JP5788755B2

JP5788755B2 - 発振装置

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Publication number: JP5788755B2
Application number: JP2011218244A
Authority: JP
Inventors: 正哉村田; 考太郎渡邊; 真見谷
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Seiko Instruments Inc
Priority date: 2011-09-30
Filing date: 2011-09-30
Publication date: 2015-10-07
Anticipated expiration: 2031-09-30
Also published as: CN103034276B; JP2013078082A; HK1183945A1; CN103034276A; US20130082791A1; US8766737B2

Description

本発明は、水晶発振回路を備えた発振装置に関し、より詳しくは水晶発振回路の低消費電流化を可能にする定電圧回路に関する。

従来の発振装置は、定電圧を生成する定電圧回路と、生成された定電圧により水晶振動子を発振させる水晶発振回路で構成される。このような発振装置は、時計、携帯電話、パーソナルコンピュータ端末などに広く用いられ、消費電流を抑制することが求められている。

発振装置は、消費電流を抑制するために、水晶発振回路を駆動するための電圧を極力小さくすることが重要である。一方、水晶発振回路は、水晶振動子の発振特性、発振インバータ、負荷容量などにより決まる発振停止電圧を有している。発振停止電圧は、一般的な動作温度範囲（例えば、−４０℃〜８５℃）において、温度の上昇に伴いある決まった傾きで線形的に低下することが知られている。従って、定電圧回路の出力する電圧は、動作保証温度範囲において、発振停止電圧よりも高く設定する必要がある。

ここで、動作保証温度範囲において、定電圧の温度変化に対する傾きを、発振停止電圧の温度変化に対する傾きと同じにする技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。図７は、従来の定電圧回路を示す図である。水晶発振回路の消費電流を小さくするために、定電圧の温度変化に対する傾きと発振停止電圧の温度変化に対する傾きとの差を小さくすれば、反対に定電圧回路の消費電流は大きくなってしまう。そこで、定電圧の温度変化に対する傾きを制御するＰＭＯＳトランジスタＭＰ２と、定電圧回路の消費電流を最適化することにより、動作保証温度範囲において、定電圧を発振停止電圧以上で、かつ、発振装置全体の消費電流を極力小さくすることができる。

特開２００８−２３６６２９号公報

しかしながら、従来の技術では、定電圧の温度変化に対する傾きと発振停止電圧の温度変化に対する傾きとの差と、定電圧回路の消費電流にはトレードオフの関係にある。そのため、定電圧回路の消費電流は、小さくできたとしても１００ｎＡ前後も必要とする。例えば、従来の技術では、定電圧回路において、定電流を生成する定電流源により基準電圧を生成する基準電圧回路の消費電流は約２０〜４８ｎＡを必要とし、定電圧回路全体の消費電流では約７５〜１１０ｎＡも必要とする。

本発明は、上記課題に鑑みてなされ、定電圧の温度変化に対する傾きと発振停止電圧の温度変化に対する傾きとの差と、定電圧回路の消費電流とのトレードオフの関係をなくし、数ｎＡという低消費電流を実現できる定電圧回路及びそれを用いた水晶発振回路を提供し、発振装置全体の消費電流を小さくすることを目的とする。

本発明は、上記課題を解決するため、定電圧回路が出力する定電圧で駆動される水晶発振回路を備えた発振装置であって、定電圧回路は、定電流源と、定電流源の定電流により基準電圧を出力する第１のＭＯＳトランジスタと、を備えた基準電圧回路と、基準電圧と帰還電圧を入力する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力によって定電圧回路の出力端子に定電圧を出力する第２のＭＯＳトランジスタと、出力端子に接続された温度特性調整素子と、温度特性調整素子と接地の間に接続され帰還電圧を出力する第３のＭＯＳトランジスタと、を備え、定電圧回路で生成される定電圧は温度変化に対して第１の傾きを有し、水晶発振回路の発振停止電圧は温度変化に対して第２の傾きを有し、水晶発振回路の消費電流は第１の傾きと第２の傾きとの差と相関を有し、温度特性調整素子によって第１の傾きを調整して第１の傾きと第２の傾きとの差を極小とする、ことを特徴とする発振装置、を提供する。

本発明では、定電圧回路に温度特性調整素子を備えることにより、定電圧の温度変化に対して負となる傾きと、水晶発振回路における発振可能な最低動作電圧の温度変化に対して負となる傾きとの差を極小にできるので、水晶発振回路の消費電流を小さくでき、さらに定電圧回路で生成する定電流を小さくすることにより、定電圧回路の消費電流を小さくでき、発振装置全体の消費電流を小さくできる。

本実施形態の発振装置を示す概略図である。本実施形態の発振装置の定電圧回路の内部構成を示す回路図である。発振装置の温度特性を示す概略図である。本実施形態の発振装置の定電圧回路の一例を示す回路図である。定電流源の温度特性を示す概略図である。本実施形態の発振装置の定電圧回路の他の例を示す回路図である。従来の発振装置の定電圧回路を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
図１は、本実施形態の発振装置を示す概略図である。発振装置１００は、定電圧を生成する定電圧回路１０と、生成された定電圧により水晶振動子を発振させる水晶発振回路２０とを含んでいる。

図２は、本実施形態の発振装置の定電圧回路の内部構成を示す回路図である。定電圧回路１０は、基準電圧回路１０１と、差動増幅回路１０２と、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１及びＭＰ２と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５と、温度特性調整素子３０を備える。

基準電圧回路１０１は、定電流源１１とＮＭＯＳトランジスタＭＮ１で構成される。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１は、ソースが接地され、ゲートが自身のドレインに接続される。

差動増幅回路１０２は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２と、容量Ｃ１と、差動対を構成するＮＭＯＳトランジスタＭＮ３とＭＮ４、カレントミラーを構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ３とＭＰ４とで構成される。

差動増幅回路１０２は、反転入力端子であるＮＭＯＳトランジスタＭＮ３のゲートに基準電圧ＶＲＥＦが入力され、非反転入力端子であるＮＭＯＳトランジスタＭＮ４のゲートにＮＭＯＳトランジスタＭＮ５のドレイン電圧、即ち帰還電圧ＦＢが入力される。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１とカレントミラーを構成するＮＭＯＳトランジスタＭＮ２には、定電流ＩＲＥＦが流れ動作電流となっている。容量Ｃ１は、基準電圧ＶＲＥＦを安定化している。

ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１は、ソースが電源端子に接続され、ゲートが差動増幅回路１０２の出力であるＰＭＯＳトランジスタＭＰ３のドレインに接続され、ドレインが定電圧回路１０の出力端子ＶＲＥＧに接続される。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２は、ソースが温度特性調整素子３０に接続され、ゲートが自身のドレインに接続されて差動増幅回路１０２の非反転入力端子であるＮＭＯＳトランジスタＭＮ４に入力される。温度特性調整素子３０は、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレインとＰＭＯＳトランジスタＭＰ２のソースの間に接続される。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５は、ゲートがＮＭＯＳトランジスタＭＮ１のゲート及びドレインに接続され、ソースは接地されている。ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１とカレントミラーを構成するＮＭＯＳトランジスタＭＮ５には、定電流ＩＲＥＦが流れる。容量Ｃ２は、差動増幅回路１０２の出力と出力端子ＶＲＥＧの間に接続される。容量Ｃ３は、出力端子ＶＲＥＧと接地の間に接続される。容量Ｃ２は位相補償容量として、容量Ｃ３は定電圧ＶＲＥＧの安定化容量として備えている。

次に、本実施形態の発振装置の定電圧回路の動作について説明する。
基準電圧回路１０１は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１に定電流源１１から定電流ＩＲＥＦを流すことにより基準電圧ＶＲＥＦを生成する。

差動増幅回路１０２は、出力がＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のゲートに入力されているので、基準電圧ＶＲＥＦと電圧ＦＢが等しくなるように、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレイン電流を制御する。従って、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレインから出力される定電圧ＶＲＥＧは、基準電圧ＶＲＥＦとＰＭＯＳトランジスタＭＰ２のソース―ドレイン電圧と温度特性調整素子３０の電圧降下を加えた電圧になる。

図３は、本実施形態の定電圧回路及び水晶発振回路の温度特性を示す概略図である。
水晶発振回路２０の発振停止電圧ＶＤＯＳは、水晶振動子の特性、発振インバータの特性、負荷容量によって決まり、温度変化に対して直線的に低下する。

定電圧ＶＲＥＧが発振停止電圧ＶＤＯＳを下回ると、水晶発振回路２０の発振動作が停止してしまうので、動作保証温度範囲において、常に定電圧ＶＲＥＧは発振停止電圧ＶＤＯＳ以上に設定する必要がある。また、定電圧ＶＲＥＧが大きすぎると、水晶発振回路２０の消費電流が大きくなってしまう。

従って、低消費電流を実現しながら動作保証温度範囲において常に安定した発振動作をするためには、定電圧回路１０から供給される定電圧ＶＲＥＧは、常に水晶発振回路２０の発振停止電圧ＶＤＯＳより大きく、かつ、できるだけ定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＤＯＳとの差が少ないことが要求される。

そのため、図３（ｃ）のように、定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＤＯＳの温度特性の傾きが同じで、その差が少なければ、動作保証温度範囲において常に安定した動作ができる。

ここで、定電圧ＶＲＥＧの温度特性は、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ１の閾値電圧Ｖｔｎｍと、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２の閾値電圧Ｖｔｐｍと、定電流ＩＲＥＦと、温度特性調整素子３０の温度特性に依存する。

本実施形態の定電圧回路の定電流源１１は、図４に示すようにデプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１で構成される。デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１は、ゲート下に高濃度の不純物をドーピングしているので、ゲート―ソース間電圧Ｖｇｓが０Ｖでもゲート下には既にチャネルが形成されている。そして、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１はゲートとソースを接続しているので、電源電圧によらず常にゲート―ソース間電圧Ｖｇｓ＝０Ｖで動作でき、飽和領域ではドレイン―ソース間電流Ｉｄｓ＝ＩＲＥＦが電源電圧にほとんど依存しないため、電源電圧が変動しても一定の電流を流すことができる定電流源となる。

図５は、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタを用いた定電流源の温度特性を示す概略図である。
デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄは、温度が上昇するにつれてより大きくなる。デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の温度特性は、温度が上昇するにつれてドレイン―ソース間電流Ｉｄｓの傾きが小さくなる。

ここで、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１のドレイン―ソース間電流｜Ｉｄｓ｜対ゲート―ソース間電圧Ｖｇｓ曲線は、温度が変化してもある一点ではほとんど動かない。この点は温特フラットポイントとして知られている。デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄを調整して、ドレイン―ソース間電流Ｉｄｓが温度により変化しない点、すなわち温特フラットポイントにゲート―ソース間電圧Ｖｇｓ＝０Ｖが来るようにすると、温度特性に依存しない定電流源が得られる。

また、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄを調整して、ゲート―ソース間電圧Ｖｇｓが負の電圧領域に温特フラットポイントが来ると、定電流源、すなわちゲート―ソース間電圧Ｖｇｓ＝０Ｖのときの温度特性は、温度が上昇するにつれてドレイン―ソース間電流Ｉｄｓ＝ＩＲＥＦが大きくなる。反対に、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄを調整して、ゲート―ソース間電圧Ｖｇｓが正の電圧領域に温特フラットポイントが来ると、定電流源、すなわちゲート―ソース間電圧Ｖｇｓ＝０Ｖのときの温度特性は、温度が上昇するにつれてドレイン―ソース間電流Ｉｄｓ＝ＩＲＥＦが小さくなる。

このように、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄを調整することにより、定電流ＩＲＥＦの温度変化に対する傾きを変えることができ、定電流ＩＲＥＦに依存する定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きを調整できる。

従って、定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きとの差を極小にして水晶発振回路２０の消費電流を小さくするには、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄを調整することにより実現できる。

ここで、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きと発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きとの違いによって、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄを調整する方法には、次の２通りの場合が考えられる。

定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きよりも急峻な場合、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄを調整して、温特フラットポイントが負の電圧領域に来るようにする。即ち、定電流源１１が温度変化に対して正の傾きにすることで、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きを調整できる。

反対に、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きよりも緩やかな場合、デプレッション型ＰＭＯＳトランジスタＭＤ１の閾値電圧Ｖｔｐｄを調整して、温特フラットポイントが正の電圧領域に来るようにする。即ち、定電流源１１が温度変化に対して負の傾きにすることで、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きを調整できる。

また、本実施形態の定電圧回路の温度特性調整素子３０は、図４に示すように抵抗Ｒ１により実現できる。抵抗Ｒ１をＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレインとＰＭＯＳトランジスタＭＰ２のソースの間に接続することにより、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレインから出力される定電圧ＶＲＥＧは、基準電圧ＶＲＥＦとＰＭＯＳトランジスタＭＰ２のソース―ドレイン電圧と、さらに抵抗Ｒ１の電圧降下を加えた値に設定される。

定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きとの差を極小にして水晶発振回路２０の消費電流を小さくするには、抵抗Ｒ１の温度変化に対する傾きを調整することにより実現できる。

ここで、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きと発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きとの違いによって、傾きを調整する抵抗Ｒ１の温度特性は、次の２通りの場合が考えられる。

定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きよりも急峻な場合、抵抗Ｒ１が温度変化に対して正の傾きにする。このようにすることで、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きを発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きに合わせるように調整できる。

反対に、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きよりも緩やかな場合、抵抗Ｒ１が温度変化に対して負の傾きにする。このようにすることで、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きを発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きに合わせるように調整できる。

また、本実施形態の定電圧回路の温度特性調整素子３０は、図６に示すようにＰＭＯＳトランジスタＭＰ５により実現できる。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ５は、ソースをＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のドレインに接続され、ゲートは接地され、ドレインはＰＭＯＳトランジスタＭＰ２のソースに接続される。

ＰＭＯＳトランジスタＭＰ５は、ゲートを接地させることにより、ゲート―ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｐｍよりも大きくなり、常に動作できる状態にできる。また、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ５のドレイン―ソース間電圧Ｖｄｓの値が小さい線形領域に設定することにより、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ５はオン抵抗が支配的になる。すなわち、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ５は、抵抗Ｒ１の代わりとして実現できる。

ＰＭＯＳトランジスタＭＰ５のオン抵抗は、温度変化に対して正の傾きを持っていることが知られている。したがって、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きよりも急峻な場合、定電圧ＶＲＥＧと発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きとの差を極小にするためには、ゲートを接地したＰＭＯＳトランジスタＭＰ５における正の温度特性を持つオン抵抗により、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きを調整できる。

この結果、動作保証温度範囲において常に定電圧ＶＲＥＧは発振停止電圧ＶＤＯＳ以上となるので、水晶発振回路２０の消費電流を小さくできる。さらに、定電圧ＶＲＥＧの温度変化に対する傾きと発振停止電圧ＶＤＯＳの温度変化に対する傾きとの差と、定電圧回路１０の消費電流とのトレードオフの関係がなくなるので、定電圧回路１０の定電流ＩＲＥＦを極限にまで小さくすることが可能となり、定電圧回路１０は数ｎＡという低消費電流を実現できる。したがって、発振装置１００全体の消費電流も小さくできる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内において種々の態様での実施が可能である。

１００発振装置
１０定電圧回路
１１定電流源
２０水晶発振回路
３０温度特性調整素子
１０１基準電圧回路
１０２差動増幅回路
ＭＰ１〜ＭＰ５ＰＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１〜ＭＮ５ＮＭＯＳトランジスタ
ＭＤ１デプレッション型トランジスタ
Ｃ１〜Ｃ３容量
Ｒ１抵抗

Claims

定電圧回路が出力する定電圧で駆動される水晶発振回路を備えた発振装置であって、
前記定電圧回路は、
定電流源と、前記定電流源の定電流により基準電圧を出力する第１のＭＯＳトランジスタと、を備えた基準電圧回路と、
前記基準電圧と帰還電圧を入力する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力によって、前記定電圧回路の出力端子に前記定電圧を出力する第２のＭＯＳトランジスタと、
前記出力端子に接続された、正または負の温度特性を有する抵抗である温度特性調整素子と、
前記温度特性調整素子と接地の間に接続され、前記帰還電圧を出力する第３のＭＯＳトランジスタと、を備え、
前記定電圧回路が出力する定電圧は、温度変化に対して第１の傾きを有し、
前記水晶発振回路の発振停止電圧は、温度変化に対して第２の傾きを有し、
前記水晶発振回路の消費電流は、前記第１の傾きと前記第２の傾きとの差と相関を有し、
前記温度特性調整素子によって前記第１の傾きを調整して、前記第１の傾きと前記第２の傾きとの差を極小とする、ことを特徴とする発振装置。
前記定電流源は、デプレッション型ＭＯＳトランジスタで構成され、
前記デプレッション型トランジスタの閾値電圧を変えることにより、前記第１の傾きを調整する、
ことを特徴とする請求項１に記載の発振装置。