DE69819576T2

DE69819576T2 - Ladungspumpenschaltung

Info

Publication number: DE69819576T2
Application number: DE69819576T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Mihama-ku Mukainakano; Kimio Mihama-ku Shibata
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Seiko Instruments Inc
Priority date: 1997-02-28
Filing date: 1998-03-02
Publication date: 2004-05-13
Anticipated expiration: 2018-03-03
Also published as: EP0862260A2; KR100283012B1; TW382158B; KR19980071764A; DE69819576D1; US6107862A; EP0862260A3; JPH10248240A; JP2847646B2; EP0862260B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ladungspumpenschaltung, die eine gewandelte Stromquellenspannung zum Treiben einer Last ausgibt.
Zum Erzeugen einer regulierten Ausgangsspannung wurden herkömmlicherweise zwei Arten von Ladungspumpenschaltungen eingesetzt. Diese Ladungspumpenschaltungen umfassen den Linearreglertyp, der zum Erzeugen lediglich einer Quellenspannungsreduktion geeignet ist, sowie den Schaltmodustyp, der zum Erzeugen entweder einer Verringerung oder einer Erhöhung der Quellenspannung geeignet ist. Jede dieser herkömmlichen Ladungspumpenschaltungen besitzt jedoch verschiedene Einschränkungen. Während beispielsweise der "Brumm" bzw. eine überlagerte Wechselspannung bei der Ladungspumpenschaltung nach dem Linearreglertyp klein ist, so ist die Eingang/Ausgang-Effizienz gering, da diese nur zum Verringern einer Quellenspannung verwendet werden kann. Bei der Ladungspumpenschaltung nach dem Schaltmodustyp, wenngleich entweder eine Verringerung oder eine Erhöhung der Quellenspannung möglich ist, wird auch eine große überlagerte Wechselspannung erzeugt. Außerdem wird auf Grund des Schaltbetriebs ein signifikantes Hochfrequenzrauschen erzeugt. Aus diesem Grund wurden Anstrengungen unternommen in Richtung der Realisierung einer Ladungspumpenschaltung, die eine Quellenspannung sowohl vergrößern als auch verkleinern kann, die eine kleine überlagerte Wechselspannung besitzt und die auch wünschenswerte Hochfrequenzrauscheigenschaften besitzt.
Um diese Ziele zu erreichen, wurden verschiedene Arten von Ladungspumpenschaltungen entworfen. Derartige Einrichtungen weisen im Allgemeinen in einer Mehrzahl von Stufen angeordnete Kondensatoren und eine Schaltgruppe zum Ansteuern der jeweiligen Kondensatoren auf; um eine Ladung von einer Spannungsquelle zu einem Ausgangsanschluss zu übertragen, um eine Last mit einer regulierten Spannung zu treiben. Beispielsweise kann jeder Kondensator mit einem Paar von Schaltern zum Übertragen von Ladung zu dem Kondensator von einer vorausgehenden Stufe der Schaltung verbunden sein.
Die in 2 in Form eines Blockdiagramms gezeigte Ladungspumpenschaltung ist eine solche Art von Ladungspumpenschaltung. Dieses Design ist in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 63-157667 ( US 941373 ) offenbart, welche den Titel "An integrated double load pump power source circuit including power-down characteristics and an RS-232 transmitter/receiver" besitzt. In dieser Schaltung umfasst die Ladungspumpenschaltgruppe erste bis vierte Schalter (SW1-SW4) 101–104. Wenn ein erster Schalter (SW1) 101 und ein dritter Schalter (SW3) 103 geschlossen sind und ein zweiter Schalter (SW2) 102 und ein vierter Schalter (SW4) 104 offen sind, so wird eine Ladung von einer externen Energiequelle bzw. Stromquelle (VDD) 100 zu einem Pumpenkondensator (C1) 111 übertragen. Nach einer geeigneten Zeitperiode zum Erreichen einer vollen Ladungsübertragung ist der Pumpenkondensator (C1) 111 auf die gleiche Spannung geladen, welche die externe Stromquelle (VDD) 100 besitzt. Danach werden der zweite Schalter (SW2) 102 und der vierte Schalter (SW4) 104 geschlossen und werden der erste Schalter (SW1) 101 und der dritte Schalter (SW3) 103 geöffnet, und die Ladung wird von dem Pumpenkondensator (C1) 111 zu einem Ausgangskondensator (C2) 112 übertragen. Nach einer ausreichenden Zeitperiode zum Erreichen der Ladungsübertragung wird auch der Ausgangskondensator (C2) 112 auf die gleiche Spannung aufgeladen sein, welche die externe Stromquelle (VDD) 100 besitzt. Da der Ausgangskondensator (C2) 112 in Reihenschaltung mit dem Pumpenkondensator (C1) 111 angeordnet ist, ist die Spannung zwischen dem Ausgangsanschluss 121 und dem Masseanschluss (GND) 120 doppelt so groß wie diejenige der externen Stromquelle (VDD) 100. Wie es für Fachleute verständlich ist, können durch Verwendung der Spannung des Ausgangsanschlusses 121 als die Stromquelle fünfte bis achte Schalter (SW5-SW8) 105-108 und dritte und vierte Kondensatoren (C3, C4) 113, 114 in der gleichen Weise wie oben beschrieben betrieben werden, um eine ähnliche Spannungswandlung durchzuführen. Wenn dies durchgeführt wird, so wird die Spannung des Ausgangsanschlusses 122 negativ und der Absolutwert der Spannung ist doppelt so groß wie derjenige der Stromquelle.
3(A) ist ein Blockdiagramm einer anderen Art von Ladungspumpenschaltung, wie diese beispielsweise in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 6351229 offenbart ist, welche die Bezeichnung "A charge pump riser circuit with an output voltage stabilizer" besitzt. In dieser Schaltung umfassen die Schalter SW1-SW4 der Ladungspumpenschaltgruppe FETs (TR1-TR4) 301–304. Ein Pulsgenerator 1 wird zum Erzeugen einer Sägezahnwellenform (gezeigt als Signal A in 3(b)) zum Ansteuern der FETs 301-304 verwendet. Ein Widerstand 2 und Inverter 4, 5 wandeln die Sägezahnwellenform in Pulse der geeigneten Polarität zur Verwendung als Steuersignale. Beispielsweise werden zunächst der erste Transistor (TR1) 101 und dritte Transistor (TR3) 103 eingeschaltet, um Ladung von der Spannungsquelle (VDD) 100 zum Pumpenkondensator (C1) 111 zu übertragen. Der erste Transistor (TR1) 101 und der dritte Transistor (TR3) 103 werden dann ausgeschaltet und der zweite Transistor (TR2) und der vierte Transistor (TR4) 104 werden eingeschaltet. Ladung wird zum Ausgangskondensator (C2) 112 übertragen, um eine Spannung auszugeben, die eine Größe von 2 × VDD am Ausgangsanschluss (Vout) 122 besitzt.
Die Ladungspumpenschaltung von 3(A) besitzt einen Aufbau, bei welchem die Ausgangsspannung reguliert wird durch Anwendung einer negativen Rückkopplung von dem Ausgangsanschluss (Vout) 122 zu dem dritten Transistor (TR3) 103, welcher den Pumpenkondensator (C1) 111 lädt.
Im Besonderen ist ein Rückkoppelnetzwerk vorgesehen, umfassend einen Widerstandsteiler mit einem ersten Widerstand R1 und einem zweiten Widerstand R2 zum Teilen der am Ausgangsanschluss (Vout) 122 angelegten Spannung und zum Erzeugen einer geteilten Ausgangsspannung, eine Referenzspannungsschaltung 115 zum Erzeugen einer Referenzspannung (Vref) 116, einen Komparator 117 zum Vergleichen der geteilten Ausgangsspannung mit der Referenzspannung (Vref) 116, einen dritten Widerstand R3 und einen dritten Kondensator C3 zum Wandeln des Ausgangsstroms des Komparators 117 in eine Spannung und eine Konstantstromquelle (ISRC).
Als ein Ergebnis der Rückkopplung variiert die Einschaltzeit des dritten Transistors (TR3) 103 (die Pulsbreite "PW" des Signals D in 3(B)) und es ist somit möglich, den Ladegrad des Pumpenkondensators (C1) 111 derart einzustellen, dass die mittlere Ausgangsspannung von dem Ausgangsanschluss (Vout) 122 eine feste Spannung ist.
Die Ladungspumpenschaltungen von 2 und 3(A) besitzen verschiedene Nachteile. Beispielsweise, falls die externe Stromquellenspannung für die Ladungspumpenschaltung von 2 VDD ist, so ist die Ausgangsspannung 2 × VDD und –2 × VDD. Während die Ausgangsspannung vergrößert werden kann durch Verbinden einer Mehrzahl von Ladungspumpenschaltungen in mehreren Stufen (d. h. n Stufen), so ist die Ausgangsspannung n mal die Spannung der Stromquelle (wobei n die ganze Zahl von Spannungserhöhungsstufen der Ladungspumpenschaltung ist). Die Ausgabe dieser Ladungspumpenschaltung ist daher eingeschränkt auf ein ganzzahliges Vielfaches der Ausgangsspannung VDD der externen Quelle.
Wenn die Spannung der Stromquelle (VDD) 100 sich verändert, so verändert sich aus diesem Grund gleichzeitig die Ausgangsspannung. Es sei eine Ladungspumpenschaltung betrachtet, die eine Ausgangsspannung besitzt, die doppelt so groß wie die Spannung der Stromquelle ist. Falls bei der Stromquelle drei Ni-Cd (Nickel-Cadmium)-Batterien in Reihe angeordnet sind, so ist die Spannung einer Batterie bei der ersten Stufe ursprünglich 1,3 V und die Gesamtspannung ist ursprünglich 3,9 V, so dass die Ausgangsspannung ursprünglich 7,8 V ist. Wenn jedoch die Spannung der Batterie auf 0,9 V sinkt, so wird die Ausgangsspannung einer derartigen Ladungspumpenschaltung auf 5,4 V sinken. Falls bei dieser Art von Ladungspumpenschaltung eine Stromquelle verwendet wird, bei welcher die Spannung mit einer Verringerung des Stroms absinkt (wie eine Batterie), so wird die Ausgangsspannung ebenfalls graduell abfallen. Es gibt stets eine Beschränkung des Spannungsbereichs, in welchem elektronische Komponenten (ICs und dergleichen), die durch eine Ladungspumpenschaltung als eine Stromquelle betrieben werden, ordnungsgemäß arbeiten können. Falls es eine große Variation in der Ausgangsspannung der Ladungspumpenschaltung gibt, so besteht die Möglichkeit, dass diese den Spannungsbereich für einen ordnungsgemäßen Betrieb des IC verlässt, was ein ordnungsgemäßes Arbeiten verhindert und eine Instabilität hervorruft.
Die in 3(A) gezeigte Ladungspumpenschaltung wurde zur Überwindung dieses Problems entworfen. Bei dieser Schaltung wird der Ladegrad des Pumpenkondensators (C1) 111 unter Verwendung des Werts der Ausgangsspannung Vout derart eingestellt, dass die Ausgangsspannung stabilisiert und das oben erwähnte Problem gelöst wird. Es gibt zwei Methoden zum Einstellen der Ausgangsspannung, welche entweder ein Variieren der Einschaltzeit des dritten Transistors (TR3) 103 oder ein Variieren des Widerstands des dritten Transistors (TR3) 103, wenn dieser eingeschaltet ist, involvieren. Diese Methoden setzen eine PWM (Pulsbreitenmodulation)-Technologie ein und führen einen festen Schaltzyklus aus, womit eine kleine überlagerte Wechselspannung erreicht wird.
Um das Laden des Pumpenkondensators (C1) 111 einzustellen, um die Ausgangsspannung (Vout) 122 zu steuern bzw. zu kontrollieren, wird die an den dritten Transistor (TR3) 103 angelegte Gatepulsbreiteneinschaltzeit unter Verwendung der in 3(A) gezeigten Ladungspumpenschaltung gesteuert. Als die vorliegenden Erfinder eine genaue Analyse in einer Simulation durchgeführt haben, wurde jedoch herausgefunden, dass es in technischer Hinsicht extrem schwer ist, die Ausgangsspannung unter Verwendung dieser Schaltung einzustellen. Die Schaltung und die Wellenformen, die von den Erfindern bei der Simulation verwendet wurden, sind in den 4(A) und 4(B) gezeigt, und die Bedingungen waren wie folgt:
Bedingung 1 (konstant für alle Teile)
VDD (Spannung der Stromquelle) = 5,0 V, f (Oszillationsfrequenz) = 50 kHz
C1 (Pumpenkondensator) = 1 μF, C2 (Ausgangskondensator) = 10 μF, RSW1 (Widerstand bei eingeschaltetem TR1) = RSW2 (Widerstand bei eingeschaltetem TR2) = 2 Ω
RSW3 (Widerstand bei eingeschaltetem TR3) = RSW4 (Widerstand bei eingeschaltetem TR4) = 2 Ω
lout (Ausgangsstrom) = 10 mA
* Es gibt keine Verzögerung bei der Ausgabe des Inverters, der die Schalter
SW1–SW4 ansteuert.
5 zeigt den Zusammenhang zwischen der Ausgangsspannung und der Pulsbreite, der aus der unter Bedingung 1 durchgeführten Simulation gefunden wurde. Die Maximumausgangsspannung wurde erreicht, wenn es keinen von dem Ausgangsanschluss abgeführten Rückkoppelstrom gab und deren Wert war 2 mal VDD = 10 V. Wenn Strom von dem Ausgangsanschluss abgeführt wurde, so war die Ausgangsspannung verringert. Um die Ausgangsspannung weiter zu verringern, wurde die Pulsbreite (nachfolgend als PW abgekürzt) verkürzt. Wie es aus 5 ersichtlich ist, ist der Zusammenhang zwischen der Ausgangs spannung und PW jedoch nicht proportional, und es ist extrem schwierig, die Ausgangsspannung bei niedrigen Spannungen zu kontrollieren bzw. zu steuern.
Wenn die Ausgangsspannung (Vout) beispielsweise auf 9,5 V eingestellt wird, so ist PW gleich 2,1μs. Wenn Vout gleich 9,0 V ist, so ist PW gleich 0,9 μs. Mit anderen Worten, um eine Ausgangsspannung von 9,5 V um 0,5 V zu verändern, muss die Länge von PW um ungefähr 1,2 μs verändert werden.
Wenn die Ausgangsspannung niedriger als die obige ist, wie etwa 7,0 V, so gilt PW = 0,28 μs. Wenn die Ausgangsspannung auf 6,0 V gesetzt wird, so gilt PW = 0,21 μs. Dies bedeutet, dass die Pulsbreite signifikant kürzer als 1 μs ist. Beim Verändern der Ausgangsspannung von 7,0 V auf 6,0 V variiert die Länge der Pulsbreite lediglich um ungefähr 0,07 μs. Somit kann die Ausgangsspannung um 1 V verändert werden durch eine Pulsbreite, die so kurz wie 70 ns ist.
Da die Schaltung diese Eigenschaften besitzt, begegnet man verschiedenen technischen Problemen beim Einstellen der Ausgangsspannung der Schaltung in 3(A). Eines dieser Probleme liegt in der Schaltsteuerschaltung (Oszillator) vor. Wenn die Ausgangsspannung niedrig ist, so muss die Einstellung der Pulsbreite auf dem Niveau einiger Nanosekunden ausgeführt werden. Falls eine relativ lange Zeit für den Aufbau und Abfall des Pulses benötigt wird, so ist es nicht möglich, unter diesen Bedingungen die Ausgangsspannung einzustellen. Die Aufbau- und Abfallzeit muss deshalb auf weniger als 1 ns gehalten werden. Um jedoch eine Aufbauzeit von weniger als 1 ns zu erzielen, müssen die Schalter, Oszillatoren, Inverter, Komparatoren und anderen Teile, die für die Ladungspumpenschaltung erforderlich sind, alle in der Lage sein, mit einer extrem hohen Geschwindigkeit zu arbeiten. Derartige Hochgeschwindigkeitselemente verbrauchen eine große Menge an Strom, sind schwierig herzustellen und sind teuer.
Wenn Batterien mit einer großen Innenimpedanz als eine Stromquelle verwendet werden, so ist darüber hinaus die Fluktuation in der Spannung der Stromquelle auf Grund des hohen Verbrauchsstroms groß. Somit ist die Steuerung noch schwieriger, da die Aufbauzeit für den Steuertakt und die Pulsbreite durch Fluktuationen der Stromquelle beeinträchtigt werden. Da der Verbrauchsstrom extrem groß ist, sinkt außerdem die Eingang/Ausgang-Effizienz. Wenn diese Art von Batterie als eine Stromquelle verwendet wird, so ist es sehr schwierig, die Ausgangsspannung zu stabilisieren. Da auch die Eingang/Ausgang-Wandlungseffizienz extrem gering ist, ist eine Verwendung bei tragbarer Ausstattung schwierig.
Wenngleich es somit theoretisch möglich ist, die Ausgangsspannung unter Verwendung der Ladungspumpenschaltung von 3(A) einzustellen, so muss die Schaltung mit sehr hoher Geschwindigkeit gesteuert werden, und es zeigt sich ein kleiner Effekt im Hinblick auf eine Stabilisierung der Ausgangsspannung.
Eine weitere Ladungspumpenschaltung, die zum Mildern der oben beschriebenen Probleme ausgelegt ist, ist in 6 gezeigt. Durch Steuern der an den dritten Transistor (TR3) 103 angelegten Gatepulsspannung kann der Widerstand bei eingeschaltetem dritten Transistor (TR3) 103 eingestellt werden. Als die Erfinder diese Schaltung in einer Simulation untersuchten, wurde jedoch herausgefunden, dass es in technischer Hinsicht sehr schwierig war, eine feste Ausgangsspannung unter Verwendung dieser Methode aufrechtzuerhalten.
Die Schaltung und Wellenformen, die bei dieser Simulation verwendet wurden, sind in den 7(A) und 7(B) gezeigt. Ein variabler Widerstand (RSW3) 118 wurde in Reihenschaltung mit dem dritten Schalter (SW3) 103 angeordnet, um den Widerstand des dritten Schalters (SW3) 103 zu variieren, um eine äquivalente Schaltung zu bilden.
Die Betriebsbedingungen für jede Komponente waren wie folgt:
Bedingung 2 (konstant für alle Teile)
VDD (Spannung der Stromquelle) = 5,0 V, f (Oszillationsfrequenz) = 50 kHz
C1 (Pumpenkondensator) = 1 μF, C2 (Ausgangskondensator) = 10 μF
RSW1 (Widerstand bei eingeschaltetem TR1) = 2 Ω
RSW2 (Widerstand bei eingeschaltetem TR2) = RSW4 (Widerstand bei
eingeschaltetem TR4) = 2 Ω
RSW3 (Widerstand bei eingeschaltetem TR3) = 2–300 Ω
lout (Ausgangsstrom) = 10 mA
* Es gibt keine Verzögerung bei der Ausgabe des Inverters, der die Schalter
SW1–SW4 ansteuert.
8 zeigt den Zusammenhang zwischen dem Widerstand des dritten Schalters (RSW3) 118 und der Ausgangsspannung, der aus der unter Bedingung 2 durchgeführten Simulation herausgefunden wurde, mit dem Ausgangsstrom lout als dem Parameter. Wie es aus 8 verständlich ist, da die Ausgangsspannung und der Widerstand des dritten Schalters (RSW3) 118 einen proportionalen Zusammenhang besitzen, ist die Steuerung der Ausgangsspannung einfacher als bei der Ladungspumpenschaltung von 3(A). Um beispielsweise Vout von 5 V–9,8 V bei lout = 10 mA zu verändern, ist es ausreichend, RSW3 über den Bereich 2–240 Ω zu variieren. Da die Ladung über einen Widerstand zu dem Pumpkondensator (C1) 111 zugeführt wird, wird jedoch elektrische Energie unnötigerweise in dem Widerstand verbraucht und die Effizienz der Eingang/Ausgang-Wandlung ist daher reduziert.
Zusätzliche Probleme treten auf, wenn der Ausgangsstrom groß ist. Unter der Bedingung von lout = 100 mA muss RSW3 über den Bereich 2–17 Ω variiert werden, um Vout über den Bereich 5 V–7,7 V zu variieren. Wenngleich ein FET als der dritte Schalter (SW3) 103 in der Ladungspumpenschaltung von 6 verwendet wird, so muss die Gatespannung eingestellt werden, um diesen bei dem oben beschriebenen Widerstandswert zu halten. Selbst mit einer Kompensation hinsichtlich Variationen in der Herstellung des FET ist eine extrem komplizierte Schaltung notwendig, um den Wert dieses Widerstands einzustellen. Mit anderen Worten, je größer der Ausgangsstrom, desto schwieriger ist es, die Ausgangsspannung einzustellen. Die Einrichtung wird somit teurer und die Schaltung wird komplizierter. Außerdem steigt auch der Verbrauchsstrom auf Grund des benötigten Hochgeschwindigkeitbetriebs.
Wenn die Ausgangsspannung niedrig ist, so ist die Eingang/Ausgang-Effizienz mäßig. Andererseits, wenn der Ausgangsstrom groß ist, so wird für die Einstellung eine komplizierte Schaltung benötigt. Demzufolge besitzt die Ladungspumpenschaltung von 6 einen kleinen Effekt hinsichtlich der Stabilisierung der Ausgangsspannung.
9 zeigt eine weitere Art von Ladungspumpenschaltung, die zur Beseitigung der vorstehenden Probleme vorgesehen ist. Diese Ladungspumpenschaltgruppe ist identisch zu der in 3(A) gezeigten. Bei dieser Schaltung werden jedoch erste und zweite Pulsgeneratoren verwendet, um ODER-Gatter anzusteuern, um Steuersignale für die Ladungspumpenschaltgruppe vorzusehen. Die Rückkoppelschleife enthält einen Widerstandsteiler mit einem ersten Widerstand R1 und einem zweiten Widerstand R2 zum Teilen der Ausgangsspannung der Ladungspumpenschaltung und zum Erzeugen einer geteilten Ausgangsspannung, eine Referenzspannungsschaltung 115 zum Erzeugen einer Referenzspannung und einen Komparator 117 zum Vergleichen der Referenzspannung mit der geteilten Ausgangsspannung. Mit der bei dieser Schaltung eingesetzten Steuermethode wird die Ausgangsspannung der Ladungspumpenschaltung auf einem festen Wert gehalten, indem die Ladungspumpenschaltung intermittierend ein- und ausgeschaltet wird. Das Schalten wird unter Verwendung des Komparators 117 und der ODER-Gatter ausgeführt. Der Komparator vergleicht die geteilte Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung und schaltet die Ladungspumpenschaltgruppe aus, wenn die geteilte Ausgangsspannung die Referenzspannung übersteigt. Die Schaltcharakteristik ist derart, dass diese nicht die Eingang/Ausgang-Wandlungseffizienz beeinträchtigt. Diese Steuermethode, welche als PFM (Pulsfrequenzmodulation) bekannt ist, besitzt den Nachteil, dass diese eine Überlagerungswechselspannung in der Ausgangsspannung enthält, die durch eine Fluktuation der Schaltfrequenz hervorgerufen wird. Es ist nicht einfach, diese überlagerte Wechselspannung zu beseitigen.
Die FR 2659507 A offenbart einen DC/DC-Wandler umfassend zwei Kondensatoren, die zusammen als Pumpkondensatoren wirken und parallel zu einer Stromquelle angeordnet sind. Die Pumpkondensatoren werden durch acht Schalter gesteuert, welche MOSFETs sein können. Ein weiterer Kondensator, der als ein Reservoirkondensator wirkt, ist parallel zu der Stromquelle und der Anordnung von Pumpkondensatoren und Schaltern angeordnet. Die Verbindung des Reservoirkondensators mit der Stromquelle wird durch zwei der Schalter gesteuert.
Die EP 0585925 A offenbart eine Ladungspumpen-Aufwärtsspannungswandlungsschaltung umfassend zwei Reservoirkondensatoren, zwei Pumpkondensatoren und eine Schaltgruppe, welche sechs Schalter umfasst.
Die JP 08272467 A offenbart eine Schaltung zur Erzeugung eines elektrischen Substratpotenzials, die zur Bereitstellung einer stabilen Ausgabe ungeachtet der Stromversorgungsspannung und der Umgebungstemperatur geeignet ist. Bei der Schaltung werden der Ausgangsstrom einer Gatepotenzialsteuerschaltung und eines p-Kanal-MOSFET gesteuert durch den Subschwellenhubwert eines zweiten p-Kanal-MOSFET und einen Widerstand, vorgesehen in der Steuerschaltung. Dieser Ausgangsstrom wird dann dazu verwendet, den Betrieb einer Ringoszillationsschaltung zu steuern.
In Anbetracht der oben beschriebenen Nachteile der bekannten Ladungspumpenschaltungen ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Ladungspumpenschaltung bereitzustellen, die eine feste Ausgangsspannung und eine hohe Eingang/Ausgang-Wandlungseffizienz besitzt, die einfach zu steuern ist und die einen einfachen Aufbau unter Verwendung eines Schaltsystems besitzt, welches eine kleine Überlagerungswechselspannung sicherstellt, selbst wenn die Spannung der Stromquelle signifikant variiert.
Zur Lösung der oben beschriebenen Probleme der bekannten Ladungspumpenschaltungen wird durch die vorliegende Erfindung eine verbesserte Ladungspumpenschaltung bereitgestellt. Gemäß eines ersten Aspekts der vorliegenden Erfindung wird eine Ladungspumpenschaltung bereitgestellt, umfassend: einen Eingangsanschluss zur Aufnahme einer Quellenspannung, eine Schaltgruppe mit einem oder mehreren Schaltelementen zum Übertragen einer Ladung von dem Eingangsanschluss zu einem Ausgangsanschluss, einen oder mehrere Kondensatoren, die mit gewählten des einen oder der mehreren Schaltelemente zum Empfangen der übertragenen Ladung verbunden sind, einen Ausgangsanschluss, der mit wenigstens einem des einen oder der mehreren Kondensatoren zum Ausgeben der übertragenen Ladung als eine Ausgangsspannung verbunden ist, ein Rückkoppelnetzwerk zum Rückkoppeln eines abgeteilten Anteils der Ausgangsspannung, und eine Steuerschaltung zur Aufnahme einer Ausgabe des Rückkoppelnetzwerkes zum Steuern des einen oder der mehreren Schaltelemente entsprechend derselben, um die Ausgangsspannung konstant zu halten, wobei wenigstens eines der Schaltelemente einen variablen EIN-Widerstand besitzt, und dadurch gekennzeichnet, dass: die Steuerschaltung Mittel zum Steuern des wenigstens einen Schaltelements mit einer Rampenwellenform aufweist, um den EIN-Widerstand desselben zu variieren, um das Laden des einen oder der mehreren Kondensatoren für ein Konstanthalten der Ausgangsspannung zu steuern.
Bei der bevorzugten Anordnung ist die Ladungspumpenschaltung von der Art, die eine negative Rückkopplung zum Zuführen einer geteilten Ausgangsspannung zu einer Ladungspumpenschaltgruppe verwendet, um die Ausgangsspannung zu regulieren. Die Ladungspumpenschaltung umfasst eine Ladungspumpenschaltgruppe mit einem oder mehreren ersten Schaltelementen zum selektiven Übertragen einer Eingangsladung zu einem oder mehreren ersten Kondensatoren, und mit einem oder mehreren zweiten Schaltelementen zum Übertragen von Ladung von dem einen oder den mehreren ersten Kondensatoren zu einem oder mehreren zweiten Kondensatoren. Die Schaltung besitzt einen Rückkoppelpfad umfassend eine Referenzspannungsschaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung, einen Fehlerverstärker zum Verstärken einer Differenz zwischen einer geteilten Ausgangsspannung und der Referenzspannung, eine Phasencharakterisikkompensationsschaltung zur Phasenkompensation des Rückkoppelnetzwerks, einen Oszillator zum Erzeugen einer Rampenwellenform und eine Steuerschaltung zum Ansteuern des einen oder der mehreren ersten und zweiten Schaltelemente. Wenigstens eines der Schaltelemente zum Übertragen von Ladung zu dem einen oder den mehreren ersten oder zweiten Kondensatoren umfasst eine Einrichtung, wie einen Transistor, welche einen EIN-Widerstand bzw. Einschaltwiderstand aufweist, der extern eingestellt werden kann und durch die Rampenwellenform angesteuert wird, so dass deren Widerstand mit der Zeit variiert.
Durch diesen Aufbau kann die von einer Stromquelle zu dem einen oder den mehreren ersten Kondensatoren übertragene Ladung oder die von dem einen oder den mehreren ersten Kondensatoren zu dem einen oder den mehreren zweiten Kondensatoren übertragene Ladung in einfacher Weise eingestellt werden. Wenn die übertragene Ladung klein ist, so ist die Einschaltzeit der Rampenwellenform kurz und der mittlere Wert des EIN-Widerstands ist groß.
Da das Rückkoppelnetzwerk die Einschaltzeit des Variabelwiderstand-Schaltelements unter Verwendung einer Rampenwellenform einstellt, besitzt dieses eine Struktur, bei welcher der mittlere Widerstandswert der Schaltschaltung in einfacher Weise variiert werden kann, selbst wenn die Spannung der Stromquelle in großem Maß fluktuiert.
Bei einer Ladungspumpenschaltung mit dem oben beschriebenen Aufbau erfolgt der Betrieb derart, dass der mittlere Widerstand der Schaltschaltung sich verändert, wenn die Spannung der Stromquelle sich verändert, so dass eine Ausgabe mit einer festen Spannung und einer niedrigen Überlagerungswechselspannung erzielt werden kann. Außerdem ist die Steuerschaltung einfach und kostengünstig herzustellen, und es ist deshalb möglich, die Einrichtung mit niedrigen Kosten bereitzustellen. Ferner besitzt die Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung Eigenschaften mit wünschenswert geringer elektromagnetischer Strahlung (Hochfrequenzrauschen), einen niedrigen Stromverbrauch und eine hohe Eingang/Ausgang-Wandlungseffizienz. Da sie einfach dazu verwendet werden kann, einen monolithischen IC auszubilden, ist die Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung zur Anwendung in tragbarer elektronischer Ausstattung geeignet.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun lediglich anhand eines weiteren Beispiels und mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es stellen dar:
1 ist ein Blockdiagramm einer Ladungspumpenschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
2 ist eine schematische Darstellung einer Ladungspumpenschaltung zur Erläuterung der Nachteile des Stands der Technik,
3(A) ist eine schematische Darstellung einer weiteren Ladungspumpenschaltung zur Erläuterung der Nachteile des Stands der Technik,
3(B) ist eine grafische Darstellung von Wellenformen, die an verschiedenen Abschnitten der Ladungspumpenschaltung von 3(A) auftreten,
4(A) ist eine schematische Darstellung einer Simulationsschaltung zur Analyse der Ladungspumpenschaltung von 3(A),
4(B) ist eine grafische Darstellung von Wellenformen, die an verschiedenen Abschnitten der Simulationsschaltung von 4(A) auftreten,
5 ist eine grafische Darstellung des Zusammenhangs zwischen der Ausgangsspannung und der Pulsbreite bei der in 4(A) gezeigten Simulationsschaltung,
6 ist eine schematische Darstellung einer weiteren Ladungspumpenschaltung zur Erläuterung der Nachteile des Stands der Technik,
7(A) ist eine schematische Darstellung einer Simulationsschaltung zur Analyse der Ladungspumpenschaltung von 6,
7(B) ist eine grafische Darstellung von Wellenformen, die; an verschiedenen Abschnitten der Simulationsschaltung von 7(A) auftreten,
8 ist eine grafische Darstellung des Zusammenhangs zwischen dem Widerstand und der Ausgangsspannung bei der Simulationsschaltung von 7(A),
9 ist eine schematische Darstellung einer weiteren Ladungspumpenschaltung zur Erläuterung der Nachteile des Stands der Technik,
10 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform der in der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung verwendeten Ladungspumpenschaltgruppe,
11 ist eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform der in der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung verwendeten Ladungspumpenschaltgruppe,
12 ist eine schematische Darstellung einer noch weiteren Ausführungsform der in der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung verwendeten Ladungspumpenschaltgruppe,
13 ist eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform der in der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung verwendeten Ladungspumpenschaltgruppe, die gleich der in 10 gezeigten ist, wobei ein FET für jeden der Schalter ersetzt ist,
14(A) ist eine schematische Darstellung, die einen Abschnitt der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform zeigt,
14(B) ist eine grafische Darstellung von Wellenformen, die an verschiedenen Abschnitten der Schaltung von 14(A) auftreten,
15 ist eine grafische Darstellung der Vgs-Ids-Charakteristik eines MOS-Transistors,
16 ist eine grafische Darstellung des Zusammenhangs zwischen Vgs und Ron für einen MOS-Transistor,
17 ist eine grafische Darstellung des Zusammenhangs zwischen Maximumleistung der Rampenwellenform (Vgsmax) und mittlerem Widerstand (Raue),
18 ist eine grafische Darstellung des Zusammenhangs zwischen Ausgangsspannung und Pulsbreite,
19 ist eine vergrößerte Darstellung eines Abschnitts von 18,
20 ist eine grafische Darstellung einer Rampenwellenform gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
21 ist eine grafische Darstellung einer Rampenwellenform gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
22 ist eine grafische Darstellung einer Rampenwellenform gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
23 ist eine grafische Darstellung einer Rampenwellenform gemäß einer noch weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
24 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer Rampenwellenformerzeugungsschaltung, die in der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung verwendet wird, und
25 ist eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform einer Rampenwellenformerzeugungsschaltung, die in der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Verschiedene bevorzugte Ausführungsformen der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung werden nun mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in welchen gleiche Teile mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet sind. Die Bestandteile der Ausführungsformen werden zunächst beschrieben.
1 ist ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung. Diese Schaltung umfasst eine Ladungspumpenschaltgruppe 130 mit einer Mehrzahl von Schaltelementen, welche auch eingebaute Kondensatoren für die Übertragung und Speicherung von elektrischer Ladung aufweisen kann, einen Widerstandsteiler umfassend einen ersten Widerstand (R1) 124 und einen zweiten Wiederstand (R2) 125 zum Teilen der Ausgangsspannung der Ladungspumpenschaltgruppe 130, einen Fehlerverstärker 126 zum Verstärken der Differenz zwischen der geteilten Ausgangsspannung und einer Referenzspannung, erste und zweite Gewinn- und Phasencharakteristik-Kompensationsschaltungen 131, 132 zum Stabilisieren des Rückkoppelschaltungnetzwerks, eine Steuerschaltung 128 zum Versorgen der Ladungspumpenschaltgruppe 130 direkt oder indirekt mit der Ausgangsspannung oder dem Ausgangsstrom des Fehlerverstärkers 126 als Ein/Aus-Steuersignale und einen Oszillator 127.
In dieser Ausführungsform ist die Ladungspumpenschaltung innerhalb der gestrichelten Linien in 1 gezeigt. Die Komponententeile der oben beschriebenen Auslegung können alle in einen monolithischen IC-Chip eingebaut werden. Wie es für Fachleute verständlich ist, ist es durch Kombinieren der verschiedenen Teile für den Fehlerverstärker, die Widerstände, die Kondensatoren und dergleichen auch möglich, ein so genanntes "Hybrid"-IC herzustellen. Bei der in 1 gezeigten Ausführungsform sind ein Pumpkonden sator (C1) 111 und ein Ausgangskondensator (C2) 112 extern an der Ladungspumpenschaltung angeschlossen. Im Allgemeinen benötigen der Pumpkondensator (C1) 111 und der Ausgangskondensator (C2) 112 einen großen Kapazitätswert auf Grund verschiedener Betriebsbedingungen, wie der Größe des durch die Last verbrauchten Stroms und der Betriebsfrequenz. Diese Kondensatoren sind extern vorgesehen, da es schwierig ist, eine integrierte Schaltung auf einem einzigen Chip mit einer großen Kapazität von beispielsweise 10 μF auszubilden. Wenn der Ausgangsstrom jedoch nicht besonders wichtig ist oder wenn die Oszillationsfrequenz auf einen hohen Wert gesetzt werden kann, so ist es möglich, den Pumpkondensator (C1) 111 und den Ausgangskondensator (C2) 112 in das IC zu integrieren.
Die Referenzspannungsschaltung 115 erzeugt eine feste Spannung Vref, selbst wenn die Spannung der Stromquelle variiert. Diese kann beispielsweise von einem Typ sein, der als Bandlückenreferenzspannungsschaltung bekannt ist, oder dergleichen vorgesehen sein. Die Stromquelle für die Referenzspannungsschaltung 115 kann eine externe Stromquelle (VDD) 100 sein, oder, abhängig von dem Schaltungsdesign, kann diese die Ausgangsspannung Vout am Ausgangsanschluss 123 sein. In jedem Fall ist eine höhere Spannung als die Referenzspannung Vref erforderlich.
Der Oszillator 127 liefert eine Wellenform mit einer festen Frequenz zu der Steuerschaltung 128, selbst wenn die Spannung der Stromquelle fluktuiert. Was die Oszillationsschaltung 127 anbelangt, ist es möglich, eine Ringoszillatorschaltung, eine instabile Multivibratorschaltung, eine Sperroszillatorschaltung oder dergleichen zu verwenden, die alle im Stand der Technik bekannt sind und hier nicht im Detail beschrieben werden. Die Stromquelle der Oszillationsschaltung 127 kann die externe Stromquelle (VDD) 100 sein, ähnlich derjenigen, wie sie für die Referenzspannungsschaltung 115 verwendet wird, oder, abhängig von dem Design der Schaltung, kann diese die Ausgangsspannung Vout am Ausgangsanschluss 123 sein. Abhängig von dem Ausgangsstrom und den Pumpkondensatorbedingungen kann der Oszillator 127 derart ausgebildet sein, dass die Oszillationsfrequenz unter Verwendung einer extern bereitgestellten Spannung oder dem Wert eines extern angeschlossenen Kondensators eingestellt werden kann.
Der Fehlerverstärker 126 besitzt einen negativen Eingangsanschluss, welcher das Referenzspannungssignal Vref empfängt, einen positiven Eingangsanschluss, der die geteilte Ausgangsspannung der Ladungspumpenschaltgruppe 130 empfängt, und einen Ausgangsanschluss, der ein addiertes Signal ausgibt. Der Fehlerverstärker 126 verstärkt oder dämpft die Differenz zwischen der geteilten Ausgangsspannung und Vref. Die ersten und zweiten Gewinn- und Phasenkompensationsschaltungen 131, 132 können durch eine mit einem Operationsverstärker angepasste Einrichtung ersetzt werden. Wenngleich bei der Ausführungsform von 1 die erste Gewinn- und Phasenkompensationsschaltung 131 zweckmäßigerweise mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers 126 und dem invertierten Eingangsanschluss verbunden ist, so ist es für Fachleute verständlich, dass der Fehlerverstärker 126 und die erste Gewinn- und Phasenkompensationsschaltung 131 durch eine andere als diese Rückkopplungskonfiguration ausgebildet werden können.
Die Gewinn- und Phasenkompensation ist nicht lediglich dazu verwendet, die Phasenverzögerung des Fehlerverstärkers 126 zu kompensieren. Bei der in 1 gezeigten Ausführungsform ist auch eine zweite Gewinn- und Phasenkompensationsschaltung 132 mit dem ersten Widerstand (R1) 124 verbunden. Auf diese Weise werden die ersten und zweiten Gewinn- und Phasenkompensationsschaltungen 131, 132 dazu verwendet, das ganze Rückkoppelnetzwerk der Ladungspumpenschaltung zu stabilisieren.
Die Externstromquellenspannung (VDD) 100 wird zwischen den Externstromquelleneingangsanschlüssen und dem Masseanschluss (GND) 120 eingegeben.
Die Externstromquellenspannung (VDD) 1000 ist auch mit wenigstens der Ladungspumpenschaltgruppe 130 verbunden.
Mit Bezug auf 10 wird nun die Ladungspumpenschaltgruppe 130 beschrieben. In dieser Figur bilden die von einer Punktlinie umgebenen Teile die Ladungspumpenschaltgruppe 130. Bei der Ausführungsform von 10 gibt es vier Schalter (SW1–SW4) 101–104, wobei jeder der Schalter einen Steueranschluss 133, 135, 134 bzw. 136 aufweist, um ein Ein/Aus-Steuersignal von der Steuerschaltung 128 zu empfangen. Die externe Stromquelle (VDD) 100 ist über erste und zweite Anschlüsse 120, 129 mit der Ladungspumpenschaltgruppe verbunden. Die von der externen Stromquelle (VDD) 100 über die ersten und dritten Schalter (SW1) 101 und (SW3) 103 angelegte Ladung wird zu dem Pumpkondensator (C1) 111 übertragen, und die Ladung wird danach von dem Pumpkondensator (C1) 111 über den zweiten Schalter (SW2) 102 und den vierten Schalter (SW4) 104 zu dem Ausgangskondensator (C2) 112 übertragen. Der Ladungstransfer wird unabhängig für jeden Schalter ausgeführt und durch Wiederholung dieser Operation ist es möglich, in indirekter Weise Strom von der Stromquelle (VDD) 100 zu den Ausgangsanschlüssen zu liefern. Mit anderen Worten wird die Ladung nicht direkt von der externen Stromquelle 100 zu dem Ausgangskondensator 112 übertragen. Bei der Schaltung von 10 ist die Maximumausgangsspannung, die aus Vout extrahiert wird, am Ausgangsanschluss 123 doppelt so groß wie diejenige der externen Stromquelle (VDD) 100.
Das Design der Schaltgruppe 130 ist nicht auf die in 10 gezeigte Konfiguration eingeschränkt. In dieser Hinsicht zeigt 11 eine weitere Ausführungsform der Schaltgruppe. Bei dieser Ausführungsform werden Schalter mit Ein/Aus-Signal-Eingang/Ausgang-Anschlüssen in der gleichen Weise wie bei der in 10 gezeigten Ausführungsform verwendet, es gibt jedoch Veränderungen bezüglich der Stelle, an welcher der Ausgangsanschluss 123 angeordnet ist, sowie bezüglich der Leitungsverbindungen. Die Ladung wird von der externen Stromquelle (VDD) 100 zu dem Pumpkondensator (C1) 111 übertragen, und danach ist der wiederholte Betrieb der Übertragung von Ladung von dem Pumpkondensator (C1) 111 zu dem Ausgangskondensator (C2) 112 exakt der gleiche wie bei der Ausführungsform in 10. Allerdings ist die bei der Ladungspumpenschaltgruppe 130 von 1 1 am Ausgangskondensator (C2) 112 auftretende Spannung negativ, und die Maximumausgangsspannung beträgt -2xVDD. Auf diese Weise ist es möglich, die Ausgangsspannung abhängig von der Art von Verbindungen zu variieren, die zwischen der Schaltgruppe 130, dem Pumpkondensator (C1) 111 und dem Ausgangskondensator (C2) 112 existieren.
Außerdem ist die Anzahl von Schaltern nicht auf vier eingeschränkt, wie bei den oben beschriebenen Schaltgruppen. 12 zeigt eine Ausführungsform, bei welcher drei zusätzliche Schalter (SW5, SW6, SW7) 105, 106, 107 mit Steueranschlüssen 140, 141 bzw. 142 der Ausführungsform von 10 hinzugefügt sind. Der Unterschied zwischen den Ausführungsformen nach 12 und 10 ist der, dass bei 12 die Ladung gleichzeitig von der externen Stromquelle (VDD) 100 zu dem Pumpkondensator (C1) 111 und einen zweiten Pumpkondensator (C5) 150 übertragen wird. Ein fünfter Schalter (SW5) 137 und ein siebter Schalter (SW7) 139 steuern das Laden des zweiten Pumpkondensators (C5) 136. Hierbei sind die ersten, dritten, fünften und siebten Schalter (SW1, SW3, SW5, SW7) 101, 103, 105, 107 geschlossen und sind die zweiten, vierten und sechsten Schalter (SW2, SW4. SW6) 102, 104, 106 geöffnet. Wenn das Laden der Pumpkondensatoren beendet ist, so werden die zweiten, vierten und sechsten Schalter (SW2, SW4, SW6) 102, 104, 106 geschlossen und werden die ersten, dritten, fünften und siebten Schalter (SW1, SW3, SW5, SW7) 101, 103, 105, 107 geöffnet. Der erste Pumpkondensator (C1) 111 ist in Reihe mit einem externen Stromquelleneingangsanschluss 129 angeordnet, und der zusätzlich geladene Pumpkondensator (C5) ist ebenfalls in Reihe angeordnet. Eine Wiederholung der oben beschriebenen Reihe von Operationen führt zu einer Maximumausgangsspannung Vout, des Ausgangsanschlusses 123, von 3 × VDD.
Auf diese Weise kann die Maximumausgangsspannung durch ein ganzzahliges Vielfaches der Spannung der Stromquelle variiert werden, und die Eigenschaften können auch variiert werden durch Verändern der Anzahl von Schaltern und Pumpkondensatoren, durch Verändern der Verbindungen zwischen Elementen und/oder durch Verändern des Schalttimings. Da die Methoden und Schaltungen zum Ausführen desselben wohlbekannt sind, wird hier auf eine detaillierte Beschreibung der jeweiligen Schaltungen verzichtet. Die Ladungspumpenschaltgruppe der Erfindung umfasst eine Mehrzahl von miteinander leitungsmäßig verbundenen Schaltern, wobei externe oder eingebaute Pumpkondensatoren und Ausgangskondensatoren damit verbunden sind, wobei die Einrichtung eine Funktion besitzt, mit der die Mehrzahl von Schaltern mittels externer Signale gesteuert werden kann.
Ferner, da Transistoren wie MOSFETs einen variablen EIN-Widerstand abhängig von der Gatespannung besitzen, kann einer oder können mehrere der Schalter der bis hierher beschriebenen Ausführungsformen durch einen FET ersetzt werden. Dies ist in 13 gezeigt, in welcher erste bis vierte Schalter (SW1-SW4) 101–104 der Ausführungsform nach 10 durch FETs ersetzt wurden.
Es ist auch möglich, die Schaltelemente durch bipolare Transistoren zu ersetzen, in welchem Fall es möglich ist, den Widerstand unter Verwendung des Basisstroms Ib zu verändern. In der detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung werden jedoch der Einfachheit des Verständnisses halber nur Ausführungsformen beschrieben, welche MOS-Transistoren als Schaltelemente benutzen. Ferner, wenngleich MOS-Transistoren PMOS-Transistoren und NMos-Transistoren umfassen, so können, solange der EIN-Widerstand unter Verwendung der Spannung Vgs zwischen dem Gate und der Source variiert werden kann, alle dieser Typen verwendet werden.
Die Betriebsweise der Einrichtung wird nun beschrieben.
14(B) zeigt die Spannungswellenformen, die an den EIN/AUS-Steueranschluss für die Schalter in der Ladungspumpenschaltgruppe angelegt werden, die in 14(A) gezeigt ist und oben beschrieben wurde. Diese Wellenformen werden in der in 1 gezeigten Steuerschaltung 128 gebildet. Wie es in 14(B) gezeigt ist, wird eine Rampenwellenform (Sägezahn) an den dritten Schalter (SW3) 103 angelegt, wobei eine Rechteckwellenform an den ersten Schalter (SW1) 101, den zweiten Schalter (SW2) 102 und den vierten Schalter (SW4) 104 angelegt wird. Bei der Schaltung von 14(A) erfolgt der Ladungspumpenbetrieb wie oben im Zusammenhang mit der Ladungspumpenschaltung von 10 beschrieben. In der Schaltung von 14(A) ist die Maximumausgangsspannung das Doppelte der Eingangsspannung.
Für die Schaltung sind die Betriebsbedingungen wie folgt festgelegt:
Bedingung 3 (konstant für alle Teile)
VDD (Spannung der Stromquelle) = 5,0 V, f (Oszillationsfrequenz) = 50 kHz
Länge von PWO ist festgelegt (PWO ist 1/(f*2))
C1 (Pumpkondensator) = 1 μF, C2 (Ausgangskondensator) = 10 μF
Rampenwellenform betrieben durch eine Spannung von 0–5 V.
RSW1 (Widerstand bei eingeschaltetem TR1) = RSW2 (Widerstand bei eingeschaltetem TR2) = 2 Ω
RSW3 (Widerstand bei eingeschaltetem TR3) = RSW4 (Widerstand bei eingeschaltetem TR4) = 2 Ω
Widerstand im EIN-Zustand ist der Widerstand, wenn die Gate-Source-Spannung 5 V (max.) beträgt.
lout (Ausgangsstrom) = 10 mA
Bei dieser Ausführungsform wird die Ausgangsspannung eingestellt durch Variieren der Pulsbreite der an dem dritten Schalter (SW3) 103 angelegten Rampenwellenform (wenn der dritte Schalter (SW3) 103 eingeschaltet ist). Die Periode, über welche eine Spannung an den dritten Schalter (SW3) 103 für die längste Zeit angelegt wird, ist die Periode PW 1, und die Maximumspannung der Rampenwellenform beträgt 5 V. Hierbei ist die von der Stromquelle zu dem Pumpkondensator (C1) 111 übertragene Ladung ebenfalls maximal, so dass die Ausgangsspannung ebenso maximal ist. Um die Ausgangsspannung einzustellen, wird eine kleinere Rampenwellenform verwendet, wie dies durch die in 14(B) angegebenen Pfeile dargestellt ist. Mit anderen Worten ist die Periode, während der eine Spannung an den dritten Schalter (SW3) 103 angelegt wird (die Leitungszeit) PW2, was kürzer als PW 1 ist, und die Maximumspannung der Rampenwellenform liegt lediglich bei 3 V.
Um die Ausgangsspannung in dieser Weise zu verändern, ist es erforderlich, sowohl die Pulsbreite als auch die Maximumspannung der Rampenwellenform zu verändern. Wenn die Pulsbreite kurz ist und die Maximumspannung niedrig ist, so ist das Ergebnis, dass die Ausgangsspannung sich verringert. Wie es unten detaillierter erläutert ist, ist die Pulswellenform nicht auf die in 14(B) gezeigte Sägezahnwellenform eingeschränkt.
Eine detaillierte Beschreibung wird nun von der Wirksamkeit dieser Methode zum Variieren der Ausgangsspannung gegeben.
Im Allgemeinen besitzen MOSFETs Eigenschaften hinsichtlich Vgs (Gate-Source-Spannung) und Ids (Drain-Source-Strom), wie in 15 gezeigt. Unter nichtgesättigten Bedingungen (Vds < Vgs – Vt) ist Ids durch Gleichung (1) gegeben:
Wobei μ die Trägerbeweglichkeit ist, Cox die Kapazität pro Einheitsfläche ist, W die effektive Kanalbreite des FET ist, L die tatsächliche Kanallänge ist, Vt die Schwellwertspannung des FET ist und λ der Kanallängenmodulationsparameter ist.
Falls Vds klein vorgesehen wird, so kann Gleichung (1) angenähert werden durch die folgende Gleichung (2):
Hierbei ist angenommen, dass K = μ*Cox.
Durch Auflösen nach dem EIN-Widerstand kann aus der Gleichung (2) die folgende Gleichung (3) hergeleitet werden:
Wie es oben in Bedingung 3 gezeigt ist, kann bei der Schaltung in 14(A) mit Vgs = 5 V Ron als 2 Ω angenommen werden. Vorausgesetzt, dass Vt = 0 V gilt, kann der Einfachheit der Berechnung halber durch Substituieren dieser Werte in Gleichung (3) die folgende Beziehung gefunden werden:
Durch Einsetzen der Gleichung (4) in die Gleichung (3) wird der Zusammenhang zwischen Ron und Vg für den in der Ausführungsform in 14(A) verwendeten MOSFET wie folgt bestimmt:
16 zeigt die Gleichung (5) in grafischer Form (für Vt = 0). Wenn Vgs steigt, so verkleinert sich Ron graduell. Außerdem, wenn Vgs in der Nähe von 0 liegt (wenn es nahe bei Vt liegtl, ist die Variation des Einschaltwiderstands auf Grund von Vgs groß. Demzufolge, wenn die Rampenwellenform von 14(B) an das Gate des MOSFET angelegt wird, so kann der Widerstand des MOS-Transistors mit der Zeit variiert werden.
Falls die Spannung der wie in 17(B) gezeigten Rampenwellenform proportional hinsichtlich der Zeit variiert, so kann der Widerstand des MOSFET über die Zeit in einfacher Weise unter Verwendung der Gleichung (5) ausgedrückt werden, so dass es möglich ist, den mittleren Widerstand aufzufinden. 17(A) zeigt die Ergebnisse einer derartigen Berechnung, wobei die horizontale Achse die Maximumspannung (Vgsmax) der Rampenwellenform darstellt und die vertikale Achse den mittleren Widerstand (Raue) pro Einheitszeit darstellt. Wenn die Maximumspannung steigt, so verkleinert sich selbstverständlich der mittlere Widerstand. Es ist jedoch leicht ersichtlich, dass, wenn die Maximumspannung niedrig ist, (wenn die Pulsbreite kurz ist), der mittlere Widerstand ausreichend hoch ist. Aus diesem Grund ist es einfacher, die Ausgangsspannung unter Verwendung einer Rampenwellenform zu steuern als bei den Ladungspumpenschaltungen, die in Verbindung mit den 2, 3(A), 4(A) , 6 und 9 beschrieben wurden.
Da der mittlere Widerstand (Raue) bei der Maximumspannung (Vgmax) mit einer Rampenwellenform variiert, können sowohl die Pulsbreite (PW) als auch der mittlere Widerstand (Raue) in der gleichen Weise gefunden werden. Dies kann man in 17 erkennen durch Substituieren von PW auf der horizontalen Achse (in der Figur nicht gezeigt). Der Zusammenhang zwischen der Pulsbreite und der Maximumspannung der Rampenwellenform in der Schaltung in 14 kann somit unter Verwendung einer Simulation bestimmt werden, wie es in 18 gezeigt ist. Wenn dies mit den Ergebnissen einer Simulation unter Verwendung der Ladungspumpenschaltung von 5 verglichen wird, so sind die Unterschiede klar. 19 zeigt eine vergrößerte Version eines Bereichs von 18. Wenn dies mit den Ergebnissen einer Simulation unter Verwendung der Ladungspumpenschaltung, die in 5 gezeigt ist, verglichen wird, so sind die Unterschiede sogar noch klarer. Um die Ausgangsspannung von 6 V auf 7 V bei Verwendung der Ladungspumpenschaltung von 5 zu variieren, muss die Pulsbreite um lediglich 70 ns verändert werden. Andererseits ist die Steuerung in dieser Ausführungsform extrem einfach, da die Pulsbreite um 700 ns verändert werden muss. Darüber hinaus kann durch Verlängern der Pulsbreite die Ausgangsspannung in einfacher Weise angehoben werden.
Um die Ausgangsspannung zu verringern, wird die EIN-Zeit des Schalters kürzer vorgesehen, und da der Energieverlust in dem Widerstandselement klein ist, ist die Eingang/Ausgangs-Wandlungseffizienz hoch.
Bei der in den 14(A) und (B) gezeigten Ausführungsform der Erfindung war die Pulsbreite der Rechteckwellenform (die Gatespannungswellenform) der ersten, zweiten und vierten Schalter (SW1, SW2, SW4) 101, 102, 104 festgelegt, jedoch kann diese auch variiert werden, um mit der EIN-Zeit der Rampenwellenform zusammenzufallen. Wie es durch die Pfeile in 20 gezeigt ist, sind der Aufbau und Abfall der Rampenwellenform synchron mit der Rechteckwellenform. Der Betrieb der Ladungspumpe ist völlig identisch mit dem oben beschriebenen.
21 zeigt eine andere Ausführungsform der Rampenwellenform. Durch Variieren der Rampenwellenform, wie es von a bis c gezeigt ist, ist es möglich, die Ausgangsspannung zu variieren. Mit der Wellenform a sind der Aufbau und Abfall der Ausgangsspannung schnell, wobei eine Maximumspannung in einer bestimmten Zeit erreicht wird. Die Wellenform b ist ähnlich der oben beschriebenen. Im Vergleich zu der Wellenform b besitzt die Wellenform a einen niedrigeren mittleren Widerstand, und die Ausgangsspannung von der Ladungspumpenschaltung ist hoch. Wenn die Ausgangsspannung niedrig vorgesehen wird, falls eine Rampenwellenform wie die Wellenform c verwendet wird, so ist der mittlere Widerstand hoch und die Ausgangsspannung ist niedrig, so dass es möglich ist, die Ausgangsspannung in einfacher Weise einzustellen.
Falls am Startpunkt der Pulsspannung des bei den herkömmlichen Beispielen gezeigten Schaltsteuersignals eine Verzögerung auftritt, so kann dies manchmal eine Wellenform wie diejenige von Wellenform a aufweisen. Eine derartige Verzögerung ist jedoch nicht vorsätzlich oder konsistent auf einer kontrollierbaren Basis erzeugt und kann nicht als die bei der vorliegenden Erfindung verwendete Rampenwellenform betrachtet werden. Die Rampenwellenform der vorliegenden Erfindung ist eine Wellenform, die in vorsätzlicher Weise ausgelegt ist zum Erfordern von Zeit zum Verstreichen, bevor die Spannung deren Spitze erreicht.
Die 22 und 23 sind weitere Ausführungsformen von Rampenwellenformen, mit denen die Erfindung ausgeführt werden kann. Bei der Rampenwellenform von 22 ist, wenn die Pulsbreite ein Maximum erreicht, der mittlere Widerstand kleiner als derjenige von 20. Unter Verwendung dieser Wellenform ist es somit möglich, einen großen Ausgangsstrom von der Ladungspumpenschaltung zu erzielen. Mit der Wellenform von 23 ist, wenn die Pulsbreite an einem Maximum ist, der mittlere Widerstand gering. Andererseits, wenn die Ausgangsspannung niedrig eingestellt wird, ist der Einstellbereich für die Pulsbreite groß.
Selbst wenn die Ausgangsspannung keine Wellenform aufweist, die proportional mit der Zeit variiert, so ist es auf diese Weise immer noch möglich, die Ausgangsspannung der Ladungspumpenschaltung in einfacher Weise einzustellen. Mit anderen Worten, falls das Gate des als ein Schalter benutzten MOSFET angesteuert wird unter Verwendung einer Spannungswellenform, bei welcher die Ausgangsspannung mit der Zeit ansteigt, so kann die Einstellung der Ausgangsspannung in einfacher Weise ausgeführt werden. Wenn ein bipolarer Transistor als ein Schalter verwendet wird, so ist es ausreichend, wenn der Basisstrom mit der Zeit ansteigt. Falls eine Einrichtung verwendet wird, bei welcher der Widerstand mit der Zeit variiert, so können auch Schalter zur Realisierung der Erfindung verwendet werden, die von anderer als dieser Art sind.
Ferner können die Rampenwellenformen unter Verwendung einer einfachen Schaltung geformt werden. Die 24 und 25 zeigen Schaltungen zum Erzeugen von Rampenwellenformen.
Bei der Ausführungsform von 24 kann die in 20 gezeigte Sägezahnwellenform in einfacher Weise unter Verwendung lediglich einer Konstantstromquelle 200 niedriger Leistung, eines Ringoszillators 202 und eines Inverters 204 erzeugt werden. Dies ist ähnlich den Oszillatoren bei herkömm licher Verwendung, und der Umfang der Schaltung ist nicht groß. Außerdem sind die Herstellungskosten für eine derartige Schaltung vernachlässigbar. Ferner gibt es kein Erfordernis zum Erzeugen einer extrem kurzen Pulsbreite, so dass der Stromverbrauch gering ist. Bei der Ausführungsform in 25 kann die in 21 gezeigte Wellenform erzielt werden unter Verwendung lediglich einer Konstantstromquelle 200 geringer Leistung, eines Ringoszillators 202 und eines Inverters 206, und zwar in der gleichen Weise wie für die Schaltung in 24. Dies ist ebenfalls nicht teuer in der Herstellung und verbraucht nicht viel Strom.
Wie es oben beschrieben wurde, ist gemäß der vorliegenden Erfindung das Erfordernis für eine komplizierte Schaltung oder für einen erhöhten Stromverbrauch beseitigt durch die Verwendung einer einstellbaren Rampenwellenform zum Ansteuern eines Schaltelements, welches beim Ladungstransfer zum Steuern der Ausgangsspannung verwendet wird. Darüber hinaus kann die Rampenwellenform unter Verwendung einer einfachen Schaltung erzeugt werden.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen wird die Ausgangsspannung eingestellt, indem eine an den dritten Schalter (SW3) 103 angelegte Rampenwellenform eingesetzt wird. Es ist jedoch verständlich, dass die Ausgangsspannung eingestellt werden kann, indem die Rampenwellenform an einen (oder mehrere) der anderen Schalter in einer ähnlichen Weise angelegt wird.
Dies wird mit Bezug auf das Schaltungsdiagramm von 10 erläutert. Bei den bis zu dieser Stelle beschriebenen Schaltungen wurde die Rampenwellenform an den Steueranschluss 134 in 10 angelegt. Falls die Rampenwellenform lediglich an den Steueranschluss 132 angelegt wird, so ist es immer noch möglich, die von der externen Stromquelle (VDD) 100 zum Pumpkondensator (C1) 111 übertragene elektrische Ladung einzustellen. Dies ist leicht zu verstehen und auf eine detaillierte Erläuterung davon wird verzichtet. Darüber hinaus erhält man das gleiche Ergebnis, falls die Rampenwellenform gleichzeitig an die Steueranschlüsse 132 und 134 angelegt wird.
Selbst wenn der Widerstand des Schalters, der die Ladung von dem Pumpkondensator (C1) 111 zu dem Ausgangskondensator (C2) 112 überträgt, unter Verwendung der Rampenwellenform gesteuert wird, so ist es möglich, die Ausgangsstromquelle zu variieren. Mit anderen Worten ist es möglich, die Rampenwellenform separat an die Steueranschlüsse 133 oder 135 anzulegen und die von dem Pumpkondensator (C1) 111 zu dem Ausgangskondensator (C2) 112 übertragene Ladung einzustellen. Außerdem, selbst wenn die Rampenwellenform gleichzeitig an die Steueranschlüsse 133 und 135 angelegt wird, ist es klar, dass die Ausgangsstromquelle eingestellt werden kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird, wie es oben erläutert wurde, eine Ladungspumpenschaltung unter Verwendung einer Methode betrieben, welche den mittleren Widerstand von einem oder mehreren Schalteinrichtungen mit einer Rampenwellenform steuert, und, wenn die Ausgangsspannung fluktuiert, wird die Ausgangsspannung durch Variieren des Widerstands der Schaltschaltung unter Verwendung des Betriebs einer Rückkoppelschaltung oder dergleichen bei einem festen Wert gehalten.
Außerdem ist die Größe der zum Erzielen dieses Ergebnisses verwendeten Schaltung klein, ist der verbrauchte Strom klein und ist es möglich, die Ausgangsspannung in einfacher Weise zu steuern, ohne einen Betrieb mit hoher Geschwindigkeit zu erfordern.
Ferner ist die Eingang/Ausgang-Effizienz groß, ist ein Rauschen auf Grund einer überlagerten Wechselspannung am Ausgang gering und gibt es kein Hochfrequenzrauschen, was zum Ergebnis hat, dass die Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung weitverbreitet als eine Stromquellen einrichtung in vielen Arten von tragbarer elektronischer Ausstattung verwendet werden kann.

Claims

Ladungspumpenschaltung, umfassend: einen Eingangsanschluss zur Aufnahme einer Quellenspannung, eine Schaltgruppe mit einem oder mehreren Schaltelementen zum Übertragen einer Ladung von dem Eingangsanschluss zu einem Ausgangsanschluss (123), einen oder mehrere Kondensatoren (111), die mit gewählten des einen oder der mehreren Schaltelemente zum Empfangen der übertragenen Ladung verbunden sind, einen Ausgangsanschluss, der mit wenigstens einem des einen oder der mehreren Kondensatoren zum Ausgeben der übertragenen Ladung als eine Ausgangsspannung verbunden ist, ein Rückkoppelnetzwerk (124, 125) zum Rückkoppeln eines abgeteilten Anteils der Ausgangsspannung, und eine Steuerschaltung (128) zur Aufnahme einer Ausgabe des Rückkoppelnetzwerkes zum Steuern des einen oder der mehreren Schaltelemente entsprechend derselben, um die Ausgangsspannung konstant zu halten, wobei wenigstens eines der Schaltelemente einen variablen EIN-Widerstand besitzt, und dadurch gekennzeichnet, dass: die Steuerschaltung (128) Mittel zum Steuern des wenigstens einen Schaltelements mit einer Rampenwellenform aufweist, um den EIN-Widerstand desselben zu variieren, um das Laden des einen oder der mehreren Kondensatoren für ein Konstanthalten der Ausgangsspannung zu steuern.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, wobei die Spannung der Rampenwellenform proportional bezüglich der Zeit variiert.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei der eine oder die mehreren Kondensatoren einen oder mehrere erste Kondensatoren (111) und einen oder mehrere zweite Kondensatoren (112) umfassen, und wobei die Schaltgruppe erste und zweite Schaltelemente (101, 103) umfasst, die parallel zu dem Eingangsanschluss und den ersten Kondensatoren angeordnet sind, um eine Ladung von dem Eingangsanschluss zu den ersten Kondensatoren zu übertragen, und dritte und vierte Schaltelemente (102, 104) umfasst, die parallel zu den ersten Kondensatoren und den zweiten Kondensatoren angeordnet sind, um eine Ladung von den ersten Kondensatoren zu den zweiten Kondensatoren zu übertragen.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei der eine oder die mehreren Kondensatoren erste, zweite und dritte Kondensatoren umfassen, und wobei die Schaltgruppe erste und zweite Schaltelemente umfasst, die parallel zu dem Eingangsanschluss und dem ersten Kondensator angeordnet sind, um eine Ladung von dem Eingangsanschluss zu dem ersten Kondensator zu übertragen, dritte und vierte Schaltelemente umfasst, die parallel zu dem Eingangsanschluss und dem zweiten Kondensator angeordnet sind, um eine Ladung von dem Eingangsanschluss zu dem zweiten Kondensator zu übertragen, und fünfte und sechste Schaltelemente umfasst, die parallel zu dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator angeordnet sind, um eine Ladung von dem ersten Kondensator zu dem zweiten Kondensator zu übertragen.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei der wenigstens eine Schalter mit einem variablen EIN-Widerstand einen MOS-Transistor umfasst, der durch eine graduell mit der Zeit variierende Gatespannung angesteuert wird.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei der wenigstens eine Schalter mit einem variablen EIN-Widerstand einen bipolaren Transistor umfasst, der durch einen graduell mit der Zeit variierenden Basisstrom angesteuert wird.
Ladungspumpenschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung Mittel zum Reduzieren wenigstens eines von der Maximumamplitude und der Pulsbreite der Rampenwellenform aufweist, um den Ladegrad des wenigstens einen des einen oder der mehreren Kondensatoren zu reduzieren.
Ladungspumpenschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Steuerschaltung Mittel zum Vergrößern wenigstens eines von der Maximumamplitude und der Pulsbreite der Rampenwellenform aufweist, um den Ladegrad des wenigstens einen des einen oder der mehreren Kondensaitoren zu vergrößern.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, ferner umfassend einen Ringoszillator zum Erzeugen der Rampenwellenform für ein Ansteuern des wenigstens einen Schalters oder Schaltelements mit variablem EIN-Widerstand, um den EIN-Widerstand entsprechend der Zeit zu variieren.