DE19983230B4 - Dynamische Sollwertumschaltung - Google Patents

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Abstract

Ein Spannungskonverter, aufweisend:
eine Spule;
eine Steuereinrichtung zum Regeln einer Lastspannung einer Last gemäß einem Sollwert durch Erregung der Spule; und
eine Abtast-und-Halte-Schaltung (sample-and-hold circuit), die mit der Steuereinrichtung in einer Weise gekoppelt ist, daß der Sollwert abgesenkt wird, wenn sich ein Mittelwert eines durch die Spule fließenden Stroms erhöht.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf DC-DC-Spannungsregler.
  • Um die Batterielebensdauer zu verlängern und den Stromverbrauch zu reduzieren, können Mikroprozessoren für eine Verwendung in tragbaren Geräten verschiedene Spannungsversorgungsmodi aufweisen, wie beispielsweise einen Taktanhaltmodus und einen aktiven Modus. Der Mikroprozessor wird in seinen aktiven Modus versetzt, wenn seine Ausführungseinheiten benötigt werden, und er wird in seinen Taktanhaltmodus versetzt, wenn die Ausführungseinheiten nicht sofort benötigt werden. Um Energie einzusparen, zieht der Mikroprozessor während seines Taktanhaltmodus weniger Strom als während seines aktiven Modus.
  • Aus der US 5 650 715 E sind ein Verfahren und eine Einrichtung zum Erfassen eines Spulenstroms zur Regelung der Lastspannung bekannt.
  • Die US 3 859 586 beschreibt einen DC-DC Spannungskonverter mit Pulsbreitenmodulation, der eine Spannungsregelung, Überstrombergrenzung und Symmetriekorrekturen ermöglicht.
  • Ein DC-DC-Spannungskonverter stellt eine geregelte Spannung für den Mikroprozessor zur Verfügung. 1 ist ein Funktionsschema eines DC-DC-Spannungstiefsetzstellers (step-down-Wandler), der mit einem Mikroprozessor verbunden ist, wobei der Mikroprozessor als Stromsenke 102 idealisiert ist. Der Mikroprozessor 102 verbraucht den Strom I, welcher in Abhängigkeit davon variiert, ob der Mikroprozessor 102 sich in seinem Taktanhaltmodus oder seinem aktiven Modus befindet. Die zu regelnde Spannung ist die Spannung am Knoten 110, und sie ist, sofern man die Spannungsabfälle entlang der Leitung 111 ignoriert, die Kernspannung des Mikroprozessors 102, die als Vkern bezeichnet wird. Eine Spannungsquelle 104 stellt der Steuereinrichtung 106 eine stabile Referenzspannung zur Verfügung, die als V0 bezeichnet wird. Ein Rückkopplungspfad 108 tastet die Spannung am Knoten 110 ab.
  • Die Steuereinrichtung 106 schaltet FETs (Feldeffekttransistoren) 112 und 114 in einer komplementären Weise EIN und AUS, um die Spule 116 mit Energie zu versorgen (zu erregen) oder zu "entladen". Die FETs 112 und 114 sollten so umgeschaltet werden, daß sie nicht gleichzeitig EIN sind. Die Steuereinrichtung 106 schaltet den FET 114 AUS und den FET 112 EIN, um die Spannung am Knoten 110 anzuheben, und den FET 112 AUS und den FET 114 EIN, um die Spannung am Knoten 110 abzusenken. Der Kondensator 118 unterstützt eine Glättung der Spannung am Knoten 110. Der Widerstand 120 repräsentiert den parasitären Widerstand des Kondensators 118 und seiner Zuleitungen. Die parasitäre Induktivität des Kondensators 118 und seiner Zuleitungen ist nicht gezeigt. Durch geeignetes Umschalten der FETs 112 und 114 wird die Spannung am Knoten 110 derart geregelt, daß sie im wesentlichen konstant ist, vorausgesetzt, der Mikroprozessor 102 ändert seinen Modus nicht.
  • 2a veranschaulicht ideale Übergänge des Stroms I infolge eines Moduswechsels des Mikroprozessors 102, und 2b veranschaulicht die Spannung Vkern am Knoten 110 infolge dieser Stromänderungen. Bei dem Beispiel gemäß 2a erhöht sich der Strom I zum Zeitpunkt t1 infolge eines Moduswechsels aus dem Taktanhalt- in den aktiven Modus, und verringert sich der Strom I zum Zeitpunkt t2 infolge eines Moduswechsels vom aktiven zum Taktanhaltmodus. Mit Vr sei die gewünschte Spannung für Vkern bezeichnet (Vr wird auch als der Sollwert bezeichnet). Wenn zum Zeitpunkt t1 eine plötzliche Erhöhung des Stroms I auftritt, kann sich der durch die Spule 116 hindurchfließende Strom nicht plötzlich erhöhen, und demzufolge wird der vom Mikroprozessor 102 benötigte zusätzliche Strom aus dem Kondensator 118 geliefert. Dieser zusätzliche Strom erhöht den Betrag der Spannungsabfälle über dem Widerstand 120 und dem Kondensator 118, was eine plötzliche Absenkung der Spannung Vkern am Knoten 110 bewirkt. Um die Spannung Vkern auf Vr zu bringen, hält die Steuerschaltung 106 den FET 112 EIN und den FET 114 AUS. Der durch die Spule 116 fließende Strom wird sich dann erhöhen (mit einer positiven zeitlichen Ableitung), um Vkern auf Vr zu bringen. Dies ist in 2b zum Zeitpunkt t1 veranschaulicht.
  • Wenn der Mikroprozessor 102 aus seinem aktiven Modus in den Taktanhaltmodus zum Zeitpunkt t2 wechselt, wird in ähnlicher Weise der Strom I plötzlich abgesenkt. Da der Stromfluß durch die Spule 116 sich nicht plötzlich verringern kann, muß wiederum der Kondensator 118 einen zusätzlichen Strom aufnehmen. Dies bewirkt eine plötzliche Erhöhung von Vkern zum Zeitpunkt t2, welche schließlich hinunter zu Vr gebracht wird, indem der FET 112 AUS und der FET 114 EIN gehalten wird. Dies ist in 2b zum Zeitpunkt t2 veranschaulicht.
  • Als Folge der Änderung der Modi des Mikroprozessors 102 variiert die Spannung am Knoten 110 zwischen irgendeiner maximalen oder Spitzenspannung Vp und irgendeiner minimalen Spannung Vm. Zur Vereinfachung nehmen wir an, daß die Spannungsdifferenzen |VP – Vr| und |Vm – Vr| einander gleich sind, und wir bezeichnen diese Differenz mit Δ. Man beachte, daß die Gesamtspannungsabweichung für das Beispiel gemäß 2b gleich |Vp – Vm| ist, was gleich 2 Δ ist.
  • Der Wert von Δ hängt von der zeitlichen Ableitung des Stroms während eines Moduswechsels, den Werten des Widerstandes 120 und des Kondensators 118 (und irgendwelcher pa rasitärer Induktivitäten, die nicht explizit gezeigt sind), dem wert der Spule 116 sowie davon ab, wie schnell die Steuereinrichtung 106 auf eine Änderung der Kernspannung reagiert. Eine größere Spule 116 und ein größerer Kondensator 118 verringern die Welligkeit der Kernspannung im eingeschwungenen Zustand, wenn es keinen Wechsel des Energieverbrauchsmodus gibt, erhöhen aber Δ. Für einen richtigen Betrieb müssen Vp und Vm innerhalb irgendeines Betriebsbereichs [Vlow, Vhigh] sein.
  • Natürlich kann ein Kompromiß zwischen der Spannungswelligkeit, der Antwortzeit und Δ getroffen werden. Sobald jedoch ein derartiger Kompromiß getroffen worden ist, ist es wünschenswert, den Gesamtspannungshub |Vp – Vm| so gering wie möglich zu halten. Dies ist insbesondere bei Niedrigspannungsanwendungen wichtig, bei denen der Sollwert Vr so gering wie erforderlich sein sollte, ohne daß Vm unter Vlow fällt.
    •
  • Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Spannungskonverter zur Verfügung zu stellen, der den Spannungshub minimiert, ohne daß die Minimalspannung unter des Betriebsbereichs fällt.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Spannungskonverter gemäß einem der Ansprüche 1, 9 oder 12.
    •
  • 1 ist ein Funktionsschema eines bekannten DC-DC-Spannungskonverters.
  • 2 veranschaulicht Änderungen der Kernspannung bei einem Wechsel des Mikroprozessorenergieverbrauchsmodus bei einem bekannten DC-DC-Spannungskonverter.
  • 3 ist ein Schaltbild eines beispielhaften DC-DC-Spannungskonverters mit einer Abtast-und-Halte-Schaltung (sample-and-hold circuit) für eine dynamische Änderung des Sollwerts.
  • 4 veranschaulicht Änderungen der Kernspannung bei einem Wechsel des Mikroprozessorstromversorgungsmodus für einen beispielhaften DC-DC-Spannungskonverter.
  • 5 ist ein Schaltbild einer Beispiel-Abtast-und-Halte-Schaltung.
  • 3 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels, bei dem der Funktionsblock 106 gemäß 3 die Funktion der Steuereinrichtung 106 gemäß 1 bereitstellt, der Funktionsblock 104 gemäß 3 die Funktion der Spannungsquelle 104 gemäß 1 und, sofern anwendbar, Schaltungskomponenten in 3 das gleiche Bezugszeichen haben wie ihre entsprechenden Schaltungskomponenten in 1. VDC ist die Gleichspannung, die heruntergesetzt wird, und Vref ist eine Spannung, welche geringer als VDC sein kann. Die Spannungsquelle 104 gemäß 3 besteht aus einer Zener-Diode 348 und einem Widerstand 350, damit eine stabile Spannung V0 am Knoten 342 zur Verfügung gestellt wird. Ein Rückkopplungspfad in 3 ist durch die Bezeichnung der Spannungen an den zwei Leitungen 108 mit Vkern angezeigt.
  • Wir beschreiben zunächst die spezielle Steuereinrichtung 106 gemäß 3. Zu diesem Zweck sei die Spannung am nichtinvertierenden Eingang 302 mit V+ und die Spannung am invertierenden Eingang 304 mit V– bezeichnet. Für einen Moment seien die FETs 306 und 308 ignoriert. Die den Komparator 310 mit dem Hochzieh-Widerstand 314 umfassende Kombination, die den FET 312 und den Hochzieh-Widerstand 316 aufweisende Invertiererschaltung, der Invertierertreiber 318 und der Treiber 320 sorgen für das Umschalter der FETs 112 und 114 auf eine komplementäre Weise, bei der der FET 112 EIN ist und der FET 114 AUS ist, wenn V+ größer als V– ist, und der FET 112 AUS ist und der FET 114 EIN ist, wenn V+ kleiner als V– ist. Der Widerstand 322 und der Kondensator 324 sorgen zusammen mit dem Widerstand 341 für eine Hysterese des Auslösepunktes des Komparators 310.
  • Wenn VDC groß genug ist, um die Zener-Durchbruchspannung der Zener-Diode 328 zu überschreiten, spannt die Kombination der Zener-Diode 328 in Reihe mit dem Widerstand 330 das Gate des FET 326 auf irgendeine Spannung Vb größer als Null vor. Dieses Vorspannen ermöglicht es dem FET 326, eine Pegelschiebefunktion für den Ausgang des Invertierertreibers 318 zur Verfügung zu stellen, so daß vermieden wird, daß die Gate-Spannung des FET 112 unter Vb + Vt folgt, wenn der Ausgang des Invertierertreibers 318 von HOCH (VDC) auf NIEDRIG (Massepotential) übergeht, wobei Vt die Schwellspannung des FET 326 ist. Diese Pegelschiebefunktion hält die Gate-Spannung des FET 112 im Intervall [Vb + Vt, VDC], so daß ein Gate-Source-Durchbruch des FET 112 vermieden wird.
  • Wenn jedoch VDC geringer als die Zener-Durchbruchspannung ist, dann würde der Widerstand 330 ohne das Vorhandensein des Kondensators 336 das Gate des FET 326 auf dem Massepotential halten. Wenn in diesem Falle das Gate des FET 326 bei Massepotential gehalten wird, so würde dann die Gate-Spannung des FET 112 nicht unter Vt gebracht werden, wenn der Ausgang des Treibers 318 auf NIEDRIG übergeht. wenn folglich VDC ausreichend klein ist, dann kann die Gate-Spannung des FET 112 nicht niedrig genug gemacht werden, um den FET 112 EIN zu schalten. Durch die Kopplung des Gates des FET 326 mit dem Treiber 320 durch den Kondensator 336 jedoch wird dann, wenn der Ausgang des Treibers 320 von HOCH (Vref in diesem Falle) auf Massepotential übergeht, die Gate-Spannung des FET 326 vorübergehend unter Massepotential (etwa –Vref) gebracht werden, und die Gate-Spannung des FET 112 kann auf Massepotential gebracht werden, wenn der Ausgang des Treibers 318 auf Massepotential übergeht, wodurch gesichert wird, daß der FET 112 vollständig EIN-geschaltet wird. Man beachte, daß für ausreichend geringe VDC, daß heißt dann, wenn die Zener-Druchbruchspannung der Zener-Diode 328 nicht überschritten worden ist, die Pegelschiebefunktion des FET 326 nicht erforderlich ist.
  • Die FETs 306 und 308 hindern die FETs 112 und 114 daran, gleichzeitig EIN-geschaltet zu sein. Wenn beispielsweise V+ > V– ist, so daß der FET 112 EIN und der Knoten 332 HOCH ist, so wird der FET 308 EIN gehalten, so daß der Eingang des Treibers 320 NIEDRIG gehalten wird, so daß der FET 114 AUS gehalten wird. Wenn V+ unter V– fällt, wird der FET 112 auf AUS angesteuert und der Knoten 332 wird durch das zusammenfallende Magnetfeld der Spule 116 auf NIEDRIG gebracht. Dies schaltet den FET 308 AUS, so daß es dem Eingang des Treibers 320 ermöglicht wird, auf HOCH gebracht zu werden, so daß der FET 114 EIN-schaltet. Wir sehen aus diesem Beispiel, daß der FET 114 solange nicht EIN-schaltet, wie der FET 112 noch nicht AUS-geschaltet ist. In ähnlicher Weise kann man sehen, daß der FET 112 nicht EIN-schaltet, bis der FET 114 nicht AUS-geschaltet hat. Der Kondensator 337 liefert eine Soft-Start-Fähigkeit. Der Kondensator 339 schließt hochfrequente Signalkomponenten zu Masse kurz, um unerwünschte Schwingungen zu vermeiden. Der Kondensator 335 unterstützt ebenfalls die Vermeidung unerwünschter Schwingungen. Man beachte, daß der Knoten 332 daran gehindert wird, zu sehr unter Masse zu fallen, selbst dann, wenn der FET 114 noch nicht EIN-geschaltet ist, infolge der Substratdiode des FET 114, die durch die Verbindung des Substrats des FET 114 mit seiner Source gebildet wird.
  • Die Abtast-und-Halte-Schaltung 340 schafft eine Rückkopplungsspannung Vf, die auf dem Kondensator 344 gespeichert ist, wobei Vf den durch den Widerstand 338 fließenden Strom anzeigt, wenn der FET 346 EIN ist. Der FET 346 ist mit dem FET 114 derart gekoppelt, daß er dann und nur dann EIN ist, wenn der FET 114 EIN ist. Der durch den Widerstand 338 fließende Strom ist, wenn er durch den FET 346 abgetastet wird, etwa gleich dem Strom I des Mikroprozessors 102. Infolge der dem Kondensator 344 zugeordneten Zeitkonstante zeigt Vf einen Mittelwert von I an. Die Rückkopplungsspannung Vf fällt ab (erhöht sich in ihrem Betrag), wenn der Strom I ansteigt, wodurch angezeigt wird, wenn der Mikroprozessor 102 aus seinem Taktanhaltmodus in seinen aktiven Modus wechselt.
  • Die Steuereinrichtung 106 versorgt die Spule 116 derart mit Energie, daß etwa V+ = V– aufrechterhalten wird. Setzt man V+ und V– zu V0 Vf und Vkern in Beziehung, führt die Beziehung V+ = V– zu dem folgenden Ausdruck für Vkern:
    Figure 00080001
    wobei r1, r2, r3 und r4 die Widerstandswerte der Widerstände 351, 352, 353 bzw. 354 sind.
  • Aus dem obigen Ausdruck ist zu entnehmen, daß die geregelte Kernspannung Vkern verringert wird, wenn Vf abfällt. Aus 3 ist zu entnehmen, daß Vf etwa durch den Spannungsabfall über den Widerstand 338 gegeben ist, wenn der FET 114 EIN ist, wobei sich etwa ergibt: Vf = –<I> R,wobei R der Widerstandswert des Widerstands 338 und <I> ein Mittelwert (nicht notwendigerweise ein arithmetischer Mittelwert) des Stromes I während der Zeitdauer ist, in welcher der FET 114 EIN und der FET 112 AUS ist. Wenn somit der Mikroprozessor 102 aus seinem Taktanhaltmodus in seinen aktiven Modus wechselt, erhöht sich <I>, was bewirkt, daß Vf und Vkern abfallen. Die Kernspannung Vkern bleibt bei diesem verringerten Pegel, bis der Mikroprozessor 102 von seinem aktiven Modus in seinen Taktanhaltmodus wechselt. Somit ist der Sollwert (die Spannung, auf welche die Kernspannung geregelt wird) des DC-DC-Spannungskonverters gemäß 3 dynamisch.
  • 4 veranschaulicht den dynamischen Sollwert für ein Ausführungsbeispiel. 4a ist ähnlich 2a, Jedoch wird, wie in 4b zu sehen ist, die Kernspannung entweder auf V (1) / kern oder V (2) / kern geregelt, wobei
    Figure 00090001
    und <I>sc ein Mittelwert von I ist, wenn der FET 114 EIN ist und der Mikroprozessor 102 sich in seinem Taktanhaltmodus befindet, und <I>a ein Mittelwert von I ist, wenn der FET 114 EIN ist und der Mikroprozessor 102 sich in seinem aktiven Modus befindet.
  • 4b veranschaulicht eine Beispielkurve der Kernspannung für die Stromübergänge gemäß 4a. Durch richtiges Auswählen der Widerstandswerte r1, r2, r3, r4 und R können V (1) / kern und V (2) / kern derart geeignet ausgewählt werden, daß der Spitzenwert und das Minimum von Vkern, die wiederum durch Vp und Vm bezeichnet sind, sich innerhalb des Betriebsbereichs [Vlow, Vhigh] des Mikroprozessors 102 befinden. Solange darüber hinaus |V (1) / kern – V (2) / kern| geringer als 2 Δ ist, kann der Gesamtspannungsausschlag |Vp – Vm| für 2b signifikant geringer als 2 Δ sein.
  • Darüber hinaus ist einem Vergleich von 4b mit 2b zu entnehmen, daß dann, wenn V (2) / kern < Vr ist, der Stromverbrauch des Mikroprozessors 102 für das Ausführungsbeispiel gemäß 3 im Vergleich zum Stand der Technik gemäß den 1 und 2 reduziert wird, wenn er in seinem aktiven Zustand ist. Somit können Ausführungsbeispiele mit dynamischen Sollwerten geringere Gesamtspannungshübe und einen verringerten Stromverbrauch als Spannungskonverter des Standes der Technik verwirklichen.
  • Die Schaltung des Funktionsblocks 106 in 3 veranschaulicht ein spezielles Ausführungsbeispiel. Es kann eine beliebige Schaltung, welche die FETs 112 und 114 auf eine komplementäre Weise umschaltet, verwendet werden. Tatsächlich ist es nicht erforderlich, daß die FETs 112 und 114 darin gehindert werden müssen, gleichzeitig eingeschaltet zu sein, obwohl in derartigen Fällen Energie verschwendet würde. Darüber hinaus kann der FET 112 entweder ein pMOSFET (p-Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) sein, wie es gezeigt ist, oder ein nMOSFET. Bei anderen Ausführungsbeispielen können bipolare Transistoren anstelle der FETs verwendet werden, oder irgendwelche anderen gesteuerten Schaltbauelemente können verwendet werden, um eine Spule unter Strom zu setzen bzw. zu entladen.
  • Der widerstand 338 braucht nicht mit Masse verbunden zu sein, wie es in 3 gezeigt ist. Beispielsweise kann die Abtast-und-Halte-Schaltung 340 gemäß 3 durch eine Abtast-und-Halte-Schaltung 340 gemäß 5 ersetzt werden, wenn zur Vereinfachung nur ein geringer Anteil der Schaltung aus 3 in 5 repliziert wird. Darüber hinaus kann der Widerstand 338 durch ein Transresistanz-Bauelement (transresistance device) ersetzt werden, um ein den Strom I anzeigendes Signal zur Verfügung zu stellen. Alternativ können Sensoren in der Nähe der Spule 116 verwendet werden, um ein deren Magnetfeld anzeigendes Signal zur Verfügung zu stellen.

Claims (16)

  1. Ein Spannungskonverter, aufweisend: eine Spule; eine Steuereinrichtung zum Regeln einer Lastspannung einer Last gemäß einem Sollwert durch Erregung der Spule; und eine Abtast-und-Halte-Schaltung (sample-and-hold circuit), die mit der Steuereinrichtung in einer Weise gekoppelt ist, daß der Sollwert abgesenkt wird, wenn sich ein Mittelwert eines durch die Spule fließenden Stroms erhöht.
  2. Der Spannungskonverter nach Anspruch 1, wobei die Abtast-und-Halte-Schaltung aufweist: ein Transresistanz-Bauelement, das wenigstens für ein Zeitintervall eine Spannung zur Verfügung stellt, die den durch die Spule fließenden Strom anzeigt; und einen Kondensator, der mit dem Transresistanz-Bauelement derart gekoppelt ist, daß ein Spannungsabfall über dem Kondensator die Spannung des Transresistanz-Bauelements während des wenigstens einen Zeitintervalls anzeigt, wobei der Kondensator mit der Steuereinrichtung derart gekoppelt ist, daß der Sollwert von dem Spannungsabfall über dem Kondensator abhängt.
  3. Der Spannungskonverter nach Anspruch 2, wobei das wenigstens eine Zeitintervall so gewählt ist, daß der Spule und der Last während des wenigstens einen Zeitintervalls Energie durch den Spannungskonverter zur Verfügung gestellt wird.
  4. Der Spannungskonverter nach Anspruch 2, wobei das wenigstens eine Zeitintervall so gewählt ist, daß keine Energie der Spule und der Last während des wenigstens einen Zeitintervalls von dem Spannungskonverter zur Verfügung gestellt wird.
  5. Der Spannungskonverter nach Anspruch 2, wobei das Transresistanz-Bauelement ein Widerstand ist, wobei ein Spannungsabfall über dem Widerstand den durch die Spule während des wenigstens einen Zeitintervalls fließenden Strom anzeigt.
  6. Der Spannungskonverter nach Anspruch 5, wobei das wenigstens eine Zeitintervall so gewählt ist, daß der Spule und der Last während des wenigstens einen Zeitintervalls Energie von dem Spannungskonverter zur Verfügung gestellt wird.
  7. Der Spannungskonverter nach Anspruch 5, wobei das wenigstens eine Zeitintervall so gewählt ist, daß keine Energie der Spule und der Last während des wenigstens einen Zeitintervalls von dem Spannungskonverter zur Verfügung gestellt wird.
  8. Der Spannungskonverter nach Anspruch 1, aufweisend: einen Hochzieh-Transistor (pull-up-transitor); einen Herunterzieh-Transistor (pull-down-transistor); wobei der Hochzieh-Transistor und der Herunterzieh-Transistor derart mit der Spule gekoppelt sind, daß Energie der Spule und der Last zur Verfügung gestellt wird, wenn der Hochzieh-Transistor EIN ist und der Herunterzieh-Transistor AUS ist, und keine Energie der Spule und der Last zur Verfügung gestellt wird, wenn der Hochzieh-Transistor AUS ist und der Herunterzieh-Transistor EIN ist; einen Widerstand, der derart mit dem Herunterzieh-Transistor gekoppelt ist, daß der durch den Widerstand fließende Strom einen Stromfluß durch den Herunterzieh-Transistor anzeigt, wenn dieser EIN ist; und einen Kondensator, der mit dem Widerstand derart gekoppelt ist, daß ein Spannungsabfall über dem Kondensator den Spannungsabfall über dem Widerstand anzeigt, wenn der Herunterzieh-Transistor EIN ist, wobei der Sollwert von dem Spannungsabfall über dem Kondensator abhängt.
  9. Ein Spannungskonverter zum Bereitstellen von Energie aus einer Stromversorgungsquelle an einen Mikroprozessor, wobei der Mikroprozessor einen aktiven Modus und einen Taktanhaltmodus aufweist, wobei der Mikroprozessor dann, wenn er in dem aktiven Modus ist, einen größeren Strom zieht als dann, wenn er in dem Taktanhaltmodus ist, wobei der Spannungskonverter aufweist: eine Steuereinrichtung zum Regeln einer Kernspannung des Mikroprozessors gemäß einem Sollwert; und eine Schaltung zum Absenken des Sollwerts dann, wenn der Mikroprozessor aus dem Taktanhaltmodus in den aktiven Modus wechselt.
  10. Der Spannungskonverter nach Anspruch 9, ferner aufweisend: eine Spule; wobei die Schaltung zum Absenken des Sollwerts eine Abtast-und-Halte-Schaltung aufweist, um eine Rückkopplungsspannung zur Verfügung zu stellen, die einen Mittelwert eines durch die Spule während wenigstens eines Zeitintervalls fließenden Stromes anzeigt, wobei der Sollwert von der Rückkopplungsspannung abhängt.
  11. Der Spannungskonverter nach Anspruch 10, wobei die Abtast-und-Halte-Schaltung aufweist: einen Widerstand, wobei ein Spannungsabfall über dem Widerstand den Stromfluß durch die Spule während des wenigstens einen Zeitintervalls anzeigt; und einen Kondensator, wobei ein Spannungsabfall über dem Kondensator den Spannungsabfall über dem Widerstand während des wenigstens einen Zeitintervalls anzeigt, wobei die Rückkopplungsspannung von dem Spannungsabfall über dem Kondensator abhängt.
  12. Ein Spannungskonverter, aufweisend: eine Steuereinrichtung; eine Spule; einen Hochzieh-Transistor; einen Herunterzieh-Transistor; wobei die Steuereinrichtung dazu dient, den Hochzieh-Transistor EIN- und den Herunterzieh-Transistor AUS-zuschalten, sofern eine erste Spannung größer als eine zweite Spannung ist, und den Hochzieh-Transistor AUS- und den Herunterzieh-Transistor EIN-zuschalten, sofern die erste Spannung geringer als die zweite Spannung ist; und eine Schaltung zum Absenken der ersten Spannung, sofern ein Mittelwert eines durch die Spule fließenden Stromes während wenigstens eines Zeitintervalls sich erhöht.
  13. Der Spannungskonverter nach Anspruch 12, wobei die Schaltung aufweist: einen Widerstand, der einen Spannungsabfall aufweist, der einen durch die Spule während des wenigstens einen Zeitintervalls fließenden Strom anzeigt; einen Abtast-Transistor; und einen Kondensator, der mit dem Abtast-Transistor und dem Widerstand derart gekoppelt ist, daß er einen den Spannungsabfall über dem Widerstand anzeigenden Spannungsabfall nur dann aufweist, wenn der Abtast-Transistor EIN ist, wobei der Kondensator mit der Steuereinrichtung gekoppelt ist, um die erste Spannung zu erhöhen, sofern der Spannungsabfall über dem Kondensator sich erhöht, und um die erste Spannung abzusenken, sofern der Spannungsabfall über dem Kondensator sinkt.
  14. Der Spannungskonverter nach Anspruch 13, wobei der Herunterzieh-Transistor während des wenigstens einen Zeitintervalls EIN ist.
  15. Der Spannungskonverter nach Anspruch 13, wobei der Hochzieh-Transistor während des wenigstens einen Zeitintervalls EIN ist.
  16. Ein Spannungskonverter nach Anspruch 12, wobei der Herunterzieh-Transistor einen Anschluß aufweist und wobei der Spannungskonverter ferner aufweisend: einen Widerstand, der einen mit Masse verbundenen ersten Anschluß und einen mit dem Anschluß des Herunterzieh-Transistors verbundenen zweiten Anschluß aufweist; einen Abtast-Transistor, der einen mit dem zweiten Anschluß des Widerstands verbundenen ersten Anschluß und einen zweiten Anschluß aufweist; wobei der Abtast-Transistor EIN gehalten wird, wenn der Herunterzieh-Transistor EIN ist; und einen Kondensator, der einen mit Masse verbundenen ersten Anschluß und einen mit dem zweiten Anschluß des Abtast-Transistors verbundenen zweiten Anschluß aufweist; wobei der Kondensator mit der Steuereinrichtung gekoppelt ist, um die erste Spannung zu erhöhen, sofern ein Spannungsabfall über dem Kondensator sich erhöht, und um die erste Spannung abzusenken, sofern der Spannungsabfall über dem Kondensator absinkt.
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