CN1734907A - 充电泵电路 - Google Patents

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Abstract

一种充电泵电路，备有：串联连接的第1和第2电荷转送用MOS晶体管(M1、M2)；第1端子与第1及第2电荷转送用MOS晶体管(M1、M2)的连接点连接的电容器(C1)；发生与时钟CLK对应的斜波电压的积分电路(21)；比较所述斜波电压和与来自第2电荷转送用MOS晶体管(M2)的输出电压(Vout)相对应的电压的比较器(15)；1/2分频所述时钟CLK的分频器(22)；和，按照所述分频器(22)的分频输出屏蔽所述比较器(15)的输出的与非门电路(16)，将所述与非门电路(16)的输出施加给所述电容器(C1)的第2端子。从而由PWM方式的反馈控制来稳定地控制充电泵电路的输出电压。

Description

充电泵电路
技术领域
本发明涉及一种充电泵电路，特别涉及其输出电压具有调节功能的充电泵电路。
背景技术
充电泵电路，由电荷转送设备、电容器、时钟驱动器等构成，是将输入电压升压并输出的电路，广泛应用于晶体管电路的电源电路等。以往，为了使充电泵电路的输出电压稳定化，使用运算放大器作为串联调节器，将其输出电压调整到期望的恒电压。对于使用了调节器的充电泵电路，例如在专利文献1中记载。
但是，在充电泵电路的输出电压不想调得很高的时候，在欲忽略与调节器的前级的充电泵电路的输出相连接的平滑用电容器的电容值的时候，将其输出电压作为晶体管的电源电压供给并欲使该晶体管最佳工作等的时候，用以往的调节器不够充分，需要通过反馈控制提高稳定性。
专利文献1：特开2001-231249号公报。
发明内容
本发明正是为了解决上述问题的发明，其目的在于提供一种可以通过PWM方式的反馈控制来稳定地控制充电泵电路的输出电压的充电泵电路。
因此，本发明的充电泵电路的特征在于，备有：串联连接的多个电荷转送设备；电容器，其第1端子与所述多个电荷转送设备的连接点连接；斜波(ramp)电压发生电路，其发生与时钟对应的斜波电压；比较器，其比较所述斜波电压和与所述电荷转送设备的输出电压对应的电压；分频器，其分频所述时钟；和屏蔽电路，其按照所述分频器的分频输出屏蔽所述比较器的输出，将所述屏蔽电路的输出施加给所述电容器的第2端子。
根据本发明，可以通过PWM方式的反馈控制来稳定地控制充电泵电路的输出电压。
附图说明
图1是与本发明的实施方式相关的充电泵电路的电路图。
图2是与本发明的实施方式相关的充电泵电路的动作波形图。
图中：11—时钟驱动器，12—控制电路，13—输出端子，14—误差放大器，15—比较器，16—与非门电路，20—时钟输入端子，21—积分电路，22—分频器。
具体实施方式
下面，边参照附图，边说明本发明的实施方式。第1电荷转送用MOS晶体管M1和第2电荷转送用MOS晶体管M2串联连接，作为输入电压的电源电压VDD被供给第1电荷转送用MOS晶体管M1的源极。
这里，第1电荷转送用MOS晶体管M1可以是N沟道型也可以是P沟道型，对于第2电荷转送用MOS晶体管M2优选是P沟道型。这是因为，如果第2电荷转送用MOS晶体管M2为N沟道型，则从该电路中不能得到使其导通用的高电压。
第1电荷转送用MOS晶体管M1和第2电荷转送用MOS晶体管M2之间的连接点与电容器C1的第1端子连接。电容器C1的第2端子被施加来自时钟驱动器11的时钟。时钟驱动器11是被供给了电源电压VDD的变换器。第1电荷转送用MOS晶体管M1和第2电荷转送用MOS晶体管M2的栅极分别被供给来自控制电路12的第1和第2控制信号而控制其导通截止。控制电路12根据后述的与非门电路16的输出信号产生上述第1和第2控制信号。
第2电荷转送用MOS晶体管M2的漏极与输出端子13连接，从该输出端子13可得到输出电压Vout。输出电压Vout被供给与输出端子13连接的负载设备100。在输出端子13和接地间串联连接用于分压输出电压Vout的电阻R1、R2，该连接点的分压电压Vx介由电阻R3输入到误差放大器14的负输入端子(-)。误差放大器14的正输入端子(+)输入参照电压VREF。另外，误差放大器14的输出和负输入端子(-)之间连接有作为反馈电阻的电阻R4。如果电阻R3、R4的电阻值分别为R3、R4时，则设定R3＜＜R4。于是，误差放大器14的输出电压Vo近似地用下式表示
Vo＝VREF+(R4/R3)×(VREF-Vx)…(1)
由该式(1)可以明确，误差放大器14将分压电压Vx和参照电压VREF之间的误差放大到(R4/R3)倍。该误差放大器14的输出电压Vo输入到比较器15的正输入端子(+)。
另外，从时钟输入端子20输入的时钟CLK，通过积分电路21，变换为斜波电压(三角波)。积分电路21由缓冲器BF、电阻R5和电容器C2构成。而且，来自该积分电路21的斜波电压被输入到所述比较器15的负输入端子(-)。
比较器15的输出被输入到作为屏蔽电路的与非门电路16的一方端子。另外，时钟CLK通过使用触发器的分频器22被1/2分频。分频器22的输出被输入到与非门电路16的另一方的端子。而且，与非门电路16的输出被供给所述时钟驱动器11和控制电路12。
接着，边参照图2的波形图边对上述充电泵电路的动作进行说明。通过将来自积分电路21的斜波电压(三角波)与误差放大器14的输出电压Vo由比较器15进行比较，由此从比较器15根据误差放大器14的输出电压Vo的电平，得到具有0～100％的占空比的PWM输出(Pluse WidthModulation，即脉宽调制)。即，如果误差放大器14的输出电压Vo比斜波电压大，则PWM输出为高电平，如果误差放大器14的输出电压Vo比斜波电压小，则PWM输出为低电平。但是，在充电泵电路中，从时钟驱动器11输出的时钟在其占空比为50％时(时钟低电平期间与高电平期间相同)，其升压能力最大。之所以这么说，是由于在时钟的低电平期间与高电平期间不相同时，充电和放电不平衡，在各个期间不能发挥最大的能力的缘故。
因此，在本实施方式中，可将比较器15的PWM输出和分频器22的输出通过与非门电路16，在分频器22的输出为低电平期间通过屏蔽比较器15的PWM输出，将PWM输出的占空比控制在50％～100％范围。另外，将PWM输出的占空比控制在0％～50％范围内也同样。
以下说明该充电泵电路的升压动作。时钟驱动器11的输出为低电平时，由控制电路12使第1电荷转送用MOS晶体管M1导通，并且使第2电荷转送用MOS晶体管M2截止，通过第1电荷转送用MOS晶体管M1对电容器C1充电。
接着，在时钟驱动器11的输出为高电平时，由控制电路12使第1电荷转送用MOS晶体管M1截止，并且使第2电荷转送用MOS晶体管M2导通，通过第2电荷转送用MOS晶体管M2将蓄积在电容器C1中的电荷向输出端子13放电。由此，输出电压Vout升压。而且，在该充电和放电动作与负载设备100的能力均衡时，进入稳定工作状态。
在该稳定工作状态中，输出电压Vout近似地设定为用下式(2)表示的电压。
Vout＝VREF×(R1+R2)/R2…(2)
这里，R1、R2是电阻R1、R2的电阻值。现在，由于某种原因，输出电压Vout从设定电压降低。于是，分压电压Vx也降低，误差放大器14的输出电压Vo根据式(1)增加。于是，因为与非门电路16的PWM输出的占空比接近50％，所以充电泵电路的升压能力提高，以输出电压Vout升高的方式进行控制。相反，由于某种原因，输出电压Vout从设定电压增加。于是，分压电压Vx也增加，误差放大器14的输出电压Vo根据式(1)减小。于是，因为与非门电路16的PWM输出的占空比远离50％，所以充电泵电路的升压能力降低，以输出电压Vout降低的方式进行控制。
如此，根据本实施方式，通过PWM方式的反馈控制，适当控制充电泵电路的升压能力，可以非常稳定地控制该输出电压Vout。另外，在本实施方式中，以具有2VDD的最大升压能力的两级升压泵电路为例进行说明，但是，该级数也可以增加到3级以上，如果是电荷转送设备和电容器组合后的充电泵电路，也可适用于任何充电泵电路(例如，1/2VDD升压充电泵电路，和负升压充电泵电路)。

Claims (7)

1、一种充电泵电路，其特征在于，
备有：串联连接的多个电荷转送设备；
电容器，其第1端子与所述多个电荷转送设备的连接点连接；
斜波电压发生电路，其发生与时钟对应的斜波电压；
比较器，其比较所述斜波电压和与所述电荷转送设备的输出电压对应的电压；
分频器，其分频所述时钟；及
屏蔽电路，其按照所述分频器的分频输出屏蔽所述比较器的输出，
将所述屏蔽电路的输出施加给所述电容器的第2端子。
2、根据权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，
备有控制电路，其根据所述屏蔽电路的输出，控制所述电荷转送设备的导通截止。
3、根据权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，
斜波电压发生电路，是输入所述输入时钟，包括电阻和电容器而构成的积分电路。
4、根据权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，
备有：多个电阻，其生成所述电荷转送设备的输出电压的分压电压；和放大器，其将与所述分压电压对应的电压和规定的参照电压之差放大，
所述比较器，比较由所述斜波电压发生电路所发生的斜波电压和所述放大器的输出电压。
5、根据权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，
所述分频器，1/2分频所述输入时钟。
6、根据权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，
所述屏蔽电路由与非门电路构成。
7、根据权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，
将所述屏蔽电路的输出通过时钟驱动器施加给所述电容器的第2端子。
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