EP0715237A2 - Schaltungsanordung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung - Google Patents

Schaltungsanordung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung Download PDF

Info

Publication number
EP0715237A2
EP0715237A2 EP95118311A EP95118311A EP0715237A2 EP 0715237 A2 EP0715237 A2 EP 0715237A2 EP 95118311 A EP95118311 A EP 95118311A EP 95118311 A EP95118311 A EP 95118311A EP 0715237 A2 EP0715237 A2 EP 0715237A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
input
voltage
circuit arrangement
connection
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP95118311A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0715237B1 (de
EP0715237A3 (de
Inventor
Martin Dipl.-Ing. Feldtkeller
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP0715237A2 publication Critical patent/EP0715237A2/de
Publication of EP0715237A3 publication Critical patent/EP0715237A3/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0715237B1 publication Critical patent/EP0715237B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for generating a regulated output voltage from an unregulated input voltage with a transistor whose load current path is connected between the input terminal for supplying the unregulated input voltage and the output terminal for tapping the regulated output voltage, and with a regulating amplifier to which the regulated output voltage can be supplied and the output terminal of which is coupled to the control terminal of the transistor.
  • Voltage regulators are necessary if a supply voltage that can be supplied from the outside is subject to strong fluctuations, but the functional units to be supplied require an operating voltage that is as constant as possible. In order to obtain a large permissible fluctuation range of the input voltage, so that the supplied functional units still work even with the lowest possible input voltage, it is necessary that the voltage drop between output and input voltage is as small as possible. These requirements exist, for example, in the field of automotive electronics.
  • Voltage regulators with low voltage loss are described, for example, in the textbook Tietze, Schenk: “Semiconductor Circuit Technology", 9th edition, 1991, chapter 18.3.4, pages 547 to 549.
  • the load current path of a pnp transistor is connected between the connection for the unregulated input voltage and the connection for the regulated output voltage, the emitter of which is connected to the input-side connection and the collector of which is connected to the output-side connection.
  • the functional units to be supplied by the voltage regulator are usually manufactured in CMOS technology, which have a high degree of integration and one enables low power dissipation at low cost.
  • the voltage regulator is to be arranged on the CMOS circuit together with the functional units to be supplied in order to achieve the highest possible integration density, there are problems with the implementation of the control transistor.
  • the production of such a bipolar pnp control transistor designed for high current consumption is not readily possible in CMOS production processes.
  • German laid-open specification DE-A1-37 16 880 shows a voltage regulating circuit in which the load current path of a MOS transistor is connected between the input terminal for connecting an unregulated DC battery voltage and the output terminal at which the regulated output voltage is present for connecting a load.
  • a control amplifier circuit to which the regulated output voltage can be supplied, controls the MOS transistor.
  • the supply voltage of the control amplifier is provided by a voltage chopper circuit which doubles the voltage so that the MOS transistor is fully driven.
  • German patent DE-C2-30 10 618 shows a constant voltage circuit in which the emitter-collector path of a bipolar transistor is located in the input-output current path, the base connection of which is controlled by a control circuit.
  • a start-up circuit ensures safe commissioning of the circuit.
  • the start-up stage contains a capacitor, the first connection of which is connected to the unregulated input voltage and the second connection of which is connected to a reference potential via a resistor.
  • the second connection of the capacitor is also led into the control circuit via a resistor and a diode.
  • the object of the invention is to provide a circuit arrangement of the type mentioned at the outset which can be produced entirely in CMOS technology. It should have the lowest possible power loss with good control behavior.
  • the capacitance coupling the output of the control amplifier to the control connection of the transistor ensures that the output voltage also compensates for rapid load changes on the output side.
  • the charge pump ensures the relatively slow, static control of the control transistor.
  • the charge pump can therefore be dimensioned for a low current consumption. This also means that the capacities known to be necessary in the charge pump can be dimensioned relatively small.
  • the integrated implementation of the voltage regulator therefore requires a low current and a small area.
  • a MOS transistor can be used as the control transistor, the drain-source current path of which is connected between the input and output terminals. All circuit elements of the voltage regulator can then be manufactured in integrated CMOS technology with the possibility of integrating MOS power transistors.
  • a D-MOS power transistor is preferably suitable.
  • the control amplifier preferably has a high bandwidth and a low output resistance.
  • the capacity value the capacitance connected between the control amplifier output and the control input of the regulating transistor should be in the order of magnitude of the input capacitance of the MOS transistor, preferably in the range from 1/4 to the simple one of the input capacitance of the MOS transistor.
  • charge pumps work clock-controlled.
  • the integrated semiconductor circuit has a clock processing circuit, which is optionally synchronized with an external clock. Since the clock processing circuit is supplied by the regulated output voltage, there is no reliable clock signal available for controlling the charge pump when the unregulated input voltage is switched on. It is therefore necessary that the regulated output voltage and thus also the proper functioning of the charge pump are already present before the clock generation circuit is activated.
  • the clock supply to the charge pump is provided by a freely oscillating oscillator. This is, for example, an RC element fed back via a Schmitt trigger.
  • the reset signal is switched off and a multiplexer controlled by the reset signal disconnects the feedback of the RC element, so that the stable system clock is now fed into the charge pump. This also ensures that the charge pump operates synchronously with the system clock and that no disturbances are caused by superimposition of vibrations.
  • the invention is explained in more detail below on the basis of the exemplary embodiment shown in the figure.
  • the figure shows the basic implementation of the voltage control circuit and the circuit for providing the clock signal for the charge pump.
  • the unregulated input voltage U is fed to an input terminal 1. This is over the drain-source path of a normally-off n-channel MOS transistor 3 is connected to an output terminal 2 for tapping the regulated output voltage VDD.
  • the output voltage VDD is fed to the minus input of a control amplifier 4. Its plus input is connected to a reference voltage UR.
  • the output of the control amplifier 4 is coupled via a capacitor 8 to the gate connection of the MOS transistor 3.
  • a controllable current source 7 connected between the gate connection of the MOS transistor 3 and reference potential (ground) is driven inverted by the output signal of the control amplifier 4.
  • a charge pump 5 is provided, the output terminal of which is connected to the gate terminal of the MOS transistor 3 for an increased output voltage.
  • a current source 6 is provided in the charge pump 5, which is driven in the same direction by the output signal of the control amplifier 4 and by means of which the level of the output voltage generated by the charge pump 5 can be controlled.
  • the voltage control circuit operates as follows: If the regulated output voltage VDD at terminal 2 drops, for example due to a changing load, the control deviation formed by the control amplifier 4 is increased. The output signal of the control amplifier 4 increases. The voltage rise is transmitted to the gate terminal of the MOS transistor 3 via the capacitor 8. Due to the relatively constant voltage drop along the gate-source path of the MOS transistor 3, the voltage at the terminal 2 is raised. The current through the current source 7 discharging the capacitor 8 is reduced because of the opposite control from the output of the control amplifier 4. The dynamic behavior of the control loop during rapid load changes in the output voltage is essentially determined by the capacitive coupling of the control amplifier output to the control input of the control transistor.
  • the static setting of the gate potential of the transistor 3 takes place via the charge pump 5.
  • the one from the current source 6 impressed current is increased in the operating state considered here by the rising output signal of the control amplifier 4. This ensures that the output voltage of the charge pump 5 is increased.
  • the gate voltage of the MOS transistor 3 is thereby supported statically.
  • the current source 6 draws its current from the output voltage connection, this being readjusted by the static control. Since the charge pump 5 only needs to follow the output voltage fluctuations at the connection 2 relatively slowly, the charge pump can be dimensioned for a relatively low current consumption.
  • the capacitances provided in the charge pump 5 in the form of at least one charge capacitor and one charge capacitor can be dimensioned relatively small. Since capacitors are area-critical in monolithic integration, the entire voltage control circuit has a low area consumption.
  • a start-up circuit connected between the connection 1 for the input voltage U and the gate connection of the MOS transistor 3 is provided in order to settle the regulation.
  • This contains a current limiting resistor 9 and a diode 10, the cathode connection of which is connected to the gate connection of the MOS transistor 3.
  • the output voltage VDD is therefore around 0 volts.
  • the gate circuit of the MOS transistor 3 is then connected via the diode 10 by the starting circuit coupled to the input voltage U, so that an initial operating voltage is present at terminal 2.
  • the input voltage U must be at least large enough that this initial operating voltage is sufficient for the control circuit to oscillate.
  • the current limiting resistor 9 is to be dimensioned relatively high-resistance so that the current source 7 is not overloaded in the steady state.
  • the charge pump 5 can be implemented according to conventional circuit principles. For example, it contains a charging capacitor from which the increased output voltage can be tapped. The charging capacitor is charged and recharged by a recharging capacity. This is charged during a first switching phase from the supply voltage, during a second switching phase the stored charge is transferred to the charging capacitor with the opposite orientation. As is known, a clock control is necessary for this. In the steady state, the clock control for the charge pump 5 is supplied by a clock generator 20 that is usually provided in the integrated circuit. The device 20 ensures the functional processing and distribution of clocks to all functional units of the integrated circuit. It is supplied with voltage from the regulated supply voltage VDD at connection 2. For this reason, the clock generating device 20 is not yet active when the input voltage U is switched on.
  • the one to settle in The clock cycle necessary for the charge pump is therefore supplied by a freely oscillating oscillator 21 ... 23 during the transient phase.
  • a multiplexer 24 is provided for switching between the clock signal generated from the freely oscillating oscillator 21 ... 23 and the clock signal generated from the clock generating device 20. Its input for controlling the switch setting is controlled by a signal R.
  • the signal R is the usually present reset signal, which is active as long as the transient phase is present and the regulated output voltage VDD has not yet reached its setpoint.
  • the freely oscillating oscillator contains an RC element 22, 23, the output of which is fed back to its input via a Schmitt trigger 21.
  • the reset signal R is deactivated, so that the multiplexer 24 switches over to the clock generating circuit 20 and the feedback of the freely oscillating oscillator is separated.
  • the charge pump now vibrates in sync with the system cycle. It can then cause no interference caused by superposition of vibrations.
  • the freely oscillating oscillator in particular the Schmitt trigger 21, can be supplied from the initially applied operating voltage VDD.
  • the active reset signal R can be activated, for example, for a certain period of time after switching on, for example using a time delay circuit.
  • the time delay must be long enough that the regulated output voltage VDD is stable with the setpoint.
  • the reset signal R can be derived from the internal operating state of the circuit shown.
  • the voltage VDD is tapped at connection 2 and compared with a suitably chosen threshold. If the threshold is exceeded, this means that the output voltage VDD is stable. The reset signal R is then switched off, so that the switch 24 switches to the clock generating device 20.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung aus einer ungeregelten Eingangsspannung enthält einen mit seiner Laststrecke zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschluß (1, 2) geschalteten MOS-Transistor (3). Der Ausgang eines Regelverstärkers (4) ist über eine Kapazität (8) mit dem Gateanschluß des MOS-Transistors (3) verbunden. Eine vom Regelverstärkerausgang invers angesteuerte Stromquelle (7) dient zur Entladung der Kapazität (8). Dadurch werden Schwankungen der geregelten Ausgangsspannung (VDD) dynamisch ausgeregelt. Eine vom Regelverstärkerausgang gleichsinnig angesteuert Ladungspumpe (5) sorgt für eine statische Ansteuerung des Gateanschlusses des MOS-Transistors (3). Die Schaltung kann monolithisch integriert werden. Sie weist eine geringe Verlustleistung und einen geringen Flächenverbrauch auf.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung aus einer ungeregelten Eingangsspannung mit einem Transistor, dessen Laststrompfad zwischen den Eingangsanschluß zum Zuführen der ungeregelten Eingangsspannung und den Ausgangsanschluß zum Abgriff der geregelten Ausgangsspannung geschaltet ist, und mit einem Regelverstärker, dem die geregelte Ausgangsspannung zuführbar ist und dessen Ausgangsanschluß mit dem Steueranschluß des Transistors gekoppelt ist.
  • Spannungsregler sind notwendig, wenn eine von außen zuführbare Versorgungsspannung starken Schwankungen unterliegt, die zu versorgenden Funktionseinheiten jedoch eine möglichst konstante Betriebsspannung erfordern. Um einen großen zulässigen Schwankungsbereich der Eingangsspannung zu erhalten, so daß die versorgten Funktionseinheiten auch bei möglichst niedriger Eingangsspannung noch arbeiten, ist es notwendig, daß der Spannungsabfall zwischen Ausgangs- und Eingangsspannung möglichst gering ist. Diese Anforderungen liegen beispielsweise im Bereich der Kraftfahrzeugelektronik vor.
  • Spannungsregler mit geringem Spannungsverlust sind beispielsweise im Lehrbuch Tietze, Schenk: "Halbleiterschaltungstechnik", 9. Auflage, 1991, Kapitel 18.3.4, Seiten 547 bis 549 beschrieben. Zwischen dem Anschluß für die ungeregelte Eingangsspannung und dem Anschluß für die geregelte Ausgangsspannung ist der Laststrompfad eines pnp-Transistors geschaltet, wobei dessen Emitter mit dem eingangsseitigen Anschluß und dessen Kollektor mit dem ausgangsseitigen Anschluß verbunden ist. Heutzutage sind die vom Spannungsregler zu versorgenden Funktionseinheiten üblicherweise in CMOS-Technologie hergestellt, die einen hohen Integrationsgrad und eine geringe Verlustleistung bei niedrigen Kosten ermöglicht. Wenn der Spannungsregler zum Erreichen einer möglichst hohen Integrationsdichte auf dem CMOS-Schaltkreis zusammen mit den zu versorgenden Funktionseinheiten angeordnet sein soll, bestehen Probleme bei der Realisierung des Regeltransistors. Die Herstellung eines derartigen für eine hohe Stromaufnahme ausgebildeten bipolaren pnp-Regeltransistors ist in CMOS-Herstellungsprozessen nicht ohne weiteres möglich.
  • In der deutschen Offenlegungsschrift DE-A1-37 16 880 ist eine Spannungsregelschaltung gezeigt, bei der der Laststrompfad eines MOS-Transistors zwischen den Eingangsanschluß zum Anschluß einer ungeregelten Batteriegleichspannung und den Ausgangsanschluß, an dem die geregelte Ausgangsspannung zum Anschluß einer Last anliegt, geschaltet ist. Eine Regelverstärkerschaltung, der die geregelte Ausgangsspannung zuführbar ist, sorgt für die Ansteuerung des MOS-Transistors. Die Versorgungsspannung des Regelverstärkers wird von einer Spannungszerhackerschaltung bereitgestellt, die für eine Spannungsverdopplung sorgt, so daß der MOS-Transistor voll ausgesteuert wird.
  • In der Literaturstelle Electronic Design, "Microcontroller Switches 5-A, 60-V Current Pulses", 14. Oktober 1993, Seiten 71 bis 79 ist eine Schaltung zur Ansteuerung von MOS-Transistoren gezeigt, bei der ein High-Side-Schalter von einer Ladungspumpe angesteuert wird. Die Ladungspumpe erzeugt eine über der Versorgungsspannung des MOS-Transistor liegende Spannung.
  • In der deutschen Patentschrift DE-C2-30 10 618 ist eine Konstantspannungsschaltung gezeigt, bei der im Eingangs-Ausgangsstrompfad die Emitter-Kollektor-Strecke eines Bipolartransistors liegt, dessen Basisanschluß von einer Regelschaltung gesteuert wird. Eine Anlaufschaltung sorgt für eine sichere Inbetriebnahme der Schaltung. Die Anlaufstufe enthält einen Kondensator, dessen erster Anschluß an die ungeregelte Eingangsspannung angeschlossen ist und dessen zweiter Anschluß über einen Widerstand nach Bezugspotential geschaltet ist. Der zweite Anschluß des Kondensators ist außerdem über einen Widerstand und über eine Diode in die Regelschaltung geführt.
  • Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die vollständig in CMOS-Technologie herstellbar ist. Sie soll eine möglichst geringe Verlustleistung bei gutem Regelverhalten aufweisen.
  • Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Schaltungsanordnung gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
  • Die den Ausgang des Regelverstärkers auf den Steueranschluß des Transistors koppelnde Kapazität sorgt dafür, daß die Ausgangsspannung auch schnelle ausgangsseitige Laständerungen ausregelt. Die Ladungspumpe sorgt für die relativ langsame, statische Steuerung des Regeltransistors. Die Ladungspumpe kann demnach für eine geringe Stromaufnahme dimensioniert werden. Dies bedeutet außerdem, daß die in der Ladungspumpe bekanntlich notwendigen Kapazitäten relativ klein dimensioniert werden können. Die integrierte Realisierung des Spannungsreglers benötigt demnach einen geringen Strom und eine geringe Fläche.
  • Als Regeltransistor kann ein MOS-Transistor verwendet werden, dessen Drain-Source-Strompfad zwischen Eingangs- und Ausgangsanschluß geschaltet ist. Alle Schaltungselemente des Spannungsreglers können dann in integrierter CMOS-Technologie mit der Möglichkeit der Integration von MOS-Leistungstransistoren hergestellt werden. Vorzugsweise eignet sich ein D-MOS-Leistungstransistor.
  • Der Regelverstärker weist vorzugsweise eine hohe Bandbreite und einen niedrigen Ausgangswiderstand auf. Der Kapazitätswert der zwischen Regelverstärkerausgang und Steuereingang des Regeltransistors geschalteten Kapazität sollte in der Größenordnung der Eingangskapazität des MOS-Transistors liegen, vorzugsweise im Bereich vom 1/4-fachen bis zum Einfachen der Eingangskapazität des MOS-Transistors.
  • Ladungspumpen arbeiten bekanntlich taktgesteuert. Zur Bereitstellung des Arbeitstakts der Ladungspumpe weist die integrierte Halbleiterschaltung eine Taktaufbereitungsschaltung auf, die gegebenenfalls auf einen externen Takt synchronisiert ist. Da die Taktaufbereitungsschaltung von der geregelten Ausgangsspannung versorgt wird, steht beim Einschalten der ungeregelten Eingangsspannung kein zuverlässiges Taktsignal zur Steuerung der Ladungspumpe zur Verfügung. Es ist deshalb erforderlich, daß die geregelte Ausgangsspannung und somit auch die ordnungsgemäße Funktion der Ladungspumpe bereits vorliegen, bevor die Takterzeugungsschaltung aktiviert wird. Beim Einschalten des Systems, was beispielsweise durch einen entsprechenden Zustand eines Reset-Signals angezeigt wird, wird die Taktversorgung der Ladungspumpe von einem freischwingenden Oszillator bereitgestellt. Dies ist beispielsweise ein über einen Schmitt-Trigger rückgekoppeltes RC-Glied. Wenn die Ausgangsspannung geregelt vorliegt, wird das Reset-Signal abgeschaltet, und ein vom Reset-Signal gesteuerter Multiplexer trennt die Rückkopplung des RC-Glieds auf, so daß nunmmehr der stabil vorliegende Systemtakt in die Ladungspumpe eingespeist wird. Dadurch wird außerdem erreicht, daß die Ladungspumpe synchron zum Systemtakt arbeitet und keine Störungen durch Überlagerung von Schwingungen verursacht werden.
  • Nachfolgend wird die Erfindung anhand des in der Figur dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Die Figur zeigt die prinzipielle Realisierung der Spannungsregelungsschaltung sowie die Schaltung zur Bereitstellung des Taktsignals für die Ladungspumpe. Die ungeregelte Eingangsspannung U wird an einem Eingangsanschluß 1 zugeführt. Dieser ist über die Drain-Source-Strecke eines selbstsperrenden n-Kanal-MOS-Transistors 3 mit einem Ausgangsanschluß 2 zum Abgriff der geregelten Ausgangsspannung VDD verbunden. Die Ausgangsspannung VDD wird dem Minus-Eingang eines Regelverstärkers 4 zugeführt. Dessen Plus-Eingang liegt an einer Referenzspannung UR. Der Ausgang des Regelverstärkers 4 ist über einen Kondensator 8 auf den Gateanschluß des MOS-Transistors 3 gekoppelt. Eine zwischen den Gateanschluß des MOS-Transistors 3 und Bezugspotential (Masse) geschaltete steuerbare Stromquelle 7 wird vom Ausgangssignal des Regelverstärkers 4 invertiert angesteuert. Außerdem ist eine Ladungspumpe 5 vorgesehen, deren Ausgangsanschluß für eine erhöhte Ausgangsspannung mit dem Gateanschluß des MOS-Transistors 3 verbunden ist. In der Ladungspumpe 5 ist eine Stromquelle 6 vorgesehen, die vom Ausgangssignal des Regelverstärkers 4 gleichsinnig angesteuert wird und durch die die Höhe der von der Ladungspumpe 5 erzeugten Ausgangsspannung steuerbar ist.
  • Die Spannungsregelungsschaltung arbeitet folgendermaßen: Wenn die geregelte Ausgangsspannung VDD am Anschluß 2 beispielsweise aufgrund einer sich ändernden Belastung abfällt, wird die vom Regelverstärker 4 gebildete Regelabweichung erhöht. Das Ausgangssignal des Regelverstärkers 4 steigt an. Der Spannungsanstieg wird über den Kondensator 8 auf den Gateanschluß des MOS-Transistors 3 übertragen. Durch den relativ konstanten Spannungsabfall längs der Gate-Source-Strecke des MOS-Transistors 3 wird die Spannung am Anschluß 2 angehoben. Der Strom durch die den Kondensator 8 entladende Stromquelle 7 wird wegen der gegensinnigen Ansteuerung vom Ausgang des Regelverstärkers 4 verringert. Das dynamische Verhalten des Regelkreises bei schnellen Belastungsänderungen der Ausgangsspannung wird im wesentlichen durch die kapazitive Kopplung des Regelverstärkerausgangs zum Steuereingang des Regeltransistors bestimmt.
  • Die statische Einstellung des Gatepotentials des Transistors 3 erfolgt über die Ladungspumpe 5. Der von der Stromquelle 6 eingeprägte Strom wird im vorliegend betrachteten Betriebszustand durch das ansteigende Ausgangssignal des Regelverstärkers 4 erhöht. Dies sorgt dafür, daß die Ausgangsspannung der Ladungspumpe 5 erhöht wird. Die Gatespannung des MOS-Transistors 3 wird dadurch statisch gestützt. Die Stromquelle 6 bezieht ihren Strom vom Ausgangsspannungsanschluß, wobei dieser durch die statische Regelung nachgeregelt wird. Da die Ladungspumpe 5 den Ausgangsspannungsschwankungen am Anschluß 2 nur relativ langsam zu folgen braucht, kann die Ladungspumpe für eine relativ geringe Stromaufnahme dimensioniert werden. Die in der Ladungspumpe 5 vorgesehenen Kapazitäten in Form von mindestens einem Ladekondensator und einem Umladekondensator können relativ klein dimensioniert werden. Da Kondensatoren bei der monolithischen Integration flächenkritisch sind, weist die gesamte Spannungsregelungsschaltung einen geringen Flächenverbrauch auf.
  • Heutzutage sind Herstellungsprozesse bekannt, bei denen Logikschaltungen gemeinsam mit MOS-Leistungstransistoren auf einer integrierten Schaltung hergestellt werden können. Mit derartigen MOS-Transistoren wurden bei praktischen Versuchen ein Spannungsabfall am MOS-Transistor und entsprechenderweise ein Unterschied zwischen Ausgangsspannung VDD und Eingangsspannung U von etwa 0,4 Volt erreicht. Die Gesamtschaltung kann demnach auch bei relativ niedriger ungeregelter Eingangsspannung U betrieben werden.
  • Zum Einschwingen der Regelung ist eine zwischen dem Anschluß 1 für die Eingangsspannung U und dem Gateanschluß des MOS-Transistors 3 geschaltete Anlaufschaltung vorgesehen. Diese enthält einen Strombegrenzungswiderstand 9 und eine Diode 10, deren Kathodenanschluß mit dem Gateanschluß des MOS-Transistors 3 verbunden ist. Beim Einschalten der Eingangsspannung U sind der Kondensator 8 sowie die in der Ladungspumpe 5 vorliegenden Kondensatoren ungeladen. Die Ausgangsspannung VDD liegt deshalb auf etwa 0 Volt. Durch die Anlaufschaltung wird dann der Gateanschluß des MOS-Transistors 3 über die Diode 10 an die Eingangsspannung U gekoppelt, so daß am Anschluß 2 eine anfängliche Betriebsspannung vorliegt. Die Eingangsspannung U muß mindestens so groß sein, daß diese anfängliche Betriebsspannung ausreicht, damit die Regelschaltung anschwingt. Der Strombegrenzungswiderstand 9 ist relativ hochohmig zu dimensionieren, so daß die Stromquelle 7 im eingeschwungenen Zustand nicht überlastet wird.
  • Es hat sich gezeigt, daß mit zunehmender Kapazität des Kondensators 8 die Ausgangsspannungsschwankung zunehmend schneller dynamisch ausgeregelt werden kann. Um den Flächenverbrauch des Kondensators 8 trotzdem möglichst gering zu halten, sollte dessen Kapazität zweckmäßigerweise etwa in der Größenordnung der Eingangskapazität des Gateanschlusses des MOS-Transistors 3 liegen. In der Praxis wird auch ein gutes Regelverhalten noch erreicht, wenn der Kondensator 8 einen Kapazitätswert von 1/4 der Eingangskapazität des MOS-Transistors 3 aufweist.
  • Die Ladungspumpe 5 kann nach herkömmlichen Schaltungsprinzipien realisiert werden. Sie enthält beispielsweise einen Ladekondensator, an dem die erhöhte Ausgangsspannung abgreifbar ist. Der Ladekondensator wird von einer Umladekapazität aufgeladen und nachgeladen. Diese wird während einer ersten Schaltphase aus der Versorgungsspannung aufgeladen, während einer zweiten Schaltphase wird die gespeicherte Ladung mit umgekehrter Orientierung an den Ladekondensator übertragen. Hierzu ist bekanntlich eine Taktsteuerung notwendig. Im eingeschwungenen Zustand wird die Taktsteuerung für die Ladungspumpe 5 von einer üblicherweise in der integrierten Schaltung vorgesehenen Takterzeugungseinrichtung 20 versorgt. Die Einrichtung 20 sorgt für die funktionsgerechte Taktaufbereitung und -verteilung an sämtliche Funktionseinheiten der integrierten Schaltung. Sie wird aus der geregelten Versorgungsspannung VDD am Anschluß 2 mit Spannung versorgt. Aus diesem Grunde ist die Takterzeugungseinrichtung 20 beim Einschalten der Eingangsspannung U noch nicht aktiv. Der zum Einschwingen der Regelung notwendige Takt für die Ladungspumpe wird deshalb während der Einschwingphase von einem frei schwingenden Oszillator 21...23 versorgt. Zur Umschaltung zwischen dem aus dem frei schwingenden Oszillator 21...23 erzeugten Taktsignal und dem aus der Takterzeugungseinrichtung 20 erzeugten Taktsignal ist ein Multiplexer 24 vorgesehen. Dessen Eingang zur Steuerung der Schalteinstellung wird von einem Signal R gesteuert. Das Signal R ist das üblicherweise vorliegende Reset-Signal, das aktiv ist, solange die Einschwingphase vorliegt und die geregelte Ausgangsspannung VDD noch nicht ihren Sollwert erreicht hat. Der frei schwingende Oszillator enthält ein RC-Glied 22, 23, dessen Ausgang über einen Schmitt-Trigger 21 auf seinen Eingang rückgekoppelt ist. Wenn die Ausgangsspannung VDD ihren Sollwert erreicht hat, wird das Reset-Signal R deaktiviert, so daß der Multiplexer 24 zur Takterzeugungsschaltung 20 umschaltet und die Rückkopplung des frei schwingenden Oszillators aufgetrennt wird. Die Ladungspumpe schwingt nun synchron zum Systemtakt. Sie kann dann keine durch Überlagerung von Schwingungen hervorgerufene Störungen verursachen. Während der Einschwingphase kann der frei schwingende Oszillator, insbesondere der Schmitt-Trigger 21, aus der anfänglich anliegenden Betriebsspannung VDD versorgt werden.
  • Das aktive Reset-Signal R kann beispielsweise eine bestimmte Zeitspanne lang nach dem Einschalten beispielsweise unter Anwendung einer Zeitverzögerungsschaltung aktiviert werden. Die Zeitverzögerung muß derart lang bemessen sein, daß die geregelte Ausgangsspannung VDD stabil mit dem Sollwert vorliegt.
  • Alternativ dazu kann das Reset-Signal R aus dem internen Betriebszustand der gezeigten Schaltung abgeleitet werden. Hierzu wird die Spannung VDD am Anschluß 2 abgegriffen und mit einer geeignet gewählten Schwelle verglichen. Wird die Schwelle überschritten, bedeutet dies, daß die Ausgangsspannung VDD stabil vorliegt. Das Reset-Signal R wird dann abgeschaltet, so daß der Umschalter 24 auf die Takterzeugungseinrichtung 20 umschaltet.

Claims (10)

  1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung aus einer ungeregelten Eingangsspannung, enthaltend:
    - einen Eingangsanschluß (1) zum Zuführen der ungeregelten Eingangsspannung (U) und einen Ausgangsanschluß (2) zum Abgriff der geregelten Ausgangsspannung (VDD),
    - einen Transistor (3), dessen Laststrompfad zwischen den Eingangs- und den Ausgangsanschluß (1, 2) geschaltet ist,
    - einen Regelverstärker (4), dem die geregelte Ausgangsspannung (VDD) zuführbar ist und dessen Ausgangsanschluß mit dem Steueranschluß des Transistors (3) über eine Kapazität (8) gekoppelt ist,
    - eine durch den Regelverstärker (4) steuerbare Stromquelle (7), durch die die Kapazität (8) entladbar ist,
    - eine Ladungspumpe (5), die einen mit dem Steueranschluß des Transistors (3) verbundenen Ausgangsanschluß für eine erhöhte Spannung aufweist und deren Ausgangsspannung durch den Regelverstärker (4) steuerbar ist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    mit zunehmender Regelabweichung der von der steuerbaren Stromquelle (7) eingeprägte Strom abnimmt und die Ausgangsspannung der steuerbaren Ladungspumpe (5) zunimmt.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    die Ladungspumpe (5) eine weitere steuerbare Stromquelle (6) enthält, die zur steuerbaren Stromquelle (7) gegensinnig gesteuert wird.
  4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
    gekennzeichnet durch
    zwischen den Eingangsanschluß (1) und den Steuereingang des Transistors (3) geschaltete Anlaufmittel (9, 10), durch die beim Einschalten der Eingangsspannung (U) der Transistor (3) leitend geschaltet wird.
  5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der Wert der Kapazität (8) im Bereich vom 1/4-fachen bis zum Einfachen der Eingangskapazität des Transistors (3) liegt.
  6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der Transistor (3) ein MOS-Transistor ist, dessen Drainanschluß mit dem Eingangsanschluß (1) für die ungeregelte Eingangsspannung (U) und dessen Sourceanschluß mit dem Ausgangsanschluß (2) für die geregelte Ausgangsspannung (VDD) verbunden ist.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
    gekennzeichnet durch
    eine von der Ausgangsspannung (VDD) gespeiste Takterzeugungseinrichtung (20...24), durch die die Ladungspumpe (5) mit einem Taktsignal gespeist wird.
  8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    die Takterzeugungseinrichtung (20...24) eine Umschalteinrichtung (24) enthält, durch die die Ladungspumpe (5) in Abhängigkeit von einem Eingangssignal (R) entweder von einer Einrichtung (20), die weitere auf der gemeinsamen integrierten Schaltung vorhandenen Funktionseinheiten zur Taktsteuerung versorgt, mit einem Taktsignal gespeist wird oder von einem frei schwingenden Oszillator (21, 22, 23).
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    durch die Umschalteinrichtung (24) eine im frei schwingenden Oszillator (21, 22, 23) vorhandene Rückkopplung unterbrochen werden kann.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der frei schwingende Oszillator (21, 22, 23) ein RC-Glied (22, 23) enthält, dessen Ausgang über einen Verstärker mit Hysterese (21) auf seinen Eingang rückgekoppelt ist.
EP95118311A 1994-11-29 1995-11-21 Schaltungsanordung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung Expired - Lifetime EP0715237B1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4442466A DE4442466C1 (de) 1994-11-29 1994-11-29 Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung
DE4442466 1994-11-29

Publications (3)

Publication Number Publication Date
EP0715237A2 true EP0715237A2 (de) 1996-06-05
EP0715237A3 EP0715237A3 (de) 1997-06-04
EP0715237B1 EP0715237B1 (de) 2000-03-15

Family

ID=6534451

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP95118311A Expired - Lifetime EP0715237B1 (de) 1994-11-29 1995-11-21 Schaltungsanordung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung

Country Status (3)

Country Link
US (1) US5654628A (de)
EP (1) EP0715237B1 (de)
DE (2) DE4442466C1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6504349B2 (en) 2000-02-29 2003-01-07 Sipex Corporation Pulse width modulated voltage regulation circuit and related methods

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2765045B1 (fr) * 1997-06-24 1999-09-03 Sgs Thomson Microelectronics Dispositif d'ajustement du courant de charge d'un condensateur de stockage
DE19748328C2 (de) * 1997-10-31 1999-08-12 Siemens Ag Spannungs-Konstanthalter
DE19818465C2 (de) * 1998-04-24 2001-02-15 Siemens Ag Schaltungsanordnung für eine Ladungspumpe und Spannungsreglerschaltung mit einer derartigen Schaltungsanordnung
EP1190480B1 (de) 1999-06-25 2004-11-17 The Board of Trustees of the University of Illinois Batterie mit eingebautem dynamisch geschalteten kapazitiven leistungsumwandler
US6310789B1 (en) 1999-06-25 2001-10-30 The Procter & Gamble Company Dynamically-controlled, intrinsically regulated charge pump power converter
US6370046B1 (en) 2000-08-31 2002-04-09 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Ultra-capacitor based dynamically regulated charge pump power converter
DE10211543B4 (de) * 2002-03-15 2005-06-30 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung mit einem Feldeffekttransistor und Verfahren zum Betrieb der Schaltungsanordnung
DE10215748A1 (de) * 2002-04-10 2003-12-24 Infineon Technologies Ag Verfahren und Schaltungsanordnung zur elektronischen Spannungsregelung
DE10223772A1 (de) * 2002-05-28 2003-12-18 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung und Verfahren zur Bereitstellung einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung
DE10248498A1 (de) * 2002-10-17 2004-05-06 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zur Spannungsregelung
DE10334066A1 (de) 2003-07-25 2005-02-24 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zur Spannungsregelung und Verfahren zum Betreiben einer Schaltunsanordnung zur Spannugsregelung
DE102010054402A1 (de) * 2010-12-14 2012-06-14 Init Innovative Informatikanwendungen In Transport-, Verkehrs- Und Leitsystemen Gmbh Schaltung zum Schutz eines elektrischen Verbrauchers gegen Überspannungen
US9002447B2 (en) 2013-03-14 2015-04-07 Medtronic, Inc. Implantable medical device having power supply for generating a regulated power supply
US10128833B2 (en) 2015-07-31 2018-11-13 Texas Instruments Incorporated Millivolt power harvesting FET controller
US20170033793A1 (en) * 2015-07-31 2017-02-02 Texas Instruments Incorporated Millivolt power harvesting fet controller
TWI559113B (zh) * 2015-10-19 2016-11-21 Macroblock Inc Voltage control device

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3010618A1 (de) * 1980-03-20 1981-09-24 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schaltungsanordnung zum konstanthalten einer versorgungsspannung
DE3716880A1 (de) * 1987-05-20 1988-12-15 Sachs Systemtechnik Gmbh Spannungsregelschaltung
DE9017692U1 (de) * 1990-07-18 1991-10-17 Friemann & Wolf Geraetebau Gmbh, 4100 Duisburg, De
US5168209A (en) * 1991-06-14 1992-12-01 Texas Instruments Incorporated AC stabilization using a low frequency zero created by a small internal capacitor, such as in a low drop-out voltage regulator

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL9201053A (nl) * 1992-06-15 1994-01-03 Koninkl Philips Electronics Nv Switched capacitor ladingspomp, alsmede zaagtandoscillator voorzien van een dergelijke switched capacitor ladingspomp.
US5592120A (en) * 1994-09-07 1997-01-07 Analog Devices, Inc. Charge pump system
US5552697A (en) * 1995-01-20 1996-09-03 Linfinity Microelectronics Low voltage dropout circuit with compensating capacitance circuitry

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3010618A1 (de) * 1980-03-20 1981-09-24 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schaltungsanordnung zum konstanthalten einer versorgungsspannung
DE3716880A1 (de) * 1987-05-20 1988-12-15 Sachs Systemtechnik Gmbh Spannungsregelschaltung
DE9017692U1 (de) * 1990-07-18 1991-10-17 Friemann & Wolf Geraetebau Gmbh, 4100 Duisburg, De
US5168209A (en) * 1991-06-14 1992-12-01 Texas Instruments Incorporated AC stabilization using a low frequency zero created by a small internal capacitor, such as in a low drop-out voltage regulator

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6504349B2 (en) 2000-02-29 2003-01-07 Sipex Corporation Pulse width modulated voltage regulation circuit and related methods

Also Published As

Publication number Publication date
DE59507999D1 (de) 2000-04-20
DE4442466C1 (de) 1995-12-14
US5654628A (en) 1997-08-05
EP0715237B1 (de) 2000-03-15
EP0715237A3 (de) 1997-06-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0715237B1 (de) Schaltungsanordung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung
DE69823289T2 (de) Temperaturunabhängiger Oszillator
DE60011471T2 (de) Ladungspumpensystem mit mehreren unabhängig aktivierten ladungspumpen und verfahren
DE2541131C2 (de) Schaltungsanordnung zum Konstanthalten der Schaltverzögerung von FET-Inverterstufen in einer integrierten Schaltung
DE69626991T2 (de) Leistungstransistorsteuerschaltung für Spannungsregler
DE102006046387B4 (de) DC-DC-Aufwärtswandler mit einer Ladungspumpe
DE4211644C2 (de) Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer konstanten Spannung
EP0591750B1 (de) Verfahren zur Stromeinstellung eines monolithisch integrierten Padtreibers
EP0952661B1 (de) Schaltungsanordnung für eine Ladungspumpe und Spannungsreglerschaltung mit einer derartigen Schaltungsanordnung
DE2708021C3 (de) Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für eine Last
DE102016102976B4 (de) Spannungsquelle
DE4304694A1 (de)
DE60107767T2 (de) Gleichstrom/Gleichstrom Schaltnetzteil
DE2554058A1 (de) Geschaltete speisespannungsschaltung
DE2745302C2 (de) Schaltungsanordnung zur Kontrolle der Versorgungsspannung für vorzugsweise integrierte Schaltkreise
DE69728134T2 (de) Steuerschaltung für die Strom-Schalt-Flanken eines Leistungstransistors
EP1154564B1 (de) Zweistufiger Verstärker
EP1649587B1 (de) Schaltungsanordnung zur spannungsregelung und verfahren zum betreiben einer schaltungsanordnung zur spannungsregelung
EP0559928B1 (de) Schaltender Gleichspannungswandler
DE4213730C2 (de) Stromversorgungsschaltung für einen Audiosignale liefernden Verstärker
DE4242989C1 (de) Spannungsregler
DE10102129B4 (de) Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Referenzspannung
EP0226725B1 (de) Stabilisierungsschaltung für einen Mikrocomputer
DE19635911C1 (de) Elektrische Schaltung mit hochpotentialseitigem MOS-Schalttransistor und Ladungspumpe
WO1999001938A1 (de) Ansteuerschaltung für ein steuerbares halbleiterbauelement

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): DE ES FR GB IT NL

PUAL Search report despatched

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009013

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A3

Designated state(s): DE ES FR GB IT NL

17P Request for examination filed

Effective date: 19970703

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

17Q First examination report despatched

Effective date: 19990716

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): DE ES FR GB IT NL

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20000315

Ref country code: ES

Free format text: THE PATENT HAS BEEN ANNULLED BY A DECISION OF A NATIONAL AUTHORITY

Effective date: 20000315

REF Corresponds to:

Ref document number: 59507999

Country of ref document: DE

Date of ref document: 20000420

ITF It: translation for a ep patent filed

Owner name: STUDIO JAUMANN P. & C. S.N.C.

GBT Gb: translation of ep patent filed (gb section 77(6)(a)/1977)

Effective date: 20000517

ET Fr: translation filed
NLV1 Nl: lapsed or annulled due to failure to fulfill the requirements of art. 29p and 29m of the patents act
PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed
REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: IF02

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20031029

Year of fee payment: 9

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20041121

GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 20041121

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: TP

Owner name: INFINEON TECHNOLOGIES AG, DE

Effective date: 20110922

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R081

Ref document number: 59507999

Country of ref document: DE

Owner name: INFINEON TECHNOLOGIES AG, DE

Free format text: FORMER OWNER: SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT, 80333 MUENCHEN, DE

Effective date: 20111107

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20141119

Year of fee payment: 20

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Payment date: 20141125

Year of fee payment: 20

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20150120

Year of fee payment: 20

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R071

Ref document number: 59507999

Country of ref document: DE