JP4116133B2 - 温度依存型定電流発生回路およびこれを用いた光半導体素子の駆動回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は定電流発生回路に係り、特に光伝送装置や光配線など、半導体レーザを光源とする光出力装置の発光特性を一定に保つフィードフォワード型レーザ駆動回路に適した温度依存型定電流発生回路およびこれを用いて半導体レーザのような光半導体素子を駆動する駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、光通信や光データリンクが急速に普及してきている。これらの用途に使用される光伝送装置では、半導体レーザ（レーザダイオード：ＬＤ）を直接強度変調して光信号を発生させ、光ファイバなどの光伝送媒体を経由して伝送する構成が一般的となっている。
【０００３】
特に、各家庭での光通信利用を目論むＦＴＴＨ（Fiber To The Home ）などの光加入者系を始めとして、データリンクの中でも光配線などに使用する送信モジュールにおいては、強度変調方法として、オフ状態ではＬＤに流す直流バイアス電流を閾値電流以下に保ち、オン時には完全なレーザ発振状態が得られ、かつ、必要な出力強度が得られるだけの振幅のパルス電流を印加して、オン・オフ電流比（消光比）をできるだけ大きくする駆動方式が採られている。
【０００４】
ここで、伝送すべき信号が比較的低周波の場合には、ＬＤのオフ状態でのバイアス電流を完全に零とする零バイアス駆動が用いられている。しかし、伝送すべき信号の周波数が高くなると、単純に零バイアス駆動を適用することは、以下の理由から難しくなる。
【０００５】
使用するＬＤによって決まるキャリア寿命をτとし、ＬＤの閾値電流をＩｔｈ、ＬＤに流す直流バイアス電流をＩｂ、伝送すべき信号に応じたパルス電流振幅をＩｐとしたとき、ＬＤのレーザ発振遅延時間Ｔｄは、
Ｔｄ＝τ＊ｌｎ（Ｉｐ／（Ｉｐ＋Ｉｂ−Ｉｔｈ）） （１）
で与えられることが知られている。一般にτはナノ秒オーダーのため、１００Ｍｂ／ｓ以上の信号伝送速度を要求される場合には、上記式（１）の対数項の値を０．１以下のできるだけ小さく値とすることが重要となる。完全な零バイアス状態（Ｉｂ＝０）でこれを実現するには、Ｉｐ／Ｉｔｈの比を０．１以下にする、すなわちＩｐの値をＩｔｈに比べ１０倍よりずっと大きくする必要があり、パルス電流振幅Ｉｐを必要なレーザ強度を得る値よりも大きく設定せざるを得ず、その結果、駆動回路を強力にする必要があると同時に、消費電力が大きくなるという問題があった。
【０００６】
一方、ＬＤに閾値電流Ｉｔｈより僅かに小さい直流バイアス電流Ｉｂを常に流しておく擬似零バイアス駆動方式では、パルス電流振幅Ｉｐ自身はそれ程大きくしなくともＩｐ／（Ｉｔｈ−Ｉｂ）の比を容易に大きくできるため、ずっと有利となる。従って、擬似零バイアス駆動方式を使えば、ＬＤのレーザ発振遅延時間を小さくして高周波動作を確保し、同時に大きな消光比を確保することが可能となる。
【０００７】
しかし、この擬似零バイアス駆動方式でも、直流バイアス電流Ｉｂの制御が難しいという問題が残る。なぜなら、使用するレーザに固有の特性温度をＴ０、温度Ｔ＝Ｔｓ（基準温度）における閾値電流をＩｓとしたとき、任意の温度Ｔでの閾値電流Ｉｔｈは
Ｉｔｈ＝Ｉｓ＊ｅｘｐ（（Ｔ−Ｔｓ）／Ｔ０） （２）
で表されることが知られており、温度変化に対し非線形に大きな変化をするためである。例えば、ＩｎＰ系のＬＤでは特性温度Ｔ０の値が数１０〜１００であるため、閾値電流Ｉｔｈは１００°の温度変化に対し数倍から１０倍近い変化を示す。従って、ＬＤの擬似零バイアス駆動を実現するために直流バイアス電流Ｉｂの値を閾値電流Ｉｔｈに追随させて、両者の電流差をほぼ一定に保つには、直流バイアス電流発生回路自身が閾値電流Ｉｔｈと同様の大きな温度依存性を持つことが必須となる。
【０００８】
従来の技術では、閾値電流Ｉｔｈの温度変動に正しく追随でき、かつ簡易であって、しかも種々の特性のＬＤに対して適用できるような直流バイアス電流発生回路は実現されていない。例えば、従来のＬＤの閾値バイアス電流の温度補償方式としては、直流バイアス電流の微分値を調べ、閾値電流の近傍でその変曲点を探して固定する方式や、実際のＬＤの発光強度をモニタして直流バイアス電流にフィードバックする方式などが知られているが、これらは何れも大掛かりな検出・帰還回路を必要とするため、ＦＴＴＨの光加入者系や光配線用のＬＤ駆動回路のようにコンパクトなＩＣ化が不可欠な用途に対しては、その適用が不可能に近かった。
【０００９】
一方、ＬＤは閾値電流Ｉｔｈばかりでなく発光強度も温度特性を持ち、特性温度Ｔ０′を定数として温度と共に減少する指数関数で表わされることが知られている。このＬＤ発光強度の温度依存性を表す特性温度Ｔ０′の値は、閾値電流の温度依存性を表す特性温度Ｔ０と異なって数１００程度と大きいため、発光強度は温度変化に対して閾値電流ほどの大きな変化は生じないが、温度補償が必要な場合も多い。従来、光通信では光伝送信号の大きさを一定に保って信号品質の劣化を抑える目的で、ＬＤの発光強度を一定に保つＡＰＣ（Automatic Power Control ）回路が使用されてきた。アクティブな帰還による厳密な制御を狙い、ＬＤ出力の一部をＰＤ（光検出器）でモニタしてＰＤにフィードバックする大掛かりなＡＰＣ回路が普通に使われている。
【００１０】
また、最近ではＬＤの性能向上により物理特性の均一性と安定性が良くなってきたため、ＬＤの温度特性はほぼ一定と見なしてフィードフォワード型の安定化回路が使われるようになってきている。すなわち、簡便にＬＤの発光強度を温度補償する方法として、パッシブにフィードフォワード制御でＬＤの発光強度を制御する方式である。
【００１１】
このようなフィードフォワード型ＡＰＣ回路におけるＬＤ発光強度の温度補償方式として、特開平３−２１４９３５や特開平８−１３９４１０に例示されるように、予めＬＤの特性を把握しておき、（ａ）ＩＣ内のダイオードの温度依存性を使って粗い近似を行う方式、（ｂ）サーミスタを選別して近似精度を上げる方式、（ｃ）何種類かの抵抗を切換えて折れ線で近似する方式、（ｄ）ＬＤの特性をメモリに記憶しておき、Ｄ／Ａ変換器を用いて厳密に調節する方式、などが考案されている。また、特開平７−７６２８７に開示されているように、バンドギャップ基準電圧源を変形した電圧源とエミッタフォロワおよび電流帰還増幅器を組合わせた方式もある。
【００１２】
しかしながら、これらの何れの方式においても、温度変化に対する補償特性が不十分で温度範囲が限定されたり、あるいは特性を合わせるための調整個所が多かったり、調整そのものが煩雑であったりするという問題がある。また、これらの問題が少ないものでは、代わりに複雑な回路を必要としてチップ面積が大きくなったり、特定のＬＤには適用できるが、少し特性温度が違ったものには適用できない、などの欠点があった。
【００１３】
一方、最近、マルチメディア機器の高性能化に伴い、ツイステッドペアケーブルや同軸ケーブルに代えて、低消費電力でありながら１００Ｍｂｐｓ以上の高周波信号を通過させることができる光インターコネクトの必要性が高まっている。システム側からの低消費電力化の要求の高まりに対応して、光インターコネクトに使用される半導体レーザなどの光半導体素子を駆動する駆動回路においても、必然的に使用される電源電圧は低下する傾向にある。
【００１４】
このような光半導体素子を駆動する駆動回路では、電源電圧の低下に伴って内部回路の動作マージンが低くなり、光半導体素子に印加できる電圧の動作マージンは小さくなるという問題がある。特に、駆動回路の出力段に通常使用される差動型電流スイッチ回路では、高温動作領域で出力段の前段のエミッタフォロワ回路の温度変動を含めてスイッチ回路を構成するトランジスタのエミッタ電位が上昇するため、高周波動作に必要なコレクタ・エミッタ間の電圧を一定に保つと、必然的にエミッタ電位の上昇分だけ負荷に印加できる電圧が小さくなり、結果的に光半導体素子の動作マージンが小さくなる。
【００１５】
さらに、半導体レーザや発光ダイオードなどの光半導体発光素子では、一般に高温になるに従い発光効率が低下するため、逆に素子に注入すべき電流は増加し、印加すべき電圧が増大する。
これらのことから、従来の駆動回路では電源電圧の低下の要求に十分応えることができないという問題がクローズアップされている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、高速の光データリンクを実現すべく発振遅延時間を小さくして高周波動作を確保し、同時に大きな消光比を確保するために半導体レーザに閾値電流より僅かに小さい直流バイアス電流を常時流す擬似零バイアス駆動方式では、指数関数的に大きな温度依存性をもって変化する半導体レーザの閾値電流の温度変動に忠実に追随できるような直流バイアス電流を発生する回路が必要となるが、従来の技術ではそのような直流バイアス電流発生回路を実現することが難しく、ある特定の特性を持つ半導体レーザだけに限定して温度補償特性が適用可能であったり、大掛かりな検出・帰還回路を必要とするため、コストが上がると同時に、本質的に小型化が難いという問題点があった。
【００１７】
また、従来の技術ではフィードフォワード型ＡＰＣ回路で半導体レーザの発光強度の温度補償を行う種々の方式が提案されているが、何れの方式においても温度変化に対する補償特性が不十分で温度範囲が限定されたり、特性を合わせるための調整個所が多かったり、調整そのものが煩雑であったり、あるいは複雑な回路を必要としてチップ面積が大きくなったり、特定の特性の半導体レーザには適用できるが特性温度が違ったものには適用できない、などの問題点があった。
【００１８】
さらに、半導体レーザなどの光半導体素子を非常に高い周波数で駆動する従来の駆動回路では、特に高温動作領域になると、電源電圧の低下に伴って内部回路の動作マージンが低くなり、光半導体素子に印加できる電圧の動作マージンは小さくなるばかりでなく、発光効率の低下により素子に注入すべき電流は増加し、印加すべき電圧が増大するため、電源電圧の低下の要求に十分応えることができないという問題があった。
【００１９】
本発明は、上記した従来の問題点を解決するためになされたもので、半導体レーザの閾値電流の温度変動に忠実に追随し、かつ温度補償特性の精度に優れた直流バイアス電流を発生でき、しかも小型・低コストであってＦＴＴＨの光加入者系や光配線用の半導体レーザ駆動回路などに広く適用でき、さらに半導体レーザの出力強度の温度補償にも適用可能な温度依存型定電流発生回路を提供することを目的とする。
【００２０】
しかも、適用範囲が限定的でなく、半導体レーザの特性温度の広い範囲の値に対応して調整可能な特徴を持たせることができ、多チャンネル光配線や多出力のＦＴＴＨ光送信モジュールのようなアレイ駆動回路にも適用できる温度依存型定電流発生回路を提供することを目的とする。
【００２１】
さらに、本発明はこのような温度依存型定電流発生回路を用いて、半導体レーザなどの光半導体素子を高温動作領域でも低電圧電源で安定して駆動でき、電源電圧低下の要求に容易に応えることができる駆動回路を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明に係る温度依存型定電流発生回路は、所定の基準電圧を基準として安定化電圧を発生する安定化電圧発生回路と、基準電圧を分圧する分圧回路と、この分圧回路の分圧出力端にベースまたはゲートが接続され、エミッタまたはソースが接地されたトランジスタを含む電流増幅回路と、この電流増幅回路から出力される電流と逆向きの電流を出力するカレントミラー回路と、安定化電圧発生回路の出力端に一端が接続され、カレントミラー回路の出力端に他端が接続された電流−電圧変換抵抗と、この電流−電圧変換抵抗の他端に発生した電圧を入力とするバッファ増幅回路と、このバッファ増幅回路の出力端にベースまたはゲートが接続されたトランジスタおよび該トランジスタのエミッタまたはソースに接続された電流帰還抵抗からなり、該トランジスタのコレクタまたはドレインに負荷が接続される出力段増幅回路とを備えたことを特徴とする。
【００２３】
基準電圧は電源電圧や動作温度の変動に対して一定の電圧であるのに対して、安定化電圧は基準電圧より高く、定電流発生回路から基準温度の下で所望の値の出力電流を発生できる電圧よりは僅かに低く、その温度で電流−電圧変換抵抗に流入した電流で生じる端子間電圧分だけ低い値に設定される。
【００２４】
電流−電圧変換抵抗の一端には安定化電圧発生回路からの温度に依存しない安定化電圧が印加され、他端には安定化電圧とカレントミラー回路からの出力電流を電流−電圧変換した温度に依存する電圧とを加算した電圧が発生する。一方、電流増幅回路においては、基準電圧を分圧回路で分圧した電圧がトランジスタのベースまたはゲートに加えられ、このトランジスタのコレクタまたはドレインに温度に依存して指数関数的に変化する電流が電流増幅回路の出力電流として流れる。そして、カレントミラー回路からは電流増幅回路の出力電流と逆向きで温度に依存して指数関数的に変化する電流が出力され、電流−電圧変換抵抗に他端側から流入する。
【００２５】
このようにして電流−電圧変換抵抗のカレントミラー回路からの電流入力端には、基準温度において定電流発生回路から所望の値の出力電流を発生させ、かつ基準温度以外では温度に対して指数関数的に変化するような電圧が発生する。従って、この電流−電圧変換抵抗の電流入力端に発生する電圧をバッファ増幅回路を介して出力段増幅回路における出力トランジスタのベースまたはゲートに印加することにより、出力トランジスタのコレクタまたはドレインから、基準温度で所望の値を持ち、温度に対して指数関数的に変化するような温度補償された出力電流を負荷に供給することができる。この場合、電流−電圧変換抵抗の電流入力端で発生した電圧をバッファ増幅回路、つまり利得が１の増幅回路によりインピーダンスを下げて出力段増幅回路に入力することによって、出力段増幅回路の入力電圧が負荷の変動を受けないようにすることができる。
【００２６】
このように本発明の温度依存型定電流発生回路では、基準温度で所望の電流値を持ち、かつ温度変化に依存して指数関数的に変化する出力電流が得られるため、ＬＤの駆動回路に適用した場合、ＬＤの閾値電流の温度変動に常に追随し、かつ閾値電流より僅かに小さい直流バイアス電流を精度よく発生してＬＤに流すことができ、従来では困難であった擬似零バイアス駆動が可能となる。この場合、安定化電圧発生回路から発生される安定化電圧や電流−電圧変換抵抗に発生する電圧の関係を前述のように選ぶことによって、出力電流の温度に依存する成分と温度に依存しないオフセット成分を独立に設定することができる。
【００２７】
また、分圧回路の分圧比は基準電圧の絶対値と、電流増幅回路の特性（例えばトランジスタのベース・エミッタ間電圧）と、電流−電圧変換抵抗の抵抗値、および定電流発生回路からの出力電流の温度依存性（特性温度）に依存して決められるが、これらのうち特性温度を除いた値を固定値として設計できるので、分圧比を適宜調整することによって、出力電流の特性温度を任意に調整できる。すなわち、基準電圧と電流−電圧変換抵抗の値が決まれば、分圧回路の分圧比を変えることにより、出力電流の温度依存性（特性温度）を変えることができる。また、電流−電圧変換抵抗の値を調整することによっても、出力電流の温度依存性（特性温度）を調整することができる。
【００２８】
さらに、カレントミラー回路を構成する入力側および出力側トランジスタのサイズを前者より後者が大きくなるようにすることによって、カレントミラー回路に電流増幅作用を持たせれば、電流増幅回路の出力電流が比較的小さい場合でも所期の動作を実現することができる。
【００２９】
本発明に係る温度依存型定電流発生回路においては、上記のカレントミラー回路を取り除き、分圧回路の分圧出力端にベースまたはゲートが接続され、エミッタまたはソースが接地されたトランジスタを含む電流増幅回路を電流吐き出し型の回路として構成し、この電流吐き出し型電流増幅回路の出力端に電流−電圧変換抵抗の他端を接続してもよい。
【００３０】
さらに、本発明においてはバッファ増幅回路の出力端と出力段増幅回路のトランジスタのベースまたはゲートとの間に、コレクタまたはドレインが接地された増幅回路（トランジスタにバイポーラトランジスタを用いた場合は、エミッタフォロワ回路）を挿入してもよく、このようにすることによって、追加された増幅回路の電流増幅機能により、出力段増幅回路の安定性を維持しつつ出力電流を大きくすることができる。
【００３１】
また、このバッファ増幅回路と出力段増幅回路に挿入した増幅回路以降の回路を多段に設置することによって、アレイ出力タイプの定電流発生回路を実現することもでき、その場合、追加された増幅回路にアレイ出力の各チヤンネル間のアイソレーション機能を兼ね備えるようにすることが可能である。
【００３２】
一方、本発明に係る光半導体素子の駆動回路は、上述した温度依存型定電流発生回路に負荷として光半導体素子を接続すると共に、差動入力信号を増幅するリミット型差動増幅回路と、このリミット型差動増幅回路の二つの出力をそれぞれ入力とするコレクタまたはドレインが接地された一対のトランジスタを含む一対の中間増幅回路と、これら一対の中間増幅回路の出力がそれぞれのベースまたはゲートに入力され、一方のコレクタまたはドレインが光半導体素子に接続される一対のトランジスタからなる電流スイッチ回路とを備えたことを基本的な特徴とする。
【００３３】
ここで、リミット型差動増幅回路はエミッタまたはソースが共通に接続された差動対トランジスタと、この差動対トランジスタのエミッタまたはソースの共通接続点に接続された定電流源と、差動対トランジスタのコレクタまたはドレインにそれぞれの一端が接続された二つの負荷抵抗と、これらの負荷抵抗と電源との間に接続されたレベルシフト抵抗とを有する。
【００３４】
このように構成された駆動回路において、トランジスタがバイポーラトランジスタの場合を例にとると、最終段の電流スイッチ回路のトランジスタのエミッタ電位は温度変動に対して、中間増幅回路を構成するエミッタフォロワ回路のトランジスタと電流スイッチ回路のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の和であるダイオード２個分の温度変動に相当する変動が生じる。この温度変動分は、以下のように相殺される。
【００３５】
すなわち、第１の態様ではリミット型差動増幅回路におけるレベルシフト抵抗と負荷抵抗との接続点に、温度依存性を持つ定電流源が接続される。この温度依存型定電流源は、前述の温度依存型定電流発生回路によって制御されるようにしてもよい。この温度依存型定電流源からの電流により、レベルシフト抵抗にダイオード２個分の温度係数を相殺するような正の温度係数を持った電圧が発生することによって、電流スイッチ回路のトランジスタのエミッタ電位は温度変動に対して一定に保たれるので、このトランジスタが高速動作に必要なコレクタ・エミッタ間電圧を一定値以上確保しても、負荷である光半導体素子に印加できる電圧は変化せず、温度上昇に伴う負荷の動作マージンの減少は起こらない。また、従来の駆動回路では種々の外的変動を考慮してかなりのマージンを内部回路に振り分けていたが、本発明によると電源電圧の変動だけを見込んだ低バイアス設定が可能となり、余分なマージンを全面的に負荷に振り替える設計を行うことで、負荷の動作マージンのさらなる拡大が可能となる。
【００３６】
第２の態様によると、差動対トランジスタのエミッタまたはソースの共通接続点に接続された定電流源が温度依存性を持つように構成される。この温度依存型定電流源も、前述の温度依存型定電流発生回路によって制御されるようにしてもよい。第３の態様によると、レベルシフト抵抗として、ダイオード２個分の電圧降下を生じるように抵抗値が設定された正の温度係数を持つ感温抵抗素子が使用される。これら第２および第３の態様によっても、同様の効果が期待できる。
このように本発明の光半導体素子の駆動回路によれば、光半導体素子を低電圧電源で安定して駆動でき、電源電圧低下の要求に容易に応えることができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る温度依存型定電流発生回路を示す回路図であり、バイポーラトランジスタを用いて構成した例である。
【００３８】
基準電圧発生回路１は、電源電圧または接地電位を基準電位として、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間順方向降下電圧（以下、単にベース・エミッタ間電圧という）より高く、かつ電源電圧および動作温度の変化に影響されない一定の基準電圧Ｖｒｅｆを発生する回路である。
【００３９】
この基準電圧発生回路１としては、例えば基本的なバンドギャップ電圧基準電源を用いてもよいが、より望ましくは後述するように電源変動に対する安定度をさらに高めた回路（特願平９−７３９８５）を使用するとよい。シリコンバイポーラトランジスタを用いた例では、接地電位を基準点として１．２Ｖ程度の安定な電圧が得られ、ｎｐｎトランジスタのベース・エミッタ間電圧より十分に大きな電圧が出力される。
【００４０】
基準電圧発生回路１から発生される基準電圧Ｖｒｅｆは、安定化電圧発生回路２と分圧回路４に供給される。安定化電圧発生回路２の出力端は、電流−電圧変換抵抗３の一端に接続される。この安定化電圧発生回路２は、基準電圧Ｖｒｅｆと電圧の安定度は同程度で、電圧値はＶｒｅｆより高い安定化電圧Ｖｇを発生する。
【００４１】
ここで、安定化電圧Ｖｇは定電流発生回路から基準温度Ｔｓの下で所望の値の電流Ｉｓを出力できる電圧よりは僅かに低い値、具体的にはその温度で電流−電圧変換抵抗３に流入した電流で生じる端子間電圧分だけ低い値に設定される。このようにすることにより、定電流発生回路の出力電流を温度に依存する成分と温度に依存しないオフセット成分とに分離して独立に設計できる。
【００４２】
電流−電圧変換抵抗３の他端に発生した電圧は、後述するようにバッファ増幅回路７および出力段増幅回路８を介して最終的に電流に変換された後、負荷９に供給される。電流−電圧変換抵抗３に流れる電流は、この抵抗３に発生する電圧の温度変化を全て担わせる必要があるため、温度に対して非線形に変化する特性を持たせる必要がある。
【００４３】
これを実現するために、本実施形態では基準電圧発生回路１から発生される基準電圧Ｖｒｅｆを基準電圧発生回路１の出力端子と低電位側電源Ｖｅｅ（例えば接地）との間に直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる分圧回路４で分圧するようにし、この分圧回路の分圧出力端（抵抗Ｒ１とＲ２の接続点）に、ｎｐｎトランジスタＱ１のベースが接続されている。トランジスタＱ１は、エミッタに接続された抵抗Ｒ３とともに電流帰還型エミッタ接地増幅回路５を構成しており、このトランジスタＱ１のコレクタから温度変化に対して指数関数的に変化する電流が出力される。
【００４４】
分圧回路４の分圧比Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）は、基準電圧Ｖｒｅｆの絶対値と、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧と、電流−電圧変換抵抗３の抵抗値ＲＧと、最終的に負荷９に供給すべき出力電流の温度依存性を規定する特性温度Ｔ０に依存して決められる。実際には、これらのうち特性温度Ｔ０を除いた値を固定値として設計できるので、分圧比を適宜調整することによって特性温度Ｔ０を任意に調整できる。
【００４５】
すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆと電流−電圧変換抵抗３の値ＲＧが決まれば、分圧回路４の分圧比を変えることにより、負荷９に供給する出力電流の温度依存性（特性温度Ｔ０）を変えることができる。負荷９の特性が正確に測定されているときには、分圧比は全動作温度範囲で温度に対して指数関数的に変化する電流出力特性が精度良く近似できるように、最適化して決められる。なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値はトランジスタＱ１のベースの最大電流よりは５倍以上大きなバイアス電流を流せる値に設定される。
【００４６】
一般に、このような顕著な非線形特性に対して精度の良い近似結果を得るためには、つまり負荷９に流す出力電流の温度特性を指数関数特性に精度よく近づけるには、電流帰還抵抗Ｒ３のない完全なエミッタ接地増幅回路とするよりは、本実施形態のように電流帰還抵抗Ｒ３を設けて電流帰還型に構成したエミッタ接地増幅回路５を用いる方が良い結果が得られる。エミッタ接地増幅回路５のトランジスタＱ１として通常のトランジスタを用いた場合、電流帰還抵抗Ｒ３の値としては１００Ω以上、５ｋΩ以下の範囲が適当である。
【００４７】
エミッタ接地増幅回路５においては、出力電流がトランジスタＱ１のコレクタに吸い込まれる向きに流れるが、温度変化に対して非線形に増加する電圧を電流−電圧変換抵抗３に発生させる必要があるため、高電位側電源Ｖｃｃ（例えば正電源）の側から電流を電流−電圧変換抵抗３に供給する電流吐き出し回路が必要である。この電流吐き出し回路として、本実施形態ではカレントミラー回路６が設けられている。
【００４８】
カレントミラー回路６は、トランジスタＱ１のコレクタから出力される電流をミラー反転して出力する回路であり、Ｑ１とは相補型のトランジスタ、すなわちｐｎｐトランジスタＱ２，Ｑ３で構成される。また、このカレントミラー回路６では直線性良く動作させるために抵抗Ｒ６を併用している。
【００４９】
エミッタ接地増幅回路５におけるトランジスタＱ１のコレクタから出力される電流は、このカレントミラー回路６においてトランジスタＱ２により電圧に変換され、この電圧がトランジスタＱ３によって再び電流に変換される。カレントミラー回路６は、この例のようにトランジスタＱ２，Ｑ３と抵抗Ｒ６からなる簡単な構成でも直線性の良い動作を実現できるが、勿論、さらに素子数を増やしてより高性能のカレントミラー回路を用いることもできる。
【００５０】
ここで、トランジスタＱ１のコレクタ電流が小さく、これを増幅する必要がある場合には、カレントミラー回路６を構成するトランジスタＱ２およびＱ３のサイズ、つまりエミッタ面積を異ならせ、Ｑ２のエミッタ面積ｍに対してＱ３のエミッタ面積ｎを大きくすればよい。
【００５１】
こうしてカレントミラー回路６から出力されるミラー反転された電流は、電流−電圧変換抵抗３に他端側から流入して電圧に変換される。この電流−電圧変換抵抗３に発生する電圧は温度に強く依存する電圧であり、これと電流−電圧変換抵抗３の一端に接続された安定化電圧発生回路２からの温度に依存しない安定化電圧Ｖｇを加算した電圧が電流−電圧変換抵抗３の他端（カレントミラー回路６からの電流入力端）より発生される。
【００５２】
この電流−電圧変換抵抗３の電流入力端で発生した電圧は、その出力インピーダンスが抵抗３の値ＲＧと同じであり、これは比較的大きいため、出力段増幅回路８をドライブするための電圧源としては負荷９の変動に弱く、このまま出力段増幅回路８に供給することは好ましくない。そこで、本実施形態では電流−電圧変換抵抗３の電流入力端から発生される電圧は、利得１のバッファ増幅回路７によりインピーダンスが下げられた後、出力段増幅回路８に入力される。
【００５３】
出力段増幅回路８は、ｎｐｎ型の出力トランジスタＱ４とそのエミッタに接続された電流帰還抵抗Ｒ４からなる電流帰還型エミッタ接地増幅回路であり、バッファ増幅回路７の出力は出力トランジタＱ４のベースに入力される。出力トランジスタＱ４のコレクタからの出力電流には、もともと大きな温度依存性を持たせて指数関数的な温度特性を得ようとしているのであるから、電流帰還抵抗Ｒ４はそれ程大きな値である必要はなく、これを流れる電流値との積が０．１〜２．０Ω・Ａ程度の範囲となるように抵抗値を設定すると良い。出力トランジスタＱ４のコレクタから出力される電流は、ＬＤなどの負荷９に供給される。
【００５４】
なお、前述した通り分圧回路４の分圧比（抵抗Ｒ１，Ｒ２の値）を変えることによって、出力トランジスタＱ４のコレクタからの出力電流の温度特性、つまり特性温度Ｔ０が変わり、また分圧比を固定した場合には電流−電圧変換抵抗３の値ＲＧを大きくすることによって、特性温度Ｔ０だけが上昇するようにすることができる。すなわち、本実施形態の変形として、電流−電圧変換抵抗３の値ＲＧを可変として特性温度を可変としてもよいし、分圧回路４の分圧比を可変として特性温度を変えられるようにしてもよい。
【００５５】
以上のようにして、本実施形態の温度依存型定電流発生回路によれば、ＬＤの閾値電流の温度変動に追随して精度よく変化する出力電流を出力段増幅回路８から負荷９であるＬＤに直流バイアス電流として供給することができ、これによって従来では困難であった擬似零バイアス駆動が可能となる。
【００５６】
（第２の実施形態）
図２に、本発明の第２の実施形態に係る定電流発生回路を示す。
図１に示した第１の実施形態の定電流発生回路は、出力電流が比較的小さいときに適した構成例である。これに対して、図２に示す第２の実施形態はより大きな出力電流を発生可能な定電流発生回路であり、バッファ増幅回路７と出力段増幅回路８との間に、トランジスタＱ５とそのエミッタに接続された抵抗Ｒ５とからなるエミッタフォロワ回路１０を挿入している。
【００５７】
本実施形態によれば、第１の実施形態と同様に良好な特性を実現できる上、エミッタフォロワ回路１０の電流増幅機能によって、より大電流の出力が可能である。このようにすると、大電流出力を可能とするために例えば出力段増幅回路をダーリントン接続とした場合に比較して安定度を高く保つことができる。
【００５８】
この場合、当然のことながら新たなエンファシス回路の追加によって回路に新たな温度特性が含まれるので、第１の実施形態で決められた最適な回路定数を本実施形態の構成に応じて適宜修正が必要であることはいうまでもない。
【００５９】
また、本実施形態の構成を拡張して、バッファ増幅回路７の後段にエミッタフォロワ回路以降の出力回路を多段に設置することも可能であり、アレイ出力タイプの定電流発生回路を実現することもできる。そのときのエミッタ・フォロワ回路は、電流を増幅する機能ばかりでなく、アレイ出力の各チヤンネル間のアイソレーションを確保する機能も果たす。
【００６０】
（第３の実施形態）
図３に、本発明の第３の実施形態に係る定電流発生回路を示す。
本実施形態では、第１、第２の実施形態におけるカレントミラー回路６に代わって、ｐｎｐトランジスタＱ１０とそのエミッタに接続された抵抗Ｒ１３からなる電流吐き出し型エミッタ接地増幅回路１２を設け、基準電圧発生回路１からの基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２からなる分圧回路１１で分圧してトランジスタＱ１０のベースに加えることによって、この電流吐き出し型エミッタ接地増幅回路１２から温度変化に対して指数関数的に変化する電流を直接、電流−電圧変換抵抗３の電流入力端側に供給するようにしている。言い換えれば、本実施形態は基本的には第１、第２の実施形態のトランジスタＱ１および抵抗Ｒ２で構成されるエミッタ接地増幅回路を反転した構成となっている。
【００６１】
本実施形態によると、第１、第２の実施形態に比較して素子数の少ないより簡単な構成によって所期の目的を達成することができる。
（第４の実施形態）
図４に、本発明の第４の実施形態に係る定電流発生回路を示す。
本実施形態は図３に示した第３の実施形態を改良し、低電位側電源Ｖｅｅの電位を基準とする基準電圧Ｖｒｅｆ１を安定化電圧発生回路２に対して供給する第１の基準電圧発生回路１−１と、これとは相補的な高電位側電源Ｖｃｃの電位を基準とする基準電圧Ｖｒｅｆ２を分圧回路１１に供給する第２の基準電圧発生回路１−２を設けたものである。
【００６２】
第３の実施形態では電源Ｖｃｃ，Ｖｅｅが非常に安定であることが要求されるが、本実施形態によると電源Ｖｃｃ，Ｖｅｅの変動があっても第１、第２の実施形態に近い特性を得ることができる。
【００６３】
（第５の実施形態）
図５は、本発明の第５の実施形態として、より具体化された定電流発生回路の回路例を示している。
基準電圧発生回路１は、特願平９−７３９８５で本発明者らが提案した改良された回路を使用している。すなわち、この基準電圧発生回路１はトランジスタＱ１１〜Ｑ１４および抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４で構成される定電流発生部と、この電流発生部からの出力電流により駆動される、トランジスタＱ１５〜Ｑ１８、抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７およびキャパシタＣ１１，Ｃ１２で構成されるバンドギャップ基準電圧発生部とからなり、定電流発生部にトランジスタＱ１２，Ｑ１３および抵抗Ｒ１３を付加した点が特徴的となっている。
【００６４】
トランジスタＱ１２，Ｑ１３は同一サイズであり、トランジスタＱ１３はダイオード接続されており、そのコレクタは抵抗Ｒ１３を介して高電位側電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは基準電圧Ｖｒｅｆの出力端に接続されている。ここで、電源Ｖｃｃの電圧から基準電圧ＶｒｅｆとトランジスタＱ１３からなるダイオードの順方向降下電圧を差し引いた値をダイオードに流したい電流値Ｉｂで割った値を抵抗Ｒ１３の抵抗値として選んでいる。この抵抗値はダイオードの微分抵抗より十分に大きく選ぶことができる。さらに、抵抗Ｒ１２の値をＶｒｅｆ／Ｖｂとなるように選び、トランジスタＱ１２のコレクタにベース電圧以上の電圧を印加しているときは、抵抗Ｒ１２の両端の電位差は温度や電源Ｖｃｃの電圧変動によらずＶｒｅｆに保たれる。
【００６５】
すなわち、定電流発生部のカレントミラー回路を構成するｐｎｐトランジスタＱ１１，Ｑ１４を同一サイズとし、トランジスタＱ１１，Ｑ１４のエミッタに接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１４を同じ値とすることによって、トランジスタＱ１４から温度補償された一定の電流Ｉｂが出力され、この電流Ｉｂがバンドギャップ基準電圧発生部に注入される。ここで、バンドギャップ基準電圧発生部の素子値をＶｒｅｆの温度依存性が最小となるように調整することによって、電源電圧変動に対しても温度変動に対しても安定化された基準電圧Ｖｒｅｆを発生させることができる。
【００６６】
安定化電圧発生回路２は、トランジスタＱ１９〜Ｑ２３と抵抗Ｒ１８〜Ｒ２２，Ｒ２４〜Ｒ２６およびキャパシタＣ１３，Ｃ１４からなる二段の差動誤差増幅器と、トランジスタＱ２４とその負荷抵抗Ｒ２３からなるエミッタ接地増幅回路の組合わせで、Ｖｇ＝（１＋Ｒ１４／Ｒ１５）×Ｖｒｅｆなる値を有し、Ｖｒｅｆと同等の安定度を持つ安定化電圧Ｖｇを発生する。二段の差動誤差増幅器の一方の差動対トランジスタＱ２１，Ｑ２２の共通エミッタに接続された定電流源トランジスタＱ２３は、基準電圧発生回路１内のカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１１，Ｑ１４と同一の電流が流れるように構成される。
【００６７】
この安定化電圧発生回路２の出力端は、図１〜図４の抵抗３に相当する電流−電圧変換抵抗ＲＧの一端に接続されると共に、キャパシタを介して低電位側電源Ｖｅｅに接続される。また、基準電圧発生回路１からの基準電圧Ｖｒｅｆは図１および図２のＲ１，Ｒ２に相当する抵抗Ｒ２７，Ｒ２８からなる分圧回路で分圧され、図１および図２のＱ１，Ｒ３に相当するトランジスタＱ２５および電流帰還抵抗Ｒ２９からなるエミッタ接地増幅回路に入力される。電流−電圧変換抵抗ＲＧの他端は、図１および図２のＱ２，Ｑ３，Ｒ６に相当するトランジスタＱ２６，Ｑ２７および抵抗Ｒ３０からなるカレントミラー回路の電流出力端に接続されると共に、キャパシタ１６を介して低電位側電源Ｖｅｅに接続され、さらに利得１のバッファ増幅回路７に入力される。
【００６８】
バッファ増幅回路７は、安定化電圧発生回路２とほぼ同様に、トランジスタＱ２８〜Ｑ３２と抵抗Ｒ３１〜Ｒ３５，Ｒ３７およびキャパシタＣ１７，Ｃ１８からなる二段の差動誤差増幅器と、トランジスタＱ３３とその負荷抵抗Ｒ３６からなるエミッタ接地増幅回路によって構成される。また、二段の差動誤差増幅器の一方の差動対トランジスタＱ２８，Ｑ２９の共通エミッタに接続された定電流源トランジスタＱ３０は、基準電圧発生回路１からの基準電圧Ｖｒｅｆによってバイアスされている。抵抗Ｒ３６の抵抗値は、エミッタフォロワ回路のトランジスタＱ３４のベース流入電流より大きな電流が常に流れるように小さい値に選定されており、これによってトランジスタＱ３３が遮断することがないようになっている。
【００６９】
このバッファ増幅回路７の出力は、本実施形態では抵抗Ｒ３７とキャパシタＣ１９からなる高周波遮断フィルタを介して、図２のＱ５，Ｒ５に相当するトランジスタＱ３４とそのエミッタに接続された抵抗Ｒ３９からなるエミッタフォロワ回路に入力される。この高周波遮断フィルタの挿入は、一般に負荷９への出力電流の高周波雑音を抑えるのに有効であることに加えて、特にアレイ化出力とした場合に、チャンネル間の高周波クロストークを抑えるのにも有効である。
【００７０】
エミッタフォロワ回路の出力は、図１〜図４のＱ４，Ｒ４に相当する出力トランジスタＱ３５と電流帰還抵抗Ｒ４０からなる電流帰還型エミッタ接地増幅器で構成された出力段増幅回路に入力され、出力段トランジスタＱ３５のコレクタから負荷９に出力電流が供給される。負荷９は、半導体レーザＬＤとこれに直列接続された終端抵抗Ｒ４１（通常、５０Ω）で示しているが、これに限らず、任意の負荷で構わない。
【００７１】
シリコンバイポーラトランジスタを用いて構成された図５の設計例に対して、直流バイアス電流出力の温度依存性のシミュレーション結果とその近似指数関数との比較をしたのが図６である。特性温度Ｔ０が４５℃から５８℃までの範囲において、電流−電圧変換抵抗３の抵抗値ＲＧを３種類に変えるだけで、１００℃の温度範囲において０．２ｍＡ以下の誤差範囲で表記のオフセット指数関数に良く一致していることが分かる。実際に１．３１μｍで発振するＩｎＰ低閾値レーザの特性を０℃から８０℃まで測定してプロットすると、Ｔ０＝５０℃の曲線に０．６ｍＡを足したものとほとんど一致していた。
【００７２】
ＬＤとＩＣチップを熱伝導の良いキャリアにマウントして同一温度になるようにし、図５の定電流発生回路を用いれば、かなり正確に擬似零バイアスを実現することが可能であることが分かる。また、回路のパラメータ値を調節することによって、特性温度を数１００℃とし、かつパルス電流出力が数１０ｍＡの１２チャンネルのアレイ型ＬＤ駆動回路の定電流発生回路に適用した場合も、光出力強度の温度補償が可能であることも確かめられた。
【００７３】
なお、以上の実施形態において基準電圧発生回路１，１−１，１−２は、本発明の温度依存型定電流発生回路を構成するＩＣ内に内蔵してもよいし、ＩＣ外部の基準電圧源を用いても構わない。
【００７４】
次に、以上説明した温度依存型定電流発生回路を用いた駆動回路の実施形態について、負荷が光半導体素子としての半導体レーザであり、これを送信すべき高周波信号に従って駆動する半導体レーザ駆動回路を例にとり説明する。
（第６の実施形態）
図７は、本発明の第６の実施形態に係る半導体レーザの駆動回路であり、大きく分けてリミット型差動増幅回路２１と、エミッタフォロワ回路で構成される中間増幅回路２２と、電流スイッチ回路２３と、第５の実施形態で説明した温度依存型定電流発生回路２４と、温度依存型定電流源２５とからなっている。温度依存型定電流発生回路２４は、図５中の一部のみ示している。
【００７５】
リミット型差動増幅回路２１は、差動入力端子ＩＮ，／ＩＮに入力される差動入力信号を増幅して一定振幅のパルス電圧を出力する回路であり、差動入力端子ＩＮ，／ＩＮに差動対トランジスタＱ５１，Ｑ５２のそれぞれベースが接続されている。トランジスタＱ５１，５２のエミッタは共通接続され、このエミッタ共通接続点にトランジスタＱ５３と抵抗Ｒ５３による定電流源が接続されている。トランジスタＱ５３のベースは、ベースバイアス源Ｖｂｂに接続されている。トランジスタＱ５１，Ｑ５２のコレクタには負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の一端がそれぞれ接続され、負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の他端はレベルシフト抵抗Ｒ５０を介して正の電源Ｖｃｃに接続されている。
【００７６】
リミット型差動増幅回路２１の出力端子であるトランジスタＱ５１，Ｑ５２のコレクタからの出力電圧は、トランジスタＱ５３，Ｑ５４とそのエミッタ負荷であるトランジスタＱ５５，Ｑ５６および抵抗Ｒ５５，Ｒ５６による電流源とで構成されるエミッタフォロワ回路からなる中間増幅回路２２を介して、電流スイッチ回路２３のトランジスタＱ５７，Ｑ５８のベースに供給される。トランジスタＱ５７のコレクタは負荷９を介して電源Ｖｃｃに接続され、トランジスタＱ５８のコレクタは電源Ｖｃｃに直接接続されている。
【００７７】
トランジスタＱ５７，Ｑ５８のエミッタには、コレクタからの出力パルス電流のリンギングを抑えるための電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の一端がそれぞれ接続されている。電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８はリンギングを抑制するためであるから、その抵抗値は非常に小さくてよい。電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の他端は共通接続され、この共通接続点はトランジスタＱ５９および抵抗Ｒ５９による定電流源に接続されている。トランジスタＱ５９のベースには、制御電圧源Ｖａｃから出力パルス電流の振幅を制御する制御電圧が印加されている。
【００７８】
温度依存型定電流発生回路２４のエミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱ３４のコレクタは負荷９の電源Ｖｃｃに接続され、出力段増幅回路を構成するトランジスタＱ３５のコレクタは負荷９の電源Ｖｃｃと反対側に接続されている。図中Ｖｄｃは図５中のバッファ増幅回路７の出力電圧を表し、これは前述したように温度依存性を持つ。この出力電圧ＶｄｃはトランジスタＱ３４のベースに印加される。
【００７９】
さらに、本実施形態ではリミット型差動増幅回路２１におけるレベルシフト抵抗５０と負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５２との接続点に、温度依存型定電流源２５が接続されている。この温度依存型定電流源２５はトランジスタＱ６１と抵抗Ｒ６１により構成され、トランジスタＱ６１のベースは温度依存型定電流発生回路２４内のトランジスタＱ３４のエミッタに接続されている。すなわち、トランジスタＱ３４には温度依存性を持つ定電流が流れるので、このトランジスタＱ３４のエミッタに接続されたトランジスタＱ６１も温度依存性を持つ定電流が流れることになる。
【００８０】
次に、本実施形態の駆動回路の動作を説明する。
リミット型差動増幅回路２１におけるトランジスタＱ５１，Ｑ５２のエミッタ共通接続点には、一定のベースバイアス電圧Ｖｂｂがベースに印加されたトランジスタＱ５３と抵抗Ｒ５３による定電流源によって、温度に依存しない一定の電流（Ｉ１とする）が流れる。この場合、レベルシフト抵抗Ｒ５０にも差動増幅回路２１の入力に関係なく同じ一定の電流Ｉ１が流れるため、（Ｉ１・Ｒ５０）なる一定のレベルシフト（電圧降下）が生じ、抵抗Ｒ５０とＲ５１，Ｒ５２との接続点の電位は、電源Ｖｃｃの電圧から電圧降下（Ｉ１・Ｒ５０）分だけ下がった電位（Ｖｃｃ−Ｉ１・Ｒ５０）となる。
【００８１】
従って、最終段の電流スイッチ回路２３のトランジスタＱ５７，Ｑ５８のベースにエミッタフォロワ回路からなる中間増幅回路２２を介して入力されるパルス電圧は、Ｖｃｃからレベルシフト抵抗Ｒ５０による電圧降下（Ｉ１・Ｒ５０）分とトランジスタＱ５３，Ｑ５４のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを差し引いた電圧（Ｖｃｃ−Ｉ１・Ｒ５０−Ｖｂｅ）を基点として、接地電位方向に振れる負のパルス電圧となる。
【００８２】
トランジスタＱ５７，Ｑ５８のエミッタに電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８を介して接続されたトランジスタＱ５９および抵抗Ｒ５９による電流源から電流スイッチ回路２３に流れる電流は、上記のパルス電圧に従ってトランジスタＱ５７，Ｑ５８のベース電位の高低に応じてスイッチングされ、トランジスタＱ５８のコレクタから負荷９にパルス電流として出力される。負荷９にパルス電流が出力されるときは、トランジスタＱ５７のベース電位が高レベルのときであるので、このトランジスタＱ５７のエミッタ電位は、Ｖｃｃからレベルシフト抵抗Ｒ５０の電圧降下分とトランジスタＱ５３，Ｑ５７のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ、つまりダイオード２個分の順方向電圧を差し引いた電圧となる。従って、温度上昇があった場合、トランジスタＱ５７のエミッタ電位はダイオード２個分の温度係数で電圧上昇が起こることになる。
【００８３】
ここで、本実施形態においては温度依存型定電流発生回路２４によって負荷９に対し正の温度係数を持つ定電流が供給されると共に、同様に正の温度係数を持つ温度依存型定電流源２５によってレベルシフト抵抗Ｒ５０に流れる電流Ｉ１を調整することができる。従って、この温度依存型定電流源２５の電流を例えば抵抗Ｒ６１により適切に調整すれば、レベルシフト抵抗Ｒ５０にダイオード２個分の温度係数を相殺するような正の温度係数を持った電圧を発生させることができる。
【００８４】
この結果、電流スイッチ回路２３のトランジスタＱ５７，Ｑ５８のエミッタ共通接続点（電流帰還抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の接続点）の電位を動作温度に依存せずに一定に保持できるで、トランジスタＱ５７が高速動作に必要なコレクタ・エミッタ間電圧を一定値以上確保しても、負荷９に印加できる電圧は変わらない。
【００８５】
また、従来の半導体レーザ駆動回路では、種々の外的変動を勘案してかなりのマージンを内部回路に振り分けていたが、本実施形態の駆動回路ではトランジスタＱ５７のエミッタの電圧バイアス点は温度に依存せずに一定であるので、電源Ｖｃｃの電圧変動だけを見込んだぎりぎりに低いバイアス点に設定することができる。
【００８６】
このように余分なマージンを全面的に負荷９に振り替える設計が可能となる結果、電源Ｖｃｃとして電圧３．３Ｖの低電圧電源を用いた駆動回路でも、０℃〜１００℃の動作温度範囲において従来の設計に比較して０．３Ｖ以上負荷マージンを拡大することができる。数字上は約２０％の改善であるが、もともとは余裕が全くなかったことを考えると、この改善効果は大きい。
【００８７】
（第７の実施形態）
図８に、本発明の第７の実施形態に係る半導体レーザの駆動回路を示す。図７と同一部分に同一符号を付して説明すると、本実施形態では図７中のリミット型差動増幅回路２１におけるレベルシフト抵抗Ｒ５０と負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点に接続された温度依存型定電流源２５を取り除き、それに代えてトランジスタＱ５１，Ｑ５２のエミッタ共通接続点に接続されたトランジスタＱ５３と抵抗Ｒ５３からなる定電流源を温度依存型定電流源２６としたものである。
【００８８】
すなわち、この温度依存型定電流源２６においては、トランジスタＱ５３のベースに対して、Ｖｄｃと同様の温度依存性を持つ電圧源からの直流バイアス電圧Ｖｂｉａｓが印加されている。これによってレベルシフト抵抗Ｒ５０に流入する電流に正の温度係数を持たせ、このレベルシフト抵抗Ｒ５０の電圧降下でダイオード２個分の温度係数を相殺している。但し、この方法では電流スイッチ回路２３のトランジスタＱ５７，Ｑ５８を駆動するパルス電圧振幅も同じ温度係数で増大するため、図７の実施形態に比べてマージンの拡大は半分程度にとどまる。
【００８９】
（第８の実施形態）
図９に、本発明の第８の実施形態に係る半導体レーザの駆動回路を示す。図７と同一部分に同一符号を付して説明すると、本実施形態では図７中のリミット型差動増幅回路２１におけるレベルシフト抵抗Ｒ５０と負荷抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点に接続された温度依存型定電流源２５を取り除き、かつ固定抵抗からなるレベルシフト抵抗Ｒ５０を正の温度係数を持つ感温抵抗素子、すなわち正特性サーミスタＲｔに置き換えたものである。この場合、トランジスタＱ５３と抵抗Ｒ５３からなる定電流源には、温度依存性のほとんどないものを使用する。サーミスタＲｔとしては、通常のＩＣ製造プロセスで実現できない場合は、ＩＣの外部に接続することになる。
【００９０】
本実施形態によると、サーミスタＲｔでの電圧降下、つまりサーミスタＲｔの抵抗値とこれを流れる電流Ｉ１との積で決まる電圧がダイオード２個分の電圧降下を生じ、ダイオード２個分の温度係数を相殺できるように設計することによって、第６、第７の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００９１】
なお、以上の説明では高電位側電源Ｖｃｃを正電源、低電位側電源Ｖｅｅを接地電位として説明してきたが、Ｖｃｃを接地電位とし、Ｖｅｅを負電源としてもよいことは明らかである。
【００９２】
また、本発明は以上の実施形態で説明したｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタを全て入れ替え、電流の向きを全て逆にした回路にも適用できることは勿論である。
【００９３】
さらに、以上の実施形態ではシリコンパイポーラトランジスタを例にとって説明してきたが、トランジスタをＧａＡｓやＩｎＰ系のＨＢＴに置換えても構わないし、また入力電圧に対して指数関数的に変化する出力電流を得る目的に使うものを除いて、回路の基本動作を変更しない限りにおいてＭＯＳＦＥＴ、ＣＭＯＳＦＥＴ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ＨＥＭＴなど別の種類のトランジスタを使用した場合にも本発明を適用することができることは明らかである。バイポーラトランジスタに変えてＦＥＴを用いる場合、バイポーラトランジスタのベース、コレクタ、エミッタをそれぞれＦＥＴのゲート、ドレイン、ソースに置き換えて考えればよい。
【００９４】
なお、以上の実施形態では半導体レーザの駆動回路について説明してきたが、本発明の駆動回路は半導体レーザや発光ダイオードのような光半導体素子の直接変調に適用できる駆動回路として一般に使用することができ、また例えばパルス電流を出力として抵抗で終端するパルス発生器の出力回路ような、オープンコレクタまたはオープンドレイン形式の高速パルス電流出力回路にも広く適用することが可能である。
【００９５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によればＬＤの擬似零バイアス駆動を可能とするように、閾値電流の温度変動に忠実に追随して閾値電流より僅かに小さい直流バイアス電流を精度良く発生でき、しかも大きな非線形性をもつ温度変動部分と温度に依存しない部分を各々分離して独立に調整できる温度依存性型定電流回路を実現することができる。
【００９６】
また、本発明の温度依存型定電流発生回路は、回路の定数を変えることによって、特性温度が大きいＬＤの発光強度の温度依存性を補償する定電流発生回路にも適用することができる。
【００９７】
しかも、本発明ではアレイ出力にも適用できる回路構成と機能も兼ね備え、チップサイズもレーザ駆動回路を含めた１チップのＩＣに組込むに十分なだけ小さく実現できる。
【００９８】
さらに、本発明による光半導体素子の駆動回路では、従来の駆動回路に若干の改良を施すのみで、同じ電源電圧に対して負荷の動作マージンを拡大するとともに、種々の外的要因を勘案して内部回路に振り分けられていたマージンを全面的に負荷に振り替えることによって、低電圧電源の下でも安定した動作を期待することができ、電源電圧の低電圧化のよう要求に応えることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る温度依存型定電流回路を示す構成図
【図２】本発明の第２の実施形態に係る温度依存型定電流回路を示す構成図
【図３】本発明の第３の実施形態に係る温度依存型定電流回路を示す構成図
【図４】本発明の第４の実施形態に係る温度依存型定電流回路を示す構成図
【図５】本発明の第５の実施形態に係る温度依存型定電流回路のより具体的な回路例を示す図
【図６】図５の温度依存型定電流発生回路に対する直流バイアス電流出力の温度依存性のシミュレーション結果とその近似指数関数との比較を示す図
【図７】本発明の第６の実施形態に係る駆動回路を示す回路図
【図８】本発明の第７の実施形態に係る駆動回路を示す回路図
【図９】本発明の第８の実施形態に係る駆動回路を示す回路図
【符号の説明】
１，１−１，１−２…基準電圧発生回路
２…安定化電圧発生回路
３…電流−電圧変換抵抗
４…分圧回路
５…エミッタ接地増幅回路
６…カレントミラー回路
７…バッファ増幅回路
８…出力段増幅回路
９…負荷
１１…分圧回路
１２…電流吐き出し型エミッタ接地増幅回路
２１…リミット型差動増幅回路
２２…中間増幅回路
２３…電流スイッチ回路
２４…温度依存型定電流発生回路
２５，２６…温度依存型定電流源
Ｒ５０…レベルシフト抵抗
Ｒ５１，Ｒ５２…負荷抵抗
Ｒｔ…サーミスタ

Claims (9)

1. 温度変動に対して一定の基準電圧を基準として該基準電圧より高い安定化電圧を発生する安定化電圧発生回路と、
   前記基準電圧を分圧する分圧回路と、
   前記分圧回路の分圧出力端にベースまたはゲートが接続され、エミッタまたはソースが接地されたトランジスタを含み、該トランジスタのコレクタまたはドレインから温度変化に対して指数関数的に変化する電流を出力する電流増幅回路と、
   前記電流増幅回路から出力される電流と逆向きで温度に依存して指数関数的に変化する電流を出力するカレントミラー回路と、
   前記安定化電圧発生回路の出力端に一端が接続され、前記カレントミラー回路の出力端に他端が接続され、ある基準温度において所望の値の出力電流を発生させ、かつ前記基準温度以外では温度に対して指数関数的に変化する出力電流を発生させるような電圧を該他端に発生する電流−電圧変換抵抗と、
   前記電流−電圧変換抵抗の前記他端に発生した電圧がベースまたはゲートに入力されるトランジスタおよび該トランジスタのエミッタまたはソースに接続された電流帰還抵抗からなり、該トランジスタのコレクタまたはドレインから負荷に前記出力電流を供給する出力段増幅回路とを備えたことを特徴とする温度依存型定電流発生回路。
2. 前記電流−電圧変換抵抗の前記他端と前記出力段増幅回路のベースまたはゲートとの間に挿入されたバッファ増幅回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の温度依存型定電流発生回路。
3. 温度変動に対して一定の基準電圧を基準として該基準電圧より高い安定化電圧を発生する安定化電圧発生回路と、
   前記基準電圧を分圧する分圧回路と、
   前記分圧回路の分圧出力端にベースまたはゲートが接続され、エミッタまたはソースが接地されたトランジスタを含み、該トランジスタのコレクタまたはドレインから温度変化に対して指数関数的に変化する電流を出力する電流増幅回路と、
   前記安定化電圧発生回路の出力端に一端が接続され、前記電流増幅回路の出力端に他端が接続され、ある基準温度において所望の値の出力電流を発生させ、かつ前記基準温度以外では温度に対して指数関数的に変化する出力電流を発生させるような電圧を該他端に発生する電流−電圧変換抵抗と、
   前記電流−電圧変換抵抗の前記他端に発生した電圧がベースまたはゲートに入力されるトランジスタおよび該トランジスタのエミッタまたはソースに接続された電流帰還抵抗からなり、該トランジスタのコレクタまたはドレインから負荷に前記出力電流を供給する出力段増幅回路と、
   前記電流一電圧変換抵抗の前記他端と前記出力段増幅回路のベースまたはゲートとの間に挿入されたバッファ増幅回路とを備えたことを特徴とする温度依存型定電流発生回路。
4. ベースまたはゲートが前記バッファ増幅回路の出力端に接続され、エミッタまたはソースが前記出力段増幅回路のトランジスタのベースまたはゲートに接続されたトランジスタを有する増幅回路をさらに備えたことを特徴とする請求項２または３のいずれか１項に記載の温度依存型定電流発生回路。
5. 前記電流−電圧変換抵抗の抵抗値および前記分圧回路の分圧比の少なくとも一方を可変としたことを特徴とする請求項１または３のいずれか１項に記載の温度依存型定電流発生回路。
6. 前記負荷として光半導体素子が接続された請求項１〜５のいずれか１項記載の温度依存型定電流発生回路と、
   差動入力信号を増幅するリミット型差動増幅回路と、
   前記リミット型差動増幅回路の二つの出力をそれぞれ入力とするコレクタまたはドレインが接地された一対のトランジスタを含む一対の中間増幅回路と、
   前記一対の中間増幅回路の出力がそれぞれのベースまたはゲートに入力され、一方のコレクタまたはドレインが前記光半導体素子に接続される一対のトランジスタからなる電流スイッチ回路とを備えたことを特徴とする光半導体素子の駆動回路。
7. 前記リミット型差動増幅回路は、エミッタまたはソースが共通に接続された差動対トランジスタと、この差動対トランジスタのエミッタまたはソースの共通接続点に接続された温度依存性を持たない第１の定電流源と、前記差動対トランジスタのコレクタまたはドレインにそれぞれの一端が接続された二つの負荷抵抗と、前記負荷抵抗と電源との間に接続されたレベルシフト抵抗と、このレベルシフト抵抗と前記負荷抵抗との接続点に接続された正の温度依存性を持つ第２の定電流源とを有することを特徴とする請求項６記載の光半導体素子の駆動回路。
8. 前記リミット型差動増幅回路は、エミッタまたはソースが共通に接続された差動対トランジスタと、前記差動対トランジスタのエミッタまたはソースの共通接続点に接続された正の温度依存性を持つ定電流源と、前記差動対トランジスタのコレクタまたはドレインにそれぞれの一端が接続された二つの負荷抵抗と、前記負荷抵抗と電源との間に接続されたレベルシフト抵抗とを有することを特徴とする請求項６記載の光半導体素子の駆動回路。
9. 前記リミット型差動増幅回路は、エミッタまたはソースが共通に接続された差動対トランジスタと、前記差動対トランジスタのエミッタまたはソースの共通接続点に接続された温度依存性を持たない電流源と、前記差動対トランジスタのコレクタまたはドレインにそれぞれの一端が接続された二つの負荷抵抗と、前記負荷抵抗と電源との間に接続され、ダイオード２個分の電圧降下を生じるように抵抗値が設定された正の温度係数を持つ感温抵抗素子からなるレベルシフト抵抗とを有することを特徴とする請求項６記載の光半導体素子の駆動回路。

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