KR100283012B1

KR100283012B1 - 전하 펌프회로

Info

Publication number: KR100283012B1
Application number: KR1019980006247A
Authority: KR
Inventors: 히로시 무카이나카노; 기미오 시바타
Original assignee: 핫토리 쥰이치; 세이코 인스트루먼트 가부시키가이샤
Priority date: 1997-02-28
Filing date: 1998-02-26
Publication date: 2001-03-02
Also published as: EP0862260A2; DE69819576D1; JP2847646B2; EP0862260A3; DE69819576T2; JPH10248240A; TW382158B; US6107862A; EP0862260B1; KR19980071764A

Abstract

본 발명은 출력전압을 정확하게 제어하기 위해 램프파형형에 의해 구동되는 하나의 스위치소자를 포함하는 개선된 전하 펌프회로에 관한 것으로, 상기 전하 펌프회로는 하나 또는 복수의 캐패시터에 전하를 전달하기 위한 하나 또는 복수의 스위치소자를 갖춘 스위치그룹과, 분압된 출력전압과 기준전압간의 차를 증폭하기 위한 에러증폭기를 갖춘 피드백회로, 상기 피드백회로를 보상하기 위한 보상회로, 상기 램프파형형을 발생하기 위한 발진기 및, 상기 하나 또는 복수의 스위치소자를 구동시키기 위한 제어회로를 포함한다. 상기 적어도 하나의 스위치소자는 외부적으로 조절 가능함과 더불어 그 저항값이 시간에 대해 변화하도록 상기 램프파형에 의해 구동되는 저항을 갖는다. 따라서, 전원으로부터 상기 하나 또는 복수의 캐패시터로 전달된 전하가 용이하게 조절될 수 있다. 상기 전달된 전하가 적은 경우 상기 램프파형의 온 시간이 짧고 저항값의 평균값은 커지게 된다. 상기 스위치그룹의 평균 저항값은 전원전압이 변화할 때 변화됨으로써 고정된 전압을 갖는 출력전압과 낮은 리플전압을 얻을 수 있다.

Description

전하 펌프회로

본 발명은 부하를 구동시키기 위해 변환된 전원전압을 출력하는 PWM(펄스폭 변조; pulse width modulation) 전하 펌프회로에 관한 것이다.

종래에는 조절된 출력전압을 생성하기 위해 두 종류의 전하 펌프회로가 사용되고 있다. 이들 전하 펌프회로에는 전원전압의 감소만이 가능한 선형 조정형태와, 전원전압의 감소 또는 증가가 가능한 스위칭모드 형태가 있다. 그러나, 상기와 같은 종래의 각 전하 펌프회로는 여러 가지 한계를 갖고 있다. 예를 들면, 선형 조정형태 전하 펌프회로의 리플전압은 작지만, 전원전압의 감소에만 사용될 수 있어 입출력 효율은 낮다. 상기 스위칭모드형태 전하 펌프회로에서는 전원전압의 감소 또는 증가는 가능하지만, 리플전압이 발생된다. 또한, 스위칭동작에 의해서는 상당한 무선주파수 노이즈가 발생하게 된다. 이러한 이유로, 작은 리플전압을 갖으면서 소망하는 무선주파수 노이즈특성을 갖는 전원전압을 증가 및 감소시킬 수 있는 전하 펌프회로를 구현하기 위해 노력이 추구되고 있다.

이와 같은 목적을 달성하기 위해 여러 형태의 전하 펌프회로가 설계되고 있다. 일반적으로 이러한 장치는 다단으로 배열된 캐패시터와, 전원으로부터 출력단자로 전하가 전달되도록 각 캐패시터를 구동시켜 조절된 전압에 의해 부하를 구동시키는 스위치그룹을 갖는다. 예를 들면, 이전 단의 회로로부터 캐패시터로 전하를 전달하기 위한 스위치 쌍에 각 캐패시터가 연결된다.

도 2의 블록도 형태로 나타낸 전하 펌프회로는 상기한 전하 펌프회로중 하나의 형태이다. 이러한 설계는 일본국 특허공개공보 제 63-157667 호(미합중국 특허 941373 호)의 "파워-다운특성을 포함하는 집적된 이중부하 전원회로와 RS-232 송신기/수신기(An integrated double load pump power source circuit including power-down characteristic and a RS-232 transmitter/ receiver)"에 개시되어 있다. 이와 같은 회로에 있어서, 전하 펌프 스위치그룹은 제 1 내지 제 4 스위치(SW1∼SW4; 101∼104)로 이루어진다. 상기 제 1 스위치(SW1; 101)와 제 3 스위치(SW3; 103)가 폐쇄되고 제 2 스위치(SW2; 102)와 제 4 스위치(SW4; 104)가 개방되면, 외부전원(VDD; 100)으로부터 펌프 캐패시터(C1)로 전하가 전달된다. 전하가 충분히 전달되는 적절한 시간주기 후, 펌프 캐패시터(C1; 111)는 외부전원(VDD; 100)의 전압과 같은 전압으로 충전된다. 이후, 제 2 스위치(SW2; 102)와 제 4 스위치(SW4; 104)가 폐쇄되고 제 1 스위치(SW1; 101)와 제 3 스위치(SW3; 103)가 개방되어 전하가 펌프 캐패시터(C1; 111)로부터 외부 캐패시터(C2; 112)로 전달된다. 전하의 전달이 이루어지는 충분한 시간주기후, 출력 캐패시터(C2; 112)도 외부전원(VDD; 100)의 전압과 같은 전압으로 충전된다. 출력 캐패시터(C2; 112)가 펌프 캐패시터(C1; 111)와 직렬로 연결되어 있으므로, 출력단자(121)와 접지단자(GND; 120)간에 걸리는 전압은 외부전원(VDD; 100) 전압의 2배가 된다. 이는 공지의 기술로 인정되는 것으로, 출력단자(121)의 전압을 전원으로 사용하여 제 4 내지 제 8 스위치(SW4∼SW8; 105∼108)와 제 3 및 제 4 캐패시터(C3, C4; 113, 114)가 상기한 바와 같은 방법으로 동작함으로써 동일한 전압변환이 수행된다. 이와 같이 수행되는 경우, 외부단자(122)의 전압이 네거티브로 되고, 전압의 절대값은 전원전압의 절대값의 2배가 된다.

예를 들면, 일본국 특허공개공보 제 63-51229 호의 "출력전압 안정화기를 갖춘 전하 펌프 상승회로(A charge pump riser circuit with an output voltage stabilizer")는 공지된 전하 펌프회로의 다른 형태의 블록도로서 도 3a에 도시되어 있다. 이와 같은 회로에 있어서, 전하 펌프 스위치그룹의 스위치(SW1∼SW4)는 FET(TR1∼TR4; 101∼104)로 구성된다. 펄스발생기(1)는 상기 FET(101∼104)를 구동시키기 위한 톱니파(도 3b에서 신호 A로 도시됨)를 발생시키기 위해 사용된다. 저항(2)과 인버터(4, 5)는 상기 톱니파를 제어신호로 사용하기 위해 적절한 극성의 펄스로 변환시킨다. 예를 들면, 전원(VDD; 100)으로부터 펌프 캐패시터(C1; 111)로 전하를 전달하기 위해 제 1 트랜지스터(TR1; 101)와 제 3 트랜지스터(TR3; 103)를 먼저 온시키게 된다. 상기 제 1 트랜지스터(TR1; 101)와 제 3 트랜지스터(TR3; 103)가 오프된 다음, 제 2 트랜지스터(TR2; 102)와 제 4 트랜지스터(TR4; 104)가 온되게 된다. 출력단자(Vout; 122)에서 2 × VDD의 전압이 출력되도록 전하가 출력 캐패시터(C2; 122)로 전달되게 된다.

도 3a의 전하 펌프회로는 출력단자(Vout; 122)로부터 펌프 캐패시터(C1; 111)를 충전시키는 제 3 트랜지스터(TR3; 103)로 네거티브 피드백을 적용함으로써 출력전압을 조절하는 구성을 갖는다. 특히, 피드백 네트워크는 출력단자(Vout; 122)에서 인가된 전압을 분압하여 분압된 출력전압을 공급하는 제 1 및 제 2 저항(R1, R2)을 갖춘 저항 분할기와, 기준전압(Vref; 116)을 발생하는 기준전압회로(115), 상기 분압된 출력전압과 기준전압(Vref; 116)을 비교하는 비교기(117), 상기 비교기(117)의 출력전류를 전압으로 변환하는 제 3 저항(R3)과 제 3 캐패시터(C3) 및, 상전류원(ISRC)을 포함하여 구성된다.

상기 피드백의 결과, 제 3 트랜지스터의 온상태 시간[TR3; 103; 도 3b에서 신호(D)의 펄스폭 "PW"]이 변화하고, 이에 따라 펌프 캐패시터(C1; 111)의 충전레벨을 조절하는 것이 가능하게 되어 출력단자(Vout; 122)로부터의 평균 출력전압이 고정된 전압으로 된다.

도 2와 도 3a의 전하 펌프회로는 여러 결함을 갖고 있다. 예를 들면, 도 2의 전하 펌프회로에 대해 외부 전원전압이 VDD이면, 출력전압은 2 × VDD와 -2 × VDD로 된다. 상기 출력전압은 복수의 전하 펌프회로를 다단(즉, n 단)으로 연결함으로써 증가하여 전원전압의 n(n은 전하 펌프회로의 전압증가 단의 정수)배로 된다. 따라서, 상기 전하 펌프회로의 출력은 외부전원의 출력전압(VDD)의 정수배로 제한되게 된다.

이러한 이유로, 전원(VDD; 100)의 전압이 변화하면 출력전압도 동시에 변화한다. 전원전압의 2배인 출력전압을 갖는 전하 펌프회로를 고려하자. 3개의 Ni-Cd(Nickel-Cadmium) 배터리가 전원과 직렬로 연결되면, 초기단계에서 1개의 배터리전압이 초기에 1.3V로 되어 전체 전압은 초기에 3.9V로 됨으로써 출력전압은 초기에 7.8V로 된다. 그러나, 배터리의 전압이 0.9V로 떨어지면 전하 펌프회로의 출력전압은 5.4V로 떨어지게 된다. 전류의 감소와 함께 전압이 떨어지는 전원(예를 들면, 배터리)이 상기 종류의 전하 펌프회로와 함께 사용되면, 출력전압도 점차적으로 감쇄되게 된다. 전원인 전하 펌프회로에 의해 구동되는 전자 컴포넌트[집적회로(IC) 등과 같은 것]가 적절히 동작될 수 있는 전압의 범위는 항상 제한이 있었다. 상기 전하 펌프회로의 출력전압에 커다란 변화가 있으면, 이는 상기 전하 펌프회로가 직접회로(IC)의 적정 동작범위를 넘는 전압에서 동작하는 것으로 적절한 동작을 방해하여 불안정을 야기할 가능성이 있다.

도 3a에 도시된 전하 펌프회로는 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출된 것이다. 이러한 회로에 있어서, 상기 펌프 캐패시터(C1; 111)의 충전레벨은 출력전압(Vout)의 값을 사용하여 조절됨으로써 출력전압이 안정화되어 문제점이 해결되게 된다. 이러한 해결방법에는 상기 제 3 트랜지스터(TR3; 103)의 온시간을 변화시키거나 상기 제 3 트랜지스터(TR3; 103)가 온상태일 때 제 3 트랜지스터(TR3; 103)의 저항값을 변화시킴으로써 출력전압을 조절하는 두가지 방법이 있다. 이러한 방법에서는 PWM(펄스폭 변조) 기술을 적용하여 스위칭 사이클을 정확히 수행함으로써 작은 리플전압을 달성할 수 있다.

상기 펌프 캐패시터(C1; 111)의 충전을 조절하여 상기 출력전압(Vout; 122)을 제어하기 위해서는 도 3a에 도시된 전하 펌프회로를 사용하여 상기 제 3 트랜지스터(TR2; 103)에 인가된 게이트 펄스폭 온시간을 제어한다. 그러나, 본 발명자가 모의실험으로 정확한 분석을 수행하였을 때, 상기 회로를 이용하여 출력전압을 조절하는 것은 기술적 관점과는 극히 다르다는 것으로 판명되었다. 모의실험에서 발명자에 의해 사용된 회로와 파형이 도 4a와 도 4b에 도시되어 있고, 그 조건은 다음과 같다.

조건 1 (모든 부품에 대해 일정)

VDD(전원전압) = 5.0V, f(발진주파수) = 50kHz

C1(펌프 캐패시터) = 1㎌, C2(출력 캐패시터) = 10㎌

RSW1(TR1이 온일 때의 저항값) = RSWS2(TR2가 온일 때의 저항값) = 2Ω

RSW3(TR3가 온일 때의 저항값) = RSW4(TR4가 온일 때의 저항값) = 2Ω

Iout(출력전류) = 10mA

* 스위치(SW1∼SW4)를 구동시키는 인버터의 출력에 대해서는 어떠한 지연도 없다.

도 5는 조건 1하에서 수행된 모의실험을 기초로 한 출력전압과 펄스폭 간의 관계를 나타낸 그래프이다. 상기 출력단자로부터 어떠한 피드백 전류가 유입되지 않은 지점에서 최대 출력전압이 달성되고, 그 값은 VDD = 10V의 2배이다. 전류가 상기 출력단자로부터 유입된 때 출력전압이 감소하게 된다. 상기 출력전압을 더욱 감소시키기 위해서는 펄스폭(이하, PW로 약칭함)을 좁게 한다. 그러나, 도 5에 나타낸 바와 같이 출력전압과 PW간의 관계는 비례 관계가 아니어서 저전압에서 출력전압을 제어하는 것은 극히 어렵다.

예를 들면, 출력전압(Vout)이 9.5V로 설정되면 PW는 2.1㎲이다. Vout이 9.0V이면 PW는 0.9㎲이다. 한편, 9.5V의 출력전압을 0.5V 정도 변화시키기 위해서는 PW의 길이를 약 1.2㎲ 정도 변화시켜야 한다.

상기 출력전압이 상기한 것보다 낮은 경우 예를 들면 7.1V이면 PW=0.28㎲이다. 상기 출력전압이 6.1V로 설정되면 PW=0.21㎲이다. 이는 펄스폭이 1㎲보다 상당히 좁다는 것을 의미한다. 상기 출력전압을 7.0V로부터 6.0V로 변화시키면 펄스폭의 길이는 약 0.07㎲만 변화된다. 따라서, 펄스폭을 70㎱ 정도로 좁게 하여 출력전압을 1V까지 변화시킬 수 있다.

상기 회로는 상기와 같은 특성을 갖고 있으므로, 도 3a에 도시된 회로의 출력전압을 조절할 때에는 여러 기술적 문제에 직면하게 된다. 상기 문제중 하나는 스위치 구동회로(발진기)에 있다. 상기 출력전압이 낮은 경우, 펄스폭의 조절은 수 ㎱의 레벨로 수행되어야 한다. 상기 펄스폭의 상승과 하강시에 상대적으로 긴 시간이 필요하게 되면, 상기 조건하에서 출력전압을 조절하는 것은 불가능하다. 따라서, 상승 및 하강시간은 1㎱ 보다 작게 유지되어야 한다. 그러나, 상승시간을 1㎱ 보다 작게 하기 위해서는 스위치와 발진기 인버터 비교기 및 상기 전하 펌프회로에 필요한 다른 부품이 모두 상당히 고속에서 동작되는 것이 가능해야 한다. 이와 같이 많은 전류를 소모하는 고속 소자는 제조상에 어렵움이 있고 제조비용도 고가이다.

더욱이, 내부 임피던스가 큰 배터리를 전원으로 사용하는 경우, 큰 소모전류에 의해 전원전압의 요동은 커지게 된다. 따라서, 제어클록과 펄스폭에 대한 상승시간이 전원의 요동에 의해 영향을 받으므로 제어는 더욱 어렵게 된다. 또한, 상기 소모전류도 상당히 크기 때문에 입력/출력 효율도 떨어지게 된다. 이러한 종류의 배터리를 전원으로 사용하는 경우, 출력전압을 안정화시키는 것은 상당히 어렵다. 또한, 상기 입력/출력 변환효율도 매우 낮으므로 이동 가능한 장비로 사용하는 것은 어렵게 된다.

따라서, 도 3a의 전하 펌프회로를 사용하여 출력전압을 조절하는 것은 이론적으로는 가능하지만, 매우 고속으로 상기 회로를 제어해야 하고, 출력전압을 안정화시키는 점에서는 작은 효과를 나타낸다.

상기한 문제점을 해결하기 위해 안출된 다른 전하 펌프회로가 도 6에 도시되어 있다. 상기 제 3 트랜지스터(TR3; 103)에 인가된 게이트 펄스전압을 제어함으로써 상기 제 3 트랜지스터(TR3; 103)가 온일 때의 저항값을 조절할 수 있다. 그러나, 발명자가 모의실험으로 상기 회로를 분석하였을 때, 상기 방법을 사용하여 고정된 출력전압을 유지하는 것은 기술적으로 상당히 어렵다는 것이 판명되었다.

상기 모의실험에 사용된 회로 및 파형이 도 7a와 도 7b에 도시되어 있다. 상기 제 3 스위치(SW3; 103)의 저항값을 변화시켜 등가회로를 형성하기 위해, 가변저항(RSW3; 118)이 상기 제 3 스위치(SW3; 103)와 직렬로 연결되어 있다.

각 구성요소에 대한 동작조건은 다음과 같다.

조건 2 (모든 부품에 대해 일정)

VDD(전원전압) = 5.0V, f(발진주파수) = 50kHz

C1(펌프 캐패시터) = 1㎌, C2(출력 캐패시터) = 10㎌

RSW1(TR1이 온일 때의 저항값) = 2Ω

RSW2(TR2가 온일 때의 저항값) = RSW4(TR4가 온일 때의 저항값) = 2Ω

RSW3(TR3가 온일 때의 저항값) = 2 - 300Ω

Iout(출력전류) = 10mA

도 8은 파라미터로서 출력전류(Iout)를 사용하여 조건 2하에서 수행된 모의실험을 기초로 한 출력전압과 제 3 스위치(RSW3)의 저항간의 관계를 나타낸 그래프이다. 도 8에 나타낸 바와 같이, 상기 출력전압과 제 3 스위치(RSW3; 118)가 비례관계에 있으므로, 출력전압을 제어하는 것은 도 3a의 전하 펌프회로에서 보다 더 용이하다. 예를 들면, Iout = 10mA에서 Vout을 5V∼9.8V로 변화시키기 위해서는 2∼240Ω 범위에 걸쳐서 RSW3을 변화시키는 것으로 충분하다. 그러나, 상기 전하가 저항을 통해 펌프 캐패시터(C1)에 인가되므로, 전력이 저항에서 불필요하게 소모되어 입력/출력 변환효율이 저하된다.

상기 출력전류가 큰 경우에는 추가적인 문제가 발생한다. Iout=100mA의 조건에서 Vout을 5V∼7.7V의 범위에 걸쳐서 변화시키기 위해서는 RSW3가 2∼17Ω 범위에 걸쳐서 변화되어야 한다. 도 6에 도시된 전하 펌프회로의 제 3 스위치(SW3)로서 FET가 사용되더라도 상기 저항값에서 상기 전압을 유지시키기 위해서는 게이트 전압이 조절되어야 한다. 상기 FET의 제조시의 변동에 대해 보상하더라도 상기 저항의 값을 조절하기 위해서는 상당히 복잡한 회로가 필요하게 된다. 한편, 상기 출력전류가 크면 클수록 출력전압을 조절하는 것은 더욱 어렵게 된다. 따라서, 장치가 더욱 고가로 되고 회로가 더욱 복잡해진다. 또한, 고속동작이 요구되기 때문에 소모전류도 증가하게 된다.

상기 출력전압이 낮은 경우에는 입력/출력 효율이 저하되게 된다. 한편, 상기 출력전류가 큰 경우, 그 출력전압을 조절하기 위해서는 복잡한 회로가 필요하게 된다. 결과적으로, 도 6의 전하 펌프회로는 출력전압을 안정화시키는데 있어서 거의 효과가 없다.

도 9는 이전의 문제를 해소하고자 하는 다른 형태의 전하 펌프회로를 나타낸다. 이러한 전하 펌프 스위치그룹은 도 3a에 도시된 것과 동일하다. 그러나, 이러한 회로에 있어서, 제 1 및 제 2 펄스발생기는 제어신호를 전하 펌프 스위치그룹에 제공하기 위한 OR게이트를 구동시키기 위해 사용한다. 피드백 루프는 상기 전하 펌프회로의 출력전압을 분압하고, 이 분압된 출력전압을 공급하는 제 1 및 제 2 저항(R1, R2)을 갖춘 저항 분할기와, 기준전압을 발생하는 기준전압회로(115) 및, 상기 기준전압과 상기 분압된 출력전압을 비교하는 비교기(117)를 포함하여 구성된다. 이러한 회로에 이용된 제어방법에 있어서는, 전하 펌프회로를 단속적으로 온/오프 스위칭함으로써 전하 펌프회로의 출력전압을 고정된 값으로 유지시킨다. 상기 스위칭은 비교기(117)와 OR게이트를 사용하여 수행된다. 상기 비교기는 분압된 출력전압과 기준전압을 비교하여 분압된 출력전압이 기준전압을 초과하는 경우 전하 펌프 스위치그룹을 오프시킨다. 상기 스위칭 특성은 입력/출력 변환효율에 영향을 미치지 않는 것이다. PFM(pulse frequency modulation; 펄스주파수변조)으로 알려진 이러한 제어방법은 스위칭 주파수의 요동에 의해 야기된 출력전압내에 리플을 포함하는 점에서 결함을 갖는다. 이와 같은 리플을 제거하는 것은 용이하지 않다.

따라서, 본 발명은 고정된 출력전압과 높은 입력/출력 변환효율을 갖고 제어가 용이하며 전원전압이 상당히 변화하여도 작은 리플전압을 보장하는 스위칭 시스템을 사용하여 간단한 구성을 갖는 PWM 형태의 전하 펌프회로를 제공하는 데에 그 목적이 있다.

상기 공지된 전하 펌프회로의 상기한 문제점을 해결하기 위해 본 발명의 개선된 전하 펌프회로가 제공된다. 상기 전하 펌프회로는 출력전압을 조절하기 위해 분압된 출력전압을 전하 펌프 스위치그룹에 공급하는 네거티브 피드백을 사용하는 형태로 이루어진다. 상기 전하 펌프회로는 입력전하를 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터에 선택적으로 전달하는 하나 또는 복수의 제 1 스위치소자와, 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터로부터 하나 또는 복수의 제 2 캐패시터로 전하를 전달하는 하나 또는 복수의 제 2 스위치소자를 갖춘 전하 펌프 스위치그룹을 포함하여 구성된다. 상기 전하 펌프회로는 기준전압을 발생하는 기준전압회로와, 분압된 출력전압과 기준전압간의 차이를 증폭하는 에러증폭기, 피드백 네트워크를 위상 보상하기 위한 위상특성 보상회로, 램프파형(ramp waveform)을 발생하는 발진기 및, 상기 하나 또는 복수의 제 1 및 제 2 스위치소자를 구동하기 위한 제어회로로 이루어진 피드백 통로(path)를 갖는다. 상기 하나 또는 복수의 제 1 및 제 2 캐패시터에 전하를 전달하기 위한 적어도 하나의 스위치소자는 외부적으로 조절가능하고 램프파형에 의해 구동되어 저항값이 시간에 대해 변화하는 온 저항값을 갖는 트랜지스터와 같은 소자로 이루어진다.

이와 같은 구성에 의해, 전원으로부터 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터로 전달된 전하 또는 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터로부터 하나 또는 복수의 제 2 캐패시터로 전달된 전하가 용이하게 조절 가능하게 된다. 상기 전달된 전하가 적은 경우 상기 램프파형의 온시간은 짧고 상기 온 저항값의 평균값은 크게 된다. 상기 피드백 네트워크는 램프파형을 사용하여 가변저항 스위치소자의 온시간을 조절하기 때문에, 전원전압이 크게 요동하는 경우에도 상기 피드백 네트워크는 상기 스위치회로의 평균 저항값이 용이하게 변화될 수 있는 구성을 갖는다.

상기한 구성을 갖는 전하 펌프회로에 있어서, 상기 전원전압이 변화하는 경우 상기 스위치회로의 평균 저항값이 변화되도록 동작이 진행됨으로써 고정된 전압과 낮은 리플전압을 갖는 출력이 얻어질 수 있다. 또한, 제어회로는 제조가 간단하여 제조비용이 저렴함으로써 낮은 가격으로 장치를 공급할 수 있다. 더욱이, 본 발명의 전하 펌프회로는 낮은 전자기 방사(무선주파수 노이즈)특성, 낮은 전류소모 및 높은 입력/출력 변환효율을 갖는다. 단일 직접회로(IC)를 생산하는 것이 용이하게 되어 본 발명의 전하 펌프회로를 이동 가능 전자장비에 적절하게 적용할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 전하 펌프회로의 블록도,

도 2는 종래의 결함을 설명하기 위해 사용된 전하 펌프회로의 개략도,

도 3a는 종래의 결함을 설명하기 위해 사용된 다른 전하 펌프회로의 개략도,

도 3b는 도 3a에 도시된 전하 펌프회로의 여러 부분의 파형을 나타낸 파형도,

도 4a는 도 3a에 도시된 전하 펌프회로의 분석을 위해 사용된 모의실험회로의 개략도,

도 4b는 도 4a에 도시된 모의실험회로의 여러 부분의 파형을 나타낸 파형도,

도 5는 도 4b에 도시된 모의실험회로의 출력전압과 펄스 폭간의 관계를 나타낸 그래프,

도 6은 종래의 결함을 설명하기 위해 사용된 다른 전하 펌프회로의 개략도,

도 7a는 도 6에 도시된 전하 펌프회로의 분석을 위해 사용된 모의실험회로의 개략도,

도 7b는 도 7a에 도시된 모의실험회로의 여러 부분의 파형을 나타낸 파형도,

도 8은 도 7a에 도시된 모의실험회로의 저항과 출력전압간의 관계를 나타낸 그래프,

도 9는 종래의 결함을 설명하기 위해 사용된 다른 전하 펌프회로의 개략도,

도 10은 본 발명의 전하 펌프회로에 사용된 전하 펌프 스위치그룹의 일실시예의 개략도,

도 11은 본 발명의 전하 펌프회로에 사용된 전하 펌프그룹의 다른 실시예의 개략도,

도 12는 본 발명의 전하 펌프회로에 사용된 전하 펌프 스위치그룹의 또 다른 실시예의 개략도,

도 13은 각 스위치를 FET로 대용한 것으로서 도 10에 도시된 전하 펌프회로와 동일하고 본 발명의 전하 펌프회로에 사용된 전하 펌프 스위치그룹의 다른 실시예를 나타낸 개략도,

도 14a는 제 1 실시예에 따른 전하 펌프회로의 일부분을 나타낸 개략도,

도 14b는 도 14a에 도시된 회로의 여러 부분의 파형을 나타낸 파형도,

도 15는 MOS 트랜지스터의 Vgs-Ids 특성을 나타낸 그래프,

도 16은 MOS 트랜지스터의 Vgs와 Ron간의 관계를 나타낸 그래프,

도 17은 램프파형(Vgsmax)과 평균저항(Rave)간의 관계를 나타낸 그래프,

도 18은 출력전압과 펄스 폭간의 관계를 나타낸 그래프,

도 19는 도 18에 도시된 일부분을 확대한 그래프,

도 20은 본 발명의 일실시예에 따른 램프파형을 나타낸 파형도,

도 21은 본 발명의 다른 실시예에 따른 램프파형을 나타낸 파형도,

도 22는 본 발명의 다른 실시예에 따른 램프파형을 나타낸 파형도,

도 23은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 램프파형을 나타낸 파형도,

도 24는 본 발명의 전하 펌프회로에 사용된 램프파형 발생회로의 일실시예를 나타낸 개략도,

도 25는 본 발명의 전하 펌프회로에 사용된 램프파형 발생회로의 제 2 실시예를 나타낸 개략도이다.

〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉

100: 외부전원

101,102,103,104: 제 1, 제 2 제 3 및 제 4 스위치

111: 펌프 캐패시터 112: 출력 캐패시터

115: 기준전압회로 120,129: 외부전원 입력단자

123: 출력단자 126: 에러증폭기

127,202: 발진기 128: 제어회로

130: 전하 펌프 스위치그룹 131,132: 위상보상회로

133,134,135,136,140,141,142: 제어단자 137: 제 5 스위치

139: 제 7 스위치 150: 제 2 펌프 캐패시터

200: 상전류원 204: 인버터

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 전하 펌프회로의 바람직한 실시예들을 상세히 설명한다. 도면에서 동일 부분에 대해서는 동일한 참조번호를 붙였다. 먼저, 본 발명의 구성부분을 설명한다.

도 1은 본 발명의 전하 펌프회로의 제 1 실시예를 나타낸 블록도이다. 상기 전하 펌프회로는 복수의 스위칭소자를 갖추고, 전기전하의 전달 및 충전용 빌드인(built-in) 캐패시터를 갖춘 전하 펌프 스위치그룹(130)과; 이 전하 펌프 스위치그룹(130)의 출력전압을 분압하기 위한 제 1 및 제 2 저항(R1, R2)을 갖춘 저항분할기; 상기 분압된 출력전압과 기준전압간의 차를 증폭하는 에러증폭기(126); 피드백회로 네트워크를 안정화시키기 위한 제 1 및 제 2 이득위상특성 보상회로(131, 132); 온/오프 제어신호로서 상기 에러증폭기(126)의 출력전압 또는 출력전류를 상기 전하 펌프 스위치그룹(130)에 직접적으로 또는 간접적으로 공급하기 위한 제어회로(128) 및; 발진기(127)를 포함하여 구성된다.

본 실시예에 있어서, 상기 전하 펌프회로는 도 1의 점선내에 도시되어 있다. 상기 상술된 설계의 구성부분은 모두 하나의 단일 직접회로(IC)칩으로 제조될 수 있다. 본 기술분야에 통상의 지식을 가진자에 의해 인식될 수 있는 바와 같이, 상기 에러증폭기, 저항, 캐패시터 등의 여러 부품을 결합함으로써 이른바 "하이브리드" IC를 생성하는 것도 가능하다. 도 1에 도시된 실시예에 있어서, 펌프 캐패시터(C1; 111)와 출력 캐패시터(C2; 112)는 외부적으로 전하 펌프회로에 연결된다. 일반적으로, 상기 펌프 캐패시터(C1; 111)와 출력 캐패시터(C2; 112)는 부하와 동작주파수에 의해 소모되는 전류의 크기와 같은 여러 동작조건 때문에 큰 캐패시턴스를 필요로 한다. 예를 들면, 10㎌의 큰 캐패시턴스를 단일칩상의 집적회로에 형성하는 것은 곤란하므로, 상기 캐패시터는 외부에 설치된다. 그러나, 출력전류가 특히 중요하지 않은 곳이나 발진주파수가 높은 값으로 설정될 수 있는 곳에서는 상기 펌프 캐패시터(C1; 111)와 출력 캐패시터(C2; 112)를 집적회로(IC)에 설치하는 것이 가능하다.

상기 기준전압회로(115)는 전원전압이 변화하는 경우에도 고정된 전압(Vref)을 생성한다. 이러한 회로는 공지된 형태, 예를 들면 밴드-갭(band-gap) 기준전압회로와 같은 것으로 구성된다. 상기 기준전압회로(115)에 대한 전원은 회로설계에 따라 외부전원(VDD; 100)이어도 되고, 출력단자(123)에서의 출력전압(Vout)이어도 된다. 어느 한쪽의 경우에 있어서는 상기 기준전압(Vref) 보다 높은 전압이 필요하게 된다.

상기 발진기(127)는 상기 전원전압이 요동하는 경우에도 고정된 주파수의 파형을 제어회로(128)에 공급한다. 상기 발진회로(127)에 대해서는, 링 발진회로, 비안정 다중 진동회로, 간헐발진회로(blocking oscillator circuit) 등과 같이 종래 공지된 모든 발진회로를 사용하는 것이 가능하고, 이에 대한 설명은 생략한다. 상기 발진회로(127)의 전원은 외부전원(VDD; 100)과, 상기 기준전압회로(115)에 사용된 것과 유사한 것 또는 회로의 설계에 따른 것이고, 이는 출력단자(123)에서의 출력전압(Vout)이다. 상기 출력전류와 펌프 캐패시터 조건에 따라 상기 발진기(127)가 배열됨으로써 외부적으로 공급된 전압 또는 외부적으로 연결된 캐패시터의 값을 이용하여 발진주파수가 조절될 수 있다.

상기 에러증폭기(126)는 상기 기준전압신호(Vref)를 수신하는 네거티브 입력단자와, 상기 전하 펌프 스위치그룹(130)의 분압된 출력전압을 수신하는 포지티브 입력단자 및, 부가된 신호를 출력하는 출력단자를 갖는다. 상기 에러증폭기(126)는 상기 분압된 출력전압과 기준전압신호(Vref)간의 차를 증폭 또는 완화시킨다. 상기 제 1 및 제 2 이득위상 보상회로(131, 132)는 연산증폭기에 적합한 장치로 대치되게 된다. 도 1의 실시예에 있어서, 상기 제 1 이득위상 보상회로(131)는 상기 에러증폭기(126)의 출력과 반전된 입력단자에 간편하게 연결되지만, 상기 에러증폭기(126)와 제 1 이득위상 보상회로(131)가 상기와 다른 피드백 배열로 형성될 수 있는 것은 본 기술분야에 통상의 지식을 가진자에게는 명백하다.

상기 이득위상보상은 에러증폭기(126)의 위상지연만을 보상하기 위해 사용되지는 않는다. 도 1에 도시된 실시예에 있어서, 제 2 이득위상 보상회로(132)도 제 1 저항(R1; 124)에 연결되어 있다. 이러한 방법으로 상기 제 1 및 제 2 이득위상 보상회로(131, 132)는 상기 전하 펌프회로의 전체 피드백 네트워크를 안정화시키기 위해 사용된다.

상기 외부 전원전압(VDD; 100)이 상기 외부전원 입력단자(129)와 접지단자(GND; 120)간에 공급된다. 또한, 상기 외부 전원전압(VDD; 100)은 적어도 전하 펌프 스위치그룹(130)에 연결되어 있다.

도 10을 참조하여 상기 전하 펌프 스위치그룹(130)을 설명한다. 본 도면에 있어서, 점선으로 둘러싸인 부분에는 전하 펌프 스위치그룹(130)이 갖추어져 있다. 도 10의 실시예에 있어서는 상기 제어회로(128)로부터의 온/오프 제어신호를 수신하기 위한 각각의 제어단자(133, 134, 135, 136)를 갖춘 각 스위치, 즉 4개의 스위치(SW1∼SW4)가 있다. 상기 외부전원(VDD; 100)이 제 1 및 제 2 단자(120, 129)를 통해 전하 펌프 스위치그룹(130)에 연결되어 있다. 상기 제 1 및 제 3 스위치(SW1, SW3; 101, 103)를 통해 외부전원(VDD; 100)으로부터 인가된 전하가 펌프 캐패시터(C1; 111)로 전달되고, 이후 전하는 상기 제 2 및 제 4 스위치(SW2, SW4; 102, 104)를 통해 펌프 캐패시터(C1; 111)로부터 출력 캐패시터(C2; 112)로 전달되게 된다. 상기 전하의 전달은 각 스위치에 대해 독립적으로 수행되게 되고, 이러한 동작의 반복에 의해 전원(VDD; 100)으로부터 출력단자로 전류를 간접적으로 공급하는 것이 가능하다. 한편, 상기 전하는 외부전원(100)으로부터 출력 캐패시터(112)로 직접적으로 전달되지 않는다. 도 10의 회로에 대해 상기 출력단자(123)에서 Vout으로부터 이끌어 낸 최대 출력전압은 외부전원(VDD; 100)의 전압의 2배이다.

상기 스위치그룹(130)의 설계는 도 10에 도시된 구성에 한정되지 않고, 이에 대해 도 11은 스위치그룹의 다른 실시예를 나타낸다. 본 실시예에 있어서, 온/오프신호 입력/출력단자를 갖춘 스위치는 도 10에 도시된 실시예와 동일한 방법으로 사용되지만, 출력단자(123)가 위치된 위치와 와이어링 연결에는 변화가 있다. 상기 외부전원(VDD; 100)으로부터 펌프 캐패시터(C1; 111)로 전하가 전달되고, 이후 펌프 캐패시터(C1; 111)로부터 출력 캐패시터(C2; 112)로의 전하 전달의 반복 동작은 도 10의 실시예와 정확하게 동일하다. 그러나, 도 11의 전하 펌프 스위칭그룹(130)에 있어서, 출력 캐패시터(C2; 112)에 나타난 전압은 네거티브이고, 최대 출력전압은 -2×VDD이다. 이러한 방법으로, 상기 스위치그룹(130)과, 펌프 캐패시터(C1; 111) 및 출력 캐패시터(C2; 112)간의 연결형태에 따라 출력전압을 변화시키는 것이 가능하다.

또한, 상기 스위치의 수는 상기한 스위치그룹과 같이 4개에 한정되지 않는다. 도 12는 도 10에 도시된 실시예에 각 제어단자(140, 141, 142)를 갖춘 3개의 추가 스위치(SW5, SW6, SW7)를 부가한 실시예를 나타낸다. 도 12와 도 10에 도시된 실시예간의 차이는, 도 12에서는 외부전원(VDD)으로부터 펌프 캐패시터(C1; 111)와 제 2 펌프 캐패시터(C5; 150)로 전하가 동시에 전달되는 것이다. 제 5 스위치(SW5; 137)와 제 7 스위치(SW7; 139)가 제 2 펌프 캐패시터(C5; 150)의 충전을 제어한다. 이때, 제 1, 제 3, 제 5 및 제 7 스위치(SW1, SW3, SW5, SW7; 101, 103, 105, 107)가 폐쇄되고, 제 2, 제 4 및 제 6 스위치(SW2, SW4, SW6; 102, 104, 106)가 개방된다. 상기 펌프 캐패시터의 충전이 완료된 경우, 제 2, 제 4 및 제 6 스위치(SW2, SW4, SW6; 102, 104, 106)가 폐쇄되고, 제 1, 제 3, 제 5 및 제 7 스위치(SW1, SW3, SW5, SW7; 101, 103, 105, 107)가 개방된다. 상기 제 1 캐패시터(C1; 111)가 외부전원 입력단자(129)와 직렬로 연결되고, 추가로 충전된 펌프 캐패시터(C5) 또한 직렬로 연결된다. 상기한 일련 동작의 반복에 의해 출력단자(123)로부터 최대 출력전압(Vout), 3 × VDD가 생기게 된다.

이러한 방법으로, 상기 최대 출력전압은 전원전압의 정수배로 변화될 수 있고, 또한 스위치의 수를 변화되거나, 소자간의 연결을 바꾸거나, 스위치 타이밍을 변화시킴으로써 특성을 변화시킬 수 있다. 이를 달성하는 회로와 방법은 공지되어 있으므로, 각 회로에 대한 상세한 설명은 생략한다. 본 발명의 전하 펌프 스위치그룹은 공통 연결된 복수의 스위치와, 그 스위치들과 연결되는 외부 또는 빌트인 펌프 캐패시터 및 출력 캐패시터, 외부신호에 의해 복수의 스위치가 제어될 수 있도록 기능을 하는 장치로 구성된다.

그리고, MOSFET와 같은 트랜지스터는 게이트전압에 따라 가변 온 저항값을 가지므로, 지금까지 상술한 실시예의 하나 또는 복수의 스위치는 FET로 대치될 수 있다. 이러한 예는 도 13에 도시되어 있으며, 도 13은 도 10에 도시된 실시예의 제 1 내지 제 4 스위치(SW1∼SW4; 101∼104)가 FET로 대치한 것이다.

또한, 상기 스위치소자를 바이폴라 트랜지스터로 대치하는 것도 가능하며, 이 경우에는 베이스전류(Ib)를 사용하여 저항을 변화시키는 것이 가능하다. 그러나, 본 발명의 상세한 설명에서는 이해를 용이하게 하기 위해 스위칭 소자로서 MOS 트랜지스터를 사용한 실시예만을 설명한다. 또한, MOS 트랜지스터는 PMOS 트랜지스터와 NMOS 트랜지스터를 포함하지만, 게이트와 소오스간의 전압(Vgs)을 이용하여 온저항을 변화시키는 한 어느 것을 사용해도 된다.

상기 장치의 동작을 설명한다.

도 14b는 도 14a에 도시된 전하 펌프 스위치그룹에 스위치용 온/오프 제어단자에 인가된 전압 파형을 나타낸 파형도이다. 이들 파형은 도 1에 도시된 제어회로(128)에 의해 형성된다. 도 14b에 도시된 바와 같이, 램프파형(톱니파형)은 제 3 스위치(SW3; 103)에 인가되고, 상기 제 1 스위치(SW1; 101)와 제 2 스위치(SW2; 102) 및 제 4 스위치(SW4)에는 구형파형이 인가된다. 도 14a의 회로에 있어서 전하펌프 동작은 도 10의 전하 펌프회로와 관련하여 설명한 바와 같이 진행한다. 도 14a의 회로에 있어서, 최대 출력전압은 입력전압의 2배이다. 이러한 회로에 대해, 동작 조건은 다음과 같이 결정된다.

조건 3 (모든 부품에 대해 일정)

VDD(전원전압) = 5.0V, f(발진주파수) = 50kHz

PWO의 길이는 고정됨 [PWO은 1/(F*2)]

C1(펌프 캐패시터) = 1㎌, C2(출력 캐패시터) = 10㎌

램프파형은 0∼5V의 전압에 의해 구동됨

* 저항값은 게이트-소오스전압이 5V(최대)일 때의 온 저항값임

Iout(출력전류) = 10mA

본 실시예에 있어서, 상기 제 3 스위치[SW3; 103; 제 3 스위치(SW3)가 온일 때]에 인가된 램프파형의 펄스폭을 변화시킴으로써 출력전압을 조절하게 된다. 가장 긴 시간 동안 전압이 제 3 스위치(SW3; 103)에 인가되는 주기는 PW1이고, 상기 램프파형의 최대전압은 5V이다. 이때, 상기 전원으로부터 펌프 캐패시터(C1; 111)로 전달된 전하가 최대로 되어 출력전압도 최대로 된다. 상기 출력전압을 조절하기 위해서는 도 14b의 지시된 화살표로 나타낸 바와 같이 더 작은 램프파형이 사용된다. 한편, 전압이 상기 제 3 스위치(SW3; 103)에 인가되는 동안의 주기(전도시간)는 PW2이고, 이는 PW1 보다 작으며, 램프파형의 최대전압은 3V이다.

이와 같은 방법으로 출력전압을 변화시키기 위해서는 상기 램프파형의 펄스폭과 최대전압 모두 변화시킬 필요가 있다. 상기 펄스폭이 좁고 최대전압이 낮은 경우, 결과적으로 출력전압은 감소되게 된다. 아래에서 보다 상세히 설명하는 바와 같이, 상기 펄스파형는 도 14b에 도시된 톱니파형에 한정되지 않는다.

상기 출력전압을 변화시킬 때 얻어지는 상기 방법의 효과를 상세히 설명한다.

일반적으로, MOSFET는 도 15에 도시된 Vgs(게이스 소오스전압)와 Ids(드레인 소오스전류) 특성을 갖는다. 비포화조건(Vds〈 Vgs - Vt)에서 Ids는 수학식 1에 의해 주어진다.

여기서, μ는 캐리어 이동성, Cox는 단위영역당 캐패시턴스, W는 FET의 유효채널폭, Vt는 FET의 임계치 전압, λ는 채널길이 조절 파라미터이다.

상기 Vds를 작게 하면 수학식 1은 다음의 수학식 2로 근접하게 된다.

K=μ·Cox로 가정함.

온 저항값을 구하면 다음의 수학식 3은 상기 수학식 2로부터 유도될 수 있다.

상기 조건 3에 나타낸 바와 같이, 도 14a의 회로에 있어서 Vgs = 5V라 하면 Ron은 2Ω으로 추정될 수 있다. 계산을 용이하게 하기 위해 Vt = 0V로 가정하면 수학식 3은 다음의 관계가 성립한다.

상기 수학식 4를 수학식 3에 대입함으로써 도 14a의 실시예에 사용된 MOSFET에 대한 Ron과 Vg간의 관계는 다음과 같이 결정된다.

도 16은 그래프형태의 수학식 5를 나타낸다. 상기 Vgs가 증가하는 경우 Ron은 점차적으로 감소한다. 또한, Vgs가 0부근인 경우(Vt가 차단된 경우) Vgs에 의한 저항값의 변동은 커지게 된다. 결과적으로, 도 14b의 램프파형이 MOSFET의 게이트에 인가된 경우, MOS 트랜지스터의 저항값은 시간에 대해 변화될 수 있다.

도 17b에 도시된 램프파형의 전압이 시간에 대해 비례적으로 변화하면, 시간에 걸쳐서 MOSFET의 저항값은 수학식 5를 사용하여 간단히 표현될 수 있어 평균저항을 구하는 것이 가능하게 된다. 도 17a는 상기와 같은 계산의 결과를 나타내고, 수평축은 램프파형의 최대 전압(Vgsmax)을 나타내고, 수직축은 단위시간당 평균저항(Rave)을 나타낸다. 물론, 상기 최대 전압이 증가하는 경우, 평균 저항값은 감소한다. 그러나, 최대 전압이 낮을 때(펄스폭이 좁을 때) 평균 저항값은 충분히 크다는 것은 용이하게 알 수 있다. 이러한 이유로, 램프파형을 사용하여 출력전압을 제어하는 것은 도 2와, 도 3a, 도 4a, 도 6 및, 도 9와 관련하여 상술된 전하 펌프회로에서 보다 용이하다.

최대전압(Vgmax)에서의 평균 저항값(Rave)이 램프파형에 의해 변화되므로, 펄스폭(PW)과 평균 저항값(Rave)은 동일방식으로 모두 구할 수 있다. 이는 PW를 수평축(도시하지 않음)으로 대치함으로써 도 17과 같이 나타낼 수 있다. 따라서, 펄스폭과 도 14에 도시된 회로의 램프파형의 최대전압간의 관계를, 도 18에 도시된 바와 같이 모의실험을 이용하여 결정할 수 있다. 이를 도 5의 전하 펌프회로를 사용하여 모의실험의 결과와 비교하면 차이가 명백하다. 도 19는 도 18에 도시된 그래프의 확대된 그래프이다. 이를 도 5에 도시된 전하 펌프회로를 사용하여 모의실험의 결과와 비교하게 되면 차이가 더욱 명백하다. 도 5의 전하 펌프회로를 사용하여 6V로부터 7V로 출력전압을 변화시키기 위해서는 펄스폭을 70ns로 변화시킬 필요가 있다. 한편, 상기 펄스폭이 700ns로 변화되어야 하므로, 본 실시예에서는 제어가 극히 용이하게 된다. 또한, 펄스폭을 늘림으로써 출력전압이 용이하게 상승한다.

상기 출력전압을 감소시키기 위해서는 스위치의 온 시간을 더 짧게 하고, 저항소자의 전력손실이 작으므로 입력/출력 변환효율은 높게 된다.

도 14a와 도 14b에 도시된 본 발명의 실시예에 있어서, 구형파형[제 1, 제 2 및 제 4 스위치(SW1, SW2, SW4; 101, 102, 104)의 게이트전압 파형]의 펄스폭은 고정되었지만, 이 또한 상기 램프파형의 온시간과 부합되도록 변화시킬 수 있다. 도 20의 화살표로 나타낸 바와 같이, 상기 램프파형의 상승과 하강은 구형파형과 동시에 발생한다. 상기 전하 펌프의 동작은 상기한 설명과 완전히 동일하다.

도 21은 램프파형의 다른 실시예를 나타낸다. a로부터 c로 나타낸 램프파형을 변화시킴으로써 출력전압을 변화시키는 것이 가능하다. 상기 파형 a에 대해서는 출력전압의 상승 및 하강이 반복되어 특정시간에 최대전압에 이르게 된다. 파형 b는 상기한 것과 유사하다. 상기 파형 b를 비교할 때 파형 a는 낮은 평균 저항값을 갖고, 상기 전하 펌프회로로부터의 출력파형은 높게 된다. 상기 출력전압이 낮게 되는 경우 상기 c와 같은 램프파형이 사용되면, 평균 저항값은 높고 출력전압은 낮게 됨으로써 상기 출력전압을 조절하는 것이 쉽게 가능하게 된다.

종래 예에 나타낸 스위치 제어신호의 펄스전압의 상승점에서 지연이 발생하게 되면, 상기 지연은 파형 a의 것과 같은 파형을 때때로 갖게 된다. 그러나, 이러한 지연은 제어 가능한 측면에서 의도적으로 또는 일관적으로 생성한 것은 아니어서, 상기 지연은 본 발명에 사용된 램프파형으로 인정될 수 없다. 상기 전압이 그 피크에 이르기 전에 벗어나는 시간이 필요하게 되어 본 발명의 램프파형은 의도적으로 설계된 파형이다.

도 22와 도 23은 본 발명에서 실행된 램프파형의 다른 실시예이다. 도 22에 도시된 램프파형에 대해서는, 상기 펄스폭이 최대에 이르게 되는 경우 평균 저항값은 도 22에 도시된 것 보다 낮게 된다. 따라서, 이러한 파형을 사용하여 상기 전하 펌프회로로부터 큰 출력전류를 얻는 것이 가능하다. 도 23에 도시된 파형에 대해서는, 상기 펄스폭이 최대인 경우 평균 저항값은 작게 된다. 한편, 상기 출력전압이 낮게 설정된 경우 펄스폭을 조절하기 위한 범위는 넓게 된다.

이와 같은 방법으로, 상기 출력전압이 시간에 대해 비례적으로 변화하는 파형을 갖지 않는 경우에도 상기 전하 펌프회로의 출력전압을 용이하게 조절하는 것이 여전히 가능하다. 한편, 출력전압이 시간에 대해 상승하는 전압파형을 사용하여 스위치로 사용된 MOSFET의 게이트를 구동하면, 출력전압의 조절이 용이하게 수행될 수 있다. 바이폴라 트랜지스터를 스위치로 사용하는 경우 시간의 경과와 함께 베이스전류가 상승한다면, 상기 트랜지스터도 충분하게 된다. 상기 저항값이 시간과 함께 변화하는 소자를 사용하면, 이러한 형태가 아닌 스위치도 또한 본 발명을 실현하기 위해 사용될 수 있다.

또한, 상기 램프파형은 간단한 회로를 사용하여 형성될 수 있다. 도 24와 도 25는 램프파형을 발생하기 위한 회로를 나타낸다.

도 24의 실시예에 있어서, 도 20에 도시된 톱니파는 저전력 상전류원(200), 링 발진기(202) 및 인버터(204)만을 사용하여 간단히 생성될 수 있다. 이는 종래 사용되는 발진기와 동일하고, 전류의 크기도 크지 않다. 또한, 이러한 회로의 제조비용은 무시될 수 있다. 또한, 매우 좁은 펄스폭을 발생시킬 필요가 없어 전류소모가 작게 된다. 도 25의 실시예에 있어서, 도 24의 전류에 대해서와 동일한 방법으로 도 21에 도시된 파형은 저전력 상전류원(200), 링 발진기(202) 및 인버터(206)만을 이용하여 달성될 수 있다. 또한, 이는 제조비용이 저렴하고, 많은 전류를 소모하지 않는다.

상기한 바와 같이 본 발명에 의하면, 출력전압을 제어하기 위해 전하 전달에 사용된 스위칭소자를 구동하는 조절 가능한 램프파형을 사용함으로써 복잡한 회로 또는 증가한 전류소모의 필요성이 제거하게 된다. 또한, 상기 램프파형은 간단한 회로를 사용하여 생성시킬 수 있다.

상기한 실시예에 있어서, 상기 출력전압은 상기 제 3 스위치(SW3; 103)에 인가된 램프파형을 적용함으로써 조절되게 된다. 그러나, 동일한 방법으로 상기 램프파형을 하나(또는 복수)의 다른 스위치에 인가함으로써 출력전압이 조절 가능할 것으로 생각된다.

도 10의 회로도를 참조하여 설명한다. 지금까지 설명된 회로에 있어서, 상기 램프파형은 도 10에 도시된 제어단자(134)에 인가되고 있다. 상기 램프파형이 제어단자(134)에만 인가되면, 외부전원(VDD; 100)로부터 펌프 캐패시터(C1; 111)로 전달된 전기전하를 조절하는 것이 여전히 가능하다. 이는 용이하게 이해될 수 있으므로, 상세한 설명은 생략한다. 또한, 상기 램프파형이 제어단자(134, 136)에 동시에 인가되게 되면, 동일한 결과가 얻어지게 된다.

상기 펌프 캐패시터(C1; 111)로부터 출력 캐패시터(C2; 112)로 부하를 전달하는 스위치의 저항값이 램프파형의 사용에 의해 제어되어도, 출력전원을 변화시키는 것이 가능하다. 한편, 상기 램프파형을 제어단자(133, 135)에 개별적으로 인가하는 것과, 상기 펌프 캐패시터(C1; 111)로부터 출력 캐패시터(C2; 112)로 전달된 부하를 조절하는 것은 가능하다. 또한, 상기 램프파형이 제어단자(133, 135)에 동시에 인가되어도, 상기 출력전원의 조절이 명백히 가능하다.

상기한 바와 같이 본 발명에 의하면, 램프파형에 의해 하나 또는 복수의 스위칭소자의 평균 저항값을 제어하는 방법을 사용하여 전하 펌프회로를 구동시키고, 출력전압이 요동하는 경우 피드백회로 등과 같은 회로의 동작을 사용하여 스위치회로의 저항값을 변화시킴으로써 상기 출력전압을 고정된 값으로 유지시키게 된다.

또한, 이러한 결과를 달성하기 위해 사용된 회로의 크기는 작고, 소모된 전류는 적으며, 고속 동작시킬 필요없이 출력전압을 용이하게 제어하는 것이 가능하게 된다.

또한, 입력/출력 효율이 높고 출력 리플노이즈는 낮으며 어떠한 무선주파수 노이즈도 없어 본 발명의 전하 펌프회로는 다양한 형태의 이동 가능한 전자장치의 전원장치에 폭넓게 사용될 수 있다.

Claims

전원전압을 받아들이는 입력단자와;

전원전압 레벨로 충전을 허용하도록 충분한 캐패시던스 값을 갖는 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터;

상기 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터와 상기 입력단자에 병렬로 연결된 제 1 및 제 2 스위치;

상기 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터로부터의 전하가 충전되는 하나 또는 복수의 제 2 캐패시터;

상기 제 1 및 제 2 캐패시터에 병렬로 연결된 제 3 및 제 4 스위치 및;

상기 입력단자로부터 전하를 전달하기 위해 상기 제 1 및 제 2 스위치를 제어하여 상기 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터를 충전시키고, 상기 하나 또는 복수의 제 1 캐패시터로부터 상기 하나 또는 복수의 제 2 캐패시터로 전하를 전달하기 위해 상기 제 3 및 제 4 스위치를 제어하는 제어수단을 포함하여 구성되고,

상기 제 1 내지 제 4 스위치중 적어도 하나의 스위치는 가변 온 저항값을 갖고, 상기 제어수단은 상기 온 저항값이 시간에 따라 변화되도록 상기 적어도 하나의 스위치를 제어하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 1 항에 있어서, 상기 가변 온 저항값을 갖는 적어도 하나의 스위치는 시간에 따라 점차적으로 변화하는 게이트전압에 의해 구동되는 MOS 트랜지스터로 이루어진 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 1 항에 있어서, 상기 가변 온 저항값을 갖는 적어도 하나의 스위치는 시간에 따라 점차적으로 변화하는 베이스전류에 의해 구동되는 바이폴라 트랜지스터로 이루어진 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 1 항에 있어서, 상기 제어수단은 상기 적어도 하나의 제 1 캐패시터와 상기 적어도 하나의 제 2 캐패시터의 충전을 제어하기 위해 시간에 따라 변화하는 진폭을 갖는 파형에 의해 가변 온 저항값을 갖는 적어도 하나의 스위치를 제어하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 4 항에 있어서, 상기 파형은 램프파형으로 이루어진 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 5 항에 있어서, 상기 제어수단은 상기 적어도 하나의 제 1 캐패시터와 상기 적어도 하나의 제 2 캐패시터의 충전레벨을 감소시키기 위해 상기 램프파형의 적어도 하나의 최대 진폭과 펄스폭을 감소시키는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 5 항에 있어서, 상기 제어수단은 상기 적어도 하나의 제 1 캐패시터와 상기 적어도 하나의 제 2 캐패시터의 충전레벨을 증가시키기 위해 상기 램프파형의 적어도 하나의 최대 진폭과 펄스폭을 증가시키는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 1 항에 있어서, 상기 온 저항값을 시간에 따라 변화시키도록 가변 온 저항값을 갖는 상기 적어도 하나의 스위치를 구동시키기 위해 사용되는 램프파형을 발생시키기 위한 링 발진기를 더 구비한 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
전원전압을 받아들이는 입력단자와;

상기 입력단자로부터 출력단자로 전하를 전달하기 위한 하나 또는 복수의 스위치소자를 갖춘 스위치그룹;

상기 전달된 전하를 받아들이기 위한 하나 또는 복수의 스위치소자중 선택된 하나에 연결된 하나 또는 복수의 캐패시터;

상기 전달된 전하를 출력전압으로 출력하기 위한 상기 하나 또는 복수의 캐패시터중 적어도 하나에 연결된 출력단자;

상기 출력전압의 분압된 부분을 다시 공급하기 위한 피드백 네트워크 및;

상기 출력전압을 일정하게 유지시키도록 그에 따라 하나 또는 복수의 스위치소자를 제어하기 위한 상기 피드백 네트워크의 출력을 받아들이는 제어회로를 포함하여 구성되고,

상기 적어도 하나의 스위치소자는 가변 온 저항값을 갖고, 상기 제어회로는 상기 온 저항값이 변화되도록 상기 스위치소자를 구동시킴으로써 상기 출력전압이 일정하게 유지되도록 상기 하나 또는 복수의 캐패시터의 충전을 제어하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 9 항에 있어서, 상기 하나 또는 복수의 캐패시터는 제 1 및 제 2 캐패시터를 구비하고,

상기 스위치그룹은 상기 입력단자와 상기 제 1 캐패시터에 병렬로 연결되어 상기 입력단자로부터 상기 제 1 캐패시터로 전하를 전달하기 위한 제 1 및 제 2 스위치소자와, 상기 제 1 캐패시터 및 제 2 캐캐시터에 병렬로 연결되어 상기 제 1 캐패시터로부터 제 2 캐패시터로 전하를 전달하기 위한 제 3 및 제 4 스위치소자를 구비한 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 9 항에 있어서, 상기 하나 또는 복수의 캐패시터는 제 1, 제 2 및 제 3 캐패시터를 구비하고,

상기 스위치그룹은 상기 입력단자와 상기 제 1 캐패시터에 병렬로 연결되어 상기 입력단자로부터 상기 제 1 캐패시터로 전하를 전달하기 위한 제 1 및 제 2 스위치소자와, 상기 입력단자와 상기 제 2 캐패시터에 병렬로 연결되어 상기 입력단자로부터 상기 제 2 캐패시터로 전하를 전달하기 위한 제 3 및 제 4 스위치소자 및, 상기 제 1 및 제 2 캐패시터에 병렬로 연결되어 상기 제 1 캐패시터로부터 상기 제 2 캐패시터로 전하를 전달하기 위한 제 5 및 제 6 스위치소자를 구비한 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 9 항에 있어서, 가변 온 저항값을 갖는 상기 적어도 하나의 스위치는 시간에 따라 점차적으로 변화하는 게이트전압에 의해 구동되는 MOS 트랜지스터를 구비한 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 9 항에 있어서, 가변 온 저항값을 갖는 상기 적어도 하나의 스위치는 시간에 따라 점차적으로 변화하는 베이스전류에 의해 구동되는 바이폴라 트랜지스터로 이루어진 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 9 항에 있어서, 상기 제어회로는 상기 적어도 하나의 캐패시터의 충전레벨을 제어하도록 시간에 따라 변화하는 진폭을 갖는 파형에 의해 가변 온 저항값을 갖는 상기 적어도 하나의 스위치를 제어하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 14 항에 있어서, 상기 파형은 램프파형으로 이루어진 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 15 항에 있어서, 상기 제어회로는 상기 적어도 하나의 캐패시터의 충전레벨을 감소시키기 위해 상기 램프파형의 적어도 하나의 최대 진폭과 펄스폭을 감소시키는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 15 항에 있어서, 상기 제어회로는 상기 적어도 하나의 캐패시터의 충전레벨을 증가시키기 위해 상기 램프파형의 적어도 하나의 최대 진폭과 펄스폭을 증가시키는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.
제 9 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 캐패시터의 충전레벨을 제어하기 위해 시간에 따라 온 저항값을 변화시키도록 가변 온 저항값을 갖는 적어도 하나의 스위치를 구동시키는 램프파형을 발생하기 위한 링 발진기를 더 구비한 것을 특징으로 하는 전하 펌프회로.