DE102010038047B4

DE102010038047B4 - Schaltungen und Verfahren einer VPTAT und/oder einer Bandabstandsspannung (VGO) mit Vorbehandlung für niedrige Störungen

Info

Publication number: DE102010038047B4
Application number: DE102010038047.4A
Authority: DE
Inventors: Steven G. Herbst
Original assignee: Intersil Americas LLC; Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp; Intersil Americas LLC
Priority date: 2009-10-08
Filing date: 2010-10-07
Publication date: 2020-03-26
Anticipated expiration: 2030-10-08
Also published as: CN102176187A; TWI489244B; US20110084681A1; CN102176187B; DE102010038047A1; TW201126302A; US8330445B2

Abstract

Schaltung (1000A, 1000B, 1000C, 1000D) zum Generieren einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung (VPTAT), umfassend:eine Gruppe von X Transistoren, von denen jeder eine Basis und einen Stromweg zwischen einem Kollektor und einem Emitter aufweist;eine Vielzahl von Schaltern, die dazu ausgestaltet sind, selektiv zu ändern, wie wenigstens einige der X Transistoren innerhalb der Schaltung verbunden sind;einen ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, der dazu ausgestaltet ist, dem Stromweg jedes Transistors innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs eine erste Strommenge zuzuführen, um eine erste Basis-Emitter-Spannung (VBE1) zu erzeugen;einen zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, der dazu ausgestaltet ist, dem Stromweg jedes Transistors innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs eine zweite Strommenge zuzuführen, um eine zweite Basis-Emitter-Spannung (VBE2) zu erzeugen, wobei die zweite Strommenge kleiner als die erste Strommenge ist;einen ersten Stromvorbehandlungszweig, der dazu ausgestaltet ist, jedem Transistor innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge zuzuführen; undeinen zweiten Stromvorbehandlungszweig, der dazu ausgestaltet ist, jedem Transistor innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge zuzuführen;wobei die VPTAT auf Basis der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) erzeugt ist, die durch den ersten Basis-Emitter-Spannungszweig bzw. den zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig erzeugt sind;wobei die Transistoren innerhalb der ersten und zweiten Vorbehandlungszweige nicht zum Erzeugen von VBE1 und VBE2 verwendet werden undwobei die Schalter dazu verwendet werden, im Zeitverlauf selektiv zu ändern, welche der X Transistoren sich in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem ersten Stromvorbehandlungszweig und dem zweiten Stromvorbehandlungszweig befinden.

Description

PRIORITÄTSANSPRUCH
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der folgenden US-Patentanmeldungen:

- Vorläufige US-Patentanmeldung Nr. 61/249,948 , eingereicht am 8. Oktober 2009, von Steven G. Herbst, mit dem Titel CIRCUITS AND METHODS TO PRODUCE A VPTATAND/OR A BANDGAP VOLTAGE WITH LOW-GLITCH PRECONDITIONING (Anwaltsaktenzeichen ELAN-01242US0); und
- Nicht-vorläufige US-Patentanmeldung Nr. 12/861,538 , eingereicht am 23. August 2010, von Steven G. Herbst, mit dem Titel CIRCUITS AND METHODS TO PRODUCEA VPTAT AND/OR A BANDGAP VOLTAGE WITH LOW-GLITCH PRECONDITIONING (Anwaltsaktenzeichen Nr. ELAN-01242US1),

HINTERGRUND
Eine zur absoluten Temperatur proportionale Spannung (VPTAT) kann z.B. in einem Temperatursensor sowie in einer Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung verwendet werden. Eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung ist z.B. zum Bereitstellen einer im Wesentlichen konstanten Referenzspannung für eine Schaltung verwendbar, die in einer Umgebung mit schwankender Temperatur betrieben wird. Typischerweise addiert eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung eine zur absoluten Temperatur komplementäre Spannung (VCTAT) zu einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung (VPTAT), um eine Bandabstands-Referenzausgangsspannung (VGO) zu erzeugen. Die VCTAT ist typischerweise eine einfache Diodenspannung, auch als Basis-Emitter-Spannungsabfall, Vorwärtsspannungsabfall, Basis-Emitter-Spannung oder einfach VBE bezeichnet. Eine solche Diodenspannung wird typischerweise von einem als Diode geschalteten Transistor bereitgestellt (d.h. einem Bipolartransistor, dessen Basis und Kollektor miteinander verbunden sind). Die VPTAT kann aus einer oder mehreren VBEs abgeleitet sein, wobei ΔVBE (Delta VBE) die Differenz zwischen den VBEs von Bipolartransistoren ist, welche unterschiedliche Emitterflächen und/oder -ströme aufweisen und daher mit unterschiedlichen Stromdichten operieren. Da Bipolartransistoren jedoch auf generell zufällige Weise altern, neigt die VPTAT (wie auch die VCTAT) im Zeitverlauf zum Driften, was sich negativ auf einen Temperatursensor und/oder eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung auswirkt, die von der Genauigkeit der VPTAT (und der Genauigkeit der VCTAT im Fall einer Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung) abhängig sind. Es ist wünschenswert, eine solche Drift zu reduzieren. Zusätzlich generieren VPTAT und Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen Rauschen, wobei eine starke Komponente desselben 1/f-Rauschen ist (manchmal als Funkelrauschen bezeichnet), das mit dem Basisstrom zusammenhängt. Es ist wünschenswert, das 1/f-Rauschen zu reduzieren.
Die US 2008 / 0 278 137 A1 offenbart dabei Schaltungen und Verfahren zum Erzeugen einer Spannung proportional zur absoluten Temperatur und/oder eines Bandlückenspannungsausgangs, wobei die Schaltung eine Gruppe von X Transistoren aufweist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es werden hier Schaltungen und Verfahren zum Generieren einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung (VPTAT) und/oder eines Bandabstandsspannungsausgangs (VGO) mit niedrigem 1/f-Rauschen bereitgestellt. Eine Schaltung weist eine Gruppe von X Transistoren auf. Ein erster Basis-Emitter-Spannungszweig der Schaltung wird zum Erzeugen einer ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) verwendet, indem einem Stromweg (zwischen einem Kollektor und einem Emitter) jedes Transistors in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig eine erste Strommenge zugeführt wird. Ein zweiter Basis-Emitter-Spannungszweig der Schaltung wird zum Erzeugen einer zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet, indem einem Stromweg (zwischen einem Kollektor und einem Emitter) jedes Transistors in dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig eine zweite Strommenge zugeführt wird. In einigen Ausführungsformen sind N der X Transistoren so mit dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig verbunden, dass ihr Strom durch einen Faktor N auf den Strom in den Transistoren bezogen ist, die in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig verbunden sind. Die Schaltung kann auch einen ersten Stromvorbehandlungszweig und/oder einen zweiten Stromvorbehandlungszweig aufweisen. Der erste Stromvorbehandlungszweig ist dazu ausgestaltet, jedem Transistor innerhalb des ersten Vorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge zuzuführen. Der zweite Stromvorbehandlungszweig ist dazu ausgestaltet, jedem Transistor innerhalb des zweiten Vorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge zuzuführen. Die VPTAT kann auf Basis von VBE 1 und VBE2 erzeugt sein, z.B. durch Bestimmung einer Differenz zwischen VBE1 und VBE2. Eine Steuereinheit kann Schalter der Schaltung steuern, um im Zeitverlauf selektiv zu ändern, welche der X Transistoren sich in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem ersten Stromvorbehandlungszweig und dem zweiten Stromvorbehandlungszweig befinden.
Zusätzlich kann ein weiterer Schaltungsabschnitt (z.B. ein Zweig CTAT) dazu verwendet werden, unter Verwendung wenigste ns eines der X Transistoren eine zur absoluten Temperatur komplementäre Spannung (VCTAT) zu generieren. Die VPTAT und die VCTAT können verwendet werden, z.B. addiert werden, um eine Bandabstands-Referenzausgangsspannung (VGO) zu erzeugen. Die Steuereinheit kann auch Schalter steuern, um im Zeitverlauf zu ändern, welche(r) Transistor(en) zum Erzeugen von VCTAT verwendet wird/werden. Weiterhin kann/können der/die Transistor(en), der/die in den Zweig CTAT hinein- und aus ihm herausgeschaltet wird/werden, unter Verwendung der ersten und/oder zweiten Stromvorbehandlungszweige in geeigneter Weise vorbehandelt werden.
Würden Schalter dazu verwendet, einen Wechsel eines Transistors aus dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig (oder dem Zweig „CTAT“) unmittelbar in den zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig zu bewirken, so würde der dem Stromweg dieses Transistors zugeführte Strom sich unmittelbar verringern (z.B. um einen Faktor N), was zu kurzzeitigen Störungen führen kann, welche diese Genauigkeit von VPTAT und/oder VGO negativ beeinflussen. Weiterhin würde, wenn Schalter dazu verwendet würden, einen Wechsel eines Transistors aus dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig unmittelbar in den ersten Basis-Emitter-Spannungszweig (oder Zweig „CTAT“) zu bewirken, der dem Stromweg dieses Transistors zugeführte Strom sich unmittelbar erhöhen (z.B. um den Faktor N), was ebenfalls zu kurzzeitigen Störungen führen kann, welche diese Genauigkeit von VPTAT und/oder VGO negativ beeinflussen. Um solche kurzzeitigen Störungen und deren Auswirkungen beträchtlich zu reduzieren, werden die Stromvorbehandlungszweige zur Vorbehandlung eines Transistors verwendet, der aus einem Zweig herausgeschaltet und in einen anderen Zweig geschaltet wird, wo der dem Stromweg dieses Transistors zugeführte Strom sich (z.B. um den Faktor N) erhöht oder verringert.
Weitere und alternative Ausführungsformen sowie die Merkmale, Aspekte und Vorteile der Ausführungsformen der Erfindung werden aus der unten ausgeführten Beschreibung, den Zeichnungen und den Ansprüchen besser ersichtlich.
Figurenliste

1 stellt eine exemplarische herkömmliche Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung dar.
2A stellt eine alternative exemplarische herkömmliche Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung dar.
2B stellt eine exemplarische Schaltung zum Generieren einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung (VPTAT) dar.
3 stellt eine weitere exemplarische herkömmliche Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung dar.
4A, 4B, 5A und 5B stellen verschiedene Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen dar, die einige der Mängel der Schaltungen aus 1 und 2A überwinden.
6 stellt eine Schaltung zum Generieren einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung (VPTAT) dar, die einige der Mängel der Schaltung aus 2B überwindet.
7 stellt eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung dar, die einige der Mängel der Schaltung aus 3 überwindet.
8A stellt exemplarisches 1/F-Rauschen einer herkömmlichen Bandabstandsspannungs- Referenzschaltung oder VPTAT-Schaltung dar.
8B stellt dar, wie Ausführungsformen aus 4A-7 dazu verwendet werden können, das 1/F-Rauschen zu verteilen und dadurch seinen Spitzen-Spektralgehalt zu reduzieren.
9A ist ein Ablaufdiagramm auf hoher Ebene, das als Zusammenfassung verschiedener Ausführungsformen zur Erzeugung einer VPTAT dient.
9B ist ein Ablaufdiagramm auf hoher Ebene, das als Zusammenfassung verschiedener Ausführungsformen zur Erzeugung einer Bandabstandsspannung dient.
10A stellt eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die einen „Hochstromvorbereitungs“-Zweig aufweist, der zum Reduzieren von kurzzeitigen Störungen verwendet werden kann, welche auftreten, wenn ein Transistor in einen Zweig geschaltet wird, der den Strom durch den Transistor erhöht.
10B stellt eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die einen „Niederstromvorbereitungs“-Zweig aufweist, der zum Reduzieren von kurzzeitigen Störungen verwendet werden kann, welche auftreten, wenn ein Transistor in einen Zweig geschaltet wird, der den Strom durch den Transistor reduziert.
10C stellt eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die sowohl einen „Niederstromvorbereitungs“-Zweig als auch einen „Hochstromvorbereitungs“-Zweig aufweist.
10D ist ein exemplarisches Zeitablaufdiagramm, das zum Steuern dessen verwendbar ist, wie jeder Transistor einer Schaltung in die verschiedenen Zweige einer Schaltung hinein- und ihnen herausgeschaltet wird, die sowohl einen „Hochstromvorbereitungs“-Zweig als auch einen „Niederstromvorbereitungs“-Zweig aufweist, wobei N = 4.
11 stellt dar, wie die mit Bezug auf 10A und 10B beschriebenen Ausführungsformen zum Reduzieren von kurzzeitigen Störungen in dem Ausgang einer Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung verwendbar sind.
12A ist ein Ablaufdiagramm auf hoher Ebene, das als Zusammenfassung weiterer Ausführungsformen zur Erzeugung einer VPTAT dient.
12B ist ein Ablaufdiagramm auf hoher Ebene, das als Zusammenfassung weiterer Ausführungsformen zur Erzeugung einer Bandabstandsspannung dient.
13 ist ein Blockdiagramm auf hoher Ebene eines exemplarischen Linearspannungsreglers mit festem Ausgang, der eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufweist.
14 ist ein Blockdiagramm auf hoher Ebene eines exemplarischen Linearspannungsreglers mit einstellbarem Ausgang, der eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufweist.
15 ist ein Blockdiagramm auf hoher Ebene eines exemplarischen Temperatursensors gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 stellt eine exemplarische herkömmliche Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 100 dar, die N+1 Transistoren aufweist, einschließlich der als Diode geschalteten Transistoren Q1 bis QN, die parallel in einem Zweig der Schaltung verbunden sind (der als der Zweig „N“ bezeichnet werden kann, da er N Transistoren aufweist), einem weiteren als Diode geschalteten Transistor QN+1, einem Differentialeingangsverstärker 120 (z.B. einem Operationsverstärker), einem Paar Widerstände R1 und einem Widerstand R2. In dieser Anordnung wird der Transistor QN+1 zum Generieren einer VCTAT verwendet, und die Transistoren Q1 bis QN in Verbindung mit dem Transistor QN+1 werden zum Generieren der VPTAT verwendet. In dieser Ausführungsform kann der QN+1 sowohl als in einem Zweig „1“ als auch in einem Zweig „CTAT“ befindlich betrachtet werden; diese Ausdrücke werden mit Bezug auf 3 detaillierter erklärt. Spezifischer ist die VCTAT eine Funktion der Basis-Emitter-Spannung (VBE) des Transistors QN+1, und die VPTAT ist eine Funktion von ΔVBE, das eine Funktion der Differenz zwischen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors QN+1 und der Basis-Emitter-Spannung der parallel verbundenen Transistoren Q1 bis QN ist. Hier ist der Bandabstandsspannungsausgang (VGO) folgender:

VGO = VBE + (R1/R2)*Vt*ln(N). Wenn VBE ~ 0,7 V und (R1/R2)*Vt*ln(N) ~ 0,5 V, dann VGO ~ 1,2 V. Weil der Transistor QN+1 anders altert als wenigstens einige der Transistoren Q1 bis QN, driftet in der Anordnung aus 1 der Bandabstandsspannungsausgang (VGO) im Zeitverlauf, was unerwünscht ist.

2A stellt eine alternative exemplarische herkömmliche Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 200A dar, die parallel verbundene Transistoren Q1 bis QN (in dem Zweig „N“), einen weiteren Transistor QN+1 (in dem Zweig „1“), einen Differentialeingangsverstärker 120, einen Widerstand R1, einen Widerstand R2, einen als Diode geschalteten Transistor QN+2 (in dem Zweig „CTAT“) und eine Stromsenke I aufweist. In dieser Anordnung wird der Transistor QN+2 zum Generieren einer VCTAT verwendet, und die Transistoren Q1 bis QN+1 werden zum Generieren einer VPTAT verwendet. Wenn der Transistor QN+2 anders altert als wenigstens einige der Transistoren Q1 bis QN+1, driftet in dieser Anordnung die VCTAT relativ zu der VPTAT, wodurch eine unerwünschte Drift im VGO verursacht wird. Wenn der Transistor QN+1 anders altert als wenigstens einige der Transistoren Q1 bis QN, driftet außerdem die VPTAT, wodurch eine unerwünschte Drift im VGO verursacht wird.
2B stellt eine exemplarische herkömmliche Schaltung 200B zum Generieren einer VPTAT dar, die parallel verbundene Transistoren Q1 bis QN (in dem Zweig „N“), einen weiteren Transistor QN+1 (in dem Zweig „1“), einen Differentialeingangsverstärker 120, Widerstände R1, R2 und R3 sowie eine Stromsenke I aufweist. Wenn der Transistor QN+1 anders altert als wenigstens einige der Transistoren Q1 bis QN, tritt in dieser Anordnung eine unerwünschte Drift in der VPTAT auf. Ein Vergleich zwischen 2B und 2A zeigt, dass 2B mit 2A identisch ist, mit Ausnahme dessen, dass der Transistor QN+2 in 2B durch den Widerstand R3 ersetzt ist. Da in 2B keine VCTAT generiert wird, gibt es keinen Zweig „CTAT“.
In 1 wird der Ausgang des Differentialeingangsverstärkers 120, der mit dem oberen Anschluss des Widerstands R1 verbunden ist, durch eine Rückkopplungsschleife eingestellt, bis die nicht-invertierenden (+) und invertierenden (-) Eingänge des Verstärkers 120 gleich sind. Dies setzt die Spannung über die beiden R1-Widerstände gleich, wodurch in beiden Zweigen gleiche Ströme eingerichtet werden, so dass eine ΔVBE wie oben beschrieben eingerichtet wird. In 2A und 2B hat der Verstärker 120 die Wirkung, die Kollektoren der „N“ - und „1“-Transistoren auf demselben Spannungspotential einzurichten. Dies bewirkt eine gleichmäßige Aufteilung des Stroms Isink zwischen den Zweigen „N“ und „1“. Somit wird eine ΔVBE über den Widerstand R2 eingerichtet, was bewirkt, dass ein Strom ΔVBE/R2 durch den Widerstand R1 fließt. Im Fall von 2A wird hierdurch VGO = VCTAT+ΔVBE +R1/R2*ΔVBE = VCTAT+ΔVBE*(1+R1/R2) gesetzt. Es ist zu beachten, dass ΔVBE eine PTAT-Spannung ist. In ähnlicher Weise ist in 2B VPTAT = ΔVBE*(1+(R1 +R3)/R2).
3 stellt eine weitere exemplarische herkömmliche Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 300 dar, die parallel verbundene Transistoren Q1 bis QN (in dem Zweig „N“), einen Transistor QN+1 (in dem Zweig „1“) und einen weiteren Transistor QN+2 (in dem Zweig „CTAT“) aufweist. In dieser Anordnung wird der Transistor QN+2 zum Generieren einer VCTAT verwendet, und die Transistoren Q1 bis QN in Verbindung mit Transistor QN+1 werden zum Generieren der VPTAT verwendet. Spezifischer ist die VCTAT eine Funktion der Basis-Emitter-Spannung (VBE) des Transistors QN+2, und die VPTAT ist eine Funktion von ΔVBE, das eine Funktion der Differenz zwischen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors QN+1 und der Basis-Emitter-Spannung der parallel verbundenen Transistoren Q1 bis QN ist.
In 1 führt der Verstärker 120 den Zweigen „N“ und „1“ Strom zu. Infolgedessen sollte die Verstärkertopologie eine gepufferte Ausgangsstufe haben. Dadurch wird tendenziell Verstärker-Offset eingeführt und entsprechend der an dem Bandabstandsausgang (VGO) beobachtete Offset erhöht. Es ist jedoch möglich, die Notwendigkeit eines Puffers zu eliminieren. Stattdessen kann der Verstärker 120 zum Steuern der Gates von PMOS-Transistoren verwendet werden, die einen sehr hohen Eingangswiderstand haben und fast keinen Gleichstrom aus dem Verstärker 120 ziehen. Wie in 3 dargestellt, sind es diese PMOS-Transistoren und nicht der Verstärker 120,die Strom in den Zweigen „N“, „1“ und „CTAT“ zuführen. Da die Gates der PMOS-Transistoren zusammengeschaltet sind und ihre Source-Anschlüsse alle mit der positiven Versorgungsspannung verbunden sind, sind die Source-Gate-Spannungen dieser Transistoren gleich. Infolgedessen operieren die Zweige „N“, „1“ und „CTAT“ bei dem gleichen Strom, Iptat. Aufgrund negativer Rückkopplung stellt der Verstärker 120 die gemeinsame PMOS-Gate-Spannung ein, bis die nicht-invertierenden (+) und invertierenden (-) Anschlüsse des Verstärkers 120 auf dem gleichen Spannungsniveau liegen. Dies tritt dann ein, wenn Iptat*R2+(VBE-ΔVBE) = VBE, wobei VBE der Basis-Emitter-Spannung eines einzelnen NPN-Transistors entspricht. Somit ist Iptat = ΔVBE/R2.
Hier ist der Bandabstandsspannungsausgang (VGO) folgender:

VGO = VBE + R1/R2*Vt*ln(N). Wenn VBE ~ 0,7 V und R1/R2*Vt*ln(N) ~0,5 V,dann VGO ~ 1,2 V. Da Transistor QN+1 und QN+2 unterschiedlich zueinander und zu wenigstens einigen der Transistoren Q1 bis QN altern, driftet in der Anordnung aus 3 der Bandabstandsspannungsausgang (VGO) im Zeitverlauf, was unerwünscht ist.

1 - 3 dienen zur Darstellung von Mängeln einiger exemplarischer herkömmlicher Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen und VPTAT-Schaltungen. Wie oben erklärt, entstehen solche Mängel durch das unterschiedliche Altern der verschiedenen Transistoren, was zu einem unerwünschten Driften von VPTAT, VCTAT und/oder VGO im Zeitverlauf führen kann. Die unten stehenden 4A-9B,die in der verwandten US-Patentanmeldung Nr. 12/111,796 desselben Anmelders, mit dem Titel „Circuits and Methods to Produce a VPTAT and/or a Bandgap Voltage“, eingeführt wurden, stellen unterschiedliche Wege dar,auf denen Mängel der oben beschriebenen Schaltungen überwunden werden können. Derselbe Mangel besteht in anderen Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen und VPTAT-Schaltungen. Dementsprechend dienen viele der unten erläuterten Figuren zwar zur Erklärung dessen, wie die Mängel der oben beschriebenen Schaltungen zu überwinden sind, der Durchschnittsfachmann würde jedoch aus der vorliegenden Beschreibung ersehen, wie die Konzepte von unten beschriebenen Ausführungsformen auf alternative Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen und alternative VPTAT-Schaltungen anwendbar sind.
4A stellt eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 400A dar, die eine Modifikation der oben mit Bezug auf 1 erläuterten Schaltung 100 ist. Die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 400A weist N+1 Transistoren (d.h. die Transistoren Ql bis QN+1), einen Differentialeingangsverstärker 120, ein Paar Widerstände R1 und einen Widerstand R2 auf. Außerdem weist die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 400A die Schalter S1 bis SN+1 auf, die jeweils als zweipolige Zweifachschalter gezeigt sind. Anstelle der zweipoligen Zweifachschalter kann auch ein Paar einpoliger Ein-Aus-Schalter verwendet werden; dabei wird ein solches Paar dennoch als ein Schalter bezeichnet. Die Schalter können z.B. unter Verwendung von CMOS-Transistoren implementiert sein.
Ein Vergleich von 4A mit 1 zeigt, dass der Transistor Q4 in 4A durch den Schalter S4 so verbunden ist, dass er auf dieselbe Weise wie der Transistor QN+1 gemäß der Darstellung in 1 verbunden ist, und die übrigen Transistoren in 4A durch ihre jeweiligen Schalter auf dieselbe Weise wie die Transistoren Q1 bis QN gemäß der Darstellung in 1 verbunden sind. Mit anderen Worten: In 4A ist der Transistor Q4 als der „1“ einzelne als Diode geschaltete Transistor (in dem Zweig „1“ und dem Zweig „CTAT“) verbunden, und die übrigen N Transistoren sind als diodengeschaltete parallele Transistoren (in dem Zweig „N“) verbunden.
In einer Ausführungsform werden die Schalter von einer Steuereinheit 402 so gesteuert, dass der „1“ Transistor, der als der einzelne als Diode geschaltete Transistor verbunden ist, sich im Zeitverlauf (z.B. zyklisch oder zufällig) ändert, was auch bedeutet, dass die mehreren als Diode geschalteten parallelen Transistoren sich im Zeitverlauf (z.B. zyklisch oder zufällig) ändern. Anders ausgedrückt: 1 der N+1 Transistoren wird zum Erzeugen einer ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) verwendet, und N der N+1 Transistoren werden zum Erzeugen einer zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet. Eine Differenz zwischen VBE1 und VBE2 wird zum Erzeugen einer VPTAT verwendet. In 4A wird VBE 1 auch zum Erzeugen einer VCTAT verwendet. Welche der Transistoren zum Erzeugen von VBE 1 und damit der VPTAT und der VCTAT verwendet werden, ändert sich im Zeitverlauf (z.B. zyklisch oder zufällig). Auf diese Weise wird, wenn der VGO z.B. unter Verwendung eines Filters 404 gemittelt wird, die Wirkung des Alterns einzelner Transistoren ausgemittelt, wodurch die Drift des gefilterten VGO reduziert wird. Wiederum anders ausgedrückt: Welche der Transistoren sich in den Zweigen „1“, „CTAT“ und „N“ befinden, ändert sich im Zeitverlauf.
In einer Ausführungsform kann während N+1 Zeitperioden jeder der N+1 Transistoren dazu ausgewählt sein, zum Erzeugen der VBE1 verwendet zu werden sowie zum Erzeugen der VBE2 verwendet zu werden. Dies ist jedoch nicht notwendig. In einer Ausführungsform steuert die Steuereinheit 402 die Schalter, um ein vorhersagbar geformtes Schaltrauschen zu erzeugen, das durch das Filter 404 oder ein weiteres Filter gefiltert werden kann. Dies kann beinhalten, gezielt bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VBE1 zu verwenden und/oder bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VBE2 zu verwenden und/oder bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VCTAT zu verwenden. Die Steuereinheit 402 kann durch einen einfachen Zähler, eine Zustandsmaschine, einen Mikrocontroller, einen Prozessor implementiert sein, ist jedoch nicht darauf begrenzt. In bestimmten Ausführungsformen kann die Steuereinheit 402 zufällig auswählen, welche(r) Transistor(en) zum Erzeugen von VBE1 verwendet wird/werden und/oder welche(r) Transistor(en) zum Erzeugen von VBE2 verwendet wird/werden; z.B. unter Verwendung eines Zufalls- oder Pseudozufallszahlengenerators, der als Teil der Steuereinheit implementiert sein kann oder auf den die Steuereinheit zugreifen kann. Auch bei zufälliger oder pseudozufälliger Folgesteuerung der Transistoren können gezielt bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VBE1, VBE2 und/oder VCTAT verwendet werden. Sofern die Steuereinheit 402 zyklisch steuert, welche(r) Transistor(en) zum Erzeugen von VBE 1 verwendet wird/werden und/oder welche(r) Transistor(en) zum Erzeugen von VCTAT verwendet wird/werden, kann das zyklische Steuern immer in derselben Reihenfolge erfolgen, oder die Reihenfolge kann sich ändern. Außerdem können während des zyklischen Steuerns bestimmte Transistoren gezielt nicht zum Erzeugen von VBE1, VBE2 oder VCTAT verwendet werden. Mit anderen Worten: Bestimmte Transistoren können in einem oder mehreren Zweigen der Schaltung gezielt nicht verwendet werden.
In den Ausführungsformen aus 4A ist jeder Transistor immer als Diode geschaltet. Dementsprechend kann jede Diode fest als Diode geschaltet sein, und die zweipoligen Zweifachschalter S1 bis SN+1 aus 4A (oder alternativ die Paare von einpoligen Ein-Aus-Schaltern) können durch einpolige Ein-Aus-Schalter ersetzt sein, wie in der Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 400B aus 4B gezeigt. Wenn die Schalter zum selektiven Ändern einer Schaltungskonfiguration verwendet werden, sind die Schalter in dieser und anderen hier beschriebenen Ausführungsformen bevorzugt in unterbrechungslosem Wechsel gesteuert (d.h. ein neuer Kontakt wird hergestellt, bevor ein alter Kontakt unterbrochen ist), so dass ein sich bewegender Kontakt nie auf einen offenen Schaltkreis trifft, wodurch rapide Schwankungen von VPTAT (und/oder VCTAT und/oder VGO) verhindert werden.
In den Ausführungsformen aus 4A und 4B sei angenommen, es solle bei der Erzeugung von VBE1 und VBE2 ein Verhältnis von N zu 1 Transistoren (z.B. N = 8) verwendet werden. Dies lässt sich alternativ bewerkstelligen, indem 2*(N+1) Transistoren verwendet werden, zwei Transistoren gleichzeitig wie der Transistor Q4 in 4A und 4B verbunden werden und die übrigen 2*N Transistoren wie der Transistor Q1 in 4A und 4B verbunden werden. Unter der Annahme, dass X Transistoren zum Generieren von VBE1 und VBE2 verwendet werden, kann somit genereller eine erste Untergruppe von Y der X Transistoren zum Erzeugen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) verwendet werden, und eine zweite Untergruppe von Z der X Transistoren kann zum Erzeugen der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet werden, wobei 1 ≤ Y < Z < X.
5A stellt eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 500A dar, die eine Modifikation der oben mit Bezug auf 2A erläuterten Schaltung 200A ist. Die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 500A weist N+2 Transistoren (d.h. die Transistoren Q1 bis QN+2), einen Differentialeingangsverstärker 120, einen Widerstand R1, einen Widerstand R2 und die Stromsenke I auf. Außerdem weist die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 500A die Schalter S1 bis SN+1 auf, die jeweils als zweipolige Zweifachschalter gezeigt sind. Anstelle der zweipoligen Zweifachschalter kann ein Paar einpoliger Ein-Aus-Schalter verwendet werden; dabei wird das Paar dennoch als ein Schalter bezeichnet.
Ein Vergleich von 5A mit 2A zeigt, dass der Transistor QN+2 in beiden Figuren gleich verbunden ist, der Transistor Q4 in 5A durch den Schalter S4 so verbunden ist, dass er auf dieselbe Weise wie der Transistor QN+1 in 2A verbunden ist, und die übrigen Transistoren in 5A durch ihre jeweiligen Schalter auf dieselbe Weise wie die Transistoren Q1 bis QN in 2A verbunden sind. Hier wird 1 der N+2 Transistoren zum Erzeugen einer ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) verwendet, N der N+2 Transistoren werden zum Erzeugen einer zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet, und eine Differenz zwischen VBE 1 und VBE2 wird zum Erzeugen einer VPTAT verwendet. In 5A wird einer der N+2 Transistoren (d.h. Transistor QN+2) immer zum Erzeugen der VCTAT verwendet. Welche der Transistoren zum Erzeugen von VBE1 und VBE2 verwendet werden, ändert sich im Zeitverlauf (z.B. zyklisch oder zufällig). Auf diese Weise wird, wenn der VGO z.B. unter Verwendung des Filters 404 gemittelt wird, die Wirkung des Alterns einzelner Transistoren auf die VPTAT ausgemittelt, wodurch die Drift des gefilterten VGO reduziert wird. Anders ausgedrückt: In 5A ändert sich im Zeitverlauf, welche der Transistoren sich in den Zweigen „1“ und „N“ befinden, aber der Transistor QN+2 in dem Zweig „CTAT“ ändert sich nicht.
Gemäß einer Ausführungsform ist während N+1 Zeitperioden jeder der N+1 Transistoren dazu ausgewählt, zum Erzeugen der VBE1 verwendet zu werden sowie zum Erzeugen der VBE2 verwendet zu werden. Dies ist jedoch nicht notwendig. Gemäß einer Ausführungsform steuert die Steuereinheit 402 die Schalter, um ein vorhersagbar geformtes Schaltrauschen zu erzeugen, das durch das Filter 404 oder ein weiteres Filter gefiltert werden kann. Dies kann beinhalten, gezielt bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VBE1 zu verwenden und/oder bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VBE2 zu verwenden. Weitere Details der Steuereinheit 402 wurden oben erläutert. Sofern die Steuereinheit 402 zyklisch steuert, welche(r) Transistor(en) zum Erzeugen von VBE1 und/oder VBE2 verwendet wird/werden, kann das zyklische Steuern immer in derselben Reihenfolge erfolgen, oder die Reihenfolge kann sich ändern. Außerdem können während des zyklischen Steuerns bestimmte Transistoren gezielt nicht zum Erzeugen von VBE1 und/oder VBE2 verwendet werden.
In der Bandabstands-Referenzspannungsschaltung 500A aus 5A ist die Wirkung des Alterns von Transistor QN+2 nicht reduziert. Entsprechend wird die Bandabstands-Referenzspannungsschaltung 500B aus 5B bereitgestellt, wobei in dieser Figur die Transistoren in den Zweigen „1“, „N“ und „CTAT“ sich im Zeitverlauf ändern. Wie in 5B zu sehen, wird der Transistor, der zum Erzeugen der VCTAT verwendet wird, auch im Zeitverlauf (z.B. zyklisch oder zufällig) geändert. Hier wird 1 der N+2 Transistoren zum Erzeugen einer ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE 1) verwendet, N der N+2 Transistoren werden zum Erzeugen einer zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet, und eine Differenz zwischen VBE1 und VBE2 wird zum Erzeugen einer VPTAT verwendet. In der Bandabstands-Referenzspannungsschaltung 500B aus 5B wird außerdem 1 der N+2 Transistoren zum Erzeugen der VCTAT verwendet. In 5B können die Schalter S1₁ bis SN+2₁ und die Schalter S1₂ bis SN2₂ der Bandabstands-Referenzspannungsschaltung 500B z.B. zweipolige Dreifachschalter oder Paare von einpoligen Dreifachschaltern sein.
Gemäß einer Ausführungsform ist während N+2 Zeitperioden jeder der N+2 Transistoren dazu ausgewählt, zum Erzeugen der VBE1 verwendet zu werden, sowie zum Erzeugen der VBE2 verwendet zu werden, sowie zum Erzeugen der VCTAT verwendet werden. Dies ist jedoch nicht notwendig. Gemäß einer Ausführungsform steuert die Steuereinheit 402 die Schalter, um ein vorhersagbar geformtes Schaltrauschen zu erzeugen, das durch das Filter 404 gefiltert werden kann. Dies kann beinhalten, gezielt bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VBE 1 zu verwenden und/oder bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VBE2 zu verwenden und/oder bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen der VCTAT zu verwenden. Weitere Details der Steuereinheit 402 wurden oben erläutert. Sofern die Steuereinheit zyklisch steuert, welche(r) Transistor(en) zum Erzeugen von VBE 1 und/oder VBE2 verwendet wird/werden und/oder welche(r) Transistor(en) zum Erzeugen von VCTAT verwendet wird/werden, kann das zyklische Steuern immer in derselben Reihenfolge erfolgen, oder die Reihenfolge kann sich ändern. Außerdem können während des zyklischen Steuerns gezielt bestimmte Transistoren nicht zum Erzeugen von VBE1, VBE2 und/oder VCTAT verwendet werden.
In den Ausführungsformen aus 5A und 5B sei angenommen, es solle bei der Erzeugung von VBE1 und VBE2 ein Verhältnis von N zu 1 Transistoren (z.B. N=8) verwendet werden. Dies lässt sich alternativ bewerkstelligen, indem 2*(N + 1) Transistoren verwendet werden, 2 Transistoren gleichzeitig wie der Transistor Q4 in 5A und 5B verbunden werden und 2*N Transistoren wie der Transistor Q1 in 5A und 5B verbunden werden. Unter der Annahme, dass X Transistoren zum Generieren von VBE 1 und VBE2 verwendet werden, kann somit genereller eine erste Untergruppe von Y der X Transistoren zum Erzeugen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE 1) verwendet werden, und eine zweite Untergruppe von Z der X Transistoren kann zum Erzeugen der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet werden, wobei 1 ≤ Y < Z < X. Weiterhin kann wenigstens einer der X Transistoren zum Erzeugen der VCTAT verwendet werden. Der Transistor, der zum Erzeugen der VCTAT verwendet wird, kann derselbe bleiben, wie in 5A, oder sich ändern, wie in 5B.
6 stellt eine VPTAT-Schaltung 600 dar, die eine Modifikation der oben mit Bezug auf 2B erläuterten Schaltung 200B ist. Die VPTAT-Schaltung 600 aus 6 funktioniert auf dieselbe Weise wie die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 500A aus 5A, mit der Ausnahme, dass der Transistor QN+1 durch den Widerstand R3 ersetzt ist. In 6 ändern sich die Transistoren in den Zweigen „1“ und „N“ im Zeitverlauf.
7 stellt eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 700 dar, die eine Modifikation der oben mit Bezug auf 3 erläuterten Schaltung 300 ist. Spezifischer stellt 7 dar, wie die in 3 gezeigte Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 300 auch dazu modifizierbar ist, Schalter und eine Steuereinheit aufzuweisen, so dass die Transistoren, die zum Erzeugen von VBE1 und VBE2 sowie bevorzugt auch von VCTAT verwendet werden, im Zeitverlauf geändert werden. In 7 ändern sich die Transistoren, die sich in den Zweigen „1“, „N“ und „CTAT“ befinden, im Zeitverlauf.
In den hier beschriebenen Ausführungsformen kann/können der/die Transistor(en), der/die zum Erzeugen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE 1) verwendet wird/werden, auch als innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindlich bezeichnet werden, und die Transistoren, die zum Erzeugen der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet werden, können als innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindlich bezeichnet werden. In ähnlicher Weise kann/können der/die Transistor(en), der/die zum Erzeugen der VCTAT verwendet wird/werden, als innerhalb Zweigs CTAT befindlich bezeichnet werden.
In den oben beschriebenen Ausführungsformen wird ein Pool von Bipolartransistoren (BJT) bereitgestellt, von denen einer (oder möglicherweise mehrere) als ΔVBE-Referenz für den Rest des Pools verwendet wird/werden. Angenommen sei ein Pool von N Bipolartransistoren. Wenn eine Bipolartransistorvorrichtung (in den Figuren als „1“ gezeigt) dazu ausgewählt ist, als ΔVBE-Referenz bezüglich der anderen N-1 Vorrichtungen zu wirken, hat die Einzelvorrichtung einen 1/f-Beitrag, und jede der übrigen Vorrichtungen hat jeweils einen 1/(N-1)-Beitrag. Da sich im Pool N-1 Vorrichtungen mit individuellem 1/f-Rauschen bis zum quadratischen Mittel (RMS) befinden, erhalten wir einen Rauschbeitrag des Pools als das Rauschen eines Transistors, dividiert durch $\sqrt{N - 1} .$
Der Betriebsstrom ist im Vergleich zu dem Einzeltransistor ebenfalls um (N-1) niedriger, wodurch der 1/f-Gehalt weiter reduziert wird. Somit hat der Einzeltransistor dominantes Rauschen, und das Rauschen des Pools ist heruntergemittelt. Durch zyklisches Steuern eines (oder mehrerer) Transistoren aus dem Pool heraus als Einzeltransistor mit einer viel schnelleren Geschwindigkeit als 1/fwird dann die Frequenz des 1/f-Beitrags heraufgesetzt. Wenn die Zyklusfrequenz fc ist, wird das 1/f-Spektrum bezüglich der Frequenz überführt wie in 7 gezeigt. Der 1 /f-Gehalt der Bipolartransistoren wird hinsichtlich RMS um $\sqrt{N}$
reduziert, da das Rauschen von N Vorrichtungen RMS,aber mit jeweils einem Tastverhältnis von 1/N. Das nun hochfrequente 1/f-Rauschen kann z.B. durch das Filter 404 herausgefiltert werden. Das zyklische Steuern kann digital (z.B. randomisiert) erfolgen, um den Spitzen-Spektralgehalt zu begrenzen. Das 1 /f-Rauschen wird nun umgeformt, so dass es 8 ähnlich ist. Diese hat einen geringeren Spitzen-Spektralgehalt, verteilt jedoch das Rauschen bis hinunter auf fc/N. Es ist zu beachten, dass das 1/f-Rauschen in 8 verringert, aber nicht beseitigt ist. Das 1/f moduliert die Schalt-Spektralspitzen. Für einen Takt von fc gibt es einen niedrigsten Ton von fc/N, sofern N Vorrichtungen wiederholt zu schalten sind. Es sind N Spektralkomponenten von fc/N bis nahezu fc vorhanden (nur einige sind gezeigt). Es sind Oberschwingungen aller fc/N bis nahezu fc Komponenten vorhanden.
Anders ausgedrückt, hat der „1“ Transistor einen 1 /f- Rauschgehalt proportional zu seiner Betriebsstromdichte. Verglichen mit 1/f-Frequenzen durchläuft ein Transistor schnelle Zyklen in die „1“-Position hinein und aus ihr heraus (oder wird anderweitig dafür ausgewählt). Angenommen, dass jeder der N Transistoren sich nur 1/N der Zeit in der „1“-Position befindet (was nicht der Fall zu sein braucht), trägt, wenn das VGO- oder VPTAT-Signal gemittelt oder gefiltert ist, jeder Transistor nur 1/N seiner 1/f-Spannung bei. Es gibt jedoch N Transistoren mit jeweils einem unabhängigen Rauschen, die zyklisch zu der „1“-Position hinzuzufügen sind. Somit trägt der „1“ Transistor letztlich $\sqrt{N} / N oder 1 / \sqrt{N}$
seines 1/f-Rauschens bei. Der Rest der 1/f-Energie derN Transistoren wird durch den zyklischen Modulationsprozess auf ein höheres Spektrum überführt. Die anderen N-1 Transistoren tragen dasselbe Rauschen bei wie die N-1 Transistoren eines herkömmlichen stationären Bandabstands, wobei dies allerdings aufgrund geringerer Stromdichte geringer ist als das 1/f-Rauschen des „1“ Transistors.
9A ist ein Ablaufdiagramm auf hoher Ebene, das als Zusammenfassung der oben beschriebenen Techniken zum Erzeugen einer VPTAT unter Verwendung einer Gruppe von X Transistoren dient. Bei Schritt 902 wird unter Verwendung einer ersten Untergruppe von Y der X Transistoren eine erste Basis-Emitter-Spannung (VBE1) erzeugt, wobei 1 ≤ Y < X. Bei Schritt 904 wird unter Verwendung einer zweiten Untergruppe von Z der X Transistoren eine zweite Basis-Emitter-Spannung (VBE2) erzeugt, wobei Y < Z < X. Bei Schritt 906 wird durch Bestimmung einer Differenz zwischen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE 1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) die VPTAT erzeugt. Bei Schritt 908 wird im Zeitverlauf (z.B. zyklisch oder zufällig) geändert, welche Y der X Transistoren sich in der ersten Untergruppe befinden, die zum Erzeugen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) verwendet werden, und welche Z der X Transistoren sich in der zweiten Untergruppe befinden, die zum Erzeugen der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet werden. In spezifischen Ausführungsformen ist Y= 1. In anderen Ausführungsformen ist Y ≤ 2 < X/2.
9B ist ein Ablaufdiagramm auf hoher Ebene, das als Zusammenfassung der oben beschriebenen Techniken zum Erzeugen einer Bandabstandsspannung unter Verwendung einer Gruppe von X Transistoren dient. Bei Schritt 910 wird unter Verwendungvon wenigstens einem der X Transistoren eine zur absoluten Temperatur komplementäre Spannung (VCTAT) erzeugt. Bei Schritt 912 wird unter Verwendung einer ersten Untergruppe von Y der X Transistoren eine erste Basis-Emitter-Spannung (VBE1) erzeugt, wobei 1 ≤ Y < X Bei Schritt 914 wird unter Verwendung einer zweiten Untergruppe von Z der X Transistoren eine zweite Basis-Emitter-Spannung (VBE2) erzeugt, wobei X < Z < Y. Bei Schritt 916 wird durch Bestimmung einer Differenz zwischen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) eine zur absoluten Temperatur proportionale Spannung (VPTAT) erzeugt. Bei Schritt 918 wird die Bandabstandsspannung erzeugt, indem die VCTAT zu der VPTAT addiert wird, um die Bandabstandsspannung zu erzeugen. Wie bei Schritt 920 angezeigt, wird im Zeitverlauf (z.B. zyklisch oder zufällig) geändert, welche(r) Y der X Transistoren sich in der ersten Untergruppe befindet/befinden, die zum Erzeugen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE 1) verwendet werden, und welche Z der X Transistoren sich in der zweiten Untergruppe befinden, die zum Erzeugen der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendet werden. In spezifischen Ausführungsformen ändert sich im Zeitverlauf (z.B. zyklisch oder zufallig), welche(r) wenigstens eine der X Transistoren zum Erzeugen der VCTAT verwendet wird/werden. In spezifischen Ausführungsformen ist Y= 1. In anderen Ausführungsformen ist Y ≤ 2 < X/2.
Nur einige Beispiele für VPTAT- und Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen, bei denen selektives Steuern (einschließlich Ändern) dessen erfolgt, welche Transistoren zum Erzeugen einer VPTAT und/oder einer VCTAT verwendet werden, sind oben beschrieben und in den entsprechenden Figuren gezeigt. Für den Durchschnittsfachmann ist jedoch ersichtlich, dass die oben beschriebenen Merkmale mit alternativen VPTAT-Schaltungen und alternativen Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen verwendet werden können. Als ein Beispiel kann das selektive Steuern dessen, welche Transistoren zum Erzeugen einer VPTAT und/oder einer VCTAT verwendet werden, mit den Schaltungen verwendet werden, die in der US-Patentanmeldung Nr. 11/968,551 desselben bzw. derselben Erfinder(s) und Anmelder(s), eingereicht am 2.Januar 2008, mit dem Titel „Bandgap Voltage Reference Circuits and Methods For Producing Bandgap Voltages“, gezeigt und beschrieben sind, die hierin durch Verweis aufgenommen ist.
VORBEHANDLUNG FUR NIEDRIGE STÖRUNGEN
In den oben beschriebenen Schaltungen operieren die Transistoren in den „1“-und „CTAT“-Positionen (die auch als die Transistoren in den Zweigen „1“ und „CTAT“ bezeichnet werden können) bei N- fachem Strom wie die Transistoren in der „N“-Position (die auch als die Transistoren in dem Zweig „N“ bezeichnet werden können). Wenn Schalter dazu verwendet werden, einen Transistor mit dem Zweig „N“ zu verbinden oder ihn davon zu trennen, ändert sich somit der Strom durch diesen Transistor um den Faktor N. Spezifischer erhöht sich, wenn ein Transistor aus dem Zweig „N“ entweder in den Zweig „N“ oder den Zweig „CTAT“ geschaltet wird, der Strom durch diesen Transistor um den Faktor N. Umgekehrt verringert sich, wenn ein Transistor entweder aus dem Zweig „1“ oder dem Zweig „CTAT“ in den Zweig „N“ geschaltet wird, der Strom durch diesen Transistor um den Faktor N. Bei einem solchen Schalten liefert eine Steuerschleife der Schaltung einen Stromimpuls in den Transistor, um seine Basisladung entsprechend einzustellen. Eine solche Steuerschleife enthält den Verstärker 120, dessen Ausgangsspannung PMOS-Gates steuert, was den Strom in den Zweigen „N“ und „1“ einstellt, was die Spannungen an den nicht-invertierenden (+) und invertierenden (-) Eingängen des Verstärkers 120 einstellt, was die Ausgangsspannung des Verstärkers 120 einstellt usw. Somit enthält die Rückkopplungsschleife die Zweige „N“ und „1“, aber nicht den Zweig „CTAT“. Um dies zu veranschaulichen, stelle man sich vor, dass ein Transistor, der bei Iptat/N betrieben wird (Spannung über diese Vorrichtung: VBE - ΔVBE), in den Zweig „1“ versetzt wird. Dies senkt die Spannung an dem invertierenden (-) Eingang des Verstärkers 120 um ΔVBE=Vt*ln(N), lässt aber den nicht-invertierenden (+) Eingang unverändert. Der Verstärker 120 verstärkt diese Differenz, was eine Erhöhung seines Ausgangs bewirkt. Dies bewirkt ein Abfallen des Stroms in dem Zweig CTAT, was wiederum eine negativ gehende Störung in dem Ausgang bewirkt. Dieser Stromimpuls kann jedoch in alle Schaltungszweige gespiegelt werden (oder sie anderweitig beeinflussen), was Bandabstandsausgangsstörungen verursachen kann. Solche kurzzeitigen Störungen können für die Systemgenauigkeit ein begrenzender Faktor sein, weil der Bereich unter der kurzzeitigen Störung durch ein Tiefpassfilter (z.B. 404) am Systemausgang in den Gleichstromfehler integriert wird. Durch unten beschriebene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden die kurzzeitigen Störungen, die durch das oben beschriebene Schalten von Bipolartransistoren entstehen, beträchtlich reduziert.
10A stellt eine Schaltung 1000A gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die zum Reduzieren von kurzzeitigen Störungen verwendbar ist, welche auftreten, wenn ein Transistor zu einem Zweig geschaltet wird, der den Strom durch den Transistor erhöht. In dieser Ausführungsform erfolgt beim Schalten eines Transistors vom Zweig „N“ zu den Zweigen „1“ oder „CTAT“ zuerst eine Vorbehandlung dieses Transistors auf seinen neuen, höheren Strom in einem Zweig außerhalb der Steuerschleife, innerhalb des mit „Hochstromvorbereitung“ bezeichneten Zweiges, der jedoch auch als Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig bezeichnet werden kann. Der Vorbehandlungsstrom simuliert bevorzugt den Strom, den der Transistor in den Zweigen „1“ oder „CTAT“ empfangen wird. Dies lässt sich z.B. bewerkstelligen, indem der Vorbehandlungsstrom mit demselben Stromspiegel generiert wird, der zum Erzeugen der innerhalb der Steuerschleife befindlichen Ströme verwendet wird. Da der Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig sich außerhalb der Steuerschleife befindet, beeinflusst der Vorbehandlungszweig vorteilhafterweise nicht den Ausgang der Schaltung. Spezifisch beeinflusst die Wirkung der Vorbehandlung eines Transistors in diesem Zweig nicht den Bandabstandsausgang.
10B stellt eine Schaltung 1000B gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die zum Reduzieren von kurzzeitigen Störungen verwendbar ist, welche auftreten, wenn ein Transistor zu einem Zweig geschaltet wird, der den Strom durch den Transistor reduziert. In dieser Ausführungsform erfolgt beim Schalten eines Transistors von den Zweigen „1“ oder „CTAT“ zu dem Zweig „N“ zuerst eine Vorbehandlung dieses Transistors auf seinen neuen, niedrigeren Strom in einem Zweig außerhalb der Steuerschleife, innerhalb des mit „Niederstromvorbereitung“ bezeichneten Zweiges, der jedoch auch als Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweigg bezeichnet werden kann. Der Vorbehandlungsstrom simuliert bevorzugt den Strom, den der Transistor in dem Zweig „N“ empfangen wird. Dies lässt sich z.B. wie in dem Zweig „N“ bewerkstelligen, indem der Transistor, der vorbehandelt wird, als einer von N identischen Transistoren vorgesehen ist. Da der Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweigg sich außerhalb der zum Generieren von VBE 1, VBE2 und CTAT verwendeten Abschnitte der Schaltung befindet, beeinflusst der Vorbehandlungszweig vorteilhafterweise nicht den Ausgang der Schaltung.
In 10B ist nur ein Transistor (d.h. der Transistor QN+3) spezifisch so dargestellt, dass er in den „Niederstromvorbereitungs“-Zweig hinein- und aus ihm herausgeschaltet ist. In einer anderen Ausführungsform werden alle Transistoren in dem „Niederstromvorbereitungs“-Zweig (oder wenigstens eine Vielzahl solcher Transistoren) in den „Niederstromvorbereitungs“-Zweig und aus ihm heraus, und somit in die anderen Zweige der Schaltung hinein- und aus ihnen herausgeschaltet.
Gemäß einer Ausführungsform werden in einer Schaltung sowohl ein Hoch-zu-Niederstrom-Vorbehandlungszweig als auch ein Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig verwendet, so dass eine Vorbehandlung sowohl dann erfolgt, wenn Transistoren auf einen höheren Strom geschaltet werden, als auch dann, wenn Transistoren auf einen niedrigeren Strom geschaltet werden. Mit anderen Worten: Eine Schaltung 1000C kann sowohl eine „Hochstromvorbereitung“ als auch eine „Niederstromvorbereitung“ aufweisen, wie in 10C gezeigt.
10D ist ein exemplarisches Zeitablaufdiagramm, das zum Steuern dessen verwendbar ist, wie jeder Transistor einer Schaltung in die verschiedenen Zweige einer Schaltung (z.B. 1000C in 10C) hinein- und aus ihnen herausgeschaltet wird, die sowohl einen „Hochstromvorbereitungs“-Zweig als auch einen „Niederstromvorbereitungs“-Zweig aufweist. In 10D startet ein Transistor in dem Zweig „N“, wird dann in die „Niederstromvorbereitung“ geschaltet, dann in die „Hochstromvorbereitung“, dann in den Zweig „CTAT“, dann in den Zweig „1“, dann in den Zweig „CTAT“, dann in die „Hochstromvorbereitung“, dann in die „Niederstromvorbereitung“ und dann in den Zweig „N“ und so weiter. Alternative Zeitablaufdiagramme sind ebenfalls möglich und liegen innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung. Es ist zu beachten, dass, wenn ein Transistor von dem Zweig „1“ zu dem Zweig „CTAT“ geschaltet wird oder umgekehrt, dieser Transistor keinen der Vorbehandlungs-Vorbereitungszweige zu durchlaufen braucht, wenn die Ströme, die den Stromwegen der Transistoren in dem Zweig „1“ und in dem Zweig „CTAT“ zugeführt werden, dieselben sind. Es ist jedoch eine marginale Verbesserung erzielbar, wenn ein Transistor zwischen dem Geschaltetwerden von einem der Zweige „1“, „N“ und „CTAT“ zu einem anderen der Zweige „1“, „N“ und „CTAT“ immer in einen Vorbehandlungszweig geschaltet ist.
Gemäß einer Ausführungsform verbringt jeder Transistor 1/(2N+3) der Zeit in jedem der Zweige „1“, „CTAT“ und dem „Hochstromvorbereitungs“-Zweig sowie N/(2N+3) der Zeit in dem Zweig „N“ und dem „Niederstromvorbereitungs“-Zweig. In anderen Ausführungsformen ist dies nicht der Fall.
Gemäß einer Ausführungsform ist R1 = 9 * R2. Um die Variabilität der Bandabstands-Ausgangsspannung über viele einzelne integrierte Schaltungen zu verringern, sollte das Verhältnis R2/R1 selbst niedrige Varianz aufweisen. Da die Varianz eines Widerstandes mit dessen Chipfläche abnimmt, ist es sinnvoll, R2 und R1 physikalisch gleich groß zu gestalten. Sonst würde die Varianz des kleineren Widerstandes dominieren, und die zur Implementierung des größeren Widerstandes verwendete zusätzliche Fläche wäre verschwendet. Eine Möglichkeit, R1 und R2 die gleiche Größe zu geben, besteht darin, beide aus M identischen Widerständen mit dem Wert R aufzubauen. R1, der den größeren Wert hat, wird aus den M Widerständen seriell gebildet (äquivalenter Widerstand: MR). R2 wird aus den M Widerständen parallel gebildet (äquivalenter Widerstand: R/M). Auf diese Weise ist R1/R2 = M². In einem typischen Bandabstand ist R1/R2 gleich 23,5/ln(N) gesetzt, damit die PTAT- und CTAT-Temperaturkoeffizienten der Bandabstands-Ausgangsspannung exakt aufgehoben werden. Durch Auflösung nach N ergibt sich, dass M = 3 einen zufriedenstellenden Wert ergibt (N ~ 14). Wenn M = 2, gilt N ~ 356, was eine unangemessen große Spannungsreferenz-Chipfläche ergeben würde. Wenn M = 4, gilt N ~ 4, was so klein ist, dass aus der Rotation der Transistoren durch die Zweige statistisch nur geringer Vorteil gezogen wird.
In den hier beschriebenen Ausführungsformen kann/können der/die zum Erzeugen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) verwendete(n) Transistor(en) auch als innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindlich bezeichnet werden, und die zum Erzeugen der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) verwendeten Transistoren können als innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindlich bezeichnet werden. In ähnlicher Weise kann/können der/die zum Erzeugen der VCTAT verwendete(n) Transistoren als innerhalb Zweigs CTAT befindlich bezeichnet werden. Weiterhin kann, wenn ein Transistor sich innerhalb der „Hochstromvorbereitung“ oder der „Niederstromvorbereitung“ befindet, der Transistor als innerhalb eines Vorbehandlungszweigs befindlich bezeichnet werden.
11 zeigt ein Diagramm von VGO für die Schaltung aus 3 ohne Vorbehandlung und mit der Vorbehandlung aus 10A und 10B. Spezifischer kann, wie aus 11 ersichtlich, die Spitze-zu-Spitze-Störungsamplitude um einen Faktor von ca. 40 reduziert werden, wenn sowohl ein Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig als auch ein Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig verwendet werden.
Ähnliche Techniken sind auf den / für die Widerstände R2 und R1 in der Ausführungsform aus 10A - 10C (sowie den anderen Ausführungsformen) durchführbar, die ebenfalls niederfrequentem Rauschen und Genauigkeitsproblemen unterliegen können. Die Vorstellung dabei ist, dass eine Rotation der Widerstände ebenfalls vorteilhaft wäre, weil sie ähnlichen Rausch- und Driftproblemen unterliegen wie die Bipolartransistoren. Eine Rotation von Widerständen ist jedoch mit demselben Problem kurzzeitiger Störungen behaftet wie die Rotation von Transistoren. Um solche kurzzeitigen Störungen zu reduzieren, kann somit eine ähnliche Vorbehandlung der Widerstände durchgeführt werden. Dies lässt sich ohne zusätzlichen Stromverbrauch bewerkstelligen, indem vorzubehandelnde Widerstände auf die Bipolartransistoren in den bestehenden „Hochstromvorbereitungs“- und „Niederstromvorbereitungs“-Vorbehandlungszweigen gestapelt werden.
Der VGO-Ausgang einer Schaltung, die einen Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig und/oder einen Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig aufweist, kann (z.B. unter Verwendung eines Filters 404) gefiltert werden, um einen gefilterten VGO zu erzeugen. Aufgrund der beträchtlichen Reduzierung von kurzzeitigen Störungen ist der integrierte Gleichstromfehler sehr klein, da diese Störungen, verglichen mit einer typischen Schaltgeschwindigkeit (100 kHz), niedrige Amplitude aufweisen und kurz sind. Weiterhin sind solche kleinen kurzzeitigen Störungen leichter zu filtern (z.B. unter Verwendung eines Filters 404) und erfordern im Vergleich mit dem Filtern größerer kurzzeitiger Störungen kleinere Kondensatoren. Bei einer beträchtlichen Verbesserung der Störungsamplitude (z.B. der in 11 gezeigten 40-fachen Verbesserung) könnte wahrscheinlich der Kondensator des Filters, das zum Reduzieren der kurzzeitigen Ausgangsstörung auf gewünschte Niveaus verwendet wird, vorteilhafterweise integriert sein, wodurch Platinenplatz gespart und Kosten reduziert würden. In ähnlicher Weise können ein Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig und/oder ein Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit einer Schaltung verwendet werden, die eine VPTAT ausgibt.
Die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können in jeder Schaltung verwendet werden, bei welcher der Wunsch besteht, eine Spannungsreferenz zu erzeugen, die über einen Bereich von Temperaturen im Wesentlichen konstant bleibt. Beispielsweise können hier beschriebene Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen gemäß spezifischen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zum Erzeugen einer Spannungsreglerschaltung verwendet werden. Dies lässt sich z.B. bewerkstelligen, indem VGO gepuffert und der gepufferte VGO einem Verstärker zugeführt wird, der den VGO (z.B. ≈ 1,2 V) auf ein gewünschtes Niveau erhöht. Exemplarische Spannungsreglerschaltungen werden unten mit Bezug auf 13 und 14 beschrieben.
12A ist ein Ablaufdiagramm auf hoher Ebene, das als Zusammenfassung der oben beschriebenen Techniken zum Erzeugen einer VPTAT unter Verwendung von Stromvorbehandlung dient, um Störungen zu reduzieren. Bei Schritt 1202 wird eine erste Basis-Emitter-Spannung (VBE1) erzeugt, indem eine erste Strommenge einem Stromweg jedes Transistors innerhalb eines ersten Schaltungszweigs zugeführt wird. Bei Schritt 1204 wird eine zweite Basis-Emitter-Spannung (VBE2) erzeugt, indem eine zweite Strommenge einem Stromweg jedes Transistors innerhalb eines zweiten Schaltungszweigs zugeführt wird, wobei die zweite Strommenge kleiner als die erste Strommenge ist. Bei Schritt 1206 wird auf Basis von VBE1 und VBE2 die VPTAT erzeugt, z.B. durch Bestimmung einer Differenz zwischen der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2). Wie bei Schritt 1208 angezeigt, wird im Zeitverlauf geändert, welche Transistoren sich in dem ersten Schaltungszweig und dem zweiten Schaltungszweig befinden. Wie oben erklärt, lässt sich dieses Merkmal zur Reduzierung von 1/f-Rauschen verwenden. Wie bei Schritt 1212 angezeigt, wird ein Transistor mit einem Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge vorbehandelt, nachdem der Transistor aus dem ersten Schaltungszweig herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den zweiten Schaltungszweig geschaltet ist. Wie bei Schritt 1214 angezeigt, wird ein Transistor mit einem Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge vorbehandelt, nachdem der Transistor aus dem zweiten Schaltungszweig herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den ersten Schaltungszweig geschaltet ist. Wie oben erklärt, reduziert eine solche VorbehandlungStörungen in der VPTAT.
12B ist ein Ablaufdiagramm auf hoher Ebene, das als Zusammenfassung der oben beschriebenen Techniken zum Erzeugen einer Bandabstandsspannung unter Verwendung von Stromvorbehandlung dient, um Störungen in einem Bandabstandsspannungsausgang (VGO) zu reduzieren. Bei Schritt 1220 wird unter Verwendung wenigstens eines Transistors innerhalb eines Zweigs CTAT eine zur absoluten Temperatur komplementäre Spannung (VCTAT) erzeugt. Bei Schritt 1222 wird eine erste Basis-Emitter-Spannung (VBE1) erzeugt, indem einem Stromweg jedes Transistors innerhalb eines ersten Schaltungszweigs eine erste Strommenge zugeführt wird. Bei Schritt 1224 wird eine zweite Basis-Emitter-Spannung (VBE2) erzeugt, indem einem Stromweg jedes Transistors innerhalb eines zweiten Schaltungszweiges eine zweite Strommenge zugeführt wird. Bei Schritt 1226 wird auf Basis der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) eine zur absoluten Temperatur proportionale Spannung (VPTAT) erzeugt, z.B. durch Bestimmung einer Differenz zwischen VBE1 und VBE2. Wie bei Schritt 1228 angezeigt, kann die Bandabstandsspannung auf Basis von VCTAT und VPAT bestimmt werden, z.B. durch Addieren der VCTAT zu der VPTAT. Wie bei Schritt 1230 angezeigt, wird im Zeitverlauf geändert, welche Transistoren sich in dem ersten Schaltungszweig und dem zweiten Schaltungszweig befinden. Zusätzlich kann bei Schritt 1230 auch geändert werden, welcher wenigstens eine der Transistoren sich in dem Zweig CTAT befindet. Wie bei Schritt 1232 angezeigt, wird ein Transistor mit einem Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge vorbehandelt, nachdem der Transistor aus dem ersten Schaltungszweig (oder aus dem Zweig CTAT) herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den zweiten Schaltungszweig geschaltet ist. Wie bei Schritt 1234 angezeigt, wird ein Transistor mit einem Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge vorbehandelt, nachdem der Transistor aus dem zweiten Schaltungszweig herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den ersten Schaltungszweig (oder in den Zweig CTAT) geschaltet ist.
13 ist ein Blockdiagramm eines exemplarischen Linearspannungsreglers 1302 mit festem Ausgang, welcher eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 1300 aufweist, die ändert, welche Transistoren sich in den Zweigen „1“ und „N“ (und bevorzugt auch dem Zweig „CTAT“) befinden, und einen Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig und/oder einen Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig (und bevorzugt beides) aufweist. Die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 1300 erzeugt einen Bandabstandsspannungsausgang (VGO) mit niedrigen kurzzeitigen Störungen, der einem Eingang (z.B. einem nicht-invertierenden Eingang) eines Operationsverstärkers 1306 zugeführt wird, welcher als Puffer verbunden ist. Der andere Eingang (z.B. der invertierende Eingang) des Operationsverstärkers 1306 empfängt eine Verstärker-Ausgangsspannung (VOUT) als Rückkopplungssignal. Die Ausgangsspannung (VOUT) bleibt durch Verwendung der Rückkopplung im Wesentlichen fest, +/- einer Toleranz (z.B. +/-1%).
14 ist ein Blockdiagramm eines exemplarischen Linearspannungsreglers 1402 mit einstellbarem Ausgang, welcher eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 1300 aufweist, die ändert, welche Transistoren sich in den Zweigen „1“ und „N“ (und bevorzugt auch in dem Zweig „CTAT“) befinden, und einen Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig und/oder einen Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig (und bevorzugt beides) aufweist. Wie aus 14 ersichtlich, gilt VOUT ≈ VGO * (1 + R1/R2). Somit kann durch Auswahl der geeigneten Werte für die Widerstände R1 und R2 die gewünschte VOUT ausgewählt werden. Die Widerstände R1 und R2 können sich innerhalb des Reglers befinden oder zum Regler extern sein. Ein oder beide Widerstände können programmierbar oder anderweitig einstellbar sein.
Die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltungen und/oder die VPTAT-Schaltungen können auch zum Bereitstellen eines Temperatursensors verwendet werden. 15 ist ein Beispiel für einen solchen Temperatursensor 1510. Eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 1300, die ändert, welche Transistoren sich in den Zweigen „1“ und „N“ (und bevorzugt auch dem Zweig „CTAT“) befinden, kann einem Referenzspannungseingang eines Analog-Digital-Wandlers (ADC) 1506 ein im Wesentlichen konstantes Bandabstandsspannungsausgangs- (VGO-) -signal 1504 zuführen. Eine VPTAT-Schaltung 1501, die ändert, welche Transistoren sich in den Zweigen „1“ und „N“ befinden, kann dem Signaleingang des ADC 1506 ein analoges VPTAT-Signal 1502 zuführen. Die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung 1300 und die VPTAT-Schaltung 1501 können jeweils einen Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig und/oder einen Nieder-zu-Hochstrom-Vorbehandlungszweig (und bevorzugt beides) aufweisen. In einer solchen Ausführungsform ist der Ausgang des ADC 1506 ein digitales Signal 1508, das die Temperatur anzeigt, da der Eingang in den ADC 1506 zur Temperatur proportional ist. Alternativ kann die gleiche Schaltung einer oben beschriebenen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zum Erzeugen sowohl des VGO als auch der VPTAT verwendet werden, und der VGO kann dazu verwendet werden, dem ADC 1506 eine im Wesentlichen konstante Referenzspannung zuzuführen, und die (der Schaltung entnommene) VPTAT kann dem Signaleingang des ADC 1506 zugeführt werden. Wieder ist der Ausgang des ADC 1506 ein die Temperatur anzeigendes digitales Signal 1508, da der Eingang in den ADC 1506 zur Temperatur proportional ist.

Claims

Schaltung (1000A, 1000B, 1000C, 1000D) zum Generieren einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung (VPTAT), umfassend: eine Gruppe von X Transistoren, von denen jeder eine Basis und einen Stromweg zwischen einem Kollektor und einem Emitter aufweist; eine Vielzahl von Schaltern, die dazu ausgestaltet sind, selektiv zu ändern, wie wenigstens einige der X Transistoren innerhalb der Schaltung verbunden sind; einen ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, der dazu ausgestaltet ist, dem Stromweg jedes Transistors innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs eine erste Strommenge zuzuführen, um eine erste Basis-Emitter-Spannung (VBE1) zu erzeugen; einen zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, der dazu ausgestaltet ist, dem Stromweg jedes Transistors innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs eine zweite Strommenge zuzuführen, um eine zweite Basis-Emitter-Spannung (VBE2) zu erzeugen, wobei die zweite Strommenge kleiner als die erste Strommenge ist; einen ersten Stromvorbehandlungszweig, der dazu ausgestaltet ist, jedem Transistor innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge zuzuführen; und einen zweiten Stromvorbehandlungszweig, der dazu ausgestaltet ist, jedem Transistor innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge zuzuführen; wobei die VPTAT auf Basis der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) erzeugt ist, die durch den ersten Basis-Emitter-Spannungszweig bzw. den zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig erzeugt sind; wobei die Transistoren innerhalb der ersten und zweiten Vorbehandlungszweige nicht zum Erzeugen von VBE1 und VBE2 verwendet werden und wobei die Schalter dazu verwendet werden, im Zeitverlauf selektiv zu ändern, welche der X Transistoren sich in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem ersten Stromvorbehandlungszweig und dem zweiten Stromvorbehandlungszweig befinden.
Schaltung (1000A, 1000B, 1000C, 1000D) gemäß Anspruch 1, wobei, nachdem einer der Transistoren sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, aber bevor die Schalter dazu verwendet werden, zu bewirken, dass der Transistor sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, die Schalter bewirken, dass der Transistor sich innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs befindet; und, nachdem einer der Transistoren sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, aber bevor die Schalter dazu verwendet werden, zu bewirken, dass der Transistor sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, die Schalter bewirken, dass der Transistor sich innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs befindet.
Schaltung (1000A, 1000B, 1000C, 1000D) gemäß Anspruch 2, weiterhin umfassend: eine Steuereinheit (402), die dazu ausgestaltet ist, die Schalter zu steuern, um dadurch zu steuern, welche der X Transistoren sich in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem ersten Stromvorbehandlungszweig und dem zweiten Stromvorbehandlungszweig befinden.
Verfahren zum Generieren einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung (VPTAT), umfassend: Erzeugen einer ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) durch Zuführen einer ersten Strommenge zu einem ersten Schaltungszweig; Erzeugen einer zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) durch Zuführen einer zweiten Strommenge zu einem zweiten Schaltungszweig, wobei die zweite Strommenge kleiner als die erste Strommenge ist; Erzeugen der VPTAT auf Basis der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2); Im Zeitverlauf Änderung dessen, welche Transistoren sich in dem ersten Schaltungszweig und in dem zweiten Schaltungszweig befinden; Vorbehandeln eines der Transistoren mit einem Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge, nachdem der Transistor aus dem ersten Schaltungszweig herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den zweiten Schaltungszweig geschaltet ist; und Vorbehandeln eines der Transistoren mit einem Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge, nachdem der Transistor aus dem zweiten Schaltungszweig herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den ersten Schaltungszweig geschaltet ist.
Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung (700), umfassend: eine Gruppe von X Transistoren, von denen jeder eine Basis und einen Stromweg zwischen einem Kollektor und einem Emitter aufweist; eine Vielzahl von Schaltern, die dazu ausgestaltet sind, selektiv zu ändern, wie wenigstens einige der X Transistoren innerhalb der Schaltung verbunden sind; einen ersten Schaltungsabschnitt, der unter Verwendung wenigstens eines der X Transistoren eine zur absoluten Temperatur komplementäre Spannung (VCTAT) erzeugt; und einen zweiten Schaltungsabschnitt, der eine zur absoluten Temperatur proportionale Spannung (VPTAT) erzeugt, die zu der VCTAT addiert wird, um einen Bandabstandsspannungsausgang (VGO) zu erzeugen; wobei der zweite Schaltungsabschnitt umfasst: einen ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, der dazu ausgestaltet ist, dem Stromweg jedes Transistors innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs eine erste Strommenge zuzuführen, um eine erste Basis-Emitter-Spannung (VBE1) zu erzeugen; und einen zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, der dazu ausgestaltet ist, dem Stromweg jedes Transistors innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs eine zweite Strommenge zuzuführen, um eine zweite Basis-Emitter-Spannung (VBE2) zu erzeugen, wobei die zweite Strommenge kleiner als die erste Strommenge ist; wobei die VPTAT auf Basis der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) erzeugt ist; einen ersten Stromvorbehandlungszweig, der dazu ausgestaltet ist, jedem Transistor innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge zuzuführen; und einen zweiten Stromvorbehandlungszweig, der dazu ausgestaltet ist, jedem Transistor innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge zuzuführen; wobei die Schalter dazu verwendet werden, im Zeitverlauf selektiv zu ändern, welche der X Transistoren sich in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem ersten Stromvorbehandlungszweig und dem zweiten Stromvorbehandlungszweig befinden.
Schaltung (700) gemäß Anspruch 5, wobei einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs befindet; und einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs befindet.
Schaltung (700) gemäß Anspruch 6, mit weiterhin einer Steuereinheit (402), die dazu ausgestaltet ist, die Schalter zu steuern, um dadurch zu steuern, welche der X Transistoren sich in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem ersten Stromvorbehandlungszweig und dem zweiten Stromvorbehandlungszweig befinden.
Schaltung (700) gemäß Anspruch 5, wobei jedem der wenigstens einen der X Transistoren innerhalb des ersten Schaltungsabschnitts, der die VCTAT generiert, die erste Strommenge zugeführt wird und die Schalter auch dazu verwendet werden, im Zeitverlauf zu ändern, welche der X Transistoren sich innerhalb des ersten Schaltungsabschnitts befinden.
Schaltung (700) gemäß Anspruch 8, wobei einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs befindet; einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs befindet; einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des ersten Schaltungsabschnitts befunden hat, der die VCTAT generiert, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs befindet; und einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Schaltungsabschnitts befindet, der die VCTAT generiert, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs befindet.
Schaltung (700) gemäß Anspruch 9, weiterhin umfassend: eine Steuereinheit (402), die dazu ausgestaltet ist, die Schalter zu steuern, um dadurch zu steuern, welche der X Transistoren sich in dem ersten Schaltungsabschnitt, ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem ersten Stromvorbehandlungszweig und dem zweiten Stromvorbehandlungszweig befinden.
Verfahren zum Erzeugen einer Bandabstandsspannung, umfassend: Erzeugen einer ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) durch Zuführen einer ersten Strommenge zu einem ersten Schaltungszweig; Erzeugen einer zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) durch Zuführen einer zweiten Strommenge zu einem zweiten Schaltungszweig; Erzeugen einer zur absoluten Temperatur komplementären Spannung (VCTAT) unter Verwendung eines Zweigs CTAT; Erzeugen einer zur absoluten Temperatur proportionalen Spannung (VPTAT) auf Basis der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2); und Erzeugen der Bandabstandsspannung auf Basis der VCTAT und der VPTAT; im Zeitverlauf Änderung dessen, welche Transistoren sich in dem ersten Schaltungszweig und dem zweiten Schaltungszweig befinden; Vorbehandeln eines der Transistoren mit einem Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge, nachdem der Transistor aus dem ersten Schaltungszweig herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den zweiten Schaltungszweig geschaltet ist; und Vorbehandeln eines der Transistoren mit einem Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge, nachdem der Transistor aus dem zweiten Schaltungszweig herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den ersten Schaltungszweig geschaltet ist.
Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei die Änderung auch eine Änderung dessen im Zeitverlauf aufweist, welcher wenigstens eine Transistor sich in dem Zweig CTAT befindet, und weiterhin umfassend: Vorbehandeln eines der Transistoren mit einem Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge, nachdem der Transistor aus dem Zweig CTAT herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den zweiten Schaltungszweig geschaltet ist; und Vorbehandeln eines der Transistoren mit einem Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge, nachdem der Transistor aus dem zweiten Schaltungszweig herausgeschaltet ist, aber bevor der Transistor in den Zweig CTAT geschaltet ist.
Spannungsregler, umfassend: eine Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung (700) zum Erzeugen eines Bandabstandsspannungsausgangs (VGO) und einen Operationsverstärker (1306), aufweisend einen nicht-invertierenden (+) Eingang, der den Bandabstandsspannungsausgang (VGO) empfängt, einen invertierenden (-) Eingang und einen Ausgang, der den Spannungsausgang (VOUT) des Spannungsreglers erzeugt; wobei die Bandabstandsspannungs-Referenzschaltung (700) aufweist: eine Gruppe von X Transistoren, von denen jeder eine Basis und einen Stromweg zwischen einem Kollektor und einem Emitter aufweist; eine Vielzahl von Schaltern, die dazu ausgestaltet sind, selektiv zu ändern, wie wenigstens einige der X Transistoren innerhalb der Schaltung verbunden sind; einen ersten Schaltungsabschnitt, der unter Verwendung wenigstens eines der X Transistoren eine zur absoluten Temperatur komplementäre Spannung (VCTAT) erzeugt; und einen zweiten Schaltungsabschnitt, der eine zur absoluten Temperatur proportionale Spannung (VPTAT) erzeugt, die zu der VCTAT addiert wird, um einen Bandabstandsspannungsausgang (VGO) zu erzeugen, wobei der zweite Schaltungsabschnitt umfasst: einen ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, der dazu ausgestaltet ist, dem Stromweg jedes Transistors innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs eine erste Strommenge zuzuführen, um eine erste Basis-Emitter-Spannung (VBE1) zu erzeugen; und einen zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, der dazu ausgestaltet ist, dem Stromweg jedes Transistors innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs eine zweite Strommenge zuzuführen, um eine zweite Basis-Emitter-Spannung (VBE2) zu erzeugen, wobei die zweite Strommenge kleiner als die erste Strommenge ist; wobei die VPTAT auf Basis der ersten Basis-Emitter-Spannung (VBE1) und der zweiten Basis-Emitter-Spannung (VBE2) erzeugt ist; einen ersten Stromvorbehandlungszweig, der dazu ausgestaltet ist, jedem Transistor innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der ersten Strommenge zuzuführen; und einen zweiten Stromvorbehandlungszweig, der dazu ausgestaltet ist, jedem Transistor innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs einen Strom im Wesentlichen gleich der zweiten Strommenge zuzuführen; wobei die Schalter dazu verwendet werden, im Zeitverlauf selektiv zu ändern, welche der X Transistoren sich in dem ersten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem zweiten Basis-Emitter-Spannungszweig, dem ersten Stromvorbehandlungszweig und dem zweiten Stromvorbehandlungszweig befinden.
Spannungsregler gemäß Anspruch 13, wobei einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass ersich innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs befindet; und einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs befindet.
Spannungsregler gemäß Anspruch 13, wobei jedem der wenigstens einen der X Transistoren innerhalb des ersten Schaltungsabschnitts, der die VCTAT generiert, die erste Strommenge zugeführt wird und die Schalter auch dazu verwendet werden, im Zeitverlauf zu ändern, welche der X Transistoren sich innerhalb des ersten Schaltungsabschnitts befinden.
Spannungsregler gemäß Anspruch 15, wobei einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs befindet; und einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs befindet; einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des ersten Schaltungsabschnitts befunden hat, der die VCTAT generiert, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befindet, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des zweiten Stromvorbehandlungszweigs befindet; und einer der Transistoren, nachdem er sich innerhalb des zweiten Basis-Emitter-Spannungszweigs befunden hat, aber bevor er so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Schaltungsabschnitts befindet, der die VCTAT generiert, so geschaltet ist, dass er sich innerhalb des ersten Stromvorbehandlungszweigs befindet.
Spannungsregler gemäß Anspruch 13, wobei der invertierende (-) Eingang des Operationsverstärkers (1306) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (1306) verbunden ist.
Spannungsregler gemäß Anspruch 17, wobei der Spannungsregler einen Linearspannungsregler (1402) mit festem Ausgang umfasst.
Spannungsregler gemäß Anspruch 13, weiterhin umfassend: einen Widerstandsteiler zum Erzeugen einer weiteren Spannung in Abhängigkeit von dem Spannungsausgang (VOUT) des Spannungsreglers; wobei der invertierende (-) Eingang des Operationsverstärkers (1306) die von dem Widerstandsteiler erzeugte weitere Spannung empfängt.
Spannungsregler gemäß Anspruch 19, wobei der Spannungsregler einen Linearspannungsregler (1402) mit einstellbarem Ausgang umfasst.