅双极晶体管器件(IGBT))的电流和电压开关轨道的方法。在开关式电源中使用MOSFET和IGBT是因为它们易于驱动,且有能力以高开关频率处理高电流和电压。然而,这两种器件的开关轨道都导致功率变换器所产生的共模电磁发射和换向单元中的功耗。本发明使用具有栅极充电(或放电)电流反馈的混合电压/电流系统信号源,以动态地独立控制绝缘半导体器件的漏极电流和漏极电压。通过横过跨导曲线的电压源来控制漏极电流的变化速率,而通过反馈引起的电流源中的动态变化来控制漏极电压的变化速率。

Description

绝缘栅功率半导体的栅极驱动
技术领域
本发明涉及绝缘栅功率半导体的模拟栅极驱动。更具体来说，本发明涉及应用于基础功率电子学领域的绝缘栅功率半导体开关的电流和电压开关轨道(trajectory)。
背景技术
在开关式电源(SMPS)中使用MOSFET和绝缘栅双极晶体管器件(IGBT)，因为它们容易驱动且能以高的开关频率处理高的电流和电压。
然而，这两种器件的开关轨道都导致漏极电流波形所产生的共模电磁发射及换向单元中的功耗。这两个特性代表了功率变换器的相反设计目标。由于小型化的需要把开关频率推向更高，所以在电磁干扰(EMI)和功耗之间形成令人满意的折衷变得日益困难。
把SMPS的特征矩形电压波形建模为一周期性梯形脉冲串。此波形产生了E场辐射和由对地回路的寄生电容引起的共模传导干扰。
可使用静电屏蔽(公知的类型)和电路参考资料(Zverev等人，97’电气和电子工程师协会电力电子学专家会议论文集，美国密苏里州)把电磁场及任何感应的共模耦合的影响减到最小。然而，换向电路中矩形开关电流的相似性使磁通量产生明显的变化。这引起整个电路内的高频噪声，导致H场辐射以及具有可能扩展到100Mhz以上的谐波的干扰。
对任何设计或修改的附加约束在于，该器件必须仍旧是电磁兼容的(EMC)(即，符合所有的适用性标准，例如欧洲国际无线电干扰特别委员会的建议书)。
此外，为了避免有关EMC的问题，可使用诸如钢等用于屏蔽的磁性材料。然而，这些屏蔽的性能在超过500KHz后急剧下降。
用于EMC的功率变换器的改进方法分成三类。首先，存在诸如屏蔽等抑制和耗散方法。其次，可把对EMI有贡献的寄生分量减到最小。该方法的一个例子是通过去耦合和布局把电流回路面积减到最小。
第三个是减少换向源处产生的EMI的方法。这种方法可能是有效的，但它可能给任何器件的设计增加明显的复杂性。例如，可使用软开关谐振和准谐振拓扑技术。然而，这种方法的缺点是传导损耗较高，电压应力(stress)较高，且需较多或较大的部件(componentry)。
这三种方法的进一步例子是通过增加栅极电阻器来减缓电流上升和下降时间。然而，其缺点在于，当漏极电压变化时，栅极电阻器限制了给寄生栅-漏电容(密勒电容)充电可获得的电流量。这导致电压开关时间减缓。
然而，由于开关频率移至较高，所以EMI与功耗之间的折衷变得日益困难。
另一个方案是消除或减少其源处的EMI产生。Consoli等人(96年11月第4期第38卷有关电磁兼容性的电气和电子工程师协会报中的“功率变换器中的一种创新的EMI减小设计技术”)以及Musumeci等人(97年7月第4期第12卷有关功率电子学的电气和电子工程师协会报中的“绝缘栅控制器件的开关性能的改进”)揭示了一种可能的解决方案。由这两者提出的解决方案是一种基于数字方法的EMI减少技术，该技术使用仔细定时的电流源来克服开关期间的密勒电容效应。
本发明的一个目的是提供一种模拟栅极驱动技术，它允许独立而最佳地控制使用绝缘栅功率器件的开关式变换器中的漏极电流和电压波形。
本发明的进一步目的是提供一种栅极驱动技术，它克服或至少减轻了某些上述缺点，或至少给公众提供了一种有用的选择。
发明内容
依据本发明的第一个方面，提供了一种用于独立地控制开关式电源的绝缘栅开关电路的漏极电流和电压的电路，所述电路包括：
绝缘栅半导体器件；
线性缓冲器；以及
可在断开期间进行操作的局部反馈回路内的组合的电压源和电流源；其中由横过(traverse)跨导曲线的栅极电压来控制电流的变化速率。
依据本发明的第二个方面，提供了一种用于绝缘栅半导体器件的栅极驱动电路，它包括；
电压源；
电流源；以及
反馈信号，其中电压源与电流源的组合适用于为绝缘栅半导体器件提供栅极信号，从而该栅极信号允许在所述绝缘栅半导体的导通或断开期间独立地控制漏极电流和漏极电压。
最好，反馈信号是绝缘栅半导体的栅极充电(或放电)电流。
最好，栅极信号的电压和电流分量适用于依据反馈信号而共相关。
最好，栅极信号输出是具有低阻抗输出的线性缓冲器，尤其是，线性缓冲器是类似的运算放大器。
最好，电压源和电流源可以是具有低输出阻抗的组合的电压和电流源。
最好，电压源和电流源适用于依据反馈信号的状态对驱动信号提供电流控制或电压控制。
最好，由横过绝缘栅半导体的跨导曲线的电压源来控制漏极电流的变化速率。
最好，由反馈所引起的电流源中的动态变化来控制漏极电压的变化速率。
最好，栅极信号是MOSFET或IGBT的栅极信号。
依据本发明的另一个方面，提供了一种用于独立地控制开关式电源的绝缘栅开关电路的漏极电流和电压的电路，所述电路包括：
低阻抗控制的斜坡(ramp)电压源，以控制开关期间的漏极电压斜率和漏极电流斜率；
以斜坡功能作为其输入的低阻抗电压线性缓冲器；其中电压源和线性缓冲器都可在导通期间进行操作，且由缓冲器的输出阻抗来限制电压的变化速率。
最好，由横过绝缘栅半导体的跨导曲线的电压源来控制漏极电流的变化速率。
最好，栅极信号是MOSFET或IGBT的栅极信号。
附图概述
仅通过示例，参考附图来详细描述本发明的较佳实施例，其中：
图1：是包括公知的MOSFET栅极驱动电路的电路图；
图2：是示出图1的电路的波形的曲线图；
图3：是本发明的导通电路第一实施例的示意图；
图4：是断开电路的第一较佳实施例的示意图；
图5a：是公知的栅极驱动器的漏极电压、栅极电压和漏极电流波形的曲线图；
图5b：是导通期间本发明的电路的漏极电压、栅极电压和漏极电流波形的曲线图；
图6：是已有技术以及从本发明的导通电路获得的近场辐射的发射测量值的曲线图；
图7：是半导体开关循环的导通和断开阶段的全栅极驱动电路的电路图；以及
图8：是图7所示栅极驱动电路的微处理器控制的方框图。
本发明的较佳实施方式
回顾一下绝缘栅器件的开关特性及传统栅电阻的影响是有用的。将使用MOSFET的更一般情况。参考图1，其中示出常规的MOSFET栅极驱动电路2。所示的寄生电容Cgd和Cgs只是为了示意的目的，而不是电路元件。该电路包括带有串联栅电阻器Rg的高性能数字缓冲器，它控制漏极电流的上升和下降时间。
图2示出图1的电路的示波器波形。所使用的开关频率为100KHz，电压波形为5V/div，电流波形为1A/div。最初，栅-源电压Vgs按指数上升直到它达到阈值电压，且器件开始导通。漏极电流Id开始按MOSFET的跨导曲线上升。只要漏极电流Id小于满载电流Io且自由旋转(free wheeling)二极管Df导通，则漏-源电压Vds保持箝位在其初始值Vo。
一旦MOSFET传送满载电流Io但仍在有效区域内，则即使栅极电路可向栅极提供电流，栅-源电压Vgs也仍保持恒定。这是由于漏极电压Vds开始减少需要栅-漏电容Cdg通过Rg放电，从而限制漏极电压的变化速率(dVds/dt)。这是公知的密勒效应，图2上的A与B之间的区域代表密勒效应区。漏极电压Vds的减少是非线性的，它是由栅-漏电容Cgd随漏-源电压Vds的改变的动态变化引起的。因而，Rg限制了DId/dt和dVds/dt，从而需要在减少的EMI和功耗之间进行折衷。一旦密勒效应终止，栅极电压Vgs可继续增高到其最终值。从图2可看出，除了从栅极电容取得电流且电流和电压的顺序颠倒以外，以上也是断开阶段的情况。
参考图3，其中示出第一较佳实施例的电路的示意图。数字输入信号控制两个电流源，这两个电流源使斜坡信号出现在线性缓冲器的输入处。可变电阻器VR1和VR2分别控制上升和下降时间。线性缓冲器U1是公知类型的高速双极缓冲器。这种缓冲器的一个例子是缓冲器EL2009C(Elantec股份有限公司)。
在开关期间，标准栅极电阻器Rg(如图1所示)与栅源电容Cgs相结合在MOSFET的栅极处引起电压斜坡，它控制漏极电流Id的变化速率。在图1的标准电路中，栅极电阻器Rg还限制对MOSFET的栅-漏电容Cgd充电和放电可获得的电流。在图3所示的实施例中，使用低阻抗电压源来优化对漏极电流Id斜率和漏极电压Vds斜率的控制(如图2所示)，使得可把栅极电阻器Rg一起除去。可利用以斜坡功能作为其输入的低阻抗线性缓冲器U1来实现此低阻抗电压源。这样，通过横过MOSFET跨导曲线的栅极电压Vgs来控制di/dt斜率，仅通过缓冲器U1的输出阻抗来限制dv/dt，从而把H场发射和功耗减到最小。使用此方法，差不多消除了图2的栅极开关轨道中的密勒区。
不幸的是，此简单电路在断开期间产生了问题，导致不能充分地控制漏极di/dt(断开)。包含栅极电流的反馈的更复杂混合源克服了这个问题，并带来了直接控制漏极电压Vds的上升和下降时间的附加能力(甚于按缓冲器输出阻抗所允许的自动变快)。
参考图4，其中示出如上所述利用栅极电流的反馈的栅极驱动电路的断开部分的一个较佳实施例。这包括局部反馈回路内的组合电压源和电流源。现在将说明该电路的操作，但为了简单，仅描述断开的情况。对于MOSFET，此描述是导通阶段直接颠倒。为了说明，我们将假设C1=Cgs，且额定Cgs放电电流为0.1A。
Rf设定电容器C1的放电电流，最初把该电容器C1充电到正常导通状态的栅极电压Vgs(导通)。这样因单位增益缓冲器U1与射极跟随器Q1的操作而引起在电容器C1和栅-源电容Cgs上产生一电压斜坡。缓冲器U1消除了通常发生在射极跟随器Q1上的基极-发射极电压降。这在上述电流上升时间间隔期间是明显的。射极跟随器Q1从栅源电容Cgs中提供了电流增益隔离电容C1。在此期间，电流镜M3(具有10∶1的缩小特性)通过电流镜M2把0.01安培注入电容器C1。此负反馈导致电流放电刚好在0.1安培以下稳定。
当电压斜坡到达静态栅极电压时，漏极电压将开始上述，这需要栅极电压在放电电流移向漏栅电容Cdg时形成台阶(plateau)。此电压台阶是由电流镜M3和M2的操作所引起的。通过射极跟随器Q1的漏栅电容Cdg放电电流快速增加，直到它达到1安培，此时电流镜M3和M2将把0.1安培注入电容器C1。
当此注入的电流等于电流镜M1所设定的放电电流时，电容器C1上的电压将成为静态，从而允许电压台阶。
缓冲器U1提供了内部增益，以消除为使射极跟随器Q1中的集电极电流从0.1安培增加到1.0安培所需的基极射极电压的稍稍增加。在密勒区的末端，漏栅电容Cdg被完全充电，且放电电流被传回栅源电容Cgs，从而造成了栅源电压上的斜坡。放电电流事实上立即降回到0.1安培，因为要尝试比电容器C1断开射极跟随器Q1更快地使射源电容器Cgs放电。
该电路如此进行自调节，且以预定的方式控制栅极电压。结果，漏极电流以编程的速率下降。可相对于断开期间电压上升时间的所述改进把电流镜M3的电流比设定为预定(高)的值，而不影响漏极电流斜率。
如上所述，图4所示的前一实施例仅仅是电路的断开部分。很明显，为了实际应用，改进的栅极驱动最好表现出导通和断开半导体开关的改进。在图7中示出对开关循环的导通和断开部分都提供改进的本发明的一个实施例。除了包括由于在开关循环的导通阶段中进行操作的镜(mirror)元件以外，该电路具有与图4所示相同的操作。已加上电流镜M2和M5，以提供在导通和断开阶段之间发生的栅极电流倒相。在图7中未示出寄生电容Cdg和Cgs。
本发明的图7所示的示意图提供了一种在绝缘栅功率器件的导通和断开过程中独立而连续地控制漏极电压和漏极电流波形的机构。这使得可同时大大改善开关损耗和EMI。可通过分别使用可变电阻器VR1、VR2、VR3和VR4(如图7和8所示)来容易而独立地控制导通电流、断开电流、导通电压和断开电压这四个参数。漏极电流控制还可通过可变电压间接改变电流源的值来进行控制。
然而，与该实施例对这些参数的控制无关，可通过来自微控制器或同一电路中类似元件的软件或固件间接地控制上述四个参数。这允许在制造器件下载最终参数作为固件；用于在不同模型的体系结构中的重新使用；或在实现EMC一致性的最终需求前的PCA的最终布局等。扩展此概念使得可使用标准通信方法，从诸如膝上型PC等适当的通用计算机器件远程地控制上述四个栅极驱动参数。这使得可在EMC一致性测试期间根据需要远程地调节这四个参数，以便研究和存储有关实现EMC一致性的信息，而没有不适当的惩罚。此外，这种系统使得可在一定范围的开关电路中使用标准栅极驱动模块，在这些开关电路中，在测试时通过固件或软件上载每个电路的所需参数。
图8示出图7中所示的栅极驱动电路的方框图，其中已在栅极控制块81外分别示出四个控制元件VR1、VR2、VR3和VR4。这些控制元件VR1、VR2、VR3和VR4中的每一个都由具有至微控制器82或类似元件的数字串行控制链路的可变电阻器件(数字电位计)构成。具有支持存储器和程序码(未示出)的微控制器82可修改这四个控制参数VR1、VR2、VR3和VR4继而变换器的EMI和开关损耗。
仅通过示例，在以下示出本发明所提供的对绝缘栅半导体的开关的改进。
例1电压开关时间的改进。
参考图5，试验以上图3的电路，其结果在图5中以曲线示出。在图5a中示出公知类型(图1)的驱动器的曲线。在图5b中示出本发明的模拟电路的曲线。在这两个曲线图中都示出漏极电压VD、栅极电压VGS和漏极电流ID的波形。在表1中列出变量和控制。在例1中，di/dt对公知的电路(图1)和本发明的模拟电路都相同。
表1
      变量                               控制
 RgonΩ   RgoffΩ  Tf(VDS)(nS)   (di/dt)on(A/uS) Tf(VDS)(nS) (di/dt)off(A/uS)     电流幅度     脉冲频率     占空度
常规 220    5  600     19.5  180     10     1.7A  100KHz     25％
本发明 1R@1A  1R@1A  100     18  140     10     1.7A  100KHz     25％
较佳实施例的模拟电路包括能在导通期间控制栅极上的电压斜坡的驱动器。这使得可控制电流斜率和EMI，同时保持低的输出阻抗。在本例中，驱动器的有效性不受输出阻抗(1欧姆)的限制，但受到线性缓冲器的电流限制。
例2导通的EMI改进。
参考图6，其中对相同的电压开关时间示出公知驱动器(图1)和较佳实施例的电路的近场发射发射的曲线示意图。在下表2中列出参数。表2变量    控制
 RgonΩ    RgoffΩ  Tf(VDS)(nS) Tr(VDS)(nS)    (di/dt)on(A/uS) (di/dt)off(A/uS)   电流幅度  脉冲频率 占空度
常规 34    5     38   180     100     10     2A  100KHz  30％
模拟 1R@1A  1R@1A     100   140     18     10     2A  100KHz  30％
图6示出使用EMC分析器获得的频谱。公知的常规驱动器的曲线为线61，依据本发明的驱动器的曲线为线62。当来自本发明的发射电平达到常规驱动器前的测量设备的噪声下界时，不能看到整个改进。
以上描述了用于接通的电路的一个较佳实施例，它适用于MOSFET和IGBT。
断开
图4的电路在断开期间实现了与所示用于导通的电路类似的改进。
它完全适用于MOSFET，但仅在密勒效应和功率金属氧化物半导体(mos)阶段适用于IGBT。可把dVds/dt控制到一设定的值，以保证不超过制造商的最大值，从而避免SCR锁定和漏极过压。这通常是使用Rgoff的最小值来实现的，从而导致断开期间器件错误的伪导通。
仅通过示例描述了本发明，应理解，可对其进行修改而不背离本发明的范围。

Claims (13)

1．一种用于独立地控制开关式电源的绝缘栅开关电路的漏极电流和电压的电路，所述电路包括：
一绝缘栅半导体器件；
一线性缓冲器；以及
一可在断开期间操作的局部反馈信号内的组合电压源和电流源；其中由横过跨导曲线的栅极电压来控制电流的变化速率。
2．一种用于绝缘栅半导体器件的栅极驱动电路，包括：
一电压源；
一电流源；以及，
一反馈信号，其中电压源与电流源的组合适用于为绝缘栅半导体器件提供栅极信号，从而此栅极信号允许在所述绝缘栅半导体的导通和断开期间独立地控制漏极电流和漏极电压。
3．如权利要求1或2所述的栅极驱动电路，其特征在于所述反馈信号是绝缘栅半导体的栅极充电(放电)电流。
4．如权利要求1到3中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于栅极信号的电压和电流分量适用于依据反馈信号而共相关。
5．如以上权利要求中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于栅极信号输出为具有低阻抗输出的线性缓冲器。
6．如权利要求5所述的栅极驱动电路，其特征在于线性缓冲器是类似的运算放大器。
7．如以上权利要求1到4中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于电压源和电流源可以是具有低输出阻抗的组合电压和电流源。
8．如以上权利要求中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于电压源和电流源适用于依据反馈信号的状态来提供驱动信号的电流控制和电压控制。
9．如以上权利要求中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于通过反馈引起的电流源中的动态变化来控制漏极电压的变化速率。
10．一种用于独立地控制开关式电源的绝缘栅开关电路的漏极电流和电压的电路，所述电路包括：
低阻抗控制的斜坡电压源，以在开关期间控制漏极电压斜率和漏极电流斜率；
以斜坡函数作为其输入的低阻抗电压线性缓冲器；其中电压源和线性缓冲器在导通期间豆可操作，由缓冲器的输出阻抗来限制电压的变化速率。
11．如以上权利要求中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于通过横过绝缘栅半导体的跨导曲线的电压源来控制漏极电流的变化速率。
12．如以上权利要求中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于栅极信号为MOSFET或IGBT的栅极信号。
13．一种用于独立地控制开关式电源的绝缘栅开关电路的漏极电流和电压的电路，所述电路基本上如这里参考说明书所述。
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