JP2006050778A

JP2006050778A - チャージポンプ回路

Info

Publication number: JP2006050778A
Application number: JP2004228004A
Authority: JP
Inventors: Shuhei Kawai; 周平河井
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2004-08-04
Filing date: 2004-08-04
Publication date: 2006-02-16
Also published as: CN1734907A; US20060028854A1; KR20060049060A; KR100712161B1; TW200607235A

Abstract

【課題】チャージポンプ回路の出力電圧をＰＷＭ方式のフィードバック制御により安定に制御する。
【解決手段】直列に接続された第１及び第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２と、第１及び第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２の接続点に第１の端子が接続されたコンデンサＣ１と、クロックＣＬＫに応じたランプ電圧を発生する積分回路２１と、前記ランプ電圧と第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２からの出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧とを比較する比較器１５と、前記クロックＣＬＫを１／２分周する分周器２２と、前記分周器２２の分周出力に応じて前記比較器１５の出力をマスクするナンド回路１６と、を備え、前記ナンド回路１６の出力を前記コンデンサＣ１の第２の端子に印加する。
【選択図】図１

Description

本発明は、チャージポンプ回路に関し、特にその出力電圧のレギュレーション機能を有したチャージポンプ回路に関する。

チャージポンプ回路は、電荷転送デバイス、コンデンサ、クロックドライバー等から構成され、入力電圧を昇圧して出力する回路であり、トランジスタ回路の電源回路等として広く用いられている。従来、チャージポンプ回路の出力電圧を安定化するためにオペアンプをシリーズレギュレータとして使用して、その出力電圧を所望の定電圧に調整していた。レギュレータを用いたチャージポンプ回路については例えば、特許文献１に記載されている。
特開２００１−２３１２４９号公報

しかしながら、チャージポンプ回路の出力電圧を高くしたくない場合、レギュレータの前段のチャージポンプ回路の出力に接続される平滑用コンデンサの容量値を省きたい場合、その出力電圧をトランジスタの電源電圧として供給して該トランジスタを最適に動作させたいなどの場合には、従来のレギュレータでは不十分で、フィードバック制御により安定性を高める必要がある。

そこで、本発明のチャージポンプ回路は、直列に接続された複数の電荷転送デバイスと、前記複数の電荷転送デバイスの接続点に第１の端子が接続されたコンデンサと、
クロックに応じたランプ電圧を発生するランプ電圧発生回路と、前記ランプ電圧と前記電荷転送デバイスの出力電圧に応じた電圧とを比較する比較器と、前記クロックを分周する分周器と、前記分周器の分周出力に応じて前記比較器の出力をマスクするマスク回路と、を備え、前記マスク回路の出力を前記コンデンサの第２の端子に印加することを特徴とする。

本発明によれば、チャージポンプ回路の出力電圧をＰＷＭ方式のフィードバック制御により安定に制御することが可能になる。

次に、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１と第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２とが直列に接続され、第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１のソースに入力電圧である電源電圧ＶＤＤが供給されている。

ここで、第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１はＮチャネル型でもＰチャネル型でもよいが、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２についてはＰチャネル型であることが好ましい。第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２をＮチャネル型とすると、これをオンさせるための高電圧をこの回路から得ることができないからである。

第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１と第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２との接続点にはコンデンサＣ１の第１の端子が接続されている。コンデンサＣ１の第２の端子にはクロックドライバー１１からのクロックが印加される。クロックドライバー１１は電源電圧ＶＤＤが供給されたインバータである。第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１と第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートにはそれぞれ制御回路１２からの第１及び第２の制御信号が供給されオンオフが制御されている。制御回路１２は後述するナンド回路１６の出力信号に応じて前記第１及び第２の制御信号を発生する。

第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインは出力端子１３に接続され、この出力端子１３から出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。出力電圧Ｖｏｕｔは出力端子１３に接続された負荷デバイス１００に供給される。出力端子１３と接地間には出力電圧Ｖｏｕｔを分圧するための抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列接続され、その接続点の分圧電圧Ｖｘが抵抗Ｒ３を介してエラー増幅器１４の負入力端子（−）に入力される。エラー増幅器１４の正入力端子（＋）には参照電圧ＶＲＥＦが入力されている。また、エラー増幅器１４の出力と負入力端子（−）の間には帰還抵抗である抵抗Ｒ４が接続されている。抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値をそれぞれＲ３，Ｒ４とすると、Ｒ３≪Ｒ４に設定される。すると、エラー増幅器１４の出力電圧Ｖｏは近似的に次式で表される。
Ｖｏ＝ＶＲＥＦ＋（Ｒ４／Ｒ３）×（ＶＲＥＦ−Ｖｘ）・・・・（１）
この式（１）から明らかなように、エラー増幅器１４は分圧電圧Ｖｘと参照電圧ＶＲＥＦとの誤差を（Ｒ４／Ｒ３）倍に増幅する。このエラー増幅器１４の出力電圧Ｖｏは比較器１５の正入力端子（＋）に入力される。

また、クロック入力端子２０から入力されたクロックＣＬＫは、積分回路２１を通され、ランプ電圧（三角波）に変換される。積分回路２１はバッファＢＦ，抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ２から構成されている。そして、この積分回路２１からのランプ電圧は前記比較器１５の負入力端子（−）に入力される。

比較器１５の出力はマスク回路であるナンド回路１６の一方の端子に入力される。またクロックＣＬＫは、フリップフロップを用いた分周器２２を通して１／２分周される。分周器２２の出力はナンド回路１６の他方の端子に入力される。そして、ナンド回路１６の出力は、前記クロックドライバー１１及び制御回路１２に供給される。

次に、上述のチャージポンプ回路の動作について図２の波形図を参照しながら説明する。積分回路２１からのランプ電圧（三角波）とエラー増幅器１４の出力電圧Ｖｏが比較器１５により比較されることで、比較器１５から、エラー増幅器１４の出力電圧Ｖｏのレベルに応じて、０〜１００％のデューティを持ったＰＷＭ出力（Pulse Width Modulation）が得られる。即ち、エラー増幅器１４の出力電圧Ｖｏがランプ電圧より大きければＰＷＭ出力はハイ、エラー増幅器１４の出力電圧Ｖｏがランプ電圧より小さければＰＷＭ出力はロウになる。ところで、チャージポンプ回路では、クロックドライバー１１から出力されるクロックはそのデューティが５０％のときに（クロックがロウの期間とハイの期間が同じ）、その昇圧能力が最大となる。なぜならば、クロックがロウの期間とハイの期間が同じでないときは、充電と放電のバランスが崩れてそれぞれの期間で最大の能力を発揮できないからである。

そこで、本実施形態では、比較器１５のＰＷＭ出力と分周器２２の出力を、ナンド回路１６を通して、分周器２２の出力がロウの期間は比較器１５のＰＷＭ出力をマスクすることにより、ＰＷＭ出力のデューティを５０％〜１００％の範囲で制御することが可能となる。また、ＰＷＭ出力のデューティを０％〜５０％の範囲で制御することも同様である。

このチャージポンプ回路の昇圧動作を説明すると以下の通りである。クロックドライバー１１の出力がロウのとき、制御回路１２により第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１をオンさせると共に第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２をオフさせ、第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１を通してコンデンサＣ１を充電する。

次に、クロックドライバー１１の出力がハイになると、制御回路１２により第１の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ１をオフさせると共に第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２をオンさせ、第２の電荷転送用ＭＯＳトランジスタＭ２を通してコンデンサＣ１に蓄積された電荷を出力端子１３へ放電する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは昇圧される。そして、この充電と放電の動作と負荷デバイス１００の能力がつり合ったところで、安定動作状態に入る。

この安定動作状態において、出力電圧Ｖｏｕｔは近似的に次式（２）で表される電圧に設定される。
Ｖｏｕｔ＝ＶＲＥＦ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２・・・・（２）
ここで、Ｒ１，Ｒ２は抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値である。いま、何らかの原因により、出力電圧Ｖｏｕｔが設定された電圧から低下したとする。すると、分圧電圧Ｖｘも低下し、エラー増幅器１４の出力電圧Ｖｏは、式（１）によれば増加する。すると、ナンド回路１６のＰＷＭ出力のデューティは５０％に近づくので、チャージポンプ回路の昇圧能力は高まり、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなるように制御される。逆に、何らかの原因により、出力電圧Ｖｏｕｔが設定された電圧から増加したとする。すると、分圧電圧Ｖｘも増加し、エラー増幅器１４の出力電圧Ｖｏは、式（１）によれば低下する。すると、ナンド回路１６のＰＷＭ出力のデューティは５０％から遠ざかるので、チャージポンプ回路の昇圧能力は低くなり、出力電圧Ｖｏｕｔは低くなるように制御される。

このように、本実施形態によれば、ＰＷＭ方式によるフィードバック制御により、チャージポンプ回路の昇圧能力を適切に制御することで、その出力電圧Ｖｏｕｔを極めて安定に制御することができる。なお、本実施形態では、２ＶＤＤの最大昇圧能力を有する２段チャージポンプ回路を例に説明したが、その段数は３段以上に増加してもよいし、電荷転送デバイスとコンデンサを組み合わせたチャージポンプ回路であれば、如何なるチャージポンプ回路（例えば、１／２ＶＤＤ昇圧チャージポンプ回路や、マイナス昇圧チャージポンプ回路）にも適用可能である。

本発明の実施形態に係るチャージポンプ回路の回路図である。本発明の実施形態に係るチャージポンプ回路の動作波形図である。

符号の説明

１１クロックドライバー１２制御回路１３出力端子
１４エラー増幅器１５比較器１６ナンド回路
２０クロック入力端子２１積分回路２２分周器

Claims

直列に接続された複数の電荷転送デバイスと、
前記複数の電荷転送デバイスの接続点に第１の端子が接続されたコンデンサと、
クロックに応じたランプ電圧を発生するランプ電圧発生回路と、
前記ランプ電圧と前記電荷転送デバイスの出力電圧に応じた電圧とを比較する比較器と、
前記クロックを分周する分周器と、
前記分周器の分周出力に応じて前記比較器の出力をマスクするマスク回路と、
を備え、前記マスク回路の出力を前記コンデンサの第２の端子に印加することを特徴とするチャージポンプ回路。
前記マスク回路の出力に応じて、前記電荷転送デバイスのオンオフを制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
ランプ電圧発生回路は、前記入力クロックが入力され、抵抗とコンデンサを含んで構成された積分回路であることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
前記電荷転送デバイスの出力電圧の分圧電圧を作成する複数の抵抗と、前記分圧電圧に応じた電圧と所定の参照電圧との差を増幅する増幅器とを備え、前記比較器は、前記ランプ電圧発生回路によって発生されたランプ電圧と前記増幅器の出力電圧とを比較することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
前記分周器は、前記入力クロックを１／２分周することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
前記マスク回路はナンド回路から成ることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
前記マスク回路の出力を、クロックドライバーを通して、前記コンデンサの第２の端子に印加することを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。