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Die
Erfindung geht aus von einem Verfahren und einer Schaltungsanordnung
zur Erfassung des Stromes eines aus einem Gleichspannungsnetz gespeisten,
durch Pulsweitenmodulation gesteuerten Elektromotors nach der Gattung
der Ansprüche
1 und 6, wie sie beispielsweise aus der
DE 197 56 461 A bekannt
geworden sind. Diese Druckschrift offenbart ein Verfahren zum Beeinflussen
der elektrischen Leistung einer Last mit einem pulsbreitenmodulierten Signal,
wobei die Erfassung einer Stromänderung durch
eine induktive Last mittels eines von dem Strom durchflossenen induktiven
Elementes erfolgt. Hierbei wertet die Stromermittlung den induktiven Spannungsabfall
an einem induktiven Element aus unter Verwendung eines Integrators,
welcher die Stromänderungen
an dem induktiven Element aufsummiert und hieraus ein Signal bereitstellt,
welches dem Strom durch die induktive Last proportional ist. Beim
Auftreten eines Überstroms
erzeugt die Anordnung zur Stromermittlung ein Signal, mit dessen
Hilfe das pulsbreitemodulierte Signal für die Steuerung des Laststroms
modifiziert wird.
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Aus
der
DE 29 30 863 A ist
es bekannt, bei der Leistungssteuerung eines Elektromotors den Spannungsabfall
an einem vom Laststrom durchflossenen Shunt auszuwerten zur Regelung
des Motorstromes. Wegen der kurzen Dauer der Motorstromimpulse bei
einem mit Pulsweitenmodulation betriebenen Elektromotor und wegen
der ständig
sich abwechselnden Stromimpulse und Strompausen ist es jedoch schwierig,
ohne aufwändige
Erfassungs- und Auswertungsmaßnahmen
die tatsächliche
Höhe des
Motorstromes zu bestimmen und eine exakte Stromregelung zur realisieren.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, unter Verwendung einer preiswerten
analogen Regelungsanordnung eine direkte und genaue Messung des
von dem Elektromotor aufgenommenen Stromes zu realisieren. Dies
wird erreicht durch die kennzeichnenden Merkmale der übergeordneten
Ansprüche
1 und 6.
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Einen
besonders einfachen und preiswerten Schaltungsaufbau erhält man dadurch,
dass die verwendete Halbleiterschaltvorrichtung sowie das Abtast-
und Halteglied der Stromerfassung von der gleichen Steuereinheit,
vorzugsweise direkt von der PWM-Steuereinheit angesteuert und hierbei
zumindest bei der Abschaltung des Motorstromes das Signal für die Ansteuerung
der Halbleiterschaltvorrichtung verzögert wird. Auf diese Weise
ist sichergestellt, dass zum Zeitpunkt der Erfassung des Motorstromes
in Form des Spannungsabfalls an dem im Motorstromkreis angeordneten
Shunt der Erfassungsvorrichtung noch der volle Motorstrom fließt. Zweckmäßigerweise
schaltet die Halbleiterschaltvorrichtung generell gegenüber dem
Abtast- und Halteglied verzögert
ein und aus. Dies ist technisch einfach realisierbar; Messfehler
bei kleinen Pulsweiten sind in der Praxis tolerierbar.
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Weiterhin
ist es vorteilhaft, wenn sowohl die Halbleiterschaltvorrichtung
als auch das Abtast- und Halteglied verzögert ein- und ausgeschaltet
werden, wobei die Verzögerung
bei der Halbleiterschaltvorrichtung größer gewählt wird als bei dem Abtast-
und Halteglied. Auf diese Weise kann der Einschaltvorgang der Halbleiterschaltvorrichtung
stärker
gedämpft
werden, als dies für
den reinen Messvorgang nötig
wäre, so
dass die elektromagnetische Verträglichkeit der Schaltanordnung
verbessert wird.
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Eine
besonders zweckmäßige Schaltungsanordnung
ergibt sich, wenn sowohl die Halbleiterschaltvorrichtung als auch
die Shuntanordnung zwischen dem Motor und der Masseleitung des Gleichspannungsnetzes
liegen und hierbei der Shuntanordnung ein Abtast- und Halteglied
(Sample and Hold) parallel geschaltet wird. Auf diese Weise benötigt einerseits
die Halbleiterschaltvorrichtung keine Steuerspannung, welche oberhalb
der Versorgungsspannung liegt und daher zusätzliche Kosten für ihre Bereitstellung
verursacht, andererseits kann die Shuntspannung direkt gegen Masse
erfasst und hierdurch die Schaltung noch weiter vereinfacht und
das Messergebnis verbessert werden.
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Die
Verzögerung
der Signale sowohl für
die Ansteuerung der Halbleiterschaltvorrichtung als auch für die Ansteuerung
des Schalters des Abtast- und Haltegliedes erfolgt in besonders
einfacher Weise durch jeweils einen Tiefpass, wobei die Zeitkonstante τ1 des
Tiefpasses für
die Halbleiterschaltvorrichtung größer gewählt werden muss als die Zeitkonstante τ2 für die Betätigung des
Schalters des Abtast- und
Haltegliedes, wobei zweckmäßigerweise
beide Schalter als MOSFETs ausgebildet sind – bei großen Motorströmen gegebenenfalls
mit einer Parallelschaltung mehrerer MOSFETs im Laststromkreis.
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Weitere
Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben
sich aus der Beschreibung des Ausführungsbeispieles. Die Abbildungen
zeigen in
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1 eine
Schaltungsanordnung zur Erfassung des Stromes eines aus einem Gleichspannungsnetz
gespeisten, durch Pulsweitenmodulation gesteuerten Elektromotors
und in
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2 Diagramme
der verschiedenen Steuerspannungen, des sich hieraus ergebenden
Stromes über
die Halbleiterschaltvorrichtung und des Ausgangsleitwertes κ(T2) des Schaltgliedes des Abtast- und Haltegliedes.
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In 1 ist
mit 10 ein Gleichstrommotor bezeichnet, welcher als Antrieb
für das
Gebläse
eines Kraftfahrzeuges dient. Der Motor wird mit einer Batteriespannung
UB aus einem Gleichspannungsnetz gespeist,
dessen Pluspol mit 12 und dessen Minuspol mit 14 bezeichnet
sind. Der Motorstrom I1 fließt vom
Pluspol 12 des Gleichspannungsnetzes über eine Versorgungsleitung 16 zum
Elektromotor 10 und vom diesem zunächst über eine Halbleiterschaltvorrichtung 18 in
Form eines einzelnen oder gegebenenfalls auch mehrerer parallel
geschalteter MOSFETs T1 sowie über
einen Shunt 20 und eine Masseleitung 22 zu dem
auf Masse liegenden Minuspol 14 des Gleichspannungsnetzes.
Zur Vermeidung von Überspannungen
ist dem Elektromotor 10 eine Freilaufdiode 24 parallel
geschaltet.
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Die
Shuntvorrichtung 20 ist als niederohmiger Präzisionswiderstand
ausgebildet und liefert eine Messspannung USH,
welche über
einen Schalter T2 einem Kondensator 26 zuführbar ist.
Bei dem Schalter T2 handelt es sich ebenfalls um einen MOSFET, der
zusammen mit dem Kondensator 26 ein Abtast- und Halteglied
(Sample and Hold) bildet für
die Shuntspannung USH. Die Gateelektroden
beider MOSFETs T1 und T2 werden von der gleichen PWM-Steuereinheit
angesteuert, wobei jedoch ein Tiefpass aus einem Widerstand 28 und
einem Kondensator 30 zwischen der PWM-Steuereinheit 32 und
der Gateelektrode des MOSFETs T1 eine größere Zeitkonstante τ1 > τ2 besitzt
als ein parallel angeordneter Tiefpass mit einem Widerstand 34 und
einem Kondensator 36 zwischen der PWM-Steuereinheit 32 und
der Gateelektrode des MOSFET T2 des Abtast- und Haltegliedes.
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Die
erfindungsgemäße Schaltanordnung wird
vervollständigt
durch einen Stromregler 38 und einen Spannungsregler 40.
Der Stromregler 38 erhält an
seinen Eingängen
einerseits die Ladespannung des Kondensators 26 und andererseits
einen Spannungswert entsprechend einem vorgegebenen Sollwert des
Motorstromes Isoll. An den Eingängen des Spannungsreglers 40 liegen
die Klemmenspannung des Motors 10 und eine Sollspannung
Usoll entsprechend den vorgegebenen Betriebsbedingungen
des Motors 10. Der Ausgang des Spannungsreglers 40 ist
einerseits mit dem Eingang der PWM-Steuereinheit 32 und
andererseits über
ein Gleichrichterelement 42 mit dem Ausgang des Stromreglers 38 verbunden.
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Die
Schaltungsanordnung arbeitet folgendermaßen: Entsprechend der geforderten
Drehzahl des Motors und der angeschlossenen Last, im vorliegenden
Fall dem schematisch dargestellten Lüftergebläse einer Kraftfahrzeug-Klimaanlage,
liegen am Eingang des Spannungsreglers 40 eine Sollspannung
Usoll sowie die hiermit zu vergleichende
Klemmenspannung des Motors 10. Entsprechend der Ausgangsspannung
des Spannungsreglers 40 wird die PWM-Steuereinheit 32 angesteuert
und liefert an ihrem Ausgang pulsweitenmodulierte Steuersignale UPWM für
das Gate der Halbleiterschaltvorrichtung 18 in Form des
MOSFET-Schalters T1. Die Ansteuersignale UPWM gelangen
jedoch nicht direkt sondern über
einen Tiefpass aus dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 als
Steuerspannung UT1 an das Gate des MOSFET
T1.
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Parallel
zu dem Tiefpass mit dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 liegt
am Ausgang der PWM-Steuereinheit 32 ein zweiter Tiefpass
aus einem Widerstand 34 und einem Kondensator 36, welcher
das Gate des weiteren MOSFET-Schalters T2 verzögert mit dem Ausgang der PWM-Steuereinheit 32 verbindet.
Die Bemessung der Widerstände und
Kondensatoren der beiden Tiefpassschaltungen ist derart gewählt, dass
sich für
den Tiefpass aus dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 eine
Zeitkonstante τ1 ergibt, welche größer ist als die Zeitkonstante τ2 für den Tiefpass
aus dem Widerstand 34 und dem Kondensator 36.
Im Ausführungsbeispiel werden
die Widerstände 28 und 34 gleich
groß gewählt mit
jeweils einem Widerstandswert von 10 kΩ, die Kapazität des Kondensators 30 ist
doppelt so groß wie
diejenige des Kondensators 36 mit Werten von 100 pF und
50 pF, sodass die Zeitkonstante τ1 doppelt so groß ist wie die Zeitkonstante τ2.
Hieraus folgt, dass der MOSFET T2 deutlich vor dem MOSFET T1 ein-
und ausgeschaltet wird.
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Der
MOSFET-Schalter T1 steht im Ausführungsbeispiel
für eine
den Laststrom des Motors führende
Halbleiter-Leistungsschaltvorrichtung 18,
welche bei hohen Motorströmen
auch aus mehreren parallel geschalteten MOSFET-Schaltern aufgebaut sein
kann. Im Motorstromkreis liegt weiterhin der Shunt 20,
an dem eine dem Motorstrom I1 entsprechende Spannung USH abfällt. Grundsätzlich kann der
Shunt 20 an jeder Stelle des Laststromkreises eingebaut
sein. Für
die Erfassung der Messspannung USH ist es
jedoch vorteilhaft, wenn der Shunt 20 mit einem Anschluss
direkt an Masse liegt und mit seinem anderen Anschluss mit der Source-Elektrode des
MOSFET T1 verbunden ist, so dass an dem Shunt 20 nur die
Messspannung im mV-Bereich und nicht die Versorgungsspannung UB
anliegt, wodurch der Messfehler deutlich verringert wird.
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Der
MOSFET-Schalter T2 liegt mit seiner Drain-Elektrode über einem
Kondensator 26 ebenfalls an der Masseleitung 22 und
mit seiner Source-Elektrode an dem von Masse abgewandten Anschluss
des Shunts 20, so dass der Schalter T2 und der Kondensator 26 eine
Abtast- und Halteschaltung (Sample and Hold) für die Messspannung USH am Shunt 20 bilden. Hierbei ist
die von Masse abgewendete Elektrode des Kondensators 26 mit
einem Eingang des Stromreglers 38 verbunden, dessen zweiter
Eingang eine dem Sollwert Isoll des Laststromes
I1 entsprechenden Referenzwert erhält, während der Ausgang
des Stromreglers 38 mit der Kathode einer Diode 42 verbunden
ist, deren Anode an einem Anschluss 44 der Verbindungsleitung
zwischen dem Spannungsregler 40 und der PWM-Steuereinheit 32 liegt.
So wird der Ausgangswert des Stromreglers 38 und der Eingangswert
der PWM-Steuereinheit 32 abgesenkt, wenn der Laststrom
I1 den Sollwert Isoll übersteigt
und ein Ausgleichsstrom vom Anschluss 44 über die
Diode 42 zum Ausgang des Stromreglers 38 fließt.
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2 zeigt
in schematisierter Form den Verlauf der verschiedenen relevanten
Spannungen, des Motorstromes I1 und des
Leitwertes κ des
den Ladestrom I2 des Kondensators 26 führenden
Schalters T2 der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Im obersten Diagramm ist die den Schaltungsablauf bestimmende Ausgangsspannung
UPWM der PWM-Steuereinheit 32 dargestellt.
Ein Impuls der Steuerspannung UPWM dauert
hierbei vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt
t1 und bestimmt Anfang und Ende der Steuerspannungen
UT1 am MOSFET-Schalter T1 und UT2 am
MOSFET-Schalter
T2 mit den gleichen Startzeiten t0 und den
gleichen Abschaltpunkten t1. Wegen der größeren Zeitkonstante τ1 des
Tiefpasses mit dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 gegenüber der
Zeitkonstante τ2 des Tiefpasses mit dem Widerstand 34 und
dem Kondensator 36 steigt die Steuerspannung UT1 an
der Steuerelektrode des Schalters T1 langsamer an und fällt auch
langsamer ab als die Steuerspannung UT2 am
Schalter T2. Nimmt man an, dass die Einschaltpunkte der Schalter
T1 und T2 jeweils bei der halben Steuerspannung liegen, so ergibt
sich am Schalter T1 für
den Strom I1 der Einschaltpunkt t2 und am
Schalter T2 für
den Strom I2 der frühere Einschaltpunkt t4. Entsprechend den Ausschaltpunkten t3 und t5 jeweils
auf der Hälfte der
abfallenden Flanken der Steuerspannungen UT1 und
UT2 liegt dann auch der Ausschaltpunkt t3 des Stromes I1 später als
der Ausschaltpunkt t5 es Stromes I2. Auf diese Weise ist sichergestellt, dass
der Schalter T2 jeweils früher
ein- und früher
ausschaltet als der Schalter T1, so dass an dem als Halteglied wirkenden
Kondensator 26 jeweils der korrekte Anfangs- und Endwert
der Messspannung USH anliegen. Dagegen würde bei
einem verspäteten
Abschalten des MOSFET-Schalters T2 am Kondensator 26 bereits
ein reduzierter Spannungsabfall am Shunt 20 aufgrund eines
abklingenden Motorstromes I1 über den
Schalter T1 anliegen und zu einem falschen Messergebnis führen.
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Zuvor
ist bereits ausgeführt
worden, dass es zweckmäßig ist,
den Shunt 20 auf der dem Masseanschluss 14 zugewandten
Seite des Elektromotors 10 anzuordnen, weil in diesem Fall
die am Shunt 20 anliegende Messspannung im mV-Bereich nur
gegen Masse gemessen und nicht ins Verhältnis gesetzt werden muss zu
der vollen Spannung UB des Gleichspannungsnetzes,
welche bei Anwendungen im Kraftfahrzeug bei etwa 14 V und somit
um Größenordnungen über der
Messspannung USH liegt, zu der sie ins Verhältnis gesetzt
werden müsste.
Entsprechende Überlegungen
gelten auch für
die Anordnung der Halbleiterschaltvorrichtung 18 auf der
Masse zugewandten Seite des Elektromotors 10. In diesem Fall
wird für
die Ansteuerung des MOSFET-Schalters keine Gatespannung benötigt, welche
oberhalb der Netzgleichspannung liegt und für ihre Bereitstellung zusätzliche
Kosten verursachen würde.
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Durch
das erfindungsgemäße Verfahren
und die zugehörige
Schaltungsanordnung zur Messung der Stromaufnahme eines aus einem
Gleichspannungsnetz gespeisten, durch Pulsweitenmodulation gesteuerten
Elektromotors ergeben sich somit Vorteile, welche bei Großserienanwendungen
wie beispielsweise bei einem Klimagebläsemotor für ein Kraftfahrzeug erhebliche
Kosteneinsparungen ermöglichen.
Die verwendeten preiswerten analogen Bauelemente ersetzen somit
eine integrierte Schaltung und insbesondere einen Mikrocontroller.
Gegenüber
anderen bekannten Betriebsarten ergeben sich technische Vorteile,
beispielsweise eine Verlustleistungsreduzierung gegenüber einer
Drehzahleinstellung durch Vorwiderstände oder die Möglichkeit
einer Drehzahlsteuerung durch einen getakteten Betrieb gegenüber einem
linearen Betrieb des Motors. Außerdem
wird bei der erfindungsgemäßen Stromerfassung
ohne zusätzlichen
Aufwand eine Motorstrombegrenzung ermöglicht. Die ansonsten bei einer PWM-Bestromung des Elektromotors 10 durch
die hohe Frequenz von beispielsweise 25 kHz bestehende Schwierigkeit
einer exakten Erfassung der Stromhöhe wird durch die erfindungsgemäße Verwendung des
Abtast- und Haltegliedes in Form des Schalters T2 und des Kondensators 26 in
besonders einfacher Weise wirksam behoben. Dabei können die
beiden Schaltelemente T1 und T2 von der gleichen, ohnehin vorhandenen
Steuereinheit 32 synchron mit Steuerimpulsen versorgt werden,
wenn zumindest in die Zuleitung für die Ansteuerung des Leistungsschalters T1
ein Verzögerungselement
in Form eines Tiefpasses eingefügt
wird. Der durch den Motorstrom I1 an dem
Shunt 20 erzeugte Spannungsabfall kann durch Erfassung
des Spitzenwertes des Stromes I1 anstelle eines
Mittelwertes präzise
bestimmt werden, weil die Abtast- und Halteschaltung früher aktiviert
ist als der Leistungsschalter T1 und somit an dem von Masse abgewandten
Stromregleranschluss 46 eine Gleichspannung ansteht, die
proportional zum Motorstrom I1 ist. Es erfolgt
eine Synchron-Gleichrichtung der Rechteckspannung am Shunt 20,
weil der Leistungsschalter T1 und das Abtast- und Halteglied T2,
26 von der PWM-Steuereinheit 32 synchron gesteuert werden.
Durch das Einfügen
von separaten Tiefpassgliedern in die Zuleitungen zu den Steuerelektroden der
Schalter T1 und T2 können
für beide
Zuleitungen unterschiedliche Zeitkonstanten τ1 und τ2 realisiert werden,
wobei die Zeitkonstante τ1 einerseits größer sein muss als die Zeitkonstante τ2,
andererseits aber so ausgewählt
werden kann, dass durch die verzögerte
Einschaltung des Leistungsschalters T1 die elektromagnetische Verträglichkeit
der Schaltungsanordnung verbessert wird. Ein geringer Fehler im Messergebnis
bei sehr kleinen Pulsweitenverhältnissen
ist in der Praxis vernachlässigbar.
Wichtig ist insbesondere, dass im Bereich der fallenden Flanke des Pulsweitensignals
UPWM zuerst der Abtast-Schalter T2 ausschaltet, bevor der Stromfluss
I1 durch den Shunt 20 nachlässt, weil
sonst eine zu niedrige Shuntspannung USH übertragen
und während
der gesamten Pausenzeiten des PWM-Signals am Stromregleranschluss 46 durch
den Kondensator 26 gehalten und hierdurch ein erheblicher
Messfehler verursacht würde.