JP4675124B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチングレギュレータに関し、特にヒステリシスコンパレータの出力に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータに関する。
従来より、ヒステリシスコンパレータの出力に基づくスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータが種々提案されている(例えば、特許文献1参照)。かかるスイッチングレギュレータは、スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を平滑してスイッチングレギュレータの出力電圧を生成する平滑回路を備えている。そして、前記平滑回路は、通常インダクタとコンデンサを備えている。
実開平6−13387号公報(第1図)
ヒステリシスコンパレータの出力に基づくスイッチング動作を行う従来のスイッチングレギュレータでは、前記平滑回路の構成部品であるインダクタのインダクタンスと前記平滑回路の構成部品であるコンデンサの静電容量を大きくすると、スイッチングレギュレータの出力電圧に含まれるリップル電圧が小さくなる。しかしながら、前記インダクタと前記コンデンサの面積が大きくなり、スイッチング周波数も低くなる。
通常、実装面積の制約などから前記インダクタのインダクタンスと前記コンデンサの静電容量を大きくすることができないので、ヒステリシスコンパレータの出力に基づくスイッチング動作を行う従来のスイッチングレギュレータでは、スイッチングレギュレータの出力電圧に含まれるリップル電圧が大きくなってしまっていた。
本発明は、上記の問題点に鑑み、ヒステリシスコンパレータの出力に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作を行い、スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を平滑してスイッチングレギュレータの出力電圧を生成する平滑回路の時定数によらないでスイッチング周波数を設定することができるスイッチングレギュレータ及びこれを備えた電気機器を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明に係るスイッチングレギュレータ用スイッチング回路は、ヒステリシスコンパレータと、前記ヒステリシスコンパレータの出力に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を出力する第1の端子と、スイッチングレギュレータの出力電圧を入力する第2の端子と、前記ヒステリシスコンパレータの出力のAC成分からランプ信号を生成する抵抗及びコンデンサとを備え、前記ヒステリシスコンパレータが、前記スイッチングレギュレータの出力電圧に基づく電圧に前記ランプ信号を重畳したものと基準電圧とを比較するようにしている。
上記構成のスイッチングレギュレータ用スイッチング回路の第1の端子に平滑回路の入力端を接続し、上記構成のスイッチングレギュレータ用スイッチング回路の第2の端子に前記平滑回路の出力端を接続することで、上記目的を達成するスイッチングレギュレータを実現することができる。なお、前記平滑回路の出力電圧がスイッチングレギュレータの出力電圧となる。
また、上記目的を達成するために本発明に係るスイッチングレギュレータは、ヒステリシスコンパレータの出力に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータであって、前記ヒステリシスコンパレータの出力のAC成分からランプ信号を生成する抵抗及びコンデンサを備え、前記ヒステリシスコンパレータが、前記スイッチングレギュレータの出力電圧に基づく電圧に前記ランプ信号を重畳したものと基準電圧とを比較するようにしている。
このような構成によると、スイッチング周波数が、前記抵抗の抵抗値及び前記コンデンサの静電容量によって決まり、スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を平滑してスイッチングレギュレータの出力電圧を生成する平滑回路の時定数に依存しない。したがって、スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を平滑してスイッチングレギュレータの出力電圧を生成する平滑回路の時定数によらないでスイッチング周波数を設定することができる。また、前記抵抗の抵抗値及び前記コンデンサの静電容量を小さくすることによってスイッチング周波数を大きくすることができるので、スイッチングレギュレータの出力電圧のリップルを小さくすることができる。
本発明に係るスイッチングレギュレータでは、ヒステリシスコンパレータにおける遅延時間分だけスイッチング周波数が理想値に比べて低くなる。これに対して、従来のスイッチングレギュレータでは、ヒステリシスコンパレータにおける遅延時間とドライバ回路における遅延時間とスイッチング素子における遅延時間との総和である遅延時間分だけスイッチング周波数が理想値に比べて低くなっていた。このように、本発明に係るスイッチングレギュレータは従来のスイッチングレギュレータに比べて、スイッチング周波数の理想値からの低下量が少ないので、出力電圧のリップルを小さくすることができる。
上記スイッチングレギュレータの一例としては、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を分圧する抵抗分圧回路と、前記抵抗の一端と前記ヒステリシスコンパレータの出力端子とをACカップリングするカップリングコンデンサとを備え、前記抵抗の他端が前記抵抗分圧回路の分圧点に接続され、前記コンデンサが前記抵抗分圧回路の分圧抵抗に対して並列接続される構成が挙げられる。かかる構成例においては、負荷の急峻な変動に対する応答性を良好にする観点から、前記コンデンサと並列接続される分圧抵抗が、前記スイッチングレギュレータの出力電圧が出力される出力端子と前記抵抗分圧回路の分圧点との間に設けられることが望ましい。
また、上記目的を達成するために本発明に係る電気機器は、上記いずれかの構成のスイッチングレギュレータを備えるようにしている。上記いずれかの構成のスイッチングレギュレータは、スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を平滑してスイッチングレギュレータの出力電圧を生成する平滑回路の時定数を大きくしなくてもスイッチング周波数を高くすることができるので、前記電気機器が電源装置の実装面積を小さくする必要性が高い携帯機器である場合に好適である。
本発明によると、ヒステリシスコンパレータの出力に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作を行い、スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を平滑してスイッチングレギュレータの出力電圧を生成する平滑回路の時定数によらないでスイッチング周波数を設定することができるスイッチングレギュレータ及びこれを備えた電気機器を実現することができる。
本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係るスイッチングレギュレータの一構成例を図1に示す。
図1に示すスイッチングレギュレータは、ヒステリシスコンパレータ1と、基準電圧源2と、ドライバ回路3と、Pチャネル型MOSトランジスタ(以下、PMOSトランジスタという)Q1と、Nチャネル型MOSトランジスタ(以下、NMOSトランジスタという)Q2と、インダクタL1と、コンデンサC1〜C3と、出力端子T1と、端子T2及びT3と、抵抗R1〜R3とを備えている。図1に示すスイッチングレギュレータのインダクタ1とコンデンサC1と出力端子T1以外の部分であるスイッチング回路4がICパッケージ化されている。
抵抗R1の一端が端子T3に接続され、抵抗R1の他端が抵抗R2の一端に接続され、抵抗R2の他端がグランド電位となる。そして、抵抗R1と抵抗R2の接続点にヒステリシスコンパレータ1の反転入力端子が接続される。基準電圧源2は所定の基準電圧をヒステリシスコンパレータ1の非反転入力端子に供給する。
ヒステリシスコンパレータ1は、基準電圧源2の出力である所定の基準電圧から第一の基準電圧VREF1と第二の基準電圧VREF2(>VREF1)を設定し、比較動作を行う。なお、所定の基準電圧は通常第一の基準電圧VREF1及び第二の基準電圧VREF2のいずれかと同値である。ヒステリシスコンパレータ1は、理想的には、ヒステリシスコンパレータ1の反転入力端子に供給される電圧V1が第二の基準電圧VREF2より大きくなるとその後電圧V1が第一の基準電圧VREF1と同値になるまでLowレベルの信号をドライバ回路3に供給し、電圧V1が第一の基準電圧VREF1より小さくなるとその後第二の基準電圧VREF2と同値になるまでHighレベルの信号をドライバ回路3に供給する。したがって、ヒステリシスコンパレータ1からドライバ回路3に供給される信号はパルス信号となる。
ドライバ回路3は、ヒステリシスコンパレータ1から出力されるパルス信号に基づいてPMOSトランジスタQ1及びNMOSトランジスタQ2をオン/オフ制御する。すなわち、ドライバ回路3は、ヒステリシスコンパレータ1から出力されるパルス信号を反転し、その反転した信号に対応する第1のドライブ信号をPMOSトランジスタQ1のゲートに供給するとともに、ヒステリシスコンパレータ1から出力されるパルス信号を反転し、その反転した信号に対応する第2のドライブ信号をNMOSトランジスタQ2のゲートに供給する。したがって、PMOSトランジスタQ1とNMOSトランジスタQ2との接続点の電圧V2は、理想的には、ヒステリシスコンパレータ1の出力がHighレベルのときに入力電圧VINと同値になり、ヒステリシスコンパレータ1の出力がLowレベルのときにグランド電位GNDと同値になる。
抵抗R3の一端とヒステリシスコンパレータ1の出力端子とがコンデンサC2によってACカップリングされ、抵抗R3の他端がヒステリシスコンパレータ1の反転入力端子に接続される。また、コンデンサC3が抵抗R1に対して並列接続される。
このような構成によると、抵抗3及びコンデンサC3がヒステリシスコンパレータ1の出力のAC成分からランプ信号を生成し、そのランプ信号が出力電圧VOの抵抗R1及びR2による分圧に重畳される。そして、出力電圧VOの抵抗R1及びR2による分圧に前記ランプ電圧を重畳したものがヒステリシスコンパレータ1の反転入力端子に供給される電圧V1となる。
ヒステリシスコンパレータ1の反転入力端子に供給される電圧V1と、PMOSトランジスタQ1とNMOSトランジスタQ2との接続点の電圧V2との関係は、図2に示すようになる。なお、図2から明らかなように、図1に示すスイッチングレギュレータのスイッチング周波数は、理想値に比べてヒステリシスコンパレータ1における遅延時間(TDEL1+TDEL1’)分だけ小さくなってしまう。
図1に示すスイッチングレギュレータのスイッチング周期TSは以下のようにして求められる。ただし、出力電圧VOの抵抗R1及びR2による分圧のリップルが小さく、抵抗R1、R2、及びR3をそれぞれ流れる電流I1、I2、及びI3はPMOSトランジスタQ1及びNMOSトランジスタQ2のオン/オフにかかわらずそれぞれ一定となり、ヒステリシスコンパレータ1の出力はHighレベルのときに入力電圧VINと同値になりLowレベルのときにグランド電位(0[V])と同値になるものとする。したがって、ヒステリシスコンパレータ1の出力端子電圧の平均(VO)とヒステリシスコンパレータ1の反転入力端子電圧の平均(VREF)を考慮すると、コンデンサC2の両端電圧VC2と出力電圧VOとの間には、VC2=VO−VREFの関係が成立する。なお、VREFは第一の基準電圧VREF1と第二の基準電圧VREF2との中間値である。
電流I1と電流I2が等しいので、コンデンサC3の充電電流ICHと放電電流IDCHはそれぞれ電流I3と等しくなる。コンデンサC3が充電されているときはヒステリシスコンパレータ1の出力がHighレベルであるので、コンデンサC3の充電電流ICHは、VC2=VO−VREFより(1)式で表される。なお、R3は抵抗R3の抵抗値である。
Figure 0004675124
また、コンデンサC3が放電されているときはヒステリシスコンパレータ1の出力がLowレベルであるので、コンデンサC3の放電電流IDCHは、VC2=VO−VREFより(2)式で表される。
Figure 0004675124
そして、第一の基準電圧VREF1と第二の基準電圧VREF2と間の電圧VHYSTを充放電する時間THYSTは、前記(1)式、(2)式より(3)式で表される。なお、TC1は電圧VHYSTを充電する時間(電圧Vの波形図である図3参照)であり、TD1は電圧VHYSTを放電する時間(図3参照)、C3はコンデンサC3の静電容量である。
Figure 0004675124
また、ヒステリシスコンパレータ1における遅延時間TDEL1に起因するコンデンサC3の充放電時間Tは、前記(1)式、(2)式より(4)式で表される。なお、TC2はヒステリシスコンパレータ1における遅延時間TDEL1に起因するコンデンサC3の充電時間(図3参照)であり、TD2はヒステリシスコンパレータ1における遅延時間TDEL1に起因するコンデンサC3の放電時間(図3参照)である。
Figure 0004675124
また、ヒステリシスコンパレータ1における遅延時間TDEL1’に起因するコンデンサC3の充放電時間T’は、前記(1)式、(2)式より(5)式で表される。なお、TC3はヒステリシスコンパレータ1における遅延時間TDEL1’に起因するコンデンサC3の充電時間(図3参照)であり、TD3はヒステリシスコンパレータ1における遅延時間TDEL1’に起因するコンデンサC3の放電時間(図3参照)である。
Figure 0004675124
図1に示すスイッチングレギュレータのスイッチング周期TSは、前記(3)式、(4)式、(5)式より(6)式で表される。
Figure 0004675124
図1に示すスイッチングレギュレータのスイッチング周波数は、(6)式で表されるスイッチング周期TSの逆数である。したがって、図1に示すスイッチングレギュレータのスイッチング周波数は、コンデンサC3の静電容量C3と抵抗R3の抵抗値R3によって決まり、インダクタL1のインダクタンスとコンデンサC1の静電容量に依存しない。そして、コンデンサC3の静電容量C3と抵抗R3の抵抗値R3を小さくすることによって図1に示すスイッチングレギュレータのスイッチング周波数を大きくすることができるので、スイッチングレギュレータの実装面積を大きくすることなくスイッチング周波数を高くすることができる。例えば、図1に示すスイッチングレギュレータのスイッチング周波数を容易にMHzオーダーに設定することができる。そして、スイッチング周波数を高くすることで、出力電圧VOのリップルを小さくすることができる。
図1に示すスイッチングレギュレータでは、ヒステリシスコンパレータ1における遅延時間(TDEL1+TDEL1’)分だけスイッチング周波数が理想値に比べて低くなり、ドライバ回路3における遅延時間やPMOSトランジスタQ1及びNMOSトランジスタQ2における遅延時間がスイッチング周波数に影響を及ぼさない。このように、図1に示すスイッチングレギュレータは、スイッチング周波数の理想値からの低下量が少ないので、出力電圧VOのリップルを小さくすることができる。
次に、本発明に係るスイッチングレギュレータの他の構成例を図に示す。なお、図において図1と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。図に示すスイッチングレギュレータが図1に示すスイッチングレギュレータと異なる点は、コンデンサC3が抵抗R1に対して並列接続されるのではなく抵抗R2に対して並列接続される点である。
に示すスイッチングレギュレータも図1に示すスイッチングレギュレータと同様に、スイッチングレギュレータの実装面積を大きくすることなくスイッチング周波数を高くすることができるとともに、スイッチング周波数の理想値からの低下量を少なくすることができる。これにより、出力電圧VOのリップルを小さくすることができる。
ただし、図に示すスイッチングレギュレータは、出力電圧VOが高い周波数で変化した場合の電圧Vの変化量が図1に示すスイッチングレギュレータに比べて小さいため、出力端子T1に接続される負荷の急峻な変動に対する応答性が図1に示すスイッチングレギュレータに比べて劣っている。したがって、図に示すスイッチングレギュレータよりも図1に示すスイッチングレギュレータの方が望ましい。
なお、本実施形態では、出力電圧VOが抵抗R1及びR2によって分圧される構成であったが、本発明はこれに限定されることはなく、出力電圧VOにランプ電圧を重畳したものをヒステリシスコンパレータ1の反転入力端子に供給する構成であっても構わない。例えば、図に示すスイッチングレギュレータから抵抗R1及びR2を取り除き、抵抗R3とコンデンサC3とヒステリシスコンパレータ1の反転入力端子との接続点に端子T3を直接接続する構成にすることができる。
また、本発明のスイッチングレギュレータは、電気機器一般の電源装置として用いることができるが、スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を平滑してスイッチングレギュレータの出力電圧を生成する平滑回路の時定数を大きくしなくてもスイッチング周波数を高くすることができるので、電源装置の実装面積を小さくする必要性が高い携帯機器に好適である。
ここで、本発明に係る携帯機器として携帯電話装置を例に挙げて説明する。本発明に係る携帯電話装置の回路ブロック例を図5に示す。図5に示す携帯電話装置は、携帯電話装置全体を制御する制御回路5と、アンテナ6と、アンテナ6を介して基地局と送受信する無線部7と、着信を音や振動によって報知する報知部8と、電話番号等を表示画面に表示する液晶ディスプレイ(LCD)9と、キー入力部10と、音声通話時に操作者が発する音声を入力して電気信号に変換する音声入力部11と、音声通話時に相手方の音声に応じた電気信号を音声に変換して出力する音声出力部12と、バッテリ13と、レギュレータ14〜17とを備えている。レギュレータ14は、バッテリ13から出力される直流電圧を第1の所定値の直流電圧と第2の所定値の直流電圧に変換して、第1の所定値の直流電圧を液晶ディスプレイ9のゲートドライバに駆動電圧として供給し、第2の所定値の直流電圧を液晶ディスプレイ9のソースドライバに駆動電圧として供給する。レギュレータ15は、バッテリ13から出力される直流電圧を所定値の直流電圧に変換して液晶ディスプレイ9のバックライトに駆動電圧として供給する。レギュレータ16は、バッテリ13から出力される直流電圧を所定値の直流電圧に変換して制御回路5に駆動電圧として供給する。レギュレータ17は、バッテリ13から出力される直流電圧を所定値の直流電圧に変換して無線部7、報知部8、音声入力部11、及び音声出力部12に駆動電圧として供給する。そして、レギュレータ15を図1に示すスイッチングレギュレータにしている。
は、本発明に係るスイッチングレギュレータの一構成例を示す図である。 は、図1に示すスイッチングレギュレータの各部電圧波形を示す図である。 は、図1に示すスイッチングレギュレータが具備するヒステリシスコンパレータの反転入力端子に供給される電圧波形を示す図である。 は、本発明に係るスイッチングレギュレータの他の構成例を示す図である。 は、本発明に係る携帯電話装置の回路ブロック例を示す図である。
符号の説明
1 ヒステリシスコンパレータ
2 基準電圧源
3 ドライバ回路
4、4’ スイッチング回路
5 制御回路
6 アンテナ
7 無線部
8 報知部
9 液晶ディスプレイ(LCD)
10 キー入力部
11 音声入力部
12 音声出力部
13 バッテリ
14〜17 レギュレータ
C1 コンデンサ
L1 インダクタ
Q1 PMOSトランジスタ
Q2 NMOSトランジスタ
R1、R2 抵抗
T1 出力端子
T2、T3 端子

Claims (3)

  1. ヒステリシスコンパレータと、
    前記ヒステリシスコンパレータの出力に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子のスイッチング動作に応じた信号を出力する第1の端子と、
    スイッチングレギュレータの出力電圧を入力する第2の端子と、
    一端が前記第2の端子に接続され、他端が前記ヒステリシスコンパレータの反転入力端子に接続される第1の抵抗と、
    一端が前記第1の抵抗の他端に接続され、他端が固定電位に接続される第2の抵抗と、
    一端が前記第2の端子に接続され、他端が前記ヒステリシスコンパレータの反転入力端子に接続される第1のコンデンサと、
    一端が前記ヒステリシスコンパレータの反転入力端子に接続される第3の抵抗と、
    一端が前記第3の抵抗の他端に接続され、他端が前記ヒステリシスコンパレータの出力端子に接続される第2のコンデンサとを備え、
    前記ヒステリシスコンパレータが、前記ヒステリシスコンパレータの出力のAC成分から前記第3の抵抗および前記第1のコンデンサによって生成されたランプ信号を、前記第1の抵抗および前記第2の抵抗での抵抗分圧により得られる前記スイッチングレギュレータの出力電圧の分圧に重畳したものと、基準電圧とを比較することを特徴とすることを特徴とするスイッチングレギュレータ用スイッチング回路。
  2. スイッチングレギュレータを備える電気機器であって、
    前記スイッチングレギュレータが、
    ヒステリシスコンパレータの出力に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータであって、
    一端が前記スイッチングレギュレータの出力電圧の電位に接続され、他端が前記ヒステリシスコンパレータの反転入力端子に接続される第1の抵抗と、
    一端が前記第1の抵抗の他端に接続され、他端が固定電位に接続される第2の抵抗と、
    一端が前記スイッチングレギュレータの出力電圧の電位に接続され、他端が前記ヒステリシスコンパレータの反転入力端子に接続される第1のコンデンサと、
    一端が前記ヒステリシスコンパレータの反転入力端子に接続される第3の抵抗と、
    一端が前記第3の抵抗の他端に接続され、他端が前記ヒステリシスコンパレータの出力端子に接続される第2のコンデンサとを備え、
    前記ヒステリシスコンパレータが、前記ヒステリシスコンパレータの出力のAC成分から前記第3の抵抗および前記第1のコンデンサによって生成されたランプ信号を、前記第1の抵抗および前記第2の抵抗での抵抗分圧により得られる前記スイッチングレギュレータの出力電圧の分圧に重畳したものと、基準電圧とを比較することを特徴とする電気機器。
  3. 携帯機器である請求項2に記載の電気機器。
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