CN109917846B - 稳压电路、半导体装置以及电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供稳压电路、半导体装置以及电源装置。即使环境温度变化也不易使电路振荡或使输出电压产生振铃。该稳压电路具备：连接在被输入直流电压的电压输入端子与输出端子间的输出控制用晶体管；及包括根据输出的反馈电压控制输出控制用晶体管的误差放大电路的控制电路，误差放大电路具备：差动输入级，其具有一对输入MOS晶体管及使电流流过这些MOS晶体管的电流源；输出级，其具有电流源及与其串联的MOS晶体管，且能放大差动输入级的一方的输出节点的电位；及电流增减电路，其能增减差动输入级的电流或者输出级的电流，电流增减电路具备具有温度特性的元件，且构成为能根据该元件的温度特性对差动输入级的电流或者输出级的电流进行增减。

Description

稳压电路、半导体装置以及电源装置
技术领域
本发明涉及根据电源电压输出预定的恒定电压的稳压电路，例如涉及有效用于构成如串联稳压器那样的电压稳压器的半导体集成电路(稳压器IC)的技术。
背景技术
作为对设置在直流电压输入端子与输出端子之间的晶体管进行控制以输出希望电位的直流电压的电压装置，存在串联稳压器。在这样的稳压器中，例如存在作为稳压电路而构成的串联稳压器，该稳压电路具有：由MOS晶体管构成的输出控制用晶体管；根据输出电压的反馈电压对输出控制用晶体管进行控制的误差放大器；以及用于确保相位余量的相位补偿电路(例如专利文献1)。此外，这样的稳压电路一般是作为内置输出控制用晶体管以及对该晶体管进行控制的误差放大器从而被半导体集成电路化的稳压器IC构成的。
近年，IoT技术急速普及，提供了各种IoT用传感器。而且，在这些IoT用传感器、由IoT用传感器构建的网络设备中，频繁使用内置稳压电路而成的电池驱动产品。从电池寿命的观点出发，对设备内的稳压电路有超低功耗的要求，为了实现超低功耗，CMOS电路是有效的，而且电路中的晶体管优选在微小电流区域中使用。此外，虽然通过间歇工作也能实现稳压电路的低功耗，但由于间歇工作是产生噪音的原因，因此在上述用途的稳压电路中，作为噪音对策，要求不进行间歇工作。
另一方面，已知在高温时MOS晶体管的截止电流呈指数函数增大，环境温度对构成因微小电流而工作的误差放大器等电路的晶体管产生影响，可能会使控制回路的相位余量降低，稳压电路振荡，输出电压产生振铃(ringing)。
具体而言，在没有采取任何温度对策的以往的稳压电路中，如图3的(A)中虚线A所示，伴随着环境温度(芯片温度)的上升，误差放大器的偏置电流(放大器电流)减少，由此，如图3的(B)中虚线A所示，相位余量减少。
此外，以往，提出了一种关于电压稳压器的发明，其中，为了避免因温度的变化而容易产生振荡或者输出电压上升时的过冲和下降时的下冲变大，而在相位补偿电路中设置多个电容元件和切换开关，根据检测出的温度来切换电容元件，由此使相位余量变化以不易产生振荡(例如专利文献2)。
但是，在专利文献2中记载的电压稳压器IC中，存在如下课题：由于通过切换电容元件而使相位余量变化，因此虽然能够根据温度使相位余量阶梯式变化，但不能使其连续地变化，而且在切换电容元件时，电路的工作会不稳定或者会产生噪音。此外，在专利文献1中，关于相位余量根据环境温度的变化而降低的课题以及用于解决该课题的方案，完全没有记载。
专利文献1：日本特开2003-177829号公报
专利文献2：日本特开2014-59628号公报
发明内容
本发明是着眼于上述课题而完成的发明，其目的在于提供一种即使环境温度变化也不易使电路振荡或者使输出电压产生振铃的稳压电路。
为了达到上述目的，本发明为一种稳压电路，其具备：连接在被输入直流电压的电压输入端子与输出端子之间的输出控制用晶体管；以及包括误差放大电路的控制电路，该误差放大电路根据输出的反馈电压对上述输出控制用晶体管进行控制，其中，上述误差放大电路具备：差动输入级，其具有一对输入晶体管以及使电流流过这些输入晶体管的电流源；输出级，其具有电流源以及与该电流源为串联形式的晶体管，且能对上述差动输入级的一方的输出节点的电位进行放大；以及电流增减电路，其能对上述差动输入级的电流或者上述输出级的电流进行增减，上述电流增减电路具备具有温度特性的元件，且构成为能根据该元件的温度特性对上述差动输入级的电流或者上述输出级的电流进行增减。
根据具有上述结构的稳压电路，当环境温度(芯片温度)变化时，能够与其相应地对差动输入级的电流或者输出级的电流进行增减以使差动输入级的增益或者输出级的增益的极点偏移至频率较高侧或较低侧，由此，能够不易使电路振荡或者使输出电压产生振铃。
这里，优选地，上述具有温度特性的元件由MOS晶体管构成，该MOS晶体管的栅极宽度与栅极长度之比相比于构成上述误差放大电路的MOS晶体管的栅极宽度与栅极长度之比大1位数以上。
根据上述结构，由于栅极长度短且栅极宽度大的MOS晶体管的高温区域中的截止电流比构成通常电路的MOS晶体管的截止电流大，因此能够使差动输入级的偏置电流或输出级的工作电流增加，由此能够不使构成相位补偿电路的元件的常数变化而改善误差放大器在高温区域中的相位余量，从而不易使电路振荡。
另外，优选地，上述具有温度特性的元件由栅极端子和源极端子耦合的第1传导型MOS晶体管构成，上述电流增减电路具备：与上述第1传导型MOS晶体管串联连接的第2传导型MOS晶体管；以及与该第2传导型MOS晶体管进行电流镜连接且流过与元件的尺寸成比例的转移电流的MOS晶体管，上述流过转移电流的MOS晶体管与上述差动输入级的电流源并列连接，使上述差动输入级的电流增减。
根据这样的结构，由于具备根据作为温度检测元件的MOS晶体管的截止电流使差动输入级的偏置电流增减的电流镜电路，能够使差动输入级的偏置电流以与镜比相应的电流增减，因此能够根据电路更好地改善误差放大器的相位余量，从而不易使电路振荡。
进而，优选地，上述误差放大电路具备：电压放大级，其对上述差动输入级的差动输出进行放大，上述输出级构成为：以对上述电压放大级的一方的输出节点的电位进行放大的方式被连接。
根据这样的结构，由于误差放大器(误差放大电路)在差动输入级与输出级之间具备电压放大级，因此能够提高作为放大器整体的增益，并且通过使偏置电流根据高的增益增减，能够改善误差放大器的相位余量，从而不易使电路振荡。
另外，优选地，构成为上述具有温度特性的元件的上述MOS晶体管与上述差动输入级的电流源或者上述输出级的电流源并列连接，使上述差动输入级的电流或者上述输出级的电流增减。
根据这样的结构，由于能够仅由作为温度检测元件的MOS晶体管构成使差动输入级或者输出级的增益的极点频率变化的电流增减电路，因此能够通过简单的电路追加来改善误差放大器的相位余量，从而不易使电路振荡。
根据本发明，具有如下效果：能够提供一种即使环境温度变化也不易使电路振荡或者使输出电压产生振铃的稳压电路。
附图说明
图1是表示应用了本发明的串联稳压器IC的一个实施方式的电路结构图。
图2是表示图1的实施方式的稳压器IC的具体电路示例的电路图。
图3的(A)是表示误差放大器的设置有电流增减电路的情况下及未设置电流增减电路的情况下的温度与误差放大器的偏置电流(放大器电流)的关系的特性图，图3的(B)是表示设置有电流增减电路的情况下及未设置电流增减电路的情况下的温度与相位余量的关系的特性图。
图4的(A)是表示误差放大器的设置有电流增减电路的情况下的误差放大器的增益的频率特性的伯德图，图4的(B)是表示未设置电流增减电路的情况下的误差放大器的增益的频率特性的伯德图。
图5的(A)是表示误差放大器的设置有电流增减电路的情况下的相位的频率特性的伯德图，图5的(B)是表示未设置电流增减电路的情况下的相位的频率特性的伯德图。
图6是表示第1变形例所涉及的稳压电路的结构例的电路结构图。
图7是表示第2变形例所涉及的稳压电路的结构例的电路结构图。
图8是表示第3变形例所涉及的稳压电路的结构例的电路结构图。
图9是表示在第3变形例所涉及的稳压电路中设置有电流增减电路的情况下及未设置电流增减电路的情况下的温度与误差放大器的偏置电流的关系的特性图。
附图标记说明：
10—稳压器IC，11—误差放大器，12—基准电压电路，13—恒流源，14—恒流源，15—电流增减电路，15a—温度检测电路(温度检测元件)，15b—可变电流源，21—差动输入级，22—电压放大级，23—输出级，24—相位补偿电路，Q1—输出控制用晶体管，R1、R2—泄漏电阻。
具体实施方式
以下，根据附图对本发明的优选实施方式进行说明。
图1表示应用了本发明的作为直流电源装置的串联稳压器的一个实施方式。此外，在图1中，用单点划线包围的部分作为半导体集成电路(稳压器IC)10而形成在单晶硅那样的半导体芯片上，且作为对该稳压器IC10的输出端子(OUT)连接电容器Co从而供给稳定的直流电压的直流电源装置而发挥作用。本说明书中的稳压电路这样的用语是包括上述稳压器IC10以及使用该稳压器IC10的直流电源装置这两者的概念。此外，也可以将稳压器IC10或者稳压器IC10和电容器Co内包于1个封装件中从而作为半导体装置构成。
在本实施方式的稳压器IC10中，如图1所示，在被施加直流电压Vin的电压输入端子(IN)与输出端子(OUT)之间，连接有被误差放大器(误差放大电路)11控制的由P沟道MOS晶体管(绝缘栅型场效应晶体管)构成的电压控制用晶体管Q1，在输出端子(OUT)与连接至接地端子GND的接地线GL之间，串联连接有对输出电压Vout进行分压而生成向误差放大器11的反馈电压VFB的泄漏电阻R1、R2。
另外，在本实施方式的稳压器IC10中，通过上述泄漏电阻R1、R2进行分压而得到的电压VFB被反馈到作为对上述电压控制用晶体管Q1的栅极端子进行控制的误差放大电路的误差放大器11的同相输入端子。然后，误差放大器11根据输出的反馈电压VFB和预定的参考电压Vref的电位差对电压控制用晶体管Q1进行控制以将输出电压Vout控制为希望的电位。虽然图1中未示出，但误差放大器11具备用于防止振荡的相位补偿电路。
进而，本实施方式的稳压器IC10具备：基准电压电路12，其用于产生对上述误差放大器11的反相输入端子施加的参考电压Vref；恒流源13、14，其分别使误差放大器11及基准电压电路12中流过偏置电流；以及电流增减电路15，其用于根据芯片温度对上述输出控制用晶体管Q1的偏置电流进行增减。另外，虽然未图示，但设置有热截止电路(TSD)，其在芯片的温度上升至预定温度以上的情况下，使误差放大器11停止工作，以使输出控制用晶体管Q1截止。
基准电压电路12可由串联形式的电阻及齐纳二极管或者栅极端子和漏极端子耦合的MOS晶体管(参照图2)等构成。电流增减电路15以如下方式构成：具备用于检测芯片温度的温度检测元件或温度检测电路15a、与上述恒流源14并列连接且电流根据来自温度检测电路15a的电压而变化的可变电流源15b等。
此外，虽然未图示，但稳压器IC1也存在设置有如下功能的情况：根据从芯片外部的微型计算机(CPU)等输入的控制信号，向误差放大器11供给或切断偏置电流的功能、在因为负载的异常等而输出电流增加，输出电压Vout降低，误差放大器11想要降低栅极电压以使通过输出控制用晶体管Q1流过更多电流时，通过施加钳位而对输出电流进行限制的功能。
接着，使用图2，对图1所示的稳压器IC的具体电路示例进行说明。
图2所示的实施例的误差放大器11包括：对一对输入电压的差分进行放大的差动输入级21；对差动输入级21的差动输出进行放大的电压放大级22；以及以低阻抗输出由电压放大级22放大后的电压的输出级23等。
差动输入级21具备：由源极共同连接的一对N沟道MOS晶体管构成的输入晶体管Mn1、Mn2；由分别连接到其漏极的P沟道MOS晶体管构成的负载晶体管Mp1、Mp2；以及连接至输入晶体管Mn1、Mn2的共同源极与接地点之间的恒流源CC1，且差动输入级21作为CMOS电路构成。
差动输入级21的负载晶体管Mp1、Mp2各自的栅极和漏极连接，作为电流—电压转换元件而发挥作用。电压放大级22包括：栅极端子被施加了由差动输入级21的负载晶体管Mp1、Mp2转换后的电压的P沟道MOS晶体管Mp3、Mp4以及与该MOS晶体管Mp3、Mp4串联连接的N沟道MOS晶体管Mn3、Mn4，晶体管Mn3和Mn4构成电流镜电路。此外，在图2中，MOS晶体管的元件符号被附加了向外的箭头的晶体管是P沟道MOS晶体管，被附加了向内的箭头的晶体管是N沟道MOS晶体管。
输出级23包括栅极端子被施加了电压放大级22的晶体管Mp3与Mn3的连接节点N1的电位即晶体管Mp3的漏极电压的N沟道MOS晶体管Mn5；以及连接至该晶体管Mn5的漏极端子侧的恒流源CC2，晶体管Mn5的源极端子连接至接地点。也就是说，恒流源CC2与晶体管Mn5串联连接在电源电压VDD与接地点之间。而且以如下方式构成：恒流源CC2与MOS晶体管Mn5的连接节点N2的电位即晶体管Mn5的漏极电压被施加至上述输出控制用晶体管Q1的栅极端子，以控制输出控制用晶体管Q1。
进而，在本实施例中，在构成电压放大级22的P沟道MOS晶体管Mp3的栅极端子与输出端子(OUT)之间，连接有由串联形式的电阻R3及电容C1构成的相位补偿电路24。
电流增减电路15由作为温度检测元件15a的MOS晶体管Mp6和作为可变电流源15b的Mn7、Mn8构成。另外，在本实施例中，作为温度检测元件15a使用栅极长度L短且栅极宽度W大即W/L比大的P沟道MOS晶体管Mp6。而且，该晶体管Mp6构成为：栅极端子和漏极端子均与电压输入端子(IN)连接而成为相同电位从而始终处于截止状态。
MOS晶体管Mp6的尺寸设计为：栅极长度比构成误差放大器11的上述晶体管Mp1～Mp4短(例如为通常的1/4～1/3)，且栅极宽度比Mp1～Mp4大(例如为通常的10～20倍)。另外，在稳压电路中，设计为构成误差放大器等电路的通常的MOS晶体管的W/L比为0.2～6。
另一方面，电流增减电路15的可变电流源15b由与作为温度检测元件15a的上述P沟道MOS晶体管Mp6串联连接的N沟道MOS晶体管Mn7、与该晶体管Mn7栅极彼此连接且构成电流镜电路的N沟道MOS晶体管Mn8构成。
而且，N沟道MOS晶体管Mn8的漏极端子连接至上述差动输入级21的输入晶体管Mn1、Mn2与恒流源CC1的连接节点。
在本实施例中，作为温度检测元件的MOS晶体管Mp6的漏极电流流入MOS晶体管Mn7并被转换为电压，且该电压被施加到MOS晶体管Mn8的栅极端子，由此，对应于Mn7与Mn8的尺寸比的电流流入Mn8，Mn8从差动输入级21汲取电流。
众所周知，栅极长度短且栅极宽度大的MOS晶体管具有如下特性：高温区域中的截止电流比构成通常的电路的MOS晶体管的截止电流大。这里，所谓截止电流是指在使MOS晶体管的栅极端子和漏极端子为相同电位即外观上处于截止的状态下，流过该晶体管的漏极电流。
因此，在具有上述结构的电流增减电路15中，当芯片温度上升时，作为温度检测元件的MOS晶体管Mp6的漏极电流增加，流向MOS晶体管Mn7的电流也增加。
另一方面，MOS晶体管Mn7的漏极电流因由Mn7和Mn8构成的电流镜电路而几乎不受温度影响地根据Mn7与Mn8的尺寸比被放大，Mn8中流过大的漏极电流。因此，当芯片温度上升时，通过Mn8从差动输入级21汲取的电流增加，即差动输入级21的偏置电流增加。其结果，能够不改变构成相位补偿电路24的元件的常数而改善误差放大器11在高温区域中的相位余量，从而不易使电路振荡。
在本发明人进行的电路模拟中，可以确认：在作为MOS晶体管Mn6而使用了例如栅极长度为0.7μ且栅极宽度为100μ的晶体管的情况下，如图3的(A)中以实线B所示，伴随着芯片温度的上升，误差放大器11的偏置电流(放大器电流)增加，由此，如图3的(B)中以实线B所示，伴随着芯片温度的上升，相位余量增大。
进而，当对误差放大器11的增益以及相位的频率特性进行调查并表示在伯德图中时，得到如图4的(A)、图5的(A)那样的结果。为了进行比较，对于未设置电流增减电路15的误差放大器，也调查了增益以及相位的频率特性。将其伯德图在图4的(B)、图5的(B)中示出。在图4、图5中，实线是温度为25℃时的特性，点线是温度为-40℃时的特性，虚线是温度为85℃时的特性。
比较图4的(A)和图4的(B)，根据图4的(B)可知：在未设置电流增减电路15的误差放大器中，即使温度改变，增益的频率特性也几乎不变。与此相对，可知在设置了电流增减电路15的本实施例的误差放大器中，在温度为85℃时，极点频率P偏移至频率较高侧。
另外，比较图5的(A)和图5的(B)可知：在未设置电流增减电路15的误差放大器中，即使温度改变，相位的频率特性也几乎不变，而在设置了电流增减电路15的本实施例的误差放大器中，在高频区域中，相位特性的极点偏移至频率较高侧。而且，通过本实施例的误差放大器所具有的上述特性，能够改善高温区域中的相位余量。
(变形例)
下面，使用图6～图9对本实施方式的稳压电路的变形例进行说明。此外，在图6～图8中，被附加了与图2相同的符号的元件以及电路是具有相同功能的元件以及电路。
在第1变形例中，如图6所示，电流增减电路15仅由W/L比大且栅极端子和源极端子均与接地点连接而始终处于截止状态的作为温度检测元件15a的N沟道MOS晶体管Mn6构成。而且，该晶体管Mn6的漏极端子与构成差动输入级21的输入晶体管Mn1、Mn2的共同源极连接。
因此，在第1变形例的稳压电路中，当芯片温度上升时，MOS晶体管Mn6的漏极电流增加，从差动输入级21汲取的电流增加，差动输入级21的偏置电流增加。其结果，具有差动输入级21的增益的极点偏移至频率较高侧而相位余量增大的效果。
此外，在第1变形例中，未设置电压放大级22，差动输入级21的输出节点连接有输出级23的MOS晶体管Mn5的栅极端子。另外，由电阻R3和电容C1构成的相位补偿电路24连接在差动输入级21的输出节点与输出级23的输出节点(Q1的栅极端子)之间。该变形例也能适用于如图2所示那样设置有电压放大级22的稳压电路。
在第2变形例中，如图7所示，电流增减电路15仅由W/L比大且栅极端子和漏极端子均与接地点连接而始终处于截止状态的作为温度检测元件15a的P沟道MOS晶体管Mp6构成。而且，该晶体管Mp6的漏极端子连接至输出级23的恒流源CC2与晶体管Mn5的连接节点。
因此，在第2变形例的稳压电路中，当芯片温度上升时，MOS晶体管Mp6的漏极电流增加，向晶体管Mn5流入的电流增加，即在外观上，恒流源CC2的电流增加。其结果，具有输出级23的增益的极点偏移至频率较高侧而相位余量增大的效果。
在第3变形例中，如图8所示，电流增减电路15的温度检测电路15a由W/L比大且栅极端子和源极端子均与接地点连接而始终处于截止状态的N沟道MOS晶体管Mn6构成。
另外，电流增减电路15的可变电流源15b由恒流源CC3以及与该恒流源CC3串联连接的N沟道MOS晶体管Mn7、与该晶体管Mn7栅极彼此连接且构成电流镜电路的N沟道MOS晶体管Mn8构成。
而且，构成上述温度检测电路15a的MOS晶体管Mn6的漏极端子连接至上述恒流源CC3与N沟道MOS晶体管Mn7的连接节点N3，并且，与晶体管Mn7构成电流镜电路的N沟道MOS晶体管Mn8的漏极端子连接至构成上述差动输入级21的输入晶体管Mn1、Mn2与恒流源CC1的连接节点。其它构成与图2的实施例的电路相同。
在该变形例中，当芯片温度上升时，MOS晶体管Mn6的漏极电流增加。由此，向与恒流源CC3串联的N沟道MOS晶体管Mn7流动的电流减少，从差动输入级21汲取的电流也减少，差动输入级21的偏置电流减少。也就是说，本变形例构成为在高温区域中差动输入级21的偏置电流减少。
具体而言，以如下方式构成：当比某温度Tc(例如20℃)高时，电流全部从恒流源CC3向MOS晶体管Mn7流动，当比温度Tc低时，电流开始向MOS晶体管Mn7流动，从差动输入级21汲取的电流增加，差动输入级21的偏置电流增加。
在图9中，用实线B示出了第3变形例的稳压电路中的误差放大器的偏置电流的温度特性。虚线A是未设置电流增减电路15的情况下的偏置电流的温度特性。由图9可知：在第3变形例中，越是低温，越能使误差放大器的偏置电流增加，由此，越能使低温区域中的误差放大器的增益的极点偏移至频率较高侧从而改善相位余量。
比较图2与图8的电路，误差放大器的电路构成相同，但例如根据相位补偿电路24的CR时间常数的设定方法，存在温度越是降低相位余量越是减小的情况，因此，有时候越是低温，越使误差放大器的偏置电流增加越好，在这样的情况下，应用本变形例是有效的。
下面，对使用上述实施例以及变形例的稳压电路的优选应用系统的示例进行说明。
近年，使用了IoT技术的监视系统、信息收集系统得到普及，提供了各种IoT用传感器。而且，这些IoT用传感器、收集来自各种IoT用传感器的信息并经由网络发送至终端用户的计算机或服务器等的通信器件、通过搭载于智能手机等便携式终端的各种应用程序对具有通信功能的设备进行操作或者从电子标签等器件获取信息并提供各种服务从而提高便利性的系统正在被实用化。
而且，在构成这些系统的设备、器件中，频繁地使用由电池和稳压电路构成的电源装置。以往的使用了MOS晶体管的稳压电路可能会因为环境温度的变化而控制回路的相位余量降低且电路振荡，但只要使用上述实施例、变形例的稳压电路，就能使稳压电路不易振荡，因此能够成为非常有效的电源装置。
以上，根据实施例具体地说明了由本发明人完成的发明，但本发明并不限定为上述实施例。例如，在上述实施方式中，作为温度检测元件，使用的是W/L比大的MOS晶体管，但温度检测元件并不限定为那样的晶体管，也可以使用电阻等具有温度特性的其它元件。
另外，在上述实施方式中，IC内的所有晶体管都由MOS晶体管构成，但也可以将输出控制用晶体管设定为双极晶体管，在构成包括误差放大器的其它电路的晶体管中使用MOS晶体管，从而构成稳压电路。
进而，也可以将不包括输出控制用晶体管的电路作为IC构成，将输出控制用晶体管作为外接元件与该IC连接，并且作为将这些元件内包于1个封装件中得到的半导体装置来构成。
另外，在上述实施例中，关于将本发明适用于稳压电路的技术进行了说明，但本发明一般能够广泛应用于内置有差动放大电路的半导体集成电路中。

Claims (8)

1.一种稳压电路，其具备：连接在被输入直流电压的电压输入端子与输出端子之间的输出控制用晶体管；以及包括误差放大电路的控制电路，该误差放大电路根据输出的反馈电压对上述输出控制用晶体管进行控制，
上述稳压电路的特征在于，
上述误差放大电路具备：差动输入级，其具有一对输入晶体管以及使电流流过这些输入晶体管的电流源；输出级，其具有电流源以及与该电流源为串联形式的晶体管，且能对上述差动输入级的一方的输出节点的电位进行放大；以及电流增减电路，其能对上述差动输入级的电流或者上述输出级的电流进行增减，
上述电流增减电路具备具有温度特性的元件，且构成为能根据该元件的温度特性对上述差动输入级的电流或者上述输出级的电流进行增减，
上述具有温度特性的元件由栅极端子和源极端子耦合的MOS晶体管构成。
2.根据权利要求1所述的稳压电路，其特征在于，
上述具有温度特性的元件由栅极宽度与栅极长度之比相比于构成上述误差放大电路的晶体管的栅极宽度与栅极长度之比为30至80倍的MOS晶体管构成。
3.根据权利要求1所述的稳压电路，其特征在于，
上述具有温度特性的元件的MOS晶体管由第1传导型MOS晶体管构成，上述电流增减电路具备：与上述第1传导型MOS晶体管串联连接的第2传导型MOS晶体管；以及与该第2传导型MOS晶体管进行电流镜连接且流过转移电流的MOS晶体管，该转移电流对应于上述第2传导型MOS晶体管与流过上述转移电流的MOS晶体管的尺寸比，
流过上述转移电流的MOS晶体管与上述差动输入级的电流源并列连接，使上述差动输入级的电流增减。
4.根据权利要求3所述的稳压电路，其特征在于，
上述误差放大电路具备：电压放大级，其对上述差动输入级的差动输出进行放大，
上述输出级以对上述电压放大级的一方的输出节点的电位进行放大的方式被连接。
5.根据权利要求1所述的稳压电路，其特征在于，
上述具有温度特性的元件的上述MOS晶体管构成为，与上述差动输入级的电流源或者上述输出级的电流源并列连接，使上述差动输入级的电流或者上述输出级的电流增减。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的稳压电路，其特征在于，
上述稳压电路用于IoT用传感器或者构成包括IoT用传感器而构建的网络的设备。
7.一种半导体装置，其特征在于，
权利要求1至5中任一项所述的稳压电路包含在1个封装件内。
8.一种电源装置，其特征在于，
具备权利要求1至5中任一项所述的稳压电路。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7199330B2 (ja) * 2019-09-19 2023-01-05 株式会社東芝 レギュレータ回路
US11735902B2 (en) * 2020-03-24 2023-08-22 Analog Devices International Unlimited Company Bipolar junction transistor heater circuit
JP2022044215A (ja) 2020-09-07 2022-03-17 ミツミ電機株式会社 電源用半導体集積回路
JP2022044133A (ja) 2020-09-07 2022-03-17 ミツミ電機株式会社 電源用半導体集積回路
CN114265463A (zh) * 2021-12-21 2022-04-01 广州众诺电子技术有限公司 低压差稳压电路、设备、芯片和控制芯片输出电压的方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5982162A (en) * 1996-04-22 1999-11-09 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Internal voltage generation circuit that down-converts external power supply voltage and semiconductor device generating internal power supply voltage on the basis of reference voltage

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6522111B2 (en) 2001-01-26 2003-02-18 Linfinity Microelectronics Linear voltage regulator using adaptive biasing
JP3643043B2 (ja) 2001-03-08 2005-04-27 株式会社リコー ボルテージレギュレータ及びそのボルテージレギュレータを有する携帯電話機器
US6509722B2 (en) * 2001-05-01 2003-01-21 Agere Systems Inc. Dynamic input stage biasing for low quiescent current amplifiers
JP4732617B2 (ja) * 2001-06-08 2011-07-27 セイコーインスツル株式会社 ボルテージ・レギュレータ
JP2003177829A (ja) 2001-12-10 2003-06-27 Fuji Electric Co Ltd レギュレータ回路
JP2003233429A (ja) 2002-02-08 2003-08-22 Hitachi Ltd 電源回路及びバイアス回路
JP3993473B2 (ja) * 2002-06-20 2007-10-17 株式会社ルネサステクノロジ 半導体集積回路装置
US7095257B2 (en) * 2004-05-07 2006-08-22 Sige Semiconductor (U.S.), Corp. Fast low drop out (LDO) PFET regulator circuit
JP2006127225A (ja) * 2004-10-29 2006-05-18 Torex Device Co Ltd 電源回路
JP2006318327A (ja) * 2005-05-16 2006-11-24 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 差動増幅回路およびシリーズレギュレータ
JP5407510B2 (ja) * 2008-08-29 2014-02-05 株式会社リコー 定電圧回路装置
KR101450255B1 (ko) 2008-10-22 2014-10-13 삼성전자주식회사 반도체 메모리 장치의 내부 전원 전압 발생 회로
US8471539B2 (en) 2010-12-23 2013-06-25 Winbond Electronics Corp. Low drop out voltage regulato
JP5818761B2 (ja) 2012-09-14 2015-11-18 株式会社東芝 ボルテージレギュレータ
US9590504B2 (en) * 2014-09-30 2017-03-07 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Flipped gate current reference and method of using

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5982162A (en) * 1996-04-22 1999-11-09 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Internal voltage generation circuit that down-converts external power supply voltage and semiconductor device generating internal power supply voltage on the basis of reference voltage

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