KR20010071460A - 절연 게이트 전력 반도체용 게이트 구동장치 - Google Patents

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KR20010071460A
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그레고리 크레이그 월리스
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토마스 에드워드 페어펙스 헤스
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Abstract

절연 게이트 전력 반도체 스위치들, 특히 MOSFET들과 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 소자들(IGBTs)의 전류 및 전압 스위칭 궤적들의, 제어 방법이 개시되어 있다. MOSFET들과 IGBT들은 스위칭 모드 전원장치들에 사용되는데, 그 이유는 고-스위칭 주파수에서의 그 용이한 구동 능력과 고전류와 고전압의 처리 능력 때문이다. 그러나, 양(兩) 형태의 소자들에 대한 스위칭 궤적들은 드레인 전류 파형과 전류(commutation) 셀에서의 전력 손실들에 의해 발생된 공통-모드 전자 방출들 모두에 대하여 영향을 준다. 이들 두가지 특성들은 전력 변환기들에 대한 상충되는 설계 목적들을 나타낸다. 본 발명은 절연 반도체 소자의 드레인 전류와 드레인 전압을 동적으로 그리고 독립적으로 제어하기 위해 게이트 충전(또는 방전) 전류의 피드백을 갖는 하이브리드 전압/전류 게이트 신호원을 사용한다. 드레인 전류의 변화율은 트랜스 컨덕턴스 곡선을 트래버스하는 전압원에 의해 제어되는 한편, 드레인 전압의 변화율은 피드백에 기인한 전류원의 동적 변화들에 의해 제어된다.

Description

절연 게이트 전력 반도체용 게이트 구동장치{gate drive for insulated gate power semiconductors}
MOSFET들과 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 소자들(IGBTs)은 스위칭 모드 전원장치(SMPS)에 사용되는데, 그 이유는 용이한 구동 능력과 고-스위칭 주파수에서의 고전류 및 고전압을 다룰수 있는 능력 때문이다.
그러나, 위의 두가지 형태의 소자들에 대한 스위칭 궤적들은 전류(commutation) 셀에서의 전력 손실 및 드레인 전류 파형에 의해 발생된 공통 모드(common mode) 전자 방출들(electromagnetic emissions) 모두에 기인한다. 이들 두가지 특성들은 전력 변환기(power converter)들에 대한 상충되는(opposing)의 설계 목적들을 나타낸다. 소형화의 필요성으로 인해 더 높은 주파수가 요구되기 때문에, 전자파 장해(EMI)와 전력 손실간의 만족할 만한 타협(trade off)이 점점 어려워지고 있다.
SMPS의 특징적인 직각 전압 파형은 주기적인 사다리꼴 펄스열로설계된다(modelled). 이 파형은 E-필드 복사와 대지 귀로(ground returns)에 대한 기생용량에 의해 야기되는 공통 모드 도전성 방해(conducted interference)를 발생시킨다.
(공지된 형태의) 정전차폐와 회로 기준들(circuit references)(Zverev 등, 학회지 IEEE PESC, 1997년 미국 미주리)이 전자기장과 유도 공통 모드 결합(induced common mode coupling)의 영향들을 최소화하는데 사용될 수 있다. 그러나, 전류(commutation) 회로에서의 직각 스위칭 전류들의 유사성은 중요한 자속변화(significant changing magnetic flux)를 발생시킨다. 이것은 회로 전체에 걸쳐 고주파 잡음을 유기시키며, H-필드 복사와 100MHz 이상에 이를 수 있는 고조파에 의한 간섭을 초래한다.
설계나 수정상의 다른 제약은 소자가 전자적 호환성(EMC)이 있어야 한다는 점이다(즉, 모든 적용 가능한 표준, 예컨대, 유럽 CISPR 권유사항, 에 부합해야 된다는 것이다).
또한, EMC와 연관된 문제들을 피하기 위해서, 강철과 같은 차폐를 위한 자성 물질이 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 차폐의 성능은 500KHz가 넘으면 급격히 떨어진다.
전자적으로 호환성(EMC)이 있는 전력 변환기들에 대한 개선 방법들은 3가지로 나뉜다.
첫째로, 차폐(shielding)와 같은 격납(containment)과 분산(dissipation)의 방법들이 있다.
둘째로, EMI를 일으키는 기생 성분들은 최소화 시킬 수 있다. 이러한 방법의 한 예는 감결합과 레이아웃(layout)을 통해 전류 파복 영역(current loop area)을 최소화하는 것이다.
셋째로, 전류원(commutation source)에서 일어나는 EMI의 감소를 허용하는 방법들이 있다. 이러한 방법들은 효과적일 수 있으나 소자의 설계에 커다란 복잡성을 부가할 수 있다. 예컨대, 소프트 스위칭 공진 및 준-공진 위상(quasi-resonant topologies)이 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 방법의 결점은 보다 높은 전도 손실(conduction loss), 보다 높은 전압 응력(voltage stress)과 더 많은 성분들(componentry)이다.
이 세번째 방법들의 다른 한 예는 게이트 저항들의 첨가에 의해 전류 상승과 강하 시간을 느리게 하는 것이다. 그러나, 이 예의 결점은 드레인 전압이 변함에 따라 게이트 저항이 기생 게이트-드레인 용량 즉 밀러(miller) 용량을 충전시키는데 유용한 전류의 양을 제한한다는 점이다. 이것은 전압 스위칭 시간을 느리게 한다.
그러나, 스위칭 주파수들이 더 높아짐에 따라 EMI와 전력 손실간의 타협은 더욱 더 어려워진다.
또 다른 방법은 EMI 발생을 그 소스에서 제거 또는 감소시키는 것이다. 한가지 가능한 해결책은 콘솔리(Consoli) 등 ("전력변환기의 혁신적인 EMI 감소 설계 기술", 전자 호환성에 관한 IEEE 회보. Vol 38, No. 4, 11. 96)와 무스메치(Musumeci) 등 ("절연 게이트-제어 소자들의 스위칭-기능 개선", 전력 전자기술에 관한 IEEE 회보. Vol 12, No. 4, 7 1997)에 의해 개시된 것이다. 두 사람 모두에 의해 제안된 이 해결책은 신중하게 일정 시각에 작동하도록 장치된(carefully timed) 전류원들을 스위칭 중에 밀러 용량 영향을 극복하기 위해 사용하는, 디지털 방법에 근거한 EMI 감소 기술이다.
본 발명은 절연 게이트 전력 반도체용 아날로그식 게이트 구동장치 관한 것으로, 특히, 기본 전력 전자기술 분야에 적용되는 절연 게이트 전력 반도체 스위치들의 전류 및 전압 스위칭 궤적(trajectory)들의 제어에 관한 것이다.
오직 예를 드는 방법으로서, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부 도면들을 참조하여 자세히 설명한다.
도 1은 공지 MOSFET 게이트 구동회로를 포함하는 회로도이다;
도 2는 도 1의 회로의 파형들을 나타내는 그래프이다;
도 3은 본 발명의 턴-온 회로의 바람직한 제 1 실시예의 회로도이다;
도 4는 턴-오프 회로의 바람직한 제1 실시예의 회로도이다;
도 5a는 공지 게이트 구동장치들에 대한 드레인 전압, 게이트 전압 및 드레인 전류 파형들의 그래프이다;
도 5b는 턴-온 동안 본 발명의 회로들에 대한 드레인 전압, 게이트 전압 및 드레인 전류 파형들의 그래프이다;
도 6은 종래 기술의 근거리 음장 복사 방출 측정치(near-field radiated emission measurements)와 본 발명의 턴-온 회로들로부터의 근거리 음장 복사 방출 측정치의 그래프이다;
도 7은 반도체 스위칭 싸이클의 턴-온 및 턴-오프 위상들에 대한 전체(full) 게이트 구동회로의 회로도이다;
도 8은 도 7에 도시된 게이트 구동회로의 마이크로 프로세서 제어장치의 블록도이다.
발명의 개요
본 발명의 하나의 목적은 절연 게이트 전력 소자들을 사용하는 스위칭 모드 변환기들에서의 드레인 전류 및 전압 파형들의 독립적이면서도 최적의 제어를 가능하게 하는 아날로그 게이트 구동 기술의 제공에 있다.
본 발명의 다른 목적은 상기 결점들의 몇가지를 극복하거나 최소한 경감하거나, 최소한 일반 대중에게 유용한 선택을 제공하는 게이트 구동 기술의 제공에 있다.
본 발명의 첫번째 양상에 의하면, 스위칭 모드 전원장치의 절연 게이트 스위칭 회로용 드레인 전류와 드레인 전압의 독립적인 제어를 위한 회로가 제공되며, 상기 회로는
하나의 절연 게이트 반도체 소자;
하나의 선형 버퍼; 및
턴-오프 동안 동작 가능한 국부 피드백 루프내의 전압원 및 전류원의 하나의 결합체를 포함하여 구성되고, 전류의 변화율은 트랜스 컨덕턴스 곡선을 트래버스(traverse)하는 게이트 전압에 의해 제어된다.
본 발명의 두번째 양상에 의하면,
하나의 전압원;
하나의 전류원; 및
하나의 피드백 신호를 포함하여 구성되고, 상기 전압원과 상기 전류원의 하나의 결합체가 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 신호를 제공하기에 적합하고(adapted), 상기 게이트 신호가 상기 절연 게이트 반도체의 턴-온이나 턴-오프 중에 드레인 전류와 드레인 전압의 독립적인 제어를 가능하게 하는, 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로가 제공된다.
상기 피드백 신호는 절연 게이트 반도체의 게이트 충전(또는 방전) 전류인 것이 바람직하다.
상기 게이트 신호의 전압 및 전류 성분들은 상기 피드백 신호에 따라 상호 의존적이기에 적합한 것이 바람직하다.
게이트 신호 출력부는 저 임피던스 출력을 갖는 선형 버퍼이고 특히 이 선형 버퍼는 유사한 연산 증폭기인 것이 바람직하다.
상기 전압원과 상기 전류원은 저출력 임피던스를 갖는 전압원 및 전류원의 하나의 결합체일 수도 있는 것이 바람직하다.
상기 전압원과 상기 전류원은 상기 피드백 신호의 상태에 따라 구동신호의 전류 제어나 전압 제어중 어느 하나를 제공하기에 적합한 것이 바람직하다.
드레인 전류의 변화율은 절연 게이트 반도체의 트랜스 컨덕턴스 곡선을 트래버스하는 상기 전압원에 의해 제어되는 것이 바람직하다.
드레인 전압의 변화율은 피드백에 기인하는 전류원에서의 동적 변화들에 의해 제어되는 것이 바람직하다.
상기 게이트 신호는 MOSFET나 IGBT중 어느 하나의 게이트 신호인 것이 바람직하다.
본 발명의 다른 양상에 따르면, 스위칭 모드 전원장치의 절연 게이트 스위칭 회로용 드레인 전류와 드레인 전압의 독립적인 제어를 위한 회로가 제공되며, 상기 회로는
스위칭 중에 드레인 전압 슬로프와 드레인 전류 슬로프를 제어하기 위한 하나의 저 임피던스 제어 램프 전압원;
하나의 램프 함수(a ramp function)를 그 입력으로 갖는 하나의 저 임피던스 전압 선형 버퍼를 포함하며, 상기 전압원과 상기 선형 버퍼 모두가 턴-온 중에 동작 가능하고, 상기 전압의 변화율은 상기 버퍼의 출력 임피던스에 의해 제한된다.
드레인 전류의 변화율은 절연 게이트 반도체의 트랜스 컨덕턴스 곡선을 트래버스하는 전압원에 의해 제어되는 것이 바람직하다.
상기 게이트 신호는 MOSFET나 IGBT중 어느 하나의 게이트 신호인 것이 바람직하다.
본 발명을 수행하기 위한 최량의 형태
절연 게이트 소자들의 스위칭 특성과 종래의 게이트 저항의 효과를 검토하는 것이 필요하다. MOSFET에 대한 보다 일반적인 경우를 사용하기로 한다. 도 1에는, 종래의 MOSFET 게이트 구동회로(2)가 도시되어 있다. 기생 용량들(Cgd 와 Cgs)은 예시적인 목적만으로 도시되어 있으며 회로 성분들은 아니다. 이 회로는 드레인 전류 상승 및 강하 시간을 제어하기 위한 직렬 게이트 저항(Rg)을 갖는 고성능 디지털 버퍼를 포함한다.
도 2는 도 1의 회로로부터의 오실로스코프 파형들을 보여준다. 사용된 스위칭 주파수는 100KHz 이고, 전압 파형들은 5V/div 이며 전류 파형들은 1A/div 이다. 처음에, 게이트-소스 전압(Vgs)은 임계 전압에 도달하고 소자가 온되기 시작할때까지 지수 함수적으로 상승한다. 드레인 전류(Id)는 MOSFET 트랜스 컨덕턴스 곡선을 따라 상승하기 시작한다. 드레인 전류(Id)가 전 부하전류(full load current)(Io) 보다 작고 자유 휠링(free wheeling) 다이오드(Df) 가 도통되고 있는(conducting) 한, 드레인-소스 전압(Vds)은 그 초기값(Vo)에 클램핑된 상태로 남아 있다.
MOSFET에 전 부하전류(Io)가 흐르지만, 여전히 활성 영역에 있다면, 비록 게이트 회로가 게이트에 전류를 공급하고 있더라도 게이트-소스 전압(Vgs)은 일정하게 남아 있게 된다. 이것은 드레인 전압(Vd)이, 게이트 저항(Rg)을 통하여 게이트-드레인 용량(Cgd)의 방전을 필요로 하여 감소하기 시작함으로써, 드레인 전압의 변화율(dVds/dt)을 제한하는데 기인한다. 이것은 밀러 효과라 알려져 있고, 도 2의 A 와 B 사이의 영역은 밀러 효과 영역을 나타낸다. 드레인 전압(Vds)의 감소는 비선형적이며 드레인-소스 전압(Vds)이 변함에 따라 게이트-드레인 용량(Cgd)의 동적 변화에 의해 야기된다. 따라서, 게이트 저항(Rg)은 dId/dt 와 드레인 소스 전압 변화율(dVds/dt) 모두를 제한함으로써 감소된 EMI와 전력 손실간의 타협(trade off)을 필요로 한다. 일단 밀러 효과가 끝나면, 게이트 전압(Vgs)은 그 최종값까지 증가를계속할 수 있다. 도 2로부터 알 수 있는 바와 같이, 전류가 게이트 용량으로부터 추출되어지고(extracted) 전류와 전압의 순서가 바뀌는 것을 제외하고는 상기 사항은 또한 턴-오프 위상 동안의 경우이다.
도 3에 바람직한 제 1 실시예의 회로가 도시되어 있다. 하나의 디지털 입력신호가 선형 버퍼 입력부에 나타나는 램프 신호(ramp signal)를 만드는 두개의 전류원들을 제어한다. 가변 저항들(VR1 과 VR2)은 상승 및 하강 시간을 각각 제어한다. 선형 버퍼(U1)는 공지된 형태의 고속 바이폴라 버퍼이다. 이러한 버퍼의 예로서(Elantec 회사의) 버퍼 EL2009C가 있다. 스위칭 중에, 게이트 소스 용량(Cgs)과 결합된 표준 게이트 저항(Rg)(도 1에 도시됨)은 MOSFET 게이트에 전압 램프(voltage ramp)를 야기시키고, 이것이 드레인 전류(Id)의 변화율을 제어한다. 도 1의 표준 회로에 있어서, 게이트 저항(Rg)은 또한 MOSFET 게이트-드레인 용량 (Cgd)을 충전 및 방전시키는데 사용 가능한 전류를 제한한다. 도 3에 도시된 실시예에서, 드레인 전류(Id) 슬로프와 드레인 전압(Vd) 슬로프 모두의 제어는 저임피던스 전압원을 사용하여 최적화되어, 게이트 저항(Rg)을 함께 제거 가능하게 한다. 이 저임피던스 전압원은 그 입력으로 램프 함수를 갖는 저임피던스 선형 버퍼(U1)를 사용하여 얻을 수 있다. 이러한 방법으로, di/dt 슬로프는 MOSFET 트랜스 컨덕턴스 곡선을 트래버스하는 게이트 전압(Vgs)에 의해 제어되고, dv/dt 는 버퍼(U1) 의 출력 임피던스에 의해서만 제한되어, H-필드 방출과 전력 손실 모두를 최소화한다. 이 방법을 사용하면, 도 2의 게이트 스위칭 궤적에서의 밀러 영역은 거의 제거된다.
안타깝게도, 이 간단한 회로는 턴-오프 동안 드레인[di/dt(off)]의 불충분한 제어를 초래하는 문제점을 갖고 있다. 게이트 전류의 피드백을 일으키는 더욱 복잡한 하이브리드 소스가 이 문제점을 극복하며, 드레인 전압(Vds) 상승 및 하강 시간을(버퍼의 출력 임피던스가 허용할 정도로 빠르게 자동적으로 제어하기 보다는) 직접 제어하는 능력을 갖는다.
도 4에, 상술한 바대로, 게이트 전류의 피드백을 활용하는 게이트 구동회로의 턴-오프부의 바람직한 실시예가 도시되어 있다. 이것은 국부 피드백 루프내의 전압원과 전류원의 결합된 형태를 포함한다. 이 회로의 동작을 이제 설명할 것이나, 간단히 하기 위해, 턴-오프에 대한 경우만이 설명될 것이다. MOSFET의 경우, 이 설명은 턴-온 위상의 정반대(direct inverse)이다. 이러한 설명을 목적으로, C1 = Cgs 이고 공칭 게이트 소스 용량(Cgs) 방전 전류는 0.1 A 라고 가정한다.
저항(Rf)은 초기에 정상 ON 상태 게이트 전합(normal on state gate voltage)[Vgs(on)]으로 충전되는 캐패시터(C1)에 대한 방전 전류를 설정한다. 이것은 에미터 폴로워(Q1)와 결합된 직결 이득 버퍼(unity gain buffer)(U1)의 동작에 기인하여 캐패시터(C1)와 게이트-소스 용량(Cgs)상의 전압 램프를 만들어낸다. 버퍼(U1)는 에미터 폴로워(Q1)에 정상적으로 발생할 수도 있는 베이스-에미터 전압 강하를 제거한다. 이것은 간략하게 설명된 전류 상승-시간 간격 동안 중요한 의미를 갖는다. 에미터 폴로워(Q1)는 게이트 소스 용량(Cgs)으로부터 캐패시터(C1)를 격리하는 전류 이득(current gain)을 제공한다. 이 시간 동안 10:1의 감소 특성을 갖는 전류 미러(M3)가 전류 미러(M2)를 통해 캐패시터(C1)에 0.01 암페어를 주입한다(inject). 이 음의 피드백(negative feedback)은 0.1 암페어(Amp) 바로 아래까지 전류 방전의 안정화를 가져온다.
전압 램프가 ON 상태 게이트 전압에 도달할 때, 드레인 전압이 상승하기 시작하여 방전된 전류가 드레인 게이트 용량(Cdg)으로 전환되면서 게이트 전압을 플래토(plateau)에 도달하게 한다. 이 전압 플래토는 전류 미러들(M3와 M2)의 동작에 기인한다. 에미터 폴로워(Q1)를 통해 흐르는 드레인 게이트 용량(Cdg) 방전 전류는, 전류 미러들(M3와 M2)이 0.1 암페어(amps)의 전류를 캐패시터(C1)로 주입하는 1 암페어(amps)에 도달할 때까지 빠르게 증가한다.
이 주입된 전류가 전류 미러(M1)에 의해 설정된 방전 전류와 같아지면서, 캐패시터(C1) 상의 전압은 정(靜)적으로 됨으로써, 전압 플래토를 가능하게 한다.
버퍼(U1)는, 에미터 폴로워(Q1)에서의 콜렉터 전류를 0.1 암페어에서 1.0 암페어로 증가시키는데 필요한 베이스 에미터 전압의 약간의 증가를 제거하기 위한 내부 이득을 제공한다. 밀러 영역의 끝에서 드레인 게이트 용량(Cdg)이 완전히 충전되고, 방전된 전류는 게이트 소스 용량(Cgs)으로 다시 전환되어, 게이트 소스 전압상의 램프를 재개한다(resume). 상기 방전 전류는, 캐패시터(C1)가 에미터 폴로워(Q1)를 턴오프 시키는것 보다 더 빠르게 게이트 소스 캐패시터(Cgs)를 방전하려고 시도함에 따라 사실상 순간적으로 0.1 암페어로 다시 떨어진다.
따라서, 이 회로는 자기 조절식(self-regulating)이고 게이트 전압은 소정 방법으로 제어된다. 결과적으로, 드레인 전류는 프로그래밍된 비율로 떨어진다. 전류 미러(M3)에서의 전류비는, 드레인 전류 슬로프에 영향을 끼치지 않으면서도, 턴오프 동안 전압 상승-시간에서의 상기 설명된 개선점들에 대해 소정 (높은) 값으로 설정될 수 있다.
상술한 바대로, 도 4의 실시예는 회로의 턴-오프 부분만이다. 분명히 실제적인 수행을 위해, 본 발명의 게이트 구동장치는 반도체 스위치를 온 및 오프시키기 위한 개선점들을 나타내는 것이 바람직하다. 스위칭 싸이클의 턴-온 및 턴-오프 부분 모두에 대한 개선점을 제공하는 본 발명의 실시예가 도 7에 도시되어 있다. 이 회로는, 스위칭 싸이클의 턴-온 위상에서의 동작을 위한 미러 성분의 포함을 제외하고는, 도 4에 도시된 것과 동일한 동작을 한다. 전류 미러들(M2와 M5)은, 턴-온과 턴-오프 위상들간에 발생하는 게이트 전류 반전(inversion)을 제공하기 위해 첨가되어진다. 기생 용량들(Cdg와 Cgs)은 도 7에는 도시되지 않았다.
본 발명의 도 7에 도시된 것들은, 절연 게이트 전력소자들의 턴-온 및 턴-오프 과정들 모두 동안 드레인 전압과 드레인 전류 파형들 모두의 슬로프를 독립적이면서도 연속적으로 제어하는 메카니즘을 제공한다. 이것은 스위칭 손실들 및 EMI 모두에서의 아주 큰 개선점들을 가능하게 한다. 턴-온 전류, 턴-오프 전류, 턴-온 전압, 턴-오프 전압의 4개의 매개변수들은(도 7과 도 8에 도시된 것과 같은) 각 가변저항들(VR1, VR2, VR3, VR4)의 사용을 통해 쉽고도 개별적으로 제어될 수 있다. 위와 달리, 드레인 전류는 가변 전압들을 통해 전류원들의 값을 간접적으로 변화시킴으로써 제어될 수 있다.
그러나, 이들 매개변수들의 제어의 실시예와 무관하게, 위에 설명된 모든 4개의 매개변수들을 동일한 회로에 존재하는 마이크로-콘트롤러나 유사한 것으로부터의 소프트웨어나 펌웨어(firmware) 제어하에 간접적으로 두는 것이 가능하다. 이것은, 제조시에 펌웨어가 다운로드되면서 매개변수들의 마무리(finalisation)를 가능하게 한다; 즉, 상이한 모델들에서의 구조적인 재사용(architectural re-use)을 할 수도 있고; EMC가 가능하도록 하기 위한 필요 조건들의 마무리를 달성하기전에 PCA 레이아웃 등의 마무리등이 그것이다. 이러한 개념을 확장함으로써, 랩톱 PC 와 같은 적당한 일반 컴퓨터 장치와 무관하게 설명된 4개의 게이트 드라이브 매개변수들을 표준통신방법을 사용하여 제어할 수 있을 것이다. 이것은 불이익을 받지 않고(without undue penalty) EMC 가능성을 달성하는 것과 관계 있는 정보를 조사 및 저장하기 위해 EMC 가능성 시험중에 어느 정도 요구되는 4개의 모든 매개변수들을 조정 가능하게 할 것이다. 게다가, 상기 시스템은, 시험시에 펌웨어나 소프트웨어중 어느 하나에 의해 각 회로의 필요한 매개변수들이 업로드된 스위칭 회로들의 범위내에서 표준 게이트 드라이브 모듈이 사용되도록 허용할 것이다.
도 8은 4개의 제어 요소들(VR1, VR2, VR3, VR4)이 게이트 제어부(81)의 밖에 개별적으로 도시되어진 도 7의 게이트 드라이브 회로의 블록도이다. 제어 성분들( VR1, VR2, VR3, VR4)은 각각, 마이크로 컨트롤러(82) 또는 유사한 것으로의 디지털 직렬 제어 링크(디지털 전위차계)를 갖는 가변 저항장치로 이루어진다. 지원 메모리와 프로그램 코드(미도시)를 갖는 상기 마이크로 컨트롤러(82)는 4개의 제어 매개변수들(VR1, VR2, VR3, VR4)을 수정할(modify)수 있고, 그에 따라 EMI 및 변환기 스위칭 손실들을 수정할 수도 있다.
다음은, 오직 예를 드는 방법으로, 본 발명에 의해 주어진 절연 게이트 반도체들의 스위칭에서의 개선점들을 나타내기 위해 기술된다.
실시예 1 전압 스위칭 시간 개선점
도 5에 있어서, 도 3의 상기 회로를 실험한(trialled) 결과들은 도 5에 그래프로 도시한 것이다. 공지된 형태(도 1)의 구동장치에 대한 그래프가 도 5a에 도시되어 있다. 본 발명의 아날로그 회로의 그래프는 도 5b에 도시되어 있다. 드레인 전압(VD), 게이트 전압(VGS) 및 드레인 전류(ID) 파형들은 두 그래프에 도시되어 있다. 변수들과 제어값들은 표 1에 나타나 있다. 실시예 1 에서 di/dt는 공지 회로(도 1)와 본 발명의 아날로그 회로 모두에 대해 동일하다.
표 1
변수들 제어값들
RgonΩ RgoffΩ Tf(VDS)(nS) (di/dt)on(A/μS) Tf(VDS)(nS) (di/dt)off(A/μS) 전류크기 펄스주파수 듀티싸이클
종래 220 5 600 19.5 180 10 1.7A 100 KHz 25％
본 발명 1R@1A 1R@1A 100 18 140 10 1.7A 100KHz 25％
바람직한 실시예의 아날로그 회로들은 턴-온 중에 게이트상의 전압 램프를 제어할 수 있는 구동장치를 포함한다. 이것은 저출력 임피던스를 유지하는 동안, 전류 슬로프와 EMI 의 제어를 가능하게 한다. 이 예에서, 구동장치의 효율은 출력 임피던스(1 Ω)에 의해서가 아닌, 선형 버퍼의 전류 한계(current limit)에 의해제한된다.
실시예 2 턴-온에 대한 EMI 개선점
도 6을 참조하면, 공지된 구동장치(도 1)와 바람직한 실시예의 회로의 근거리 음장 복사 방출들의 그래프가 동일한 전압 스위칭 시간들에 대해 도시되어 있다. 매개변수들은 아래의 표 2에 나타나 있다.
표 2
변수들 제어값들
RgonΩ RgoffΩ (di/dt)on(A/μS) Tf(VDS)(nS) Tf(VDS)(nS) (di/dt)off(A/μS) 전류크기 펄스주파수 듀티싸이클
종래 34 5 38 100 180 10 2A 100 KHz 30％
아날로그 1R@1A 1R@1A 18 100 140 10 2A 100KHz 30％
도 6은 EMC 분석기를 사용하여 얻어진 주파수 스펙트럼을 도시하고 있다. 공지된, 종래의 구동장치에 대한 그래프는 라인(61)이고 본 발명에 따른 구동장치의 그래프는 라인(62)이다. 본 발명의 장치의 방출 레벨이 종래의 구동장치 앞의 측정장치의 잡음 플로어(noise floor)에 도달하기 때문에, 전체적인 개선점은 볼 수 없다.
위의 사실은 스위치-온 회로(circuit for switch-on)의 바람직한 실시예를 설명하고 있으며 MOSFET들과 IGBT들 모두에 적용 가능하다.
턴-오프
도 4의 회로는 턴-온에 대해 도시된 개선점들과 유사한 턴-오프 동안의 유사한 개선점들을 달성하고 있다.
이것은 MOSFET 들에는 완전히 적용되나, 밀러 효과 및 전력 mos 위상들 동안의(during the miller effect and power mos phases) IGBT들에만 적용된다. 드레인 소스 전압 변화율(dvds/dt)은 제조업체의 최대값들이 초과되지 않도록 보장하기 위해 설정값(a set value)으로 제어될 수 있고, 그에 따라 SCR 래치-업과 드레인 과전압을 피할 수 있게 된다. 이것은 게이트 오프 저항(Rgoff)의최소값을 사용하여 일반적으로 달성할 수 있고, 그에 따라 턴-오프 동안 장치의 잘못된 그리고 가짜의(spurious) 턴-온을 방지한다(endanger).
본 발명의 양상들은 오직 예를 드는 방법으로 설명되어졌고, 그 범위를 벗어나지 않고서 수정 및 첨가가 행해질 수도 있음을 이해해야 한다.

Claims (13)

  1. 하나의 절연 게이트 반도체 소자;
    하나의 선형 버퍼;
    턴-오프 동안 동작 가능한 국부 피드백 신호내의 전압원 및 전류원의 하나의 결합체를 포함하여 구성되고;
    전류의 변화율이 트랜스 컨덕턴스 곡선을 트래버스하는 게이트 전압에 의해 제어되는, 스위칭 모드 전원장치의 절연 게이트 스위칭 회로용 드레인 전류와 드레인 전압의 독립적인 제어를 위한 회로.
  2. 하나의 전압원;
    하나의 전류원;
    하나의 피드백 신호를 포함하여 구성되고;
    상기 전압원과 상기 전류원의 하나의 결합체가 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 신호를 제공하기에 적합하고, 상기 게이트 신호가 상기 절연 게이트 반도체의 턴-온이나 턴-오프 동안 드레인 전류와 드레인 전압의 독립적인 제어를 가능하게 하는 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 피드백 신호는 절연 게이트 반도체의 게이트 충전(또는 방전) 전류인 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  4. 제1항 내지 제3항중 어느 하나의 항에 있어서, 상기 게이트 신호의 전압 및 전류 성분들은 상기 피드백 신호에 따라 상호 의존적으로 되기에 적합한 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  5. 제1항 내지 제3항중 어느 하나의 항에 있어서, 게이트 신호 출력부가 저 임피던스 출력을 갖는 선형 버퍼인 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 선형 버퍼는 연산 증폭기인 또는 그와 유사한 것인 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  7. 제1항 내지 제4항중 어느 하나의 항에 있어서, 상기 전압원과 상기 전류원은 저출력 임피던스를 갖는 전압원 및 전류원의 하나의 결합체일 수도 있는 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  8. 제1항 내지 제7항중 어느 하나의 항에 있어서, 상기 전압원과 상기 전류원은 상기 피드백 신호의 상태에 의존하는 구동신호의 전류 제어나 전압 제어중 어느 하나를 제공하기에 적합한 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  9. 제1항 내지 제8항중 어느 하나의 항에 있어서, 드레인 전압의 변화율은 피드백에 기인하는 전류원의 동적 변화들에 의해 제어되는 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  10. 스위칭 중에 드레인 전압 슬로프와 드레인 전류 슬로프를 제어하기 위한 하나의 저 임피던스 제어 램프 전압원;
    램프 함수를 그 입력으로 갖는 하나의 저 임피던스 전압 선형 버퍼를 포함하여 구성되고;
    상기 전압원과 상기 선형 버퍼 모두가 턴-온 동안 동작 가능하고, 상기 전압의 변화율은 상기 버퍼의 출력 임피던스에 의해 제한되는, 스위칭 모드 전원장치의 절연 게이트 스위칭 회로용 드레인 전류와 드레인 전압의 독립적인 제어를 위한 회로.
  11. 제1항 내지 제10항중 어느 하나의 항에 있어서, 드레인 전류의 변화율은 절연 게이트 반도체의 트랜스 컨덕턴스 곡선을 트래버스하는 전압원에 의해 제어되는, 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  12. 제1항 내지 제11항중 어느 하나의 항에 있어서, 상기 게이트 신호는 MOSFET나 IGBT 중 어느 하나의 게이트 신호인, 절연 게이트 반도체 소자용 게이트 구동회로.
  13. 상기 설명과 관련하여 설명된 절연 게이트 반도체 소자의 드레인 전류와 드레인 전압의 독립적인 제어를 위한 회로.
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