DE19635332A1 - Leistungstransistor mit Kurzschluß-Schutz - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Leistungstransistor mit Kurz­ schluß-Schutz gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die Strombegrenzung im Kurzschlußfall ist ein aktuelles Pro­ blem in der Leistungselektronik. Besonders Schaltungsanord­ nungen mit Leistungstransistoren, wie z. B. MOSFETs und IGBTs müssen im eingeschalteten Zustand gegen einen auftretenden Kurzschluß im Laststromkreis geschützt werden, da im Kurz­ schlußfall der Strom durch den Leistungstransistor sehr rasch auf ein Vielfaches des Nennstroms ansteigen und hierdurch der Leistungstransistor gefährdet wird und sogar zerstört werden kann. Die Stromanstiegsgeschwindigkeit ist im Kurzschlußfall von dem im Lastkreis befindlichen Streuinduktivitäten der Zu­ leitungen abhängig. Um die Zerstörung des Leistungstransi­ stors zu vermeiden, ist es bisher bekannt, den Leistungstran­ sistor im Kurzschlußfall schnell abzuschalten bzw. den Kurz­ schlußstrom schnell auf ungefährliche Werte zu begrenzen.

Leistungstransistoren mit Kurzschluß-Schutz sind beispiels­ weise in der Veröffentlichung Proc. of the 6th International Symposium on Power Semiconductor Devices & IC's, Davos, Swit­ zerland, May 31 - June 2, 1994, Seite 31-35 sowie 35-41 beschrieben. Dem Leistungstransistor, einem IGBT, ist eine Stromsensorschaltung, bestehend aus der Reihenschaltung eines Transistors mit Widerstand parallel geschaltet. Der Verbin­ dungspunkt von Transistor und Widerstand ist mit dem Steuer­ anschluß eines MOSFETs in Verbindung, der mit seiner Last­ strecke parallel zur Gate-Source-Kapazität des Leistungstran­ sistors geschaltet ist. Der am Widerstand abfallende Span­ nungsabfall ist ein Maß für den durch den Leistungstransistor fließenden Strom. Sobald der Strom durch den Leistungstransi­ stor einen vorgegebenen kritischen Wert überschreitet, ist dieser Spannungsabfall am Widerstand so groß, daß der MOSFET einschaltet, das Gate-Potential am Leistungstransistor sinkt und so der durch den Leistungstransistor fließende Strom ver­ mindert wird. Das Potential am Steueranschluß des Lei­ stungstransistors kann durch den MOSFET der Stromsensoranord­ nung auch so weit abgesenkt werden, daß der Leistungstransi­ stor völlig abschaltet.

Der Kurzschlußstrom darf nur einen begrenzten Wert einnehmen, da die Verlustleistung sonst extrem groß wird und der dynami­ sche Avalanche-Effekt bei hohem Strom auftreten würde. Dies führt dazu, daß der maximale Laststrom ebenfalls begrenzt ist.

Für das Schalten hoher Lastströme, z. B. dem Anlaufstrom ei­ nes Motors, ist ein derartiger Schalter mit dieser Strombe­ grenzung herkömmlicher Art ungeeignet.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Halbleiter­ schalter anzugeben, der einen hohen Laststrom schalten kann und der vor Kurzschluß geschützt ist.

Diese Aufgabe wird durch den kennzeichnenden Teil des An­ spruchs 1 gelöst. Weiterbildungen zum Kennzeichen der Un­ teransprüche.

Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist, daß die Steuerspannung, also z. B. die Gate-Source-Spannung eines MOSFET, ab einem vorbestimmten Spannungsabfall an der Last­ strecke, z. B. der Drain-Source-Strecke eines MOSFET, auf ei­ nen im wesentlichen konstanten Wert geregelt wird. Auf diese Weise werden im Gegensatz zu bisherigen Lösungen, hohe Ein­ schaltströme zugelassen.

Die erfindungsgemäße Anordnung läßt sich besonders einfach mittels eines Operationsverstärkers realisieren, dessen Aus­ gangssignal den Steuertransistor ansteuert, und der einer­ seits mit einer Referenzspannungsquelle, die aus der Spannung an der Laststrecke des Leistungshalbleiters versorgt wird und andererseits mit dem Steueranschluß des Leistungstransistors gekoppelt ist.

Zur Kopplung des Steueranschlusses mit dem Operationsverstär­ ker kann ein MOSFET verwendet werden, der durch den Opera­ tionsverstärker angesteuert wird und dessen Ausgangssignal über die Basisemitter-Strecke eines Bipolartransistors mit dem Steueranschluß des Leistungstransistors verbunden ist.

Die Referenzspannungsquelle, welche eine Referenzspannung aus der Spannung an der Laststrecke des Leistungstransistors er­ zeugt, kann mit einem bestimmten Temperaturkoeffizienten er­ zeugt werden, wodurch der Temperaturkoeffizient des Strombe­ grenzungswerts eingestellt werden kann.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von zwei Figuren näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein prinzipielles Schaltbild der erfindungsgemäßen An­ ordnung und

Fig. 2 ein Diagramm, welches die Gate-Source-Spannung der er­ findungsgemäßen Anordnung und den Laststrom eines un­ geregelten MOS-Schalters eines geregelten MOS-Schal­ ters gemäß dem Stand der Technik und des erfindungsge­ mäßen Halbleiterschalters darstellt.

In Fig. 1 ist mit 1 der Leistungshalbleiter, hier ein MOSFET, bezeichnet. Der Drainanschluß ist mit einer Anschlußklemme 3 und der Sourceanschluß mit einer Anschlußklemme 4 verbunden. Der Gateanschluß ist mit dem Ausgang einer Ladungspumpe 2 und über die Drain-Source-Strecke eines MOSFETs 5 mit seinem Source-Anschluß verbunden. Des weiteren ist der Gateanschluß des Leistungstransistors 1 über die Emitter-Kollektor-Strecke eines bipolaren Transistors 6 mit seinem Drain-Anschluß ver­ bunden. Der Basisanschluß des bipolaren Transistors 6 ist über die Drain-Source-Strecke eines p-Kanal-MOSFETs 8 mit der Anschlußklemme 3 verschaltet. Des weiteren ist der Basisan­ schluß des Transistors 6 zum einen über die Reihenschaltung aus einem Kondensator 10 und einem Widerstand 9 mit dem Gate-An­ schluß eines MOSFETs 8 und zum anderen mit dem nicht inver­ tierenden Eingang eines Operationsverstärkers 11 verschaltet. Der Gate-Anschluß des MOSFETs 8 ist mit dem Ausgang des Ope­ rationsverstärkers 11 verschaltet, der zudem mit dem Gate-An­ schluß des MOSFETs 5 verbunden ist. Die Spannungsversorgung des Operationsverstärkers 11 wird an den Anschlüssen 3 und 4 abgegriffen. Des weiteren ist zwischen die Anschlüsse 3 und 4 eine Referenzspannungsquelle 7 geschaltet, deren Ausgangs­ signal dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 11 zugeführt wird.

Die dargestellte Anordnung stellt einen sogenannten High-Side-Schal­ ter dar, bei dem die Anschlußklemme 3, d. h. der Drain-Anschluß des Leistungshalbleiters 1 mit dem positiven Pol einer Spannungsversorgung bzw. Batterieklemme V_BAT verbun­ den ist und der Anschluß 4 über eine Last mit Masse verschal­ tet ist. Die Ladungspumpe 2 erzeugt ein höheres Potential als die Batteriespannung U_BAT, so daß die Durchlaßspannung V_ds bei normaler Last minimal ist. Im Normalzustand ist die Schal­ tung, bestehend aus den Elementen 5 bis 11 inaktiv.

Mit größer werdender Spannung an der Laststrecke V_ds, z. B. beim Einschalten eines Motors, werden die Spannungsreferenz 7 und der Operationsverstärker 11 mit der Spannung V_ds ver­ sorgt. Die Spannungsreferenz 7 liefert als Ausgangssignal die Batteriespannung V_BAT, so lange V_dS kleiner als die Refe­ renzspannung V_ref ist. Das Ausgangssignal A am Operationsver­ stärkers 11 ist low, d. h. der n-Kanal MOSFET 5, der das Gate nach unten regeln sollte, ist nicht aktiv und der p-Kanal MOSFET 8 ist leitend geschaltet. Dadurch speist der MOSFET 8 den bipolaren Transistor 6 und kann so das Gate-Potential des Leistungstransistors 1 knapp unter seinem Drain-Potential heben. Der bipolare Transistor 6 wirkt hier als ein einfacher Verstärker und verhindert die Aktivierung der Drain-Bulk-Di­ ode von MOSFET 8, da das Gate-Potential durch die Ladungs­ pumpe 2 höher als die Batteriespannung V_BAT sein kann. In die­ sem Bereich wird nicht geregelt.

Wenn die Drain-Source-Spannung V_ds größer als die Referenz­ spannung V_ref ist, liefert die Spannungsreferenz 7 das Refe­ renzspannungssignal V_ref. Das Ausgangssignal A des Operations­ verstärkers 11 bewirkt, daß das am nicht invertierenden Ein­ gang des Operationsverstärkers anliegende Signal B das glei­ che Potential wie das Ausgangssignal V_ref der Spannungsrefe­ renz 7 hat. Wenn das Signal B zu hoch wird, wird das Aus­ gangssignal A des Operationsverstärkers 11 ebenfalls höher, so daß der Transistor 8 das Signal B weniger anhebt und Tran­ sistor 5 die Gate-Source-Spannung und damit auch das Signal B nach unten zieht. Wenn das Signal B zu tief ist, wirken die Transistoren 8 und 5 derart, daß das Signal B nach oben geho­ ben wird. Zu bemerken ist, daß das Gate-Potential gegenüber dem Signal B um eine Dioden-Schleußen-Spannung geringer ist und damit um diese Spannung geringer als die Referenzspannung V_ref ist. Die Gate-Source-Spannung V_gs des Leistungstransi­ stors 1 wird also unabhängig von der Drain-Source-Spannung V_ds auf einen festen Wert geregelt.

Damit der Regelkreis nicht schwingt, wird hier ein RC-Netz­ werk, bestehend aus dem Widerstand 9 und der Kapazität 10 zwischen dem Drainanschluß und dem Gateanschluß des MOSFETs 8 geschaltet.

Fig. 2 zeigt den Verlauf der Gate-Source-Spannung V_gs und der entsprechenden Drain-Source-Stroms I_df in Abhängigkeit von der Drain-Source-Spannung V_ds. Mit a ist der Laststrom I_ds ei­ nes ungeregelten MOSFETs dargestellt. b zeigt den Verlauf des Laststroms I_ds bei einer herkömmlichen Regelung. Mit c ist der Verlauf des Laststroms I_ds gemäß einer erfindungsgemäßen Schaltung nach Fig. 1 dargestellt. Schließlich zeigt die Kurve d den Verlauf der Gate-Source-Spannung des Leistungstransi­ stors 1. Zu sehen ist, daß die Regelung primär die Gate-Source-Spannung des Leistungstransistors 1 regelt.

Der vorgegebene Strombegrenzungswert unterliegt, wie auch an­ dere Parameter, dem Einfluß eines bestimmten Temperaturkoef­ fizienten. Um dies zu kompensieren, kann der Temperaturkoef­ fizient der Referenzspannungsquelle an diese angepaßt werden, da diese entgegengesetzt auf den Strombegrenzungswert ein­ wirkt. Auf diese Weise kann diese Schwelle einfach tempera­ turkompensiert werden.

Auch wenn im vorliegenden Ausführungsbeispiel die erfindungs­ gemäße Schaltung anhand eines High-Side-Schalters dargestellt ist, kann bei entsprechender Schaltungsmodifikation selbst­ verständlich auch die Gate-Source-Spannung eines Low-Side-Schal­ ters geregelt werden.

Durch die erfindungsgemäße Regelung werden die zwei an sich widersprüchlichen Forderungen des hohen Laststroms und gleichzeitigen Kurzschluß-Schutzes realisiert.

Claims (7)

1. Leistungstransistor mit Kurzschluß-Schutz und den Merkma­ len:

• a) der Leistungstransistor (1) ist mit seiner Laststrecke zwischen eine erste Klemme (3) und eine zweite Klemme (4) geschaltet,
• b) ein Transistor (5) ist mit seiner Laststrecke zwischen den Steueranschluß und die zweite Klemme (4) geschaltet,

gekennzeichnet durch die weiteren Merkmale:

• c) Eine Regelungseinrichtung erfaßt die Spannung an der Laststrecke des Leistungstransistors (1) und steuert den Transistor (5) an,
• d) die Regelungseinrichtung steuert ab einer vorgegebenen Spannung an der Laststrecke des Leistungstransistors den Transistor (5) derart an, daß die Spannung am Steuer­ anschluß des Leistungstransistors (1) unabhängig von der Spannung an der Laststrecke des Leistungstransistors (1) konstant geregelt wird.

2. Leistungstransistor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelungseinrichtung einen Operationsverstärker (11) aufweist, der über die beiden Klemmen (3, 4) versorgt wird, und dem einerseits eine aus der Spannung an den Klemmen (3) und (4) erzeugte Referenzspannung zugeführt wird und dessen anderer Eingang mit dem Steueranschluß des Leistungstransistors (1) gekoppelt ist, und der ein Ausgangssignal erzeugt, welches den Transistor (5) ansteuert.

3. Leistungstransistor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung zwischen Operationsverstärker (11) und Gate- Anschluß des Leistungstransistors (1) über die Basis-Emitter-Strec­ ke eines Bipolar-Transistors (6) erfolgt, dessen Kollek­ tor mit der ersten Klemme (3) verbunden ist.

4. Leistungstransistor nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der andere Anschluß des Operationsverstärkers (11) über die Laststrecke eines weiteren Transistors (8) mit der Klemme (3) verbunden ist und der Steueranschluß des weiteren Transi­ stors (8) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (11) ver­ bunden ist.

5. Leistungstransistor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Steueranschluß des weiteren Transistors (8) und dem anderen Eingang des Operationsverstärkers (11) die Reihenschaltung aus einem Widerstand (9) und einer Kapazität (10) geschaltet ist.

6. Leistungstransistor nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Temperaturkoeffizient des Strombegrenzungswerts über den Temperaturkoeffizienten der Referenzspannung (V_ref) er­ zeugt wird.