JPH10248240A

JPH10248240A - チャージポンプ回路

Info

Publication number: JPH10248240A
Application number: JP10039651A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Konakano; 浩志向中野; Kimio Shibata; 公男柴田
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Seiko Instruments Inc
Priority date: 1997-02-28
Filing date: 1998-02-05
Publication date: 1998-09-14
Anticipated expiration: 2018-02-05
Also published as: TW382158B; US6107862A; DE69819576T2; DE69819576D1; KR100283012B1; EP0862260B1; JP2847646B2; EP0862260A3; KR19980071764A; EP0862260A2

Abstract

(57)【要約】【課題】チャージポンプ回路において、リップルの少
ない安定した出力電圧をランプ波形を用いて、出力でき
るチャージポンプ回路を提供すること。【解決手段】チャージポンプ回路において、一つ以上
の容量に電荷を転送するスイッチ素子を持つスイッチ群
と、分圧された出力電圧と基準電圧の差を増幅するエラ
ーアンプを持つフィードバック回路と、フィードバック
回路を位相補正する補正回路と、ランプ波形を発生する
発振器と、一つ以上のスイッチ素子を駆動する制御回路
から成る。少なくとも一つのスイッチ素子は外部から調
整出来、ランプ波形に駆動される抵抗を持ち、その抵抗
は時間と共に変化する。従って、電源から一つ以上の容
量への転送される電荷は容易に調整出来る。転送された
電荷が小さいとき、ランプ波形の通電時間は短く平均抵
抗値は大きい。電源電圧が変化するとスイッチ群の平均
抵抗が変化し、一定でリップルの小さい出力電圧が得ら
れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、外部から与えら
れる電源電圧を変換して出力するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ
ＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式チャージポン
プ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】調整された出力電圧を作るには、従来、
二つの回路方式があった。（１）リニアレギュレータを
使い入力電圧を降圧する方法と（２）スイッチングレギ
ュレータにより出力電圧を降圧あるいは昇圧する方法が
あった。しかし、前者の方法ではリップル電圧が小さい
反面、降圧でしか使えず入出力効率が低い。また後者の
方法では、昇降圧が可能であるがリップルが大きく、ス
イッチングによる高周波ノイズが大きい。そこで、昇降
圧が可能で、リップルが小さく、さらに高周波ノイズの
少ないチャージポンプ回路が注目されている。

【０００３】これを目指す種々の方式のチャージポンプ
回路が知られている。これらのデバイスは一般に複数段
の容量と、負荷を電圧で駆動するために電圧源から出力
端子に電荷を転送するそれぞれの容量を駆動するスイッ
チ群を持っている。例えば、各々の容量は一対のスイッ
チに接続され、回路の前段から容量に電荷を転送する。

【０００４】従来のチャージポンプ回路としては、図２
に示された回路ブロック図のチャージポンプ回路が知ら
れていた。例えば、特開昭６３−１５７６６７号（ＵＳ
９４１３７３）「パワダウン特性とＲＳ−２３２送信機
／受信機とを含む集積二重電荷ポンプ電源回路」にこの
ような構造が開示されている。この回路では、チャージ
ポンプスイッチ群は第１から第４のスイッチ１０１〜１
０４から成る。スイッチ１０１、１０３がオン、スイッ
チ１０２、１０４がオフのときにポンプ容量１１１には
外部電源１００から電荷が転送される。転送の時間が充
分であるとポンプ容量１１１は外部電源１００と同じ電
圧Ｖ_DDになるまで充電される。その後にスイッチ１０
２、１０４がオン、スイッチ１０１、１０３がオフとな
り、ポンプ容量１１１から出力容量１１２に電荷が転送
される。この時の転送時間が充分であると出力容量１１
２も外部電源電圧と同じ電圧Ｖ_DDまで充電される。出力
容量１１２が外部電源１００の正極と直列に接続されて
いるため、出力端子１２１とＧＮＤ端子１２０の間の電
圧は外部電源Ｖ_DDの２倍となる。詳しい説明は省略する
が、出力端子１２１の電圧２Ｖ_DDを電源として、スイッ
チ１０５〜１０８、容量１１３、１１４が前記同様に電
圧変換の動作をする。出力端子１２２の電圧は負にな
り、電圧の絶対値は電源電圧Ｖ_DDの２倍となる。

【０００５】また他の実施例としては図３（Ａ）の回路
ブロック図に示されるようなチャージポンプ回路も知ら
れている。例えば、特開平６−３５１２２９号「出力電
圧安定化機能付チャージポンプ式昇圧回路」にこのよう
な構造が開示されている。この回路では、チャージポン
プスイッチ群のスイッチはＦＥＴ３０１〜３０４からな
る。パルス発生器１はＦＥＴ３０１〜３０４を駆動する
のこぎり波（図３（Ｂ）のＡ）を発生するために使用さ
れる。抵抗２とインバータ４及び５はのこぎり波を、制
御信号としての使用に適した極性のパルスに変換する。
例えば、第１のトランジスタ（ＴＲ１）３０１と第３の
トランジスタ（ＴＲ３）３０３はまず、電源電圧１００
からポンプ容量１１１に電荷を転送するためにオンにな
る。つぎに、第１のトランジスタ３０１と第３のトラン
ジスタ３０３はオフになり、第２のトランジスタ（ＴＲ
２）３０２と第４のトランジスタ（ＴＲ４）３０４はオ
ンになる。電荷は出力容量１１２に転送され、出力端子
１２２に２×Ｖ_DDの振幅の電圧を出力する。

【０００６】図３（Ａ）のチャージポンプ回路は、出力
電圧が出力端子１２２からポンプ容量１１１を充電する
第３のトランジスタ３０３に負帰還をかけてされる構造
である。特に、フィードバック回路は、出力端子１２２
に供給される電圧を分圧する第１の抵抗Ｒ１と第２の抵
抗Ｒ２を持ち、分圧された出力電圧を発生する抵抗分割
器と、基準電圧１１６を発生する基準電圧回路と、分圧
された出力電圧を基準電圧１１６と比較するコンパレー
タ１１７と、コンパレータ１１７の出力電流を電圧に変
換する第３の抵抗Ｒ３と第３の容量Ｃ３と、定電流源
（ＩＳＲＣ）から成っている。この結果、第３のトラン
ジスタ３０３の通電時間（図３（Ｂ）のＤのＰＷで示さ
れたパルス幅）が可変し、ポンプ容量１１１への充電量
が調整されることになり、出力端子１２２の平均出力電
圧はある一定の電圧となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図２及び図３（Ａ）の
チャージポンプ回路はいろいろな欠点を持っている。例
えば、図２のチャージポンプ回路の外部電源電圧をＶ_DD
とした時、出力電圧は２×Ｖ_DDおよび、−２×Ｖ_DDとな
る。チャージポンプ回路を複数段（ｎ段）接続して出力
電圧を上げる方法もあるが、出力電圧は電源電圧のｎ倍
（ｎはチャージポンプ回路の昇圧段数で整数）である。
一般的に知られるチャージポンプ回路の出力は外部電源
電圧Ｖ_DDの整数倍に限定される。

【０００８】このために電源電圧１００が変化すると出
力電圧も同時に変化する。例えば出力電圧が電源電圧の
２倍になるチャージポンプ回路では、電源にＮｉ−Ｃｄ
（ニッカド）電池３本を直列に接続して使ったとする
と、初期では電池１本の電圧が１．３Ｖでありトータル
の電圧は３．９Ｖなので出力電圧は７．８Ｖとなる。し
かし電池の電圧が低下して０．９Ｖになったときには、
このチャージポンプ回路の出力電圧は５．４Ｖにまで下
がってしまう。電池のように、電流を消費すると電圧が
低下してしまう様な電源をチャージポンプ回路に使用す
ると、出力電圧も徐々に低下してしまう。チャージポン
プ回路出力を電源として駆動される電子部品（ＩＣ等）
では必ず、動作電圧範囲が限定されており、前記チャー
ジポンプ回路の出力電圧が大きく変化するとＩＣの動作
電圧範囲を外れてしまい、動作不可能になったり、安定
性がないという問題がある。

【０００９】これら問題を解決するために、図３（Ａ）
に示されるチャージポンプ回路が知られている。この回
路では出力電圧Ｖoutの値によってポンプ容量１１１へ
の充電量が調整されるため、出力電圧が安定化され、前
述した問題が解決される。出力電圧を調整するために、
第３のトランジスタ３０３の導通時間を変化させるもの
と、第３のトランジスタ３０３オン時の抵抗値を変化さ
せる方法の２通りがある。これらは、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓ
ｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）技術が用いられ
ており一定周期のスイッチングが行われ、小さなリップ
ル電圧が選られる。

【００１０】出力電圧１２２を制御するポンプ容量１１
１の充電を調整するために、図３（Ａ）に示されるチャ
ージポンプ回路を使って、第３のトランジスタ３０３に
加えるゲートパルス幅（導通時間）を制御する。しかし
ながら、本発明者がシミュレーションで正確な解析おこ
なったところ、この回路方式では出力電圧を調整するこ
とは技術的に非常に困難なことが判明した。このときに
本発明者がシュミレーションに用いたのは図４（Ａ）と
図４（Ｂ）の回路であり、その時の条件を下に示す。

【００１１】条件１（各種部品の定数）Ｖ_DD（電源電圧）＝５．０Ｖ、ｆ（発振周波数）＝５
０ＫＨｚＣ１（ポンプ容量）＝１μＦ、Ｃ２（出力容量）＝１
０μＦＲＳＷ１（ＴＲ１のＯＮ時抵抗）＝ＲＳＷ２（ＴＲ２の
ＯＮ時抵抗）＝２Ω ＲＳＷ３（ＴＲ３のＯＮ時抵抗）＝ＲＳＷ４（ＴＲ４の
ＯＮ時抵抗）＝２Ω Ｉｏｕｔ（出力電流）＝１０ｍＡ＊ＳＷ１〜４を駆動するインバータ出力は遅延がない。

【００１２】図５は条件１においてシュミレーションか
ら求められた、出力電圧とパルス幅の関係である。出力
電圧が最大になるのは、電荷が全くないときでその値は
２×Ｖ_DD＝１０Ｖとなる。出力端子から電流を取り出す
とこれよりも出力電圧は下がる。さらに出力電圧を下げ
るためには、パルス幅（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈ以下
ＰＷと称する。）を短くする。しかし、図５から解かる
ように出力電圧とＰＷは比例の関係にはなっていないの
で低い出力電圧に調整するのは非常に困難である。例え
ば出力電圧を９．５Ｖに設定するときにはＰＷ＝２．１
μｓｅｃであるがＶｏｕｔ＝９．０Ｖに設定する場合で
はＰＷ＝０．９μｓｅｃになる。つまり出力電圧を９．
５Ｖから０．５Ｖ変化させるためにはＰＷの長さを約
１．２μｓｅｃ変化させることになる。出力電圧を前記
条件より低くして、７．０Ｖに設定するときにはＰＷ＝
０．２８μｓｅｃであるが６．０Ｖに設定する場合では
ＰＷ＝０．２１μｓｅｃであり、パルス幅は１μｓｅｃ
以下に短くなる。このときは出力電圧を７．０Ｖから
６．０Ｖ変化させるためにはＰＷの期間は約０．０７μ
ｓｅｃしか変化しないことになる。わずか７０ｎｓｅｃ
のパルス幅で出力電圧が１Ｖ変化する。

【００１３】このような特性をもつために、図３（Ａ）
の回路で出力電圧を調整することには様々な技術的な問
題点がある。その一つがスイッチ駆動用回路（パルス発
生器）である。出力電圧が低い場合には、パルス幅の調
整を数ｎｓｅｃで行わればならない。このときパルスの
立ち上がり、立ち下がりに要する時間が長くなると出力
電圧を調整することは不可能である。立ち上がり、下が
り時間は当然ながら１ｎｓｅｃ以下でなけらばならな
い。１ｎｓｅｃ以下の立ち上がり時間を実現するにはチ
ャージポンプ回路に必要なスイッチ、発振器、インバー
タ、コンパレータなどの部品をすべて超高速で動作する
素子で作る必要が生じる。これら高速素子は消費電流が
大きく、製造が困難であり、高価である。さらに、内部
インピーダンスの大きい電池を電源とした場合には消費
電流が大きいために電源電圧変動も大きくなるので、制
御クロックの立ち上がり時間、パルス幅も電源変動の影
響を受けてしまい更に制御が困難である。また消費電流
が非常に大きので入出力効率も落ちる。この様に電池を
電源とすると出力電圧の安定化が困難であり、入出力変
換効率も極端に低くなることから携帯機器への応用は困
難である。このように、図３（Ａ）のチャージポンプ回
路を使って出力電圧を調整することは原理的には可能で
はあるが、回路は超高速で制御されなければならず、出
力電圧安定化へ効果はあまりみられない。

【００１４】上記課題を解決する別のチャージポンプ回
路が、図６に示されている。第３のトランジスタ３０３
に加えるゲートパルス電圧を制御することによって、第
３のトランジスタ３０３のオン時抵抗が調整されるもの
である。しかしながら本発明者がシミュレーションで解
析を行ったところ、この方法においても出力電圧を一定
にすることは技術的に非常に困難なことが判明した。こ
のときにシュミレーションに用いたのが図７（Ａ）と図
７（Ｂ）の回路と波形である。第３のスイッチ１０３の
抵抗値を変え、等価な回路にするために第３のスイッチ
１０３と直列に可変抵抗１１８が接続されている。各パ
ーツの条件を下に示す。

【００１５】条件２（各種部品の定数）Ｖ_DD（電源電圧）＝５．０Ｖ、ｆ（発振周波数）＝５
０ＫＨｚＣ１（ポンプ容量）＝１μＦ、Ｃ２（出力容量）＝１
０μＦＲＳＷ１（ＴＲ１のＯＮ時抵抗）＝２Ω ＲＳＷ２（ＴＲ２のＯＮ時抵抗）＝２〜３００Ω ＲＳＷ３（ＴＲ３のＯＮ時抵抗）＝ＲＳＷ４（ＴＲ４の
ＯＮ時抵抗）＝２Ω Ｉｏｕｔ（出力電流）＝１０ｍＡ＊ＳＷ１〜４を駆動するインバータ出力は遅延がない。

【００１６】図８は条件２においてシュミレーションか
ら求められた、第３のスイッチ１０３の抵抗値と出力電
圧の関係であり、出力電流Ｉｏｕｔをパラメータとして
いる。図８から明らかなように、出力電圧と第３のスイ
ッチ１０３の抵抗は比例の関係になっているので、図３
（Ａ）のチャージポンプ回路よりも出力電圧を制御する
のは容易である。例えばＩｏｕｔ＝１０ｍＡの条件でＶ
ｏｕｔを５〜９．８Ｖに変化させるためにはＲＳＷ３は
２〜２４０Ωの範囲で変化させればよい。しかし、抵抗
を介してポンプ容量１１１に電荷が供給されるので、抵
抗により無駄な電力が消費され、当然ながら入出力変換
効率は低い値となる。また出力電流が大きくなった時に
も問題が生じる。Ｉｏｕｔ＝１００ｍＡの条件になる
と、Ｖｏｕｔを５〜７．７Ｖに変化させるためにはＲＳ
Ｗ３は２〜１７Ωの範囲で変化させなければならない。
図６のチャージポンプ回路では第３のスイッチ１０３に
ＦＥＴが使用されているが、これを上記抵抗値に抑える
ためにはゲート電圧値を調整しなければならない。ＦＥ
Ｔの製造上のバラツキを補正しつつ、その抵抗値を調整
するためには非常に複雑な回路を必要とする。つまり、
出力電流値が高くなるほど出力電圧値の調整が困難にな
るのでデバイスが高価になり、回路も複雑になる。さら
に高速動作が要求されるため消費電流が増える。出力電
圧が低いときには入出力効率が悪く、出力電流が大きい
時には調整に複雑な回路を必要とすることから図６のチ
ャージポンプ回路でも、出力電圧の安定化にはあまり効
果がみられない。

【００１７】図９は上記課題を取り除くための別の方式
のチャージポンプ回路が示されている。このチャージポ
ンプ回路は図３（Ａ）のものと同一である。しかしこの
回路では、チャージポンプスイッチ群への制御信号を供
給するＯＲゲートを駆動するために使われる。フィード
バックループは、チャージポンプ回路の出力電圧を分圧
し、分圧された出力電圧を作る第１の抵抗Ｒ１と第２の
抵抗Ｒ２を持つ抵抗分割器と、基準電圧を発生する基準
電圧回路１１５と、基準電圧と分圧された出力電圧を比
較するコンパレータ１１７を含む。この回路で利用され
る制御方法により、チャージポンプ回路のスイッチング
を間欠的にオン、オフすることによりチャージポンプ回
路の出力電圧が一定に保たれる。スイッチングはコンパ
レータ１１７とＯＲゲートを用いて行われる。コンパレ
ータは分圧された出力電圧と基準電圧と比較し、分圧さ
れた出力電圧が基準電圧を超えたとき、チャージポンプ
スイッチ群をオフにするので、入出力変換効率を犠牲に
しない特徴がある。これはＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる技術
であるが、出力電圧にはスイッチング周波数の変動によ
るリップルが含まれ、そのリップル除去は容易ではな
い。

【００１８】そこで、従来のチャージポンプ回路の欠点
を考慮して、本発明の目的は、電源電圧が変化してもそ
のリップル電圧が小さくなるようなスイッチング方法に
より、一定電圧を出力でき、高い入出力変換効率をも
ち、制御が容易であり、簡単な回路で構成できるＰＷＭ
方式のチャージポンプ回路を提供することである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】従来のチャージポンプ回
路の上記課題を解決するために、本発明は改良されたチ
ャージポンプ回路を提供する。これは出力電圧を調整す
るためにチャージポンプスイッチ群に与える負帰還回路
を利用する方式である。チャージポンプ回路は、入力電
荷を一つ以上の第１の容量に選択して転送する一つ以上
の第１のスイッチング素子と、一つ以上の第１の容量か
ら一つ以上の第２の容量へ電荷を転送する一つ以上の第
２のスイッチング素子を持つチャージポンプスイッチ群
からなる。回路は、基準電圧を発生する基準電圧回路、
分圧された出力電圧と基準電圧の差を増幅するエラーア
ンプ、フィードバック回路を補正する位相特性補正回
路、ランプ波形を発生する発振器、一つ以上の第１及び
第２のスイッチ素子を駆動する制御回路から成るフィー
ドバックを持つ。一つ以上の第１及び第２の容量に電荷
を転送する少なくとも一つのスイッチ素子は、外部から
調整出来、時間とともに抵抗値が変化するようにランプ
波形によって駆動されるオン抵抗を持つ、例えばトラン
ジスタの様なデバイスから成る。これにより、電源から
一つ以上の第１のポンプ容量へ転送される電荷、あるい
は一つ以上の第１のポンプ容量から一つ以上の第２のポ
ンプ容量へ転送される電荷が容易に調整されることにな
る。転送する電荷を少なくする時には、導通時間が短く
なるとともにオン抵抗の平均値も大きくなる。フィード
バック回路がランプ波形によるトランジスタの導通時間
を調整するので、電源電圧が大きく変化した時でも、ス
イッチ回路の平均抵抗値を変化させる様な機能が図れる
ようにした。

【００２０】上記のように構成されたチャージポンプ回
路においては、その電源電圧が変化した時にはスイッチ
回路の平均抵抗が変化するように作動し、一定電圧でリ
ップルの小さい電圧を出力することができる。また、制
御のための回路も簡単で製造が容易であるので安価に供
給することが可能である。また、チャージポンプ回路は
電磁波放射（高周波ノイズ）が低レベルであり、低消費
電流でもあり、かつ高い入出力変換効率がえられ、モノ
リシックＩＣを容易に実現できるので、あらゆる携帯機
器への応用が可能になる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下に、本発明のチャージポンプ
回路を図に基づいて説明する。図中、同じ部品には同じ
記号を付けた。最初に本発明の構成部品から説明を始め
る。

【００２２】図１は、本発明のチャージポンプ回路の第
１実施例のブロック図である。これらは、複数のスイッ
チング素子を持ち、場合によっては電荷を転送、蓄積す
る容量も内蔵されたチャージポンプスイッチ群１３０、
チャージポンプスイッチ群１３０の出力電圧を分割する
第１の抵抗１２４と第２の抵抗１２５からなる抵抗分割
器、分圧された出力電圧と基準電圧の差を増幅するエラ
ーアンプ１２６、帰還回路網の安定化のための利得・位
相補正回路１３１、１３２、エラーアンプ１２６の出力
電圧あるいは電流を用い、直接または間接的に、チャー
ジポンプスイッチ群１３０にオン、オフ制御信号として
供給するコントロール回路１２８、および発振器１２７
から成る。

【００２３】この実施例では、図１の点線内が本発明の
チャージポンプ回路を示す。上記説明の構成部品がすべ
て１チップ内に組み込まれてモノリシックＩＣとするこ
ともできる。エラーアンプ、抵抗、容量等の各種部品を
組み合わせて、いわゆるハイブリッドＩＣが実現できる
ことも明白である。図１の実施例では、ポンプ容量１１
１と出力容量１１２はチャージポンプ回路の外部に接続
されている。ポンプ容量１１１と出力容量１１２は、電
荷で消費される電流の大きさ、動作周波数などの動作条
件によっては大きな容量が必要になるので外部に設けら
れる。例えば１０μＦ程度の容量になると集積回路と同
一のチップに形成することが困難である。しかし、出力
電流をあまり必要としない場合や発振周波数を高く設定
できる時にはポンプ容量１１１と出力容量１１２をＩＣ
内に内蔵することも可能である。基準電圧回路１１５は
その電源電圧が変化しても、ある一定の電圧Ｖｒｅｆが
得られるものとする。たとえばバンドギャップ型基準電
圧回路等が知られている。基準電圧回路１１５の電源は
外部電源１００としても良いし、回路構成によっては出
力端子１２３における出力電圧Ｖｏｕｔとしてもよい。
いずれにしても、発生する基準電圧値Ｖｒｅｆよりも高
い電源電圧が要求される。

【００２４】発振器１２７はその電源電圧が変化して
も、固定された周波数をもつ波形を制御回路１２８に供
給する。発振回路１２７は、リング発振回路、非安定マ
ルチバイブレータ回路、ブロッキング発振回路などを利
用することが可能で、これらはいずれも公知の回路であ
るので詳細には説明しない。発振回路１２７の電源は基
準電圧回路１１５と同様に外部電源１００としても良い
し、回路構成によっては出力端子１２３における出力電
圧Ｖｏｕｔとしてもよい。出力電流やポンプ容量の条件
によっては、発振器１２７は、外部から与えられる電圧
や外部に接続される容量値によって発振周波数を調整で
きるようにすることもある。

【００２５】エラーアンプ１２６は、信号Ｖｒｅｆを受
ける負入力端子、チャージポンプスイッチ群１３０の分
圧された出力電圧を受ける正入力端子、加算された信号
を出力する出力端子を有するものである。エラーアンプ
１２６は、分圧された出力電圧とＶｒｅｆの差を増幅あ
るいは減衰するものであり、第１及び第２の利得・位相
補正回路１３１、１３２をオペアンプに装備したもので
置き換えることが可能である。図１の実施例では、第１
の利得・位相補正回路１３１が便宜的にエラーアンプ１
２６の出力と反転した入力端子（負入力端子）に接続さ
れているが、エラーアンプ１２６と第１の利得・位相補
正回路１３１がこれ以外の帰還回路でも構成できること
は明白である。

【００２６】利得・位相補正はエラーアンプ１２６の位
相遅延補正に使われるだけではない。図１の実施例で
は、第２の利得・位相補正回路１３２も第２の抵抗１２
４に接続されている。この様に、第１及び第２の利得・
位相補正回路１３１、１３２がチャージポンプ回路全体
の帰還網の安定化にも使用される。外部電源１００が外
部電源入力端子１２９とＧＮＤ端子１２０との間に挿入
される。少なくとも、外部電源１００はチャージポンプ
スイッチ群１３０に接続される。

【００２７】チャージポンプースイッチ群１３０を図１
０の回路を用いて説明する。点線で囲まれた部分がチャ
ージポンプスイッチ群１３０である。図１０の実施例で
はスイッチ１０１〜１０４が４個あり、それぞれのスイ
ッチは制御回路１２８からオン／オフ制御信号を受ける
制御端子１３３、１３５、１３４、１３６を有してい
る。外部電源１００は第１及び第２の端子１２０、１２
９を介してチャージポンプスイッチ群に接続されてい
る。外部電源１００から第１及び第３のスイッチ１０
１、１０３を介して電荷がポンプ容量１１１に転送さ
れ、その後にポンプ容量１１１から第２及び第４のスイ
ッチ１０２、１０４を介して出力容量１１２に電荷が転
送される。電荷の転送はそれぞれ独立して行われるもの
であり、その動作が繰り返されることで出力端子から電
流を外部端子に供給することが可能になる。つまり、外
部電源１００から出力容量１１２に電荷が直接転送され
ることはない。図１０の回路では端子１２３において、
Ｖｏｕｔから取り出せる最大出力電圧は外部電源１００
の電圧の２倍になる。

【００２８】スイッチ群１３０の構成は図１０の配線に
限られたものではない。図１１に別のスイッチ群の実施
例を示す。図１０の実施例と同様にオン／オフ信号の入
力端子を有するスイッチで構成されているが、出力端子
１２３を取り出す場所と配線が変更されている。外部電
源１００からポンプ容量１１１に電荷が転送され、その
後にポンプ容量１１１から出力容量１１２に電荷が転送
される動作を繰り返すことは図１０の実施例と全く同じ
である。しかし、図１１のチャージポンプスイッチ群１
３０では出力容量１１２に現れる電圧は負となり、最大
出力電圧値は−１×Ｖ_DDである。この様にスイッチ群１
３０、ポンプ容量１１１、出力容量１１２の接続のしか
たにより、出力電圧値を変えることが可能である。

【００２９】さらにスイッチの数は上記スイッチ群の様
に４個に限定されるものではない。図１２には改良され
た実施例が示されている。この実施例では図１０の実施
例に３個のスイッチ１３７、１３８、１３９が追加され
たものである。図１２と図１０のとの違いは、図１２に
おいては、外部電源１００からポンプ容量１１１と第２
のポンプ容量１５０へ同時に電荷が転送されることであ
る。第５のスイッチ１３７及び第７のスイッチ１３９が
第２のポンプ容量１５０への充電制御を行っている。こ
の時、第１、第３、第５、第７のスイッチ１０１、１０
３、１３７、１３９がオンであり、第２、第４、第６の
スイッチ１０２、１０４、１３８がオフの状態である。
ポンプ容量への充電が終了した後、第２、第４、第６の
スイッチがオンになり、第１、第３、第５、第７のスイ
ッチ１０１、１０３、１３７、１３９がオフとなる。第
１のポンプ容量１１１は外部電源入力端子１２９に直列
接続されて、その上に充電されたポンプ容量が更に直列
接続される。この一連の動作をくり返すと出力端子１２
３からは最大出力電圧として3×Ｖ_DDの出力電圧Ｖoutが
得られることになる。

【００３０】この様に、スイッチとポンプ容量の数、接
続、スイッチングタイミングを様々に変化させること
で、最大出力電圧は電源電圧の整数倍に変えることが可
能であり極性も変化させることができる。その方法、回
路は公知となっており、ここではそれぞれの回路につい
ての説明は省略する。本発明のチャージポンプスイッチ
群は、複数のスイッチがそれぞれ配線されており、ポン
プ容量、出力容量を接続あるいは内蔵し、外部からの信
号により前記複数のスイッチを制御する機能を有するも
のである。

【００３１】また、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタはゲ
ート電圧によってそのオン抵抗が変化するので、これま
で説明した実施例の一つ以上のスイッチをＦＥＴに置き
換えるられることが可能である。これを図１３に示す。
図１０の実施例における第１〜第４のスイッチ１０１〜
１０４が全てＦＥＴ４０１〜４０４に置き換えられてい
る。スイッチ素子をバイポーラトランジスタに変えるこ
とももちろん可能であり、この時にはベース電流Ｉｂに
よって抵抗を変化させることが出来る。本発明では理解
を容易にするために、スイッチング素子としてＭＯＳト
ランジスタを用いて実施例を説明する。またＭＯＳトラ
ンジスタにはＰｃｈＭＯＳトランジスタとＮｃｈＭＯＳ
トランジスタがあるが、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓに
よってＯＮ抵抗が変化すれば、どちらを使ってもかまわ
ない。

【００３２】次に動作について説明する。図１４（Ｂ）
は、先に説明したチャージポンプスイッチ群と図１４
（Ａ）に示されたスイッチのオン／オフ制御端子に与え
られる電圧波形を示した。この各波形は図１に示された
コントロール回路１２８で形成されるものである。図１
４（Ｂ）に示すように、第３のスイッチ４０３にランプ
波形（のこぎり波）が印加され、第１、第２、第４のス
イッチ４０１、４０２、４０４には方形波が印加されて
いる。図１４（Ａ）の回路では、チャージポンプ動作が
図１０のチャージポンプ回路と関連して上記のように行
われる。図１４（Ａ）の回路でも最大出力電圧が入力電
圧の２倍になる。

【００３３】この回路において、動作条件を下記の様に
定める。条件３（各種部品の定数）Ｖ_DD（電源電圧）＝５．０Ｖ、ｆ（発振周波数）＝５
０ＫＨｚＰＷ０の長さは固定（ＰＷ０は１／（ｆ＊２）であ
る。）Ｃ１（ポンプ容量）＝１μＦ、Ｃ２（出力容量）＝１
０μＦ＊ランプ波形の電圧は０〜５Ｖで駆動される。ＲＳＷ１（ＴＲ１のＯＮ時抵抗）＝ＲＳＷ２（ＴＲ２の
ＯＮ時抵抗）＝２Ω ＲＳＷ３（ＴＲ３のＯＮ時抵抗）＝ＲＳＷ４（ＴＲ４の
ＯＮ時抵抗）＝２Ω ＊ＯＮ時抵抗値はゲート〜ソース電圧が５Ｖ（ｍａ
ｘ）の時の抵抗値を示す。Ｉｏｕｔ（出力電流）＝１０ｍＡ

【００３４】本実施例では第３のスイッチ４０３に印加
されるランプ波形のパルス幅（第３のスイッチ１０３の
導通時間）が変化することで出力電圧の調整がなされ
る。第３のスイッチ４０３に電圧が与えられる期間が最
も長い時にはその期間がＰＷ１であり、ランプ波形の最
大電圧は５Ｖである。この時に電源電源からポンプ容量
１１１に転送される電荷量も最大になるので、出力電圧
も最大となる。出力電圧を調整するためには、図１４
（Ｂ）の矢印で記入されたようなより小さなランプ波形
とする。即ち第３のスイッチ４０３に電圧が与えられる
期間（導通期間）がＰＷ１より短いＰＷ２となり、ラン
プ波形の最大電圧は３Ｖと小さくなる。この様に出力電
圧を変化させるためにランプ波形のパルス幅、最大電圧
が共に変化することになる。パルス幅を短く、最大電圧
を低くすると、出力電圧を下げることができる。後で詳
細に述べるがパルス波形は、図１４（Ｂ）に示されたの
こぎり波に限定されるものではない。

【００３５】次に出力電圧を変化させるために、この方
法が有効であることを詳細に説明する。ＭＯＳＦＥＴは
一般的に図１５の様なＶｇｓ（ゲート・ソース電圧）−
Ｉｄｓ（ドレインソース電流）特性を持つ。非飽和条件
（Ｖｄｓ＜Ｖｇｓ−Ｖｔ）のとき、Ｉｄｓは（１）式で
表される。

【数１】ここで、μは移動度、Ｃｏｘは単位面積あたりの容量、
ＷはＦＥＴの実効チャネル幅、Ｌは実効チャネル長、Ｖ
ｔはＦＥＴのしきい値電圧、λはチャネル長変調のパラ
メータである。ここでＶｄｓが小さいとすると、（１）
式から（２）式が成り立つ。

【数２】ここで、とした。

【００３６】オン抵抗を求めるために（２）式から
（３）式が算出される。

【数３】条件３で示された様に、図１４（Ａ）の回路ではＶｇｓ
＝５ＶでＲｏｎが２Ωと仮定している。ここで計算を簡
単にするためにＶｔ＝０Ｖと仮定すると、これらを
（３）式に代入して以下の関係が求められる。

【数４】（４）式を再度（３）式に導入することで、図１４
（Ａ）の実施例で使われたＭＯＳＦＥＴのＲｏｎとＶｇ
の関係（５）式が求められる。

【数５】図１６は（５）式をグラフ化したものである（Ｖｔ＝０
とした）。Ｖｇｓが高くなるとＲｏｎはしだいに小さく
なっている。またＶｇｓが０の近辺（Ｖｔに近い時）で
はＶｇｓによるオン抵抗の変化が大きい。このために、
図１４（B）のランプ波形をＭＯＳＦＥＴのゲートに印
加すると時間と共にＭＯＳトランジスタの抵抗も変化す
る事になる。ランプ波形の電圧が図１７（Ｂ）で示され
た様に、時間に対してある比例係数をもって変化する時
には各時間におけるそのＭＯＳＦＥＴの抵抗値が（５）
式によって簡単に表されるので、平均的な抵抗を求める
ことができる。図１７（Ａ）はこれを計算したもので、
横軸がランプ波形の最大電圧（Ｖｇｓｍａｘ）、縦軸が
単位時間における平均抵抗値（Ｒａｖｅ）を表してい
る。当然のことながら、最大電圧が上がると平均抵抗値
は減少してくる。しかしここで、注目すべきことは最大
電圧が低い時（パルス幅が短い時）には平均抵抗値が充
分に高いことである。この為、図２、３（Ａ），４
（Ａ），６，９に関連して説明したチャージポンプ回路
よりもランプ波形を使った出力電圧の制御の方が容易に
なる。

【００３７】ランプ波形の電圧では最大電圧（Ｖｇｍａ
ｘ）で平均抵抗（Ｒａｖｅ）が変化するので、パルス幅
（ＰＷ）と平均抵抗（Ｒａｖｅ）も同様に求められる。
これは図１７で横軸をＰＷに変更したものになる（図示
せず）。これを用いて図１４の回路における、ランプ波
形のパルス幅と最大電圧の関係をシミュレーションによ
り求めたのが、図１８である。従来回路でのシミュレー
ション結果である図５と比較するとその違いが明らかで
ある。図１８の一部分を拡大したものを図１９に示す。
図５のチャージポンプ回路でのシミュレーション結果と
比較するとその違いが明らかである。図５のチャージポ
ンプ回路を使って出力電圧を６Ｖから７Ｖに変化させる
ためには、パルス幅を７０ｎｓｅｃしか変えることが出
来なかったが、本実施例ではパルス幅は７００ｎｓも変
えることが出来るため、制御が非常に容易になる。ま
た、パルス幅を長くすることで簡単に出力電圧を高くす
ることもできる。出力を低く設定するには、スイッチの
導通時間も短くなるので、抵抗成分によるエネルギー損
失も小さいので、入出力変換効率も高くなる。

【００３８】図１４（Ａ）で示された本発明の実施例で
は方形波（第１、第２、第４のスイッチのゲート電圧波
形）のパルス幅を固定としたが、これをランプ波形のオ
ン時間と重ならない様に変化させることもできる。図２
０の矢印で示したように、ランプ波形の立ち下がりに方
形波が同期している。チャージポンプの動作は前述した
ものとまったく同じである。

【００３９】図２１は他のランプ波形の実施例を示した
ものである。ランプ波形をａ〜ｃの様に変化させること
で出力電圧を変化させることが出来る。ａの波形では、
出力電圧の立ち上がりが速くて、ある時間で最大電圧に
達している。ｂの波形は今までに説明してきたものであ
る。ａの波形はｂの波形に比べて平均抵抗値も当然なが
ら低くなり、チャージポンプ回路から出力される電圧は
高くなる。出力電圧を低くする時にはｃの様なランプ波
形を形成すれば、平均抵抗値は高くなり、出力電圧は低
くなるので出力電圧を調整することが出来る。従来例で
示されたスイッチ制御信号の電圧が立ち上がる時に遅延
を生じることでａ波形の様な波形となることもあるが、
これは故意に作成されたものではないので、本発明で使
用されるランプ波形とはみなされない。本発明のランプ
波形はその電圧が頂上に達するまで時間を要するように
故意に作られる波形のことである。

【００４０】図２２、２３もまた本発明を実現できる実
施例である。図２２の波形ではパルス幅が最大になった
時に平均抵抗値が図２０よりも低くなるので、出力電流
をチャージポンプ回路から多く取り出すことができる。
図２３の波形ではパルス幅が最大の時に平均抵抗値が低
いが、出力電圧を低く設定するときに、そのパルス幅調
整の幅が広くなる。

【００４１】この様に、出力電圧が時間に比例するよう
な波形でなくても、本チャージポンプ回路の出力電圧を
調整することが可能である。つまり、時間とともに出力
電圧が上昇する様な電圧波形でスイッチとして使われる
ＭＯＳＦＥＴのゲートをバイアスすれば、出力電圧の調
整が容易に行われる。バイポーラトランジスタをスイッ
チに使用する時には、ベース電流を時間と共に上昇させ
ればよい。時間と共に抵抗値が変化するようなデバイス
であれば、これ以外のものでもスイッチとして利用する
ことができ、本発明は実現される。

【００４２】また、これらランプ波形は簡単な回路で構
成することができる。図２４、２５に前記ランプ波形の
発生回路を示す。図２４の実施例では定電流源２００、
リングオシレータ２０２、インバータ２０４のみで図２
０に示された波形を簡単に作ることができる。これらは
従来から使用されている発振器とほんんど変わるところ
がなく、回路規模も大きくならならないので、製造コス
トは高くならない。また、パルス幅を極めて短くする必
要がないので、消費電流の上昇はない。図２５の実施例
では、図２４の回路と同様に低電流源２００、リングオ
シレータ２０２、インバータ２０４のみで図２１に示さ
れた波形を実現できる。これも製造コストは高くなら
ず、消費電流の上昇はない。上述のように、本発明では
出力電圧を制御する電荷転送用のスイッチ素子を駆動す
るための調整可能なランプ波形を使うことで回路が複雑
になったり、消費電流が増したりすることはない。また
ランプ波形はこれら以外の回路でも簡単に構成できる。

【００４３】また上述の実施例では、第３のスイッチ４
０３のみにランプ波形を印加して出力電圧を調整してい
るが、その他のスイッチにランプ波形を印加しても出力
電圧は調整できる。図１０の回路図でこれを説明する。
ここまで説明してきた回路は、図１０における制御端子
１３５にランプ波形を印加したものである。これを制御
端子１３３にのみランプ波形が印加されるようにして、
その他に然るべき変更を施すことでも外部電源１００か
らポンプ容量１１１に転送される電荷量は調整可能であ
る。これは容易に推測することが出来るので詳しく説明
しない。また、制御端子１３３、１３５の両方に同時に
ランプ波形を与えても同じ効果がえられる。

【００４４】ポンプ容量１１１から出力容量１１２に電
荷を転送するスイッチの抵抗をランプ波形で制御しても
出力電源を変化させることができる。即ち、制御端子１
３４、１３６のいずれかにランプ波形を与えて、ポンプ
容量１１１から出力容量１１２に転送される電荷を調整
することが可能になる。また制御端子１３４、１３６の
両方に同時にランプ波形を与えても出力電源が調整でき
ることは明白である。

【００４５】

【発明の効果】この発明は、以上説明したように一つ以
上のスイッチングデバイスの平均抵抗をランプ波形で制
御する方法を用いたチャージポンプ回路であり、出力電
圧が変化したときには、帰還回路などの働きによりスイ
ッチ回路の抵抗が変化して出力電圧が一定に保たれるも
のである。また、これを実現するための回路規模は小さ
く、消費電流が小さく、特に高速の動作も要求されない
ので実現が容易である。さらに、入出力効率が高く、出
力リップルノイズが小さく、高周波ノイズも発生しない
ので、本発明のチャージポンプ回路は、電源デバイスと
して携帯機器などに幅広く利用できるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のチャージポンプ回路ブロック図であ
る。

【図２】従来のチャージポンプの回路図である。

【図３】（Ａ）従来のチャージポンプの回路図、（Ｂ）
各点の波形図である。

【図４】（Ａ）図３（A）の回路のシミュレーション回
路図、（Ｂ）波形図である。

【図５】図４（Ａ）の回路における出力電圧とパルス幅
の関係を示すグラフである。

【図６】従来のチャージポンプの回路図である。

【図７】（Ａ）図６の回路のシミュレーション回路図、
（Ｂ）各点の波形図である。

【図８】図７（Ａ）の回路における抵抗値と出力電圧の
関係を示すグラフである。

【図９】従来のチャージポンプの回路図である。

【図１０】チャージポンプスイッチ群の実施例の回路図
である。

【図１１】チャージポンプスイッチ群の他の実施例の回
路図である。

【図１２】チャージポンプスイッチ群の他の実施例の回
路図である。

【図１３】図１０のスイッチ群をＦＥＴに置き換えた実
施例の回路図である。

【図１４】（Ａ）第１の実施例の回路図、（Ｂ）各点の
波形図である。

【図１５】ＭＯＳトランジスタのＶｇｓ−Ｉｄｓ特性図
である。

【図１６】ＭＯＳトランジスタのＶｇｓとＲｏｎの関係
を示す図である。

【図１７】（Ａ）ランプ波形の最大電源電圧（Vgsmax）
と平均抵抗値（Rave）の関係を示す図、（Ｂ）ランプ波
形図である。

【図１８】出力電圧とパルス幅の関係を示す図である。

【図１９】図１８の部分的拡大図である。

【図２０】ランプ波形の実施例の波形図である。

【図２１】ランプ波形の実施例の波形図である。

【図２２】ランプ波形の実施例の波形図である。

【図２３】ランプ波形の実施例の波形図である。

【図２４】ランプ波形発生回路の実施例の回路図であ
る。

【図２５】ランプ波形発生回路の実施例の回路図であ
る。

【符号の説明】

１００・・・外部電源１０１・・・第１のスイッチ１０２・・・第２のスイッチ１０３・・・第３のスイッチ１０４・・・第４のスイッチ１０５・・・第５のスイッチ１０６・・・第６のスイッチ１０７・・・第７のスイッチ１０８・・・第８のスイッチ１１１、１１３・・・ポンプ容量１１２、１１４・・・出力容量１１５・・・基準電圧回路１１６・・・基準電圧１１７・・・コンパレータ１１８・・・第３のスイッチの抵抗１１９・・・出力負荷電流（Ｉｏｕｔ）１２０・・・ＧＮＤ端子１２１、１２２、１２３・・・出力端子１２４・・・第１の抵抗１２５・・・第２の抵抗１２６・・・エラーアンプ１２７・・・発振器１２８・・・制御回路１２９・・・外部電源入力端子１３０・・・チャージポンプスイッチ群１３１・・・利得・位相補正回路１３２・・・利得・位相補正回路１３３、１３４、１３５・・・制御端子１３６・・・ポンプ容量１３７・・・第５のスイッチ１３８・・・第６のスイッチ１３９・・・第７のスイッチ２００・・・定電流源２０２・・・リングオシレータ２０４、２０６・・・インバータ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源電圧を入力する入力端子と、電源電圧まで十分充電出来る容量値を持つ一つ以上の第
１の容量と、該第１の容量と前記入力端子を並列に接続するように構
成され、少なくとも第１及び第２のスイッチを有する第
１のスイッチ群と、前記第１の容量から電荷が転送される一つ以上の第２の
容量と、前記第１の容量と前記第２の容量を並列に接続するよう
に構成され、少なくとも第３のスイッチ及び第４のスイ
ッチを有する第２のスイッチ群と、前記第１の容量に充電するために、前記入力端子から電
荷を転送する前記第１のスイッチ群と、前記第１の容量
から第２の容量に電荷を転送する前記第２のスイッチ群
とを制御する制御手段とからなるチャージポンプ回路で
あって、前記第１および第２のスイッチ群のスイッチのうちの少
なくとも１つのスイッチは可変オン抵抗を持ち、前記制
御手段は、オン抵抗が時間と共に変化するように前記ス
イッチを制御する手段を含むことを特徴とするチャージ
ポンプ回路。
【請求項２】可変オン抵抗を持つ少なくとも一つの前
記スイッチは、時間と共に次第に変化するゲート電圧に
よって駆動されるＭＯＳトランジスタからなることを特
徴とする請求項１記載のチャージポンプ回路。
【請求項３】可変オン抵抗を持つ少なくとも一つの前
記スイッチは、時間と共に次第に変化するベース電流に
よって駆動されるバイポーラトランジスタからなること
を特徴とする請求項１記載のチャージポンプ回路。
【請求項４】前記制御手段は、可変オン抵抗を持つ少
なくとも一つのスイッチを、前記第１の容量と第２の容
量の充電を制御するように、時間と共に振幅が変化する
波形で制御する手段を含むことを特徴とする請求項１記
載のチャージポンプ回路。
【請求項５】前記波形はランプ波形からなることを特
徴とする請求項４記載のチャージポンプ回路。
【請求項６】前記制御手段は、前記第１の容量と第２
の容量の充電量を下げるために、ランプ波形の少なくと
も一つの最大振幅とパルス幅を小さくする手段を含むこ
とを特徴とする請求項５記載のチャージポンプ回路。
【請求項７】前記制御手段は、前記第１の容量と第２
の容量の充電量を下げるために、ランプ波形の少なくと
も一つの最大振幅とパルス幅を大きくする手段を含むこ
とを特徴とする請求項５記載のチャージポンプ回路。
【請求項８】可変オン抵抗を持つ少なくとも一つのス
イッチを駆動するためのランプ波形を発生するリングオ
シレータをさらに設け、時間と共にオン抵抗を変化させ
ることを特徴とする請求項１記載のチャージポンプ回
路。
【請求項９】電源電圧を入力する入力端子と、該入力端子から出力端子へ電荷を転送する一つ以上のス
イッチ素子を持つスイッチ群と、前記スイッチ素子の中から選択されたスイッチに接続さ
れ、転送された電荷を受け入れる一つ以上の容量と、該容量の少なくとも一つに接続され、転送された電荷を
出力電圧として出力する出力端子と、出力電圧の分圧部をフィードバックするフィードバック
回路と、該フィードバック回路の出力を入力し、出力電圧を一定
にするように前記スイッチ素子を制御する制御回路から
なるチャージポンプ回路であって、前記スイッチ群のうちの少なくとも１つのスイッチは可
変オン抵抗を持ち、前記制御回路は、出力電圧を一定に
するように前記容量の充電を制御するためにオン抵抗が
変化するように前記スイッチ素子を制御する手段を含む
ことを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項１０】前記容量は第１と第２の容量からな
り、前記スイッチ群は、入力端子と第１の容量が並列に
接続されるよう構成され、入力端子から第１の容量に電
荷を転送する第１及び第２のスイッチ素子と、前記第１
の容量と第２の容量が並列に接続されるように構成さ
れ、前記第１の容量から第２の容量に電荷を転送する第
３及び第４のスイッチ素子からなることを特徴とする請
求項９記載のチャージポンプ回路。
【請求項１１】前記容量は、第１の容量群及び第２の
容量群からなり、前記スイッチ群は、前記入力端子と第
１の容量群に各々接続され、入力端子から第１の容量群
に電荷を転送する第１のスイッチ群と、第１の容量群か
ら第２の容量群に各々電荷を転送する第２のスイッチ群
とからなることを特徴とする請求項９記載のチャージポ
ンプ回路。
【請求項１２】可変オン抵抗を持つ前記スイッチは、
時間と共に次第に変化するゲート電圧によって駆動され
るＭＯＳトランジスタからなることを特徴とする請求項
９記載のチャージポンプ回路。
【請求項１３】可変オン抵抗を持つ前記スイッチは、
時間と共に次第に変化するベース電流によって駆動され
るバイポーラトランジスタからなることを特徴とする請
求項９記載のチャージポンプ回路。
【請求項１４】前記制御回路は、前記容量の充電量を
制御するように、可変オン抵抗を持つ前記スイッチを、
時間と共に振幅が変化する波形で制御する手段を含むこ
とを特徴とする請求項９記載のチャージポンプ回路。
【請求項１５】前記波形はランプ波形からなることを
特徴とする請求項１４記載のチャージポンプ回路。
【請求項１６】前記制御回路は、前記容量の充電量を
下げるために、ランプ波形の少なくとも一つの最大振幅
とパルス幅を小さくする手段を含むことを特徴とする請
求項１５記載のチャージポンプ回路。
【請求項１７】前記制御回路は、前記容量の充電量を
下げるために、ランプ波形の少なくとも一つの最大振幅
とパルス幅を大きくする手段を含むことを特徴とする請
求項１５記載のチャージポンプ回路。
【請求項１８】前記容量の充電量を制御するために時
間と共にオン抵抗を変化させるように、可変オン抵抗を
持つ前記スイッチを駆動するためのランプ波形を発生す
るリングオシレータをさらに設けたことを特徴とする請
求項９記載のチャージポンプ回路。