JP3668612B2 - 光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュール - Google Patents
光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュールInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュールに関する。より具体的には、本発明は、光通信や光データリンクに使用される光伝送装置に関連し、中でも光半導体素子の駆動に要する順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも安定した動作が可能な低電圧電源対応の光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュールに関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在急速な発展を遂げているマルチメディアにおいては、ＷＡＮ（wide area network）からＬＡＮ（local area network）に至るまでの種々のネットワーク・バックボーンが使われている。中でも最大の根幹を支えるものとしては光通信やＦＤＤＩ（fiber distributed data interface）が位置付けられており、それには高速・高性能の光伝送装置が不可欠となっている。特に最近では、高速通信に限定されずにコンピューター関連機器の間を接続する目的でも、信頼性が高く、かつ、高スループットの光インターコネクト技術のニーズが高まってきている。
【０００３】
この要求に応えるべく、ファイバーチャンネルやＩＥＥＥ１３９４が規格化され、光ファイバーを使ったデータリンクが立上がり始めている。コンピューターにおいてもダウンサイジングが急速に進んできて、ＥＷＳ（engineering work station）からＰＣ（presonal computer）が標準的に使われるようになってきており、インターコネクトに要求される仕様としては、スループットの高速性能に加えて実用的な視点での適応性が重視されている。即ち、システムに組込む実装性の観点からは、冷却が不要な低消費電力と、コンピューター内部で使用されるＩＣと同じインターフェースで、できれば同じ電源電圧で動作可能なものなどの要求があり、一方、コスト・パフォーマンスの観点からは、低コストの光送受信モジュールの要求が強い。
【０００４】
特に、最近規格が固まったＩＥＥＥ１３９４では、使用する光ファイバーの低コスト化と光リンクモジュールそのものの低コスト化の狙いから、プラスチックファイバーが採用され、ファイバーの低損失波長域である赤色の波長領域の光源との組合わせが急成長すると考えられている。赤色の波長領域の具体的な光源としては、６５０ｎｍ程度以下の波長域で発振する光半導体レーザ（ＬＤ）が使われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、本発明者の検討の結果、赤色のＬＤの採用に際しては、１．３μｍよりも長波長帯域のＬＤが使われてきた従来の光通信における光送受信モジュールとは異なった新たな問題が生じることが分かった。以下、この問題について説明する。
【０００６】
すなわち、赤外の波長帯のＬＤを使用する光通信装置の場合には、光子のエネルギーが１ｅＶ以下であるため、ＬＤ駆動回路を動作させるのに必要な電圧は１．２Ｖから高くても１．５Ｖで十分であった。しかし、光子のエネルギーは波長に反比例して大きくなるため光半導体のバンドギャップ・エネルギーも光子エネルギーに比例して大きくなり、赤の領域の光を出力する光半導体素子の駆動に要する順方向電圧も大きくなる。因みに６５０ｎｍ以下の波長で発振するＬＤの場合には、ＬＤ駆動回路に必要な電圧は最低２Ｖ以上となる。内部抵抗が高かったり大きな駆動電流が必要で電圧損失が大きくなる場合も考慮すると、最大では２．５Ｖ程度に達することを覚悟する必要が生じる。
【０００７】
一方、最近多くの信号処理やメモリーＩＣを動作させるための電源電圧は、５Ｖから３．３Ｖに移行しつつあり、近い将来３．３Ｖ以下が標準となる可能性が高い。また、信号処理ＩＣの消費電力低下と高速化を狙った微細プロセスが次々と開発され、ＩＣ内部の動作電圧が２Ｖ台以下に移行する動きも急である。とは言っても、種々の電圧レベルの信号を混在させてシステム全体を組むことは複雑な上に不経済であるので、これらの不都合を回避するため内部動作電圧が低い場合でも入出力インターフェースは３．３Ｖ系の論理レベルで整合を採る傾向が一般的になりつつある。
【０００８】
従って、ＬＤ駆動回路としては、少なくとも３．３Ｖの単一電源電圧で確実に動作可能なＩＣ化可能なものを実現することが重要となってきた。言い換えれば、３．３Ｖの電源電圧で、最大２．５Ｖの順方向駆動電圧を必要とするＬＤを駆動できる能力を持つ回路方式を実現することが不可欠である。当然、電源変動を考慮する必要があるが、条件がゆるく最低限満たすべき電源電圧変動を５％以内と制限された場合でも、電源電圧とＬＤの順方向動作電圧との差は、０．６３５Ｖとなる。もし通常通り１０％の変動を認め、かつ、ＩＣ内部の配線抵抗による降下電圧を４７ｍＶと仮定した場合には、電圧差は０．４Ｖとなってしまう。
【０００９】
図１１は、従来のＬＤ駆動回路の構成例を表す概略回路図である。従来のＬＤ駆動回路では、５Ｖ以上の電源電圧で動作するものとして設計されてきたためにＬＤの順方向降下電圧に比べて十分に大きな出力電圧が確保でき、ＬＤの駆動電流を制御するのに必要な電圧を余裕をもってスイッチング・トランジスタに振り分けることは容易であった。このため、図１１に見られるように、高速動作を確保すると同時に比較的大きな駆動電流を精度良く制御して出力できるよう、高精度定電流発生回路に差動スイッチ回路を縦積みで設置した構造が最終段回路として広く採用されてきた。
【００１０】
図１１のＬＤ駆動回路の全体構成の概略を具体的に説明すると、入力部にはリミッター増幅器とエミッタ・フォロワ回路から構成される波形整形と出力段の大電流スイッチ回路を駆動する目的のプリドライバー回路を設け、さらに出力段では、定電流発生源からの出力電流を論理入力の高低に応じて電流スイッチする差動トランジスタを設け、最終的な出力トランジスタのコレクタにＬＤに直流バイアスを印加する定電流源を接続した構成となっている。この回路構成の出力段を正常に動作させるためには、出力トランジスタ差動スイッチ回路の動作に必要なバイアス電圧に加えて、そのエミッタに接続される電流発生回路を動作させるのに必要な電圧を合わせた電圧が最低限必要である。
【００１１】
図１２は、典型的なｎｐｎトランジスタの電圧電流特性を表すグラフ図である。本発明者の検討の結果、図１２に示したような特性を有するｎｐｎトランジスタを使って図１１のベース接地型の定電流発生回路を設計した時には、動作バイアスを注意深くぎりぎりまで小さく設定する工夫を施した場合でも、基準抵抗と定電流出力用制御トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧を合計した必要電圧は、最低限０．５Ｖ以上であることがわかった。もし、３．３Ｖ系のＩＣを同じ構成で設計しようとすると、上記電圧差の０．６３５Ｖを想定した場合でもその上に積み上げるとスイッチ・トランジスタに懸けることのできる電圧は０．１Ｖ程度となって、スイッチ・トランジスタを線形領域で動作させることは不可能となってしまう。
【００１２】
これを解決する手段として、正の入力電源電圧をＩＣ内部で変換して負の電圧を発生させる電源回路を設け、不足した電圧分を負の電源で補うことも考えられる。しかしこの場合には、一般に光半導体素子を駆動する電流は数１０ｍＡと比較的大きいため負の内部電圧発生回路にはこれ以上の電流容量が求められ、外部に容量を付加する必要が生じたり、あるいはインダクターが必要となって、ワン・チップＩＣとしてＬＤ駆動回路を実現することが難しくなる。さらに、回路を動作させる実効電源電圧が増大したことに伴う消費電力増大に加えて、負の電圧を発生させる電圧変換回路の損失もあるため、ＩＣ全体として消費電力が増大する問題が生じる。
【００１３】
以上詳述したように、駆動する光半導体素子の順方向動作電圧が駆動回路に供給される電源電圧とほぼ同じである場合、従来の駆動回路の構造と方法では、トランジスタのバイアス電圧不足で動作が困難になるという問題があった。
【００１４】
また、それを解決しようとすると消費電力が大きくなったり、外部に容量やインダクターを設置する必要が生じてワンチップＩＣの実現が不可能になるなど、種々の不具合が生じて実用上大きな問題があった。
【００１５】
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものである。すなわち、その目的は、駆動される光半導体素子の順方向動作電圧より僅かに高い電源電圧の供給でも安定に動作し、光半導体素子を駆動するのに十分なスイッチ電流と電圧を出力することができ、かつ、その出力電流は所望の精度と値に可変設定できる能力と、ワンチップＩＣ化が容易なコンパクト性を実現できる光半導体駆動回路及び低電源電圧動作する光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールを提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の一態様によれば、増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミッタ手段と、を有し、リミッタ型増幅器として動作することにより入力信号を増幅し整形して電圧パルスを生成するプリドライバー回路と、前記プリドライバー回路から出力される前記電圧パルスに基づき、外部負荷としての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、を備えた光半導体素子駆動回路であって、前記出力回路は、共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、前記第１のトランジスタのコレクタと電源電圧との間に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に並列に接続された第１の容量及び第２の抵抗と、前記第２のトランジスタのベースから接地接続された第３の抵抗と、前記共通結節点に接地接続された第４の抵抗と、を有し、前記プリドライバー回路から出力された前記電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベースに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、前記駆動パルス電流として出力されるものとして構成されたことを特徴とする光半導体素子駆動回路を提供する。
【００１７】
また、本発明の一態様によれば、増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミッタ手段と、を有し、リミッタ型増幅器として動作することにより入力信号を増幅し整形して電圧パルスを生成するプリドライバー回路と、前記プリドライバー回路から出力される前記電圧パルスに基づき、外部負荷としての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、を備えた光半導体素子駆動回路であって、前記出力回路は、共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、前記第１のトランジスタのコレクタと電源電圧との間に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に並列に接続された第１の容量及び第２の抵抗と、前記第２のトランジスタのベースから接地接続された第３の抵抗と、前記共通結節点に接地接続された第４の抵抗と、を有し、前記プリドライバー回路から出力された前記電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベースに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、前記駆動パルス電流として出力され、前記第１のトランジスタのベースに入力された前記電圧パルスの瞬時レベルが低い時には、前記第１のトランジスタは遮断状態で前記第２のトランジスタは飽和状態にあり、前記電圧パルスの入力レベルが所定の値以上に上昇した時には、前記第１のトランジスタは飽和状態で前記第２のトランジスタは遮断状態になり、前記遮断状態と前記飽和状態との中間の過渡状態では正帰還が働いて前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタは急激にスイッチ反転するものとして構成されたことを特徴とする光半導体素子駆動回路を提供する。
【００１８】
つまり、最初、入力信号はプリドライバー回路に入力され、増幅・整形して出力回路段を駆動するのに最適なパルス信号に変換する。プリドライバー回路は基本的に差動増幅型のリミッター増幅器であり、振幅がほぼ一定の値をもち、波形の立上りと立下りが高速化された出力パルスを得る。
【００１９】
リミッター増幅回路内部にはレベルシフト抵抗を内蔵させ、出力パルス電圧の直流レベルとしては、ロー・レベルを一定値に保たせるか、レベルシフト抵抗に発生する電圧に多少正の温度係数を持たせてレベルが降下するようにして、出力段スイッチ回路の入力弁別レベルの温度変動を少なくさせる。
【００２０】
整形・増幅された電圧パルス信号は、回路の基本構造がシュミット回路に類似したエミッタ結合パルス増幅器構成の出力回路に入力され、出力側トランジスタに外部負荷として接続したＬＤにＯＮ／ＯＦＦ変調したパルス電流を供給するように変換する。具体的には、出力回路では第１のトランジスタのベースにプリドライバー出力パルス信号電圧が入力され、そのコレクタには抵抗を負荷として接続する。コレクタと負荷抵抗の接続点には第２と第３の抵抗を直列に接続して接地に落とし、第２と第３の抵抗の結節点に第２のトランジスタのベースが接続される。ベースに効率的に高周波信号成分を伝えて出力スイッチ波形の過渡応答を高速化するため、第２の抵抗に並列して容量を設置する。
【００２１】
第１と第２のトランジスタのエミッタは互いに共通接続し、さらに第４の抵抗を介して接地に接続する。従って、電流帰還が懸かる一種のパルス増幅器である。共通エミッタの結節点には、さらに定電流源を接続し、その発生する電流値を適宜調節して、第２のトランジスタのコレクタ端子を出力として外部負荷として接続されるＬＤに所望の値の電流が流れるように制御する。
【００２２】
第２と第３の抵抗の値は、基本的に第２のトランジスタが飽和動作を起こすのに十分な程度にベース・バイアス電流が流れるように値を決める。もし共通エミッタに接続される定電流源が無い時には、ＬＤに流れる電流値は、コレクタ・エミッタ間飽和電圧は０．１Ｖ以下でほぼ無視できるため、外部供給電源電圧とＬＤの電気的特性としてのダイオード順方向整合電圧と内部動作抵抗、第４の抵抗の値で決まる。
【００２３】
出力回路の第２のトランジスタのコレクタ負荷が純抵抗である場合にはシュミット回路そのものであるが、純抵抗とは異なりＬＤなのでインピーダンスが動作環境条件により大きく変り、このままでの電源変動や温度変動によってＬＤに注入される電流が大きく変化する。共通エミッタに接続される定電流源には、ＬＤに注入するＯＮ／ＯＦＦ電流パルス振幅値を調節すると同時に、電源電圧や温度変動などの動作環境変化に対応して適宜出力電流値を調整させて常にＬＤに所望の注入電流設定値を保つような特性を実現する役目を担わせる。結果的に、出力回路の動作は実質的にシュミット回路と等価な振舞いを示し、入力電圧に対するハイとロウの弁別レベルは一定の履歴を持ち、かつ、出力端には急峻な過渡応答特性を示す矩形パルスが得られる。勿論、これら特性パラメーターの具体的数値は、実際の設計に依存して決定できる。定電流源は基本的に出力インピーダンスは非常に大きい値をもつのに対し、共通エミッタに接続される第４の抵抗値は小さな値であるので、共通エミッタと接地間のインピーダンスは電流源の動作電流には影響されない。
【００２４】
基本的に出力段回路では出力トランジスタの動作は線形領域に留まることなくＯＮ／ＯＦＦの飽和領域に限定され、負荷にはＯＮ／ＯＦＦの電流しか流れない。一方、ＬＤの高周波特性を確保するためには閾値付近まで直流バイアス電流を常時懸けることを必要とする。このような要求には、直流電流バイアスを外部から供給する方法もある。しかし、高周波的に高いインピーダンスで供給する必要があるためにバイアスＴ（ティー）などの高価で大きな部品が不可避であり、低コストでコンパクトな光送信器は実現できない。これを解決する方法としては、内部に定電流源を具備させて出力トランジスタのコレクタ端子に直接接続する方法が効果的である。
【００２５】
また、第４の抵抗に並列して容量を抱き合わせて設置して１ｎｓ以下の時定数を持たせ、出力回路の増幅特性に高周波ピーキングを懸けることによって、矩形パルス出力波形の過渡応答時間を短くすることと最高動作周波数の増大を実現することができる。
【００２６】
単純にエミッタ・フォロワ出力のプリドライバー回路を最終段出力回路に接続した場合には、温度上昇に伴ってベース・エミッタ間電圧が低下して弁別レベルが変動してＬＤに負荷される電流パルス幅が変わって伝送波形のデューティ比が変る特性が生じる。実質的に弁別レベルが変らないようにするため、出力回路トランジスタを含めて、プリドライバー回路のエミッタ・フォロワに使われている縦積みで使用されるトランジスタ数の合計の半分を数に相当する等価的ダイオード数分の温度変動を丁度補償する逆の電圧変化をプリドライバー回路のレベルシフト抵抗に発生させればよい。電圧降下に正の温度係数を持たせるためには、正の温度係数を持つ定電流源を差動リミッター増幅器の２つのコレクタ負荷抵抗とレベルシフト抵抗の共通結節点にさらに接続し、電流の変化率とレベルシフト抵抗の値との積が、ダイオード１個当たり約１．２ｍＶ／℃の等価的ダイオード数倍と一致させればよい。
【００２７】
使用可能なプロセスに依存する問題ではあるが、一般的にｐｎｐトランジスタの帯域幅は、ｎｐｎトランジスタに比べて一桁以上小さい。出力回路の共通エミッタに接続する定電流源として周波数帯域特性の関係でｐｎｐトランジスタを採用できない場合には、定電流回路の設置が難しくなる。これを解決する方法として、共通エミッタと接地間にｎｐｎトランジスタのコレクタとエミッタを接続し、ベースは誤差増幅器の帰還電圧を入力し制御する方式が有効である。即ち、電流源を構成するトランジスタは想定される最大発生電流量に応じたサイズが必要であり、基本トランジスタのｎ倍のものを置く。同時にコレクタとベースを共通に接続した基本サイズのトランジスタをもう１個置き、エミッタは負の基準電源に基準抵抗を介して接続する。基準電圧と基準抵抗値を適宜選択し、電流源として設定したい電流値の１／（ｎ＋１）の電流が流れるようにする。
【００２８】
設定電流に一定の特性を持たせたい時には、基準電圧を同じ比率で変化する特性を持つように設計する。この構成で、エミッタと基準抵抗の結節点と接地間の電圧差が常に零となるように誤差電圧を増幅してベース電圧に帰還して制御する。基本トランジスタの電圧電流特性が飽和特性に達するコレクタ・エミッタ間電圧が第４の抵抗の端子間電圧より大きくなるように最大コレクタ電流となるように選んでやれば、（ｎ＋１）個の基本トランジスタが並列動作している時でも動作インピーダンスは第４の抵抗の値より数１０倍以上の大きな値とすることは可能であり、実質的には定電流源を接続した時と同様の特性が保持される。
【００２９】
前記ＬＤ駆動回路を使用すれば、ＬＤの順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも動作可能な低電圧電源対応の送信モジュールを実現することができる。ＬＤ駆動回路が組込まれたＩＣと、ＬＤ素子、さらにモジュールを動作させるのに付随する容量と抵抗などを基板上一括実装したサブモジュールを内蔵し、外部から光結合するための光コネクタの電気的に結合するためのリードを具備した一括モールドでプラスチック・パッケージに成形する。この結果、電源電圧は他の信号処理ＩＣに供給するものと共用した単一の電源で動作し、しかも、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな送信モジュールが実現できた。サブモジュールの上に同時に光受信器を実装することによって、同様な特徴を保持した光送受信機が実現できた。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態にかかる光半導体素子駆動回路の概略構成を表す回路図である。同図の駆動回路は、差動入力信号を入力してＬＤを駆動する電流パルスを出力する回路であり、プリドライバー回路１００と出力回路２００とを有する。
【００３１】
差動入力信号であるＩＮＰＵＴとＩＮＰＵＴ／は、プリドライバー回路１００のトランジスタＱ１とＱ２のベースにそれぞれ入力される。Ｖｂｂを基準電圧入力としたトランジスタＱ３と抵抗Ｒ４からなる定電流回路のコレクタ電流出力は、差動増幅トランジスタＱ１とＱ２の共通エミッタに接続される。Ｑ１とＱ２の各々のコレクタには値が同一の負荷抵抗Ｒ１とＲ２が接続され、共通結線された後レベルシフト抵抗Ｒ３を経由して電源Ｖｃｃに接続される。一定の振幅を持つ波形整形されたＱ２の出力は、トランジスタＱ４、Ｑ５、抵抗Ｒ５から構成されるエミッタフォロワ回路で電力増幅され、出力回路２００のトランジスタに信号として入力される。このプリドライバー回路１００は、動作的にはリミッター増幅器と等価であり、その基本構成は図１１に表した従来回路のプリドライバー回路と概略同一とすることができる。
【００３２】
もし、入力信号が差動信号ではなく単相信号の場合には、ＩＮＰＵＴ／入力端子の直流電圧にはＩＮＰＵＴ入力端子の入力パルス信号の振幅の中点の電圧に一致するものを入力し、単相入力パルス信号をＩＮＰＵＴ側に入力すればよい。光出力に逆相信号を得たい時には、ＩＮＰＵＴとＩＮＰＵＴ／とを逆に接続すればよい。
【００３３】
最終段に必要とする信号は基本的には差動信号ではなく、単相信号だけであるので、プリドライバー回路は差動信号を発生する必要は必ずしも無い。従って、出来るだけ大きな信号利得が得られるようにＲ１を零とすることも可能である。ただし、単純にＲ１を零にすると、リミッター増幅器としての機能は失い、出力パルスの振幅が変動する問題が生ずる。この問題を解決するためには、Ｑ２コレクタの負荷として、ダイオードのようにある一定の電圧以上ではインピーダンスが急激に減少し、増幅が飽和して振幅出力が制限される特性を持つ素子または回路網を接続すればよい。図２は、トランジスタＱ２の負荷としてダイオードＤ１、Ｄ２を用いた変形例を表す概略回路図である。
【００３４】
再び図１に戻って説明すると、プリドライバー回路１００で整形・増幅されたパルスは、出力回路２００に入力され、最終的にはＬＤをパルス電流駆動するためのＯＮ／ＯＦＦ変調された電流出力として出力される。出力回路２００は、シュミット回路に類似した基本構成を有する。具体的には、コレクタ負荷として抵抗Ｒｌが接続されたトランジスタＱ６のベースにプリドライバー回路からの出力パルス信号電圧が入力される。Ｑ６のコレクタと負荷抵抗Ｒｌとの接続点には、抵抗Ｒｆと抵抗Ｒｂが直列に接続されて接地に落とされ、トランジスタＱ７のベースに信号を入力するために、抵抗ＲｆとＲｂとの結節点にＱ７のベースが接続されている。また、ベースに高周波信号成分をバイパスして効率的にＱ７のベースに伝えるために、抵抗Ｒｆに並列して容量Ｃｆが設置されている。
【００３５】
トランジスタＱ６とＱ７のエミッタは共通接続され、抵抗Ｒｅを介して接地に接続されている。このためＱ６とＱ７で構成される回路は、電流帰還が懸かった一種のパルス増幅器として作用する。また、Ｑ６とＱ７の共通エミッタの接続点には、定電流源が接続されている。この定電流源を流れる電流値Ｉｃｄを調節することにより、トランジスタＱ７のコレクタ端子を出力として外部負荷として接続されるＬＤに所望の値の電流が出力されるように制御することができる。抵抗ＲｆとＲｂの値は、基本的にトランジスタＱ７が飽和動作に入る程度の電流バイアスが懸かるように設定する。もし共通エミッタに接続される定電流源が無い時には、Ｑ７のコレクタ・エミッタ間飽和電圧は０．１Ｖ以下であるので、ＬＤに流れる電流値Ｉｄは、外部から供給される電源電圧ＶｃｃとＬＤの電気的な素子特性としてのダイオードの順方向整合電圧と内部動作抵抗、抵抗Ｒｅの値でほぼ決定される。
【００３６】
ここで、Ｑ７のコレクタ負荷が純抵抗である場合には出力回路はシュミット回路と一致するが、実際には負荷がＬＤなので、負荷インピーダンスは動作環境条件により大きく変り、このままでは電源変動や温度変動によってＬＤに出力される注入電流が大きく変化する。このため、共通エミッタに接続される定電流源は、ＬＤに負荷する定常電流値を調節すると同時に、電源電圧や温度変動などの動作環境変化対応して適宜出力電流値を変化させ、常にＬＤに注入される電流値を所望の設定値に保持する役目を有する。
【００３７】
図３は、具体的な定電流源を接続した回路の一例を表す概略回路図である。すなわち、ＬＤの両端に定電流源出力トランジスタＱ１０を接続し、前記したような要求を満たす特性を持つＩｃｄを発生するように、トランジスタＱ１０のベースには、制御された電圧Ｖｉｃを入力する。このようにすれば、出力回路２００は、動作上は実質的にシュミット回路と等価な振舞いを示す。すなわち、入力電圧に対するハイとロウの弁別レベルには一定の履歴が生じ、かつ、出力には急峻は過渡応答特性を示す矩形パルスが得られる。勿論、これらの特性パラメーターの具体的数値は、実際の設計とプロセスやＬＤに依存するが、本発明者の検討によれば、履歴として設定できる値は１０ｍＶ〜１００ｍＶであり、立上り／立下り時間としては２００ｐｓ以下を実現することが可能であった。定電流源は基本的に出力インピーダンスが数１００ｋΩと大きいのに対し、共通エミッタに接続されるＲｅの抵抗値は大きくても数１００Ω、通常は１００Ω以下の小さな値であるので、共通エミッタと接地との間の抵抗値は電流源の動作電流の設定値に影響されずに、何時もＲｅと同じ値として認識されて回路は動作する。
【００３８】
一方、ＬＤの温度特性を補償する手段として、本発明者が特願平１０−４２１０９号において提案した温度依存型定電流発生回路を用いても良い。
図４は、この温度依存型定電流発生回路を備えた本発明の駆動回路の一例を表す概略回路図である。同図に示した回路においては、ＬＤの両端に温度依存型定電流発生回路ＴＣが接続されている。
【００３９】
図５は、温度依存型定電流発生回路ＴＣの具体例を表す概略回路図である。すなわち、同図に示した回路例においては、基準電圧発生回路１１０と安定化電圧発生回路１２０とバッファ増幅回路１７０が設けられている。これらの詳細な説明は、上述した特願平１０−４２１０９号明細書に開示されているのでここでは省略するが、定電流出力トランジスタＱ３５のエミッタに接続される抵抗Ｒ４０の値は、端子間電圧が動作に不都合を生じない程度に小さく選ぶことが重要である。図６に例示したような回路によれば、ＬＤの温度特性を極めて正確に補償することができる。従って、このような温度依存型定電圧発生回路を形成したＩＣチップをＬＤとともに熱伝導性の良いキャリアにマウントして、同一の温度となるようにすれば、極めて正確に温度補償を行うことができる。つまり、温度が変動してＬＤの特性が変化しても、本発明の駆動回路の出力回路２００は、実質的にシュミット回路と等価な動作をすることができる。
【００４０】
さて、基本的には、出力回路２００では出力トランジスタの動作は線形領域に留まること無く、ＯＮ／ＯＦＦの飽和領域に限定され、コレクタ出力端子からは負荷に対してＯＮ／ＯＦＦの電流しか供給されない。従って、ＬＤのように閾値に近い直流バイアス電流を懸けて高周波変調を実現する必要のある光素子の場合には、外部から直流バイアス電流を供給する方式も原理的には採用できる。しかし、直流バイアス電流入力は高周波的に高いインピーダンスでＬＤと結合する必要があるため、バイアスＴ（ティー）などの高価で大きな付加部品が必要となる。
【００４１】
図６は、このような付加部品の使用を避けるための変形例を表す概略回路図である。すなわち、同図に例示したように、回路内部に定電流源ＩDCを具備させ、出力トランジスタのコレクタ端子に直接接続する方法が効果的である。
【００４２】
図７は、周波数特性をさらに改善するための変型例を表す概略回路図である。すなわち、同図に示したように、抵抗Ｒｅに並列して容量Ｃｅを抱き合わせて設置し、その時のＲＣ時定数すなわちＲｅ×Ｃｅが１ｎｓ（ナノ秒）以下となる適当な値の高周波ピーキングを出力増幅器に懸けることによって、矩形パルス出力波形の過渡応答特性を改善し、最高動作周波数を増大することができる。この容量の最適値としては、矩形出力パルスのオーバーシュートが出ないか、あっても１０％以下に留まる程度の特性となる時のＣｅの値である。本変形例により、高周波動作領域特性に１５％以上の改善が得られた。
【００４３】
さて、単純にエミッタ・フォロワ出力のプリドライバー回路を出力回路に接続した場合には、温度上昇に伴ってベース・エミッタ間電圧が低下して弁別レベルが変動し、原理的にはＬＤに負荷される電流パルス幅が変わって伝送波形のデューティ比が変る特性を持つ。特に顕著に現れるのは、プリドライバー回路の出力の立上り、立下り時間が大きい場合である。この現象を抑えるためには、出力回路２００の入力部での弁別レベル変動が無いようにすればよい。
【００４４】
図８は、実際に弁別レベル変動を抑える回路を実装した例を表す概略回路図である。トランジスタＱ６のスイッチ動作が起こるレベルの変動を抑えるためには、出力回路トランジスタを含めて、プリドライバー回路のエミッタ・フォロワに使われている縦積みで使用されるトランジスタ数の合計の半分の数に相当する等価的ダイオードの数、例えば図８の場合には、２／２＝１個のダイオードの温度変動を補償できるような電圧変化をプリドライバー回路のレベルシフト抵抗Ｒ３に発生させればよい。即ち、Ｒ３に発生させる電圧変化にはダイオード１個に相当する約１．２ｍＶ／℃の正の温度係数を持たせれば良い。これには抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の共通結節点に、正の温度係数を持つ温度依存型の定電流吸込み電源を接地に向けて接続し、定電流源は、単位温度当たりの電流の変化△Ｉがレベルシフト抵抗Ｒ３の値との積△Ｉ×Ｒ３＝１．２ｍＶ／℃なるように設計すればよい。図８に表した例においては、定電流吸込み電源をトランジスタＱ１１とベース電源Ｖｔｃと抵抗Ｒ１１によって構成している。
【００４５】
さて、一般的にｐｎｐトランジスタの帯域幅は、使用可能なプロセスに依存する問題ではあるが、ｎｐｎトランジスタに比べて一桁以上小さい。出力回路２００の共通エミッタに接続する定電流源として周波数帯域特性の関係でｐｎｐトランジスタを採用できない場合には、図１の抵抗Ｒｅの両端に懸かる電圧は約０．５Ｖ以下であるので、定電流回路の設置が難しくなる。
【００４６】
図９は、この問題を解決する変型例を表す概略回路図である。すなわち、同図に示したように、共通エミッタと接地との間にｎｐｎトランジスタＱ１２のコレクタとエミッタを接続し、ベースは誤差増幅器Ａの帰還電圧Ｖｔｃを入力し制御する方式が有効である。ここで、電流源を構成するトランジスタＱ１２は想定される最大発生電流量に応じたサイズが必要であり、基本トランジスタのｎ倍のものを置く。同時にコレクタとベースを共通に接続した基本サイズのトランジスタＱ１３をもう１個置き、エミッタは負の基準電源Ｖｒｅｆに基準抵抗Ｒｒｅｆを介して接続する。基準電圧Ｖｒｅｆと基準抵抗Ｒｒｅｆの値を適宜選択し、電流源として設定したい電流値Ｉｃｄの１／（ｎ＋１）の電流が流れるようにする。設定電流Ｉｃｄに一定の特性を持たせたい時には、基準電圧Ｖｒｅｆの値を同じ比率で変化する特性を持つように設計する。
【００４７】
この回路構成で、Ｑ１３のエミッタと基準抵抗Ｒｒｅｆの結節点と接地間の電圧差が常に零となるように誤差電圧を増幅器Ａで増幅した電圧Ｖｔｃをベースに帰還して制御する。これにより、Ｑ１２とＱ１３のコレクタに流れ込む合計の電流は常にＩｃｄとなる。ｎの値を適宜大きく選び、基本トランジスタの電圧電流特性が飽和特性に達するコレクタ・エミッタ間電圧（図１２で、初期立上りがなだらかな右上がりに転じる肩の付近の電圧）が抵抗Ｒｅの両端子間電圧より大きくなるように最大コレクタ電流を適当に小さくすることができる。この時、（ｎ＋１）個の基本トランジスタが並列動作している動作インピーダンスは、最悪でも抵抗Ｒｅの値より数１０倍以上の大きな値とすることが可能であり、実質的には定電流源を接続した時と同様の特性が保持される。
【００４８】
以上、本発明の光半導体素子駆動回路について具体例を参照しつつ説明した。次に、本発明の光送受信モジュールについて説明する。
図１０は、本発明の光送受信モジュールの概略構成を例示する要部透視斜視図である。前述した駆動回路を用いることにより、ＬＤの順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも動作可能な低電圧電源対応の送受信モジュールを実現できる。すなわち、同図に表したモジュールは、本発明のＬＤ駆動回路が組込まれたＩＣ１と、ＬＤ素子２、モジュールを動作させるのに付随する容量９と抵抗１０とを有する。これらの部品は、プリント配線基板４、またはＳｉマイクロマシン加工チップに絶縁膜を介して配線パターンを形成した基板上に一括実装され、サブモジュールとなっている。
【００４９】
このサブモジュール上のＬＤと、プラスチック・ファイバーなどの光導波路とを光結合させるため、モジュールには一括整形された光コネクタ５が設けられている。また、モジュールの一端には、外部と電気的に結合するためのリード６が設けられ、プラスチック・パッケージ７により一括モールドされた構造となっていることを特徴としている。図１０では、リードがモジュールの一側端にだけ設けてあるが、リードを設ける箇所は適宜選択でき、例えばパッケージ他方の側端にも設置しても構わない。また、モジュールをプリント基板に実装する際の機械的強度を確保する目的のリードを付随させても良い。また、送信モジュールと並列して受信モジュールを実装して一体成形したトランシーバー・モジュールとした構造としても、本発明の趣旨を逸脱するものではない。図１０では、そのような光送受信モジュールの例として光検出器３と受信ＩＣ８を内蔵するものを例示した。本発明によれば、単一の電源で動作し、しかも電源電圧は他の信号処理ＩＣに供給するものと同一で構わず、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな光コネクタ結合型プラスチック送信モジュールを光送受信モジュールが実現できた。
【００５０】
本発明は、基本的には光半導体駆動回路に適用する場合に極めて有効であるが、必ずしも出力の負荷が光半導体素子に限定されるものでは無い。Ｓｉダイオードを内部負荷とすることにより、振幅一定のパルス発生器や、入力制御信号に応じた可変電流で駆動することによって入力信号のログ特性に比例した電圧振幅を持つパルス発生器を実現することができる。
【００５１】
以上、本発明の光素子駆動回路について、Ｓｉバイポーラ・トランジスタを用いた具体例を説明した。しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。例えば、具体的な回路を構成するのに採用したトランジスタ素子の特性に応じて回路を修正が必要となるのは言うまでもないが、Ｓｉバイポーラ・トランジスタに限らず、Ｓｉ ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field effect transistor）やＣＭＯＳ（complimentary ＭＯＳ）、ＳｉＧｅ ＨＢＴ（hetero bipolar transistor）、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ（metal-semconductor）、ＧａＡｓまたはＩｎＰを基板とするＨＥＭＴ（high electron mobility transistor）やＨＢＴなど、他のトランジスタ素子を適用した場合でも、本発明の趣旨を逸脱することなく原理的に同様の動作をする光半導体素子駆動回路が実現することは言うまでもない。
【００５２】
また、光半導体素子としては、赤色ＬＤを例として説明を行ったが、これも赤色ＬＤに限定されるものでは無い。赤色のＬＥＤを使う場合は勿論、電源電圧をさらに下げて赤外波長帯の光半導体レーザを使う場合、また、電源電圧を多少上げて青色のＬＤやＬＥＤ使った場合でも、本発明の趣旨を逸脱することなく適用できることは言うまでもない。
【００５３】
【発明の効果】
本発明によれば、駆動される光半導体素子の順方向動作電圧より僅かに高い電源電圧を供給するだけでも安定な動作が可能で、しかも光半導体素子に出力される電流は所望の精度と値に可変設定できる能力を持つワンチップＩＣ化が容易なコンパクトな光半導体駆動回路が実現できる。
【００５４】
この結果として、電源電圧は他の信号処理ＩＣと共用した単一の電源で動作し、しかも、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールを低コストで提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本回路構成を表す概略回路図である。
【図２】プリドライバー負荷を変形した概略回路図である。
【図３】標準的な定電流発生回路を具備した概略回路図である。
【図４】温度依存型定電流発生回路を具備した概略回路図である。
【図５】温度依存型定電流発生回路の具体例を表す概略回路図である。
【図６】ＬＤ用直流バイアス定電流発生回路を内蔵した概略回路図である。
【図７】過渡応答を改善する高周波ピーキングを懸けた概略回路図である。
【図８】出力パルスの時間マージン変動を抑える概略回路図である。
【図９】ｎｐｎトランジスタによる電流発生器を実装した概略回路図である。
【図１０】光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールの要部斜視透視図である。
【図１１】従来の光半導体駆動回路の概略回路図である。
【図１２】典型的なｎｐｎトランジスタの電圧電流特性図である。
【符号の説明】
ＩＮＰＵＴ 正相入力信号
ＩＮＰＵＴ／ 逆相入力信号
ＯＵＴＰＵＴ 出力端子
ＬＤ 光半導体レーザ
Ｑ１〜Ｑ１１０ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１０８ 抵抗
Ａ 誤差増幅器
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｃｆ 高周波バイパス容量（第１の容量）
Ｃｅ 高周波ピーキング容量（第２の容量）
Ｒｌ 負荷抵抗（第１の抵抗）
Ｒｆ 信号分割抵抗（第２の抵抗）
Ｒｂ 信号分割抵抗（第３の抵抗）
Ｒｅ 電流帰還抵抗（第４の抵抗）
Ｒｒｅｆ 基準抵抗
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｖｅｅ 接地
Ｖｂｂ バイアス電圧
Ｖｄｃ ＤＣバイアス電流源制御電圧
Ｖｉｃ 定電流制御電圧
Ｖｔｃ レベルシフト制御用定電流源制御電圧
Ｖｃｅ コレクタ・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ ベース・エミッタ間電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｉｃｄ 定電流
Ｉｃ コレクタ電流
１ 光半導体駆動回路ＩＣ
２ 光半導体素子
３ 光検出器
４ プリント基板、またはＳｉマイクロマシン加工基板
５ 光コネクタ
６ リード端子
７ プラスチック・モールド・パッケージ
８ 受信回路ＩＣ
９ 容量
１０ 抵抗
１００ プリドライパー回路
２００ 出力回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュールに関する。より具体的には、本発明は、光通信や光データリンクに使用される光伝送装置に関連し、中でも光半導体素子の駆動に要する順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも安定した動作が可能な低電圧電源対応の光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュールに関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在急速な発展を遂げているマルチメディアにおいては、ＷＡＮ（wide area network）からＬＡＮ（local area network）に至るまでの種々のネットワーク・バックボーンが使われている。中でも最大の根幹を支えるものとしては光通信やＦＤＤＩ（fiber distributed data interface）が位置付けられており、それには高速・高性能の光伝送装置が不可欠となっている。特に最近では、高速通信に限定されずにコンピューター関連機器の間を接続する目的でも、信頼性が高く、かつ、高スループットの光インターコネクト技術のニーズが高まってきている。
【０００３】
この要求に応えるべく、ファイバーチャンネルやＩＥＥＥ１３９４が規格化され、光ファイバーを使ったデータリンクが立上がり始めている。コンピューターにおいてもダウンサイジングが急速に進んできて、ＥＷＳ（engineering work station）からＰＣ（presonal computer）が標準的に使われるようになってきており、インターコネクトに要求される仕様としては、スループットの高速性能に加えて実用的な視点での適応性が重視されている。即ち、システムに組込む実装性の観点からは、冷却が不要な低消費電力と、コンピューター内部で使用されるＩＣと同じインターフェースで、できれば同じ電源電圧で動作可能なものなどの要求があり、一方、コスト・パフォーマンスの観点からは、低コストの光送受信モジュールの要求が強い。
【０００４】
特に、最近規格が固まったＩＥＥＥ１３９４では、使用する光ファイバーの低コスト化と光リンクモジュールそのものの低コスト化の狙いから、プラスチックファイバーが採用され、ファイバーの低損失波長域である赤色の波長領域の光源との組合わせが急成長すると考えられている。赤色の波長領域の具体的な光源としては、６５０ｎｍ程度以下の波長域で発振する光半導体レーザ（ＬＤ）が使われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、本発明者の検討の結果、赤色のＬＤの採用に際しては、１．３μｍよりも長波長帯域のＬＤが使われてきた従来の光通信における光送受信モジュールとは異なった新たな問題が生じることが分かった。以下、この問題について説明する。
【０００６】
すなわち、赤外の波長帯のＬＤを使用する光通信装置の場合には、光子のエネルギーが１ｅＶ以下であるため、ＬＤ駆動回路を動作させるのに必要な電圧は１．２Ｖから高くても１．５Ｖで十分であった。しかし、光子のエネルギーは波長に反比例して大きくなるため光半導体のバンドギャップ・エネルギーも光子エネルギーに比例して大きくなり、赤の領域の光を出力する光半導体素子の駆動に要する順方向電圧も大きくなる。因みに６５０ｎｍ以下の波長で発振するＬＤの場合には、ＬＤ駆動回路に必要な電圧は最低２Ｖ以上となる。内部抵抗が高かったり大きな駆動電流が必要で電圧損失が大きくなる場合も考慮すると、最大では２．５Ｖ程度に達することを覚悟する必要が生じる。
【０００７】
一方、最近多くの信号処理やメモリーＩＣを動作させるための電源電圧は、５Ｖから３．３Ｖに移行しつつあり、近い将来３．３Ｖ以下が標準となる可能性が高い。また、信号処理ＩＣの消費電力低下と高速化を狙った微細プロセスが次々と開発され、ＩＣ内部の動作電圧が２Ｖ台以下に移行する動きも急である。とは言っても、種々の電圧レベルの信号を混在させてシステム全体を組むことは複雑な上に不経済であるので、これらの不都合を回避するため内部動作電圧が低い場合でも入出力インターフェースは３．３Ｖ系の論理レベルで整合を採る傾向が一般的になりつつある。
【０００８】
従って、ＬＤ駆動回路としては、少なくとも３．３Ｖの単一電源電圧で確実に動作可能なＩＣ化可能なものを実現することが重要となってきた。言い換えれば、３．３Ｖの電源電圧で、最大２．５Ｖの順方向駆動電圧を必要とするＬＤを駆動できる能力を持つ回路方式を実現することが不可欠である。当然、電源変動を考慮する必要があるが、条件がゆるく最低限満たすべき電源電圧変動を５％以内と制限された場合でも、電源電圧とＬＤの順方向動作電圧との差は、０．６３５Ｖとなる。もし通常通り１０％の変動を認め、かつ、ＩＣ内部の配線抵抗による降下電圧を４７ｍＶと仮定した場合には、電圧差は０．４Ｖとなってしまう。
【０００９】
図１１は、従来のＬＤ駆動回路の構成例を表す概略回路図である。従来のＬＤ駆動回路では、５Ｖ以上の電源電圧で動作するものとして設計されてきたためにＬＤの順方向降下電圧に比べて十分に大きな出力電圧が確保でき、ＬＤの駆動電流を制御するのに必要な電圧を余裕をもってスイッチング・トランジスタに振り分けることは容易であった。このため、図１１に見られるように、高速動作を確保すると同時に比較的大きな駆動電流を精度良く制御して出力できるよう、高精度定電流発生回路に差動スイッチ回路を縦積みで設置した構造が最終段回路として広く採用されてきた。
【００１０】
図１１のＬＤ駆動回路の全体構成の概略を具体的に説明すると、入力部にはリミッター増幅器とエミッタ・フォロワ回路から構成される波形整形と出力段の大電流スイッチ回路を駆動する目的のプリドライバー回路を設け、さらに出力段では、定電流発生源からの出力電流を論理入力の高低に応じて電流スイッチする差動トランジスタを設け、最終的な出力トランジスタのコレクタにＬＤに直流バイアスを印加する定電流源を接続した構成となっている。この回路構成の出力段を正常に動作させるためには、出力トランジスタ差動スイッチ回路の動作に必要なバイアス電圧に加えて、そのエミッタに接続される電流発生回路を動作させるのに必要な電圧を合わせた電圧が最低限必要である。
【００１１】
図１２は、典型的なｎｐｎトランジスタの電圧電流特性を表すグラフ図である。本発明者の検討の結果、図１２に示したような特性を有するｎｐｎトランジスタを使って図１１のベース接地型の定電流発生回路を設計した時には、動作バイアスを注意深くぎりぎりまで小さく設定する工夫を施した場合でも、基準抵抗と定電流出力用制御トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧を合計した必要電圧は、最低限０．５Ｖ以上であることがわかった。もし、３．３Ｖ系のＩＣを同じ構成で設計しようとすると、上記電圧差の０．６３５Ｖを想定した場合でもその上に積み上げるとスイッチ・トランジスタに懸けることのできる電圧は０．１Ｖ程度となって、スイッチ・トランジスタを線形領域で動作させることは不可能となってしまう。
【００１２】
これを解決する手段として、正の入力電源電圧をＩＣ内部で変換して負の電圧を発生させる電源回路を設け、不足した電圧分を負の電源で補うことも考えられる。しかしこの場合には、一般に光半導体素子を駆動する電流は数１０ｍＡと比較的大きいため負の内部電圧発生回路にはこれ以上の電流容量が求められ、外部に容量を付加する必要が生じたり、あるいはインダクターが必要となって、ワン・チップＩＣとしてＬＤ駆動回路を実現することが難しくなる。さらに、回路を動作させる実効電源電圧が増大したことに伴う消費電力増大に加えて、負の電圧を発生させる電圧変換回路の損失もあるため、ＩＣ全体として消費電力が増大する問題が生じる。
【００１３】
以上詳述したように、駆動する光半導体素子の順方向動作電圧が駆動回路に供給される電源電圧とほぼ同じである場合、従来の駆動回路の構造と方法では、トランジスタのバイアス電圧不足で動作が困難になるという問題があった。
【００１４】
また、それを解決しようとすると消費電力が大きくなったり、外部に容量やインダクターを設置する必要が生じてワンチップＩＣの実現が不可能になるなど、種々の不具合が生じて実用上大きな問題があった。
【００１５】
本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものである。すなわち、その目的は、駆動される光半導体素子の順方向動作電圧より僅かに高い電源電圧の供給でも安定に動作し、光半導体素子を駆動するのに十分なスイッチ電流と電圧を出力することができ、かつ、その出力電流は所望の精度と値に可変設定できる能力と、ワンチップＩＣ化が容易なコンパクト性を実現できる光半導体駆動回路及び低電源電圧動作する光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールを提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の一態様によれば、増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミッタ手段と、を有し、リミッタ型増幅器として動作することにより入力信号を増幅し整形して電圧パルスを生成するプリドライバー回路と、前記プリドライバー回路から出力される前記電圧パルスに基づき、外部負荷としての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、を備えた光半導体素子駆動回路であって、前記出力回路は、共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、前記第１のトランジスタのコレクタと電源電圧との間に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に並列に接続された第１の容量及び第２の抵抗と、前記第２のトランジスタのベースから接地接続された第３の抵抗と、前記共通結節点に接地接続された第４の抵抗と、を有し、前記プリドライバー回路から出力された前記電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベースに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、前記駆動パルス電流として出力されるものとして構成されたことを特徴とする光半導体素子駆動回路を提供する。
【００１７】
また、本発明の一態様によれば、増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミッタ手段と、を有し、リミッタ型増幅器として動作することにより入力信号を増幅し整形して電圧パルスを生成するプリドライバー回路と、前記プリドライバー回路から出力される前記電圧パルスに基づき、外部負荷としての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、を備えた光半導体素子駆動回路であって、前記出力回路は、共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、前記第１のトランジスタのコレクタと電源電圧との間に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に並列に接続された第１の容量及び第２の抵抗と、前記第２のトランジスタのベースから接地接続された第３の抵抗と、前記共通結節点に接地接続された第４の抵抗と、を有し、前記プリドライバー回路から出力された前記電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベースに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、前記駆動パルス電流として出力され、前記第１のトランジスタのベースに入力された前記電圧パルスの瞬時レベルが低い時には、前記第１のトランジスタは遮断状態で前記第２のトランジスタは飽和状態にあり、前記電圧パルスの入力レベルが所定の値以上に上昇した時には、前記第１のトランジスタは飽和状態で前記第２のトランジスタは遮断状態になり、前記遮断状態と前記飽和状態との中間の過渡状態では正帰還が働いて前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタは急激にスイッチ反転するものとして構成されたことを特徴とする光半導体素子駆動回路を提供する。
【００１８】
つまり、最初、入力信号はプリドライバー回路に入力され、増幅・整形して出力回路段を駆動するのに最適なパルス信号に変換する。プリドライバー回路は基本的に差動増幅型のリミッター増幅器であり、振幅がほぼ一定の値をもち、波形の立上りと立下りが高速化された出力パルスを得る。
【００１９】
リミッター増幅回路内部にはレベルシフト抵抗を内蔵させ、出力パルス電圧の直流レベルとしては、ロー・レベルを一定値に保たせるか、レベルシフト抵抗に発生する電圧に多少正の温度係数を持たせてレベルが降下するようにして、出力段スイッチ回路の入力弁別レベルの温度変動を少なくさせる。
【００２０】
整形・増幅された電圧パルス信号は、回路の基本構造がシュミット回路に類似したエミッタ結合パルス増幅器構成の出力回路に入力され、出力側トランジスタに外部負荷として接続したＬＤにＯＮ／ＯＦＦ変調したパルス電流を供給するように変換する。具体的には、出力回路では第１のトランジスタのベースにプリドライバー出力パルス信号電圧が入力され、そのコレクタには抵抗を負荷として接続する。コレクタと負荷抵抗の接続点には第２と第３の抵抗を直列に接続して接地に落とし、第２と第３の抵抗の結節点に第２のトランジスタのベースが接続される。ベースに効率的に高周波信号成分を伝えて出力スイッチ波形の過渡応答を高速化するため、第２の抵抗に並列して容量を設置する。
【００２１】
第１と第２のトランジスタのエミッタは互いに共通接続し、さらに第４の抵抗を介して接地に接続する。従って、電流帰還が懸かる一種のパルス増幅器である。共通エミッタの結節点には、さらに定電流源を接続し、その発生する電流値を適宜調節して、第２のトランジスタのコレクタ端子を出力として外部負荷として接続されるＬＤに所望の値の電流が流れるように制御する。
【００２２】
第２と第３の抵抗の値は、基本的に第２のトランジスタが飽和動作を起こすのに十分な程度にベース・バイアス電流が流れるように値を決める。もし共通エミッタに接続される定電流源が無い時には、ＬＤに流れる電流値は、コレクタ・エミッタ間飽和電圧は０．１Ｖ以下でほぼ無視できるため、外部供給電源電圧とＬＤの電気的特性としてのダイオード順方向整合電圧と内部動作抵抗、第４の抵抗の値で決まる。
【００２３】
出力回路の第２のトランジスタのコレクタ負荷が純抵抗である場合にはシュミット回路そのものであるが、純抵抗とは異なりＬＤなのでインピーダンスが動作環境条件により大きく変り、このままでの電源変動や温度変動によってＬＤに注入される電流が大きく変化する。共通エミッタに接続される定電流源には、ＬＤに注入するＯＮ／ＯＦＦ電流パルス振幅値を調節すると同時に、電源電圧や温度変動などの動作環境変化に対応して適宜出力電流値を調整させて常にＬＤに所望の注入電流設定値を保つような特性を実現する役目を担わせる。結果的に、出力回路の動作は実質的にシュミット回路と等価な振舞いを示し、入力電圧に対するハイとロウの弁別レベルは一定の履歴を持ち、かつ、出力端には急峻な過渡応答特性を示す矩形パルスが得られる。勿論、これら特性パラメーターの具体的数値は、実際の設計に依存して決定できる。定電流源は基本的に出力インピーダンスは非常に大きい値をもつのに対し、共通エミッタに接続される第４の抵抗値は小さな値であるので、共通エミッタと接地間のインピーダンスは電流源の動作電流には影響されない。
【００２４】
基本的に出力段回路では出力トランジスタの動作は線形領域に留まることなくＯＮ／ＯＦＦの飽和領域に限定され、負荷にはＯＮ／ＯＦＦの電流しか流れない。一方、ＬＤの高周波特性を確保するためには閾値付近まで直流バイアス電流を常時懸けることを必要とする。このような要求には、直流電流バイアスを外部から供給する方法もある。しかし、高周波的に高いインピーダンスで供給する必要があるためにバイアスＴ（ティー）などの高価で大きな部品が不可避であり、低コストでコンパクトな光送信器は実現できない。これを解決する方法としては、内部に定電流源を具備させて出力トランジスタのコレクタ端子に直接接続する方法が効果的である。
【００２５】
また、第４の抵抗に並列して容量を抱き合わせて設置して１ｎｓ以下の時定数を持たせ、出力回路の増幅特性に高周波ピーキングを懸けることによって、矩形パルス出力波形の過渡応答時間を短くすることと最高動作周波数の増大を実現することができる。
【００２６】
単純にエミッタ・フォロワ出力のプリドライバー回路を最終段出力回路に接続した場合には、温度上昇に伴ってベース・エミッタ間電圧が低下して弁別レベルが変動してＬＤに負荷される電流パルス幅が変わって伝送波形のデューティ比が変る特性が生じる。実質的に弁別レベルが変らないようにするため、出力回路トランジスタを含めて、プリドライバー回路のエミッタ・フォロワに使われている縦積みで使用されるトランジスタ数の合計の半分を数に相当する等価的ダイオード数分の温度変動を丁度補償する逆の電圧変化をプリドライバー回路のレベルシフト抵抗に発生させればよい。電圧降下に正の温度係数を持たせるためには、正の温度係数を持つ定電流源を差動リミッター増幅器の２つのコレクタ負荷抵抗とレベルシフト抵抗の共通結節点にさらに接続し、電流の変化率とレベルシフト抵抗の値との積が、ダイオード１個当たり約１．２ｍＶ／℃の等価的ダイオード数倍と一致させればよい。
【００２７】
使用可能なプロセスに依存する問題ではあるが、一般的にｐｎｐトランジスタの帯域幅は、ｎｐｎトランジスタに比べて一桁以上小さい。出力回路の共通エミッタに接続する定電流源として周波数帯域特性の関係でｐｎｐトランジスタを採用できない場合には、定電流回路の設置が難しくなる。これを解決する方法として、共通エミッタと接地間にｎｐｎトランジスタのコレクタとエミッタを接続し、ベースは誤差増幅器の帰還電圧を入力し制御する方式が有効である。即ち、電流源を構成するトランジスタは想定される最大発生電流量に応じたサイズが必要であり、基本トランジスタのｎ倍のものを置く。同時にコレクタとベースを共通に接続した基本サイズのトランジスタをもう１個置き、エミッタは負の基準電源に基準抵抗を介して接続する。基準電圧と基準抵抗値を適宜選択し、電流源として設定したい電流値の１／（ｎ＋１）の電流が流れるようにする。
【００２８】
設定電流に一定の特性を持たせたい時には、基準電圧を同じ比率で変化する特性を持つように設計する。この構成で、エミッタと基準抵抗の結節点と接地間の電圧差が常に零となるように誤差電圧を増幅してベース電圧に帰還して制御する。基本トランジスタの電圧電流特性が飽和特性に達するコレクタ・エミッタ間電圧が第４の抵抗の端子間電圧より大きくなるように最大コレクタ電流となるように選んでやれば、（ｎ＋１）個の基本トランジスタが並列動作している時でも動作インピーダンスは第４の抵抗の値より数１０倍以上の大きな値とすることは可能であり、実質的には定電流源を接続した時と同様の特性が保持される。
【００２９】
前記ＬＤ駆動回路を使用すれば、ＬＤの順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも動作可能な低電圧電源対応の送信モジュールを実現することができる。ＬＤ駆動回路が組込まれたＩＣと、ＬＤ素子、さらにモジュールを動作させるのに付随する容量と抵抗などを基板上一括実装したサブモジュールを内蔵し、外部から光結合するための光コネクタの電気的に結合するためのリードを具備した一括モールドでプラスチック・パッケージに成形する。この結果、電源電圧は他の信号処理ＩＣに供給するものと共用した単一の電源で動作し、しかも、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな送信モジュールが実現できた。サブモジュールの上に同時に光受信器を実装することによって、同様な特徴を保持した光送受信機が実現できた。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態にかかる光半導体素子駆動回路の概略構成を表す回路図である。同図の駆動回路は、差動入力信号を入力してＬＤを駆動する電流パルスを出力する回路であり、プリドライバー回路１００と出力回路２００とを有する。
【００３１】
差動入力信号であるＩＮＰＵＴとＩＮＰＵＴ／は、プリドライバー回路１００のトランジスタＱ１とＱ２のベースにそれぞれ入力される。Ｖｂｂを基準電圧入力としたトランジスタＱ３と抵抗Ｒ４からなる定電流回路のコレクタ電流出力は、差動増幅トランジスタＱ１とＱ２の共通エミッタに接続される。Ｑ１とＱ２の各々のコレクタには値が同一の負荷抵抗Ｒ１とＲ２が接続され、共通結線された後レベルシフト抵抗Ｒ３を経由して電源Ｖｃｃに接続される。一定の振幅を持つ波形整形されたＱ２の出力は、トランジスタＱ４、Ｑ５、抵抗Ｒ５から構成されるエミッタフォロワ回路で電力増幅され、出力回路２００のトランジスタに信号として入力される。このプリドライバー回路１００は、動作的にはリミッター増幅器と等価であり、その基本構成は図１１に表した従来回路のプリドライバー回路と概略同一とすることができる。
【００３２】
もし、入力信号が差動信号ではなく単相信号の場合には、ＩＮＰＵＴ／入力端子の直流電圧にはＩＮＰＵＴ入力端子の入力パルス信号の振幅の中点の電圧に一致するものを入力し、単相入力パルス信号をＩＮＰＵＴ側に入力すればよい。光出力に逆相信号を得たい時には、ＩＮＰＵＴとＩＮＰＵＴ／とを逆に接続すればよい。
【００３３】
最終段に必要とする信号は基本的には差動信号ではなく、単相信号だけであるので、プリドライバー回路は差動信号を発生する必要は必ずしも無い。従って、出来るだけ大きな信号利得が得られるようにＲ１を零とすることも可能である。ただし、単純にＲ１を零にすると、リミッター増幅器としての機能は失い、出力パルスの振幅が変動する問題が生ずる。この問題を解決するためには、Ｑ２コレクタの負荷として、ダイオードのようにある一定の電圧以上ではインピーダンスが急激に減少し、増幅が飽和して振幅出力が制限される特性を持つ素子または回路網を接続すればよい。図２は、トランジスタＱ２の負荷としてダイオードＤ１、Ｄ２を用いた変形例を表す概略回路図である。
【００３４】
再び図１に戻って説明すると、プリドライバー回路１００で整形・増幅されたパルスは、出力回路２００に入力され、最終的にはＬＤをパルス電流駆動するためのＯＮ／ＯＦＦ変調された電流出力として出力される。出力回路２００は、シュミット回路に類似した基本構成を有する。具体的には、コレクタ負荷として抵抗Ｒｌが接続されたトランジスタＱ６のベースにプリドライバー回路からの出力パルス信号電圧が入力される。Ｑ６のコレクタと負荷抵抗Ｒｌとの接続点には、抵抗Ｒｆと抵抗Ｒｂが直列に接続されて接地に落とされ、トランジスタＱ７のベースに信号を入力するために、抵抗ＲｆとＲｂとの結節点にＱ７のベースが接続されている。また、ベースに高周波信号成分をバイパスして効率的にＱ７のベースに伝えるために、抵抗Ｒｆに並列して容量Ｃｆが設置されている。
【００３５】
トランジスタＱ６とＱ７のエミッタは共通接続され、抵抗Ｒｅを介して接地に接続されている。このためＱ６とＱ７で構成される回路は、電流帰還が懸かった一種のパルス増幅器として作用する。また、Ｑ６とＱ７の共通エミッタの接続点には、定電流源が接続されている。この定電流源を流れる電流値Ｉｃｄを調節することにより、トランジスタＱ７のコレクタ端子を出力として外部負荷として接続されるＬＤに所望の値の電流が出力されるように制御することができる。抵抗ＲｆとＲｂの値は、基本的にトランジスタＱ７が飽和動作に入る程度の電流バイアスが懸かるように設定する。もし共通エミッタに接続される定電流源が無い時には、Ｑ７のコレクタ・エミッタ間飽和電圧は０．１Ｖ以下であるので、ＬＤに流れる電流値Ｉｄは、外部から供給される電源電圧ＶｃｃとＬＤの電気的な素子特性としてのダイオードの順方向整合電圧と内部動作抵抗、抵抗Ｒｅの値でほぼ決定される。
【００３６】
ここで、Ｑ７のコレクタ負荷が純抵抗である場合には出力回路はシュミット回路と一致するが、実際には負荷がＬＤなので、負荷インピーダンスは動作環境条件により大きく変り、このままでは電源変動や温度変動によってＬＤに出力される注入電流が大きく変化する。このため、共通エミッタに接続される定電流源は、ＬＤに負荷する定常電流値を調節すると同時に、電源電圧や温度変動などの動作環境変化対応して適宜出力電流値を変化させ、常にＬＤに注入される電流値を所望の設定値に保持する役目を有する。
【００３７】
図３は、具体的な定電流源を接続した回路の一例を表す概略回路図である。すなわち、ＬＤの両端に定電流源出力トランジスタＱ１０を接続し、前記したような要求を満たす特性を持つＩｃｄを発生するように、トランジスタＱ１０のベースには、制御された電圧Ｖｉｃを入力する。このようにすれば、出力回路２００は、動作上は実質的にシュミット回路と等価な振舞いを示す。すなわち、入力電圧に対するハイとロウの弁別レベルには一定の履歴が生じ、かつ、出力には急峻は過渡応答特性を示す矩形パルスが得られる。勿論、これらの特性パラメーターの具体的数値は、実際の設計とプロセスやＬＤに依存するが、本発明者の検討によれば、履歴として設定できる値は１０ｍＶ〜１００ｍＶであり、立上り／立下り時間としては２００ｐｓ以下を実現することが可能であった。定電流源は基本的に出力インピーダンスが数１００ｋΩと大きいのに対し、共通エミッタに接続されるＲｅの抵抗値は大きくても数１００Ω、通常は１００Ω以下の小さな値であるので、共通エミッタと接地との間の抵抗値は電流源の動作電流の設定値に影響されずに、何時もＲｅと同じ値として認識されて回路は動作する。
【００３８】
一方、ＬＤの温度特性を補償する手段として、本発明者が特願平１０−４２１０９号において提案した温度依存型定電流発生回路を用いても良い。
図４は、この温度依存型定電流発生回路を備えた本発明の駆動回路の一例を表す概略回路図である。同図に示した回路においては、ＬＤの両端に温度依存型定電流発生回路ＴＣが接続されている。
【００３９】
図５は、温度依存型定電流発生回路ＴＣの具体例を表す概略回路図である。すなわち、同図に示した回路例においては、基準電圧発生回路１１０と安定化電圧発生回路１２０とバッファ増幅回路１７０が設けられている。これらの詳細な説明は、上述した特願平１０−４２１０９号明細書に開示されているのでここでは省略するが、定電流出力トランジスタＱ３５のエミッタに接続される抵抗Ｒ４０の値は、端子間電圧が動作に不都合を生じない程度に小さく選ぶことが重要である。図６に例示したような回路によれば、ＬＤの温度特性を極めて正確に補償することができる。従って、このような温度依存型定電圧発生回路を形成したＩＣチップをＬＤとともに熱伝導性の良いキャリアにマウントして、同一の温度となるようにすれば、極めて正確に温度補償を行うことができる。つまり、温度が変動してＬＤの特性が変化しても、本発明の駆動回路の出力回路２００は、実質的にシュミット回路と等価な動作をすることができる。
【００４０】
さて、基本的には、出力回路２００では出力トランジスタの動作は線形領域に留まること無く、ＯＮ／ＯＦＦの飽和領域に限定され、コレクタ出力端子からは負荷に対してＯＮ／ＯＦＦの電流しか供給されない。従って、ＬＤのように閾値に近い直流バイアス電流を懸けて高周波変調を実現する必要のある光素子の場合には、外部から直流バイアス電流を供給する方式も原理的には採用できる。しかし、直流バイアス電流入力は高周波的に高いインピーダンスでＬＤと結合する必要があるため、バイアスＴ（ティー）などの高価で大きな付加部品が必要となる。
【００４１】
図６は、このような付加部品の使用を避けるための変形例を表す概略回路図である。すなわち、同図に例示したように、回路内部に定電流源ＩDCを具備させ、出力トランジスタのコレクタ端子に直接接続する方法が効果的である。
【００４２】
図７は、周波数特性をさらに改善するための変型例を表す概略回路図である。すなわち、同図に示したように、抵抗Ｒｅに並列して容量Ｃｅを抱き合わせて設置し、その時のＲＣ時定数すなわちＲｅ×Ｃｅが１ｎｓ（ナノ秒）以下となる適当な値の高周波ピーキングを出力増幅器に懸けることによって、矩形パルス出力波形の過渡応答特性を改善し、最高動作周波数を増大することができる。この容量の最適値としては、矩形出力パルスのオーバーシュートが出ないか、あっても１０％以下に留まる程度の特性となる時のＣｅの値である。本変形例により、高周波動作領域特性に１５％以上の改善が得られた。
【００４３】
さて、単純にエミッタ・フォロワ出力のプリドライバー回路を出力回路に接続した場合には、温度上昇に伴ってベース・エミッタ間電圧が低下して弁別レベルが変動し、原理的にはＬＤに負荷される電流パルス幅が変わって伝送波形のデューティ比が変る特性を持つ。特に顕著に現れるのは、プリドライバー回路の出力の立上り、立下り時間が大きい場合である。この現象を抑えるためには、出力回路２００の入力部での弁別レベル変動が無いようにすればよい。
【００４４】
図８は、実際に弁別レベル変動を抑える回路を実装した例を表す概略回路図である。トランジスタＱ６のスイッチ動作が起こるレベルの変動を抑えるためには、出力回路トランジスタを含めて、プリドライバー回路のエミッタ・フォロワに使われている縦積みで使用されるトランジスタ数の合計の半分の数に相当する等価的ダイオードの数、例えば図８の場合には、２／２＝１個のダイオードの温度変動を補償できるような電圧変化をプリドライバー回路のレベルシフト抵抗Ｒ３に発生させればよい。即ち、Ｒ３に発生させる電圧変化にはダイオード１個に相当する約１．２ｍＶ／℃の正の温度係数を持たせれば良い。これには抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の共通結節点に、正の温度係数を持つ温度依存型の定電流吸込み電源を接地に向けて接続し、定電流源は、単位温度当たりの電流の変化△Ｉがレベルシフト抵抗Ｒ３の値との積△Ｉ×Ｒ３＝１．２ｍＶ／℃なるように設計すればよい。図８に表した例においては、定電流吸込み電源をトランジスタＱ１１とベース電源Ｖｔｃと抵抗Ｒ１１によって構成している。
【００４５】
さて、一般的にｐｎｐトランジスタの帯域幅は、使用可能なプロセスに依存する問題ではあるが、ｎｐｎトランジスタに比べて一桁以上小さい。出力回路２００の共通エミッタに接続する定電流源として周波数帯域特性の関係でｐｎｐトランジスタを採用できない場合には、図１の抵抗Ｒｅの両端に懸かる電圧は約０．５Ｖ以下であるので、定電流回路の設置が難しくなる。
【００４６】
図９は、この問題を解決する変型例を表す概略回路図である。すなわち、同図に示したように、共通エミッタと接地との間にｎｐｎトランジスタＱ１２のコレクタとエミッタを接続し、ベースは誤差増幅器Ａの帰還電圧Ｖｔｃを入力し制御する方式が有効である。ここで、電流源を構成するトランジスタＱ１２は想定される最大発生電流量に応じたサイズが必要であり、基本トランジスタのｎ倍のものを置く。同時にコレクタとベースを共通に接続した基本サイズのトランジスタＱ１３をもう１個置き、エミッタは負の基準電源Ｖｒｅｆに基準抵抗Ｒｒｅｆを介して接続する。基準電圧Ｖｒｅｆと基準抵抗Ｒｒｅｆの値を適宜選択し、電流源として設定したい電流値Ｉｃｄの１／（ｎ＋１）の電流が流れるようにする。設定電流Ｉｃｄに一定の特性を持たせたい時には、基準電圧Ｖｒｅｆの値を同じ比率で変化する特性を持つように設計する。
【００４７】
この回路構成で、Ｑ１３のエミッタと基準抵抗Ｒｒｅｆの結節点と接地間の電圧差が常に零となるように誤差電圧を増幅器Ａで増幅した電圧Ｖｔｃをベースに帰還して制御する。これにより、Ｑ１２とＱ１３のコレクタに流れ込む合計の電流は常にＩｃｄとなる。ｎの値を適宜大きく選び、基本トランジスタの電圧電流特性が飽和特性に達するコレクタ・エミッタ間電圧（図１２で、初期立上りがなだらかな右上がりに転じる肩の付近の電圧）が抵抗Ｒｅの両端子間電圧より大きくなるように最大コレクタ電流を適当に小さくすることができる。この時、（ｎ＋１）個の基本トランジスタが並列動作している動作インピーダンスは、最悪でも抵抗Ｒｅの値より数１０倍以上の大きな値とすることが可能であり、実質的には定電流源を接続した時と同様の特性が保持される。
【００４８】
以上、本発明の光半導体素子駆動回路について具体例を参照しつつ説明した。次に、本発明の光送受信モジュールについて説明する。
図１０は、本発明の光送受信モジュールの概略構成を例示する要部透視斜視図である。前述した駆動回路を用いることにより、ＬＤの順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも動作可能な低電圧電源対応の送受信モジュールを実現できる。すなわち、同図に表したモジュールは、本発明のＬＤ駆動回路が組込まれたＩＣ１と、ＬＤ素子２、モジュールを動作させるのに付随する容量９と抵抗１０とを有する。これらの部品は、プリント配線基板４、またはＳｉマイクロマシン加工チップに絶縁膜を介して配線パターンを形成した基板上に一括実装され、サブモジュールとなっている。
【００４９】
このサブモジュール上のＬＤと、プラスチック・ファイバーなどの光導波路とを光結合させるため、モジュールには一括整形された光コネクタ５が設けられている。また、モジュールの一端には、外部と電気的に結合するためのリード６が設けられ、プラスチック・パッケージ７により一括モールドされた構造となっていることを特徴としている。図１０では、リードがモジュールの一側端にだけ設けてあるが、リードを設ける箇所は適宜選択でき、例えばパッケージ他方の側端にも設置しても構わない。また、モジュールをプリント基板に実装する際の機械的強度を確保する目的のリードを付随させても良い。また、送信モジュールと並列して受信モジュールを実装して一体成形したトランシーバー・モジュールとした構造としても、本発明の趣旨を逸脱するものではない。図１０では、そのような光送受信モジュールの例として光検出器３と受信ＩＣ８を内蔵するものを例示した。本発明によれば、単一の電源で動作し、しかも電源電圧は他の信号処理ＩＣに供給するものと同一で構わず、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな光コネクタ結合型プラスチック送信モジュールを光送受信モジュールが実現できた。
【００５０】
本発明は、基本的には光半導体駆動回路に適用する場合に極めて有効であるが、必ずしも出力の負荷が光半導体素子に限定されるものでは無い。Ｓｉダイオードを内部負荷とすることにより、振幅一定のパルス発生器や、入力制御信号に応じた可変電流で駆動することによって入力信号のログ特性に比例した電圧振幅を持つパルス発生器を実現することができる。
【００５１】
以上、本発明の光素子駆動回路について、Ｓｉバイポーラ・トランジスタを用いた具体例を説明した。しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。例えば、具体的な回路を構成するのに採用したトランジスタ素子の特性に応じて回路を修正が必要となるのは言うまでもないが、Ｓｉバイポーラ・トランジスタに限らず、Ｓｉ ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field effect transistor）やＣＭＯＳ（complimentary ＭＯＳ）、ＳｉＧｅ ＨＢＴ（hetero bipolar transistor）、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ（metal-semconductor）、ＧａＡｓまたはＩｎＰを基板とするＨＥＭＴ（high electron mobility transistor）やＨＢＴなど、他のトランジスタ素子を適用した場合でも、本発明の趣旨を逸脱することなく原理的に同様の動作をする光半導体素子駆動回路が実現することは言うまでもない。
【００５２】
また、光半導体素子としては、赤色ＬＤを例として説明を行ったが、これも赤色ＬＤに限定されるものでは無い。赤色のＬＥＤを使う場合は勿論、電源電圧をさらに下げて赤外波長帯の光半導体レーザを使う場合、また、電源電圧を多少上げて青色のＬＤやＬＥＤ使った場合でも、本発明の趣旨を逸脱することなく適用できることは言うまでもない。
【００５３】
【発明の効果】
本発明によれば、駆動される光半導体素子の順方向動作電圧より僅かに高い電源電圧を供給するだけでも安定な動作が可能で、しかも光半導体素子に出力される電流は所望の精度と値に可変設定できる能力を持つワンチップＩＣ化が容易なコンパクトな光半導体駆動回路が実現できる。
【００５４】
この結果として、電源電圧は他の信号処理ＩＣと共用した単一の電源で動作し、しかも、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールを低コストで提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本回路構成を表す概略回路図である。
【図２】プリドライバー負荷を変形した概略回路図である。
【図３】標準的な定電流発生回路を具備した概略回路図である。
【図４】温度依存型定電流発生回路を具備した概略回路図である。
【図５】温度依存型定電流発生回路の具体例を表す概略回路図である。
【図６】ＬＤ用直流バイアス定電流発生回路を内蔵した概略回路図である。
【図７】過渡応答を改善する高周波ピーキングを懸けた概略回路図である。
【図８】出力パルスの時間マージン変動を抑える概略回路図である。
【図９】ｎｐｎトランジスタによる電流発生器を実装した概略回路図である。
【図１０】光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールの要部斜視透視図である。
【図１１】従来の光半導体駆動回路の概略回路図である。
【図１２】典型的なｎｐｎトランジスタの電圧電流特性図である。
【符号の説明】
ＩＮＰＵＴ 正相入力信号
ＩＮＰＵＴ／ 逆相入力信号
ＯＵＴＰＵＴ 出力端子
ＬＤ 光半導体レーザ
Ｑ１〜Ｑ１１０ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１０８ 抵抗
Ａ 誤差増幅器
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｃｆ 高周波バイパス容量（第１の容量）
Ｃｅ 高周波ピーキング容量（第２の容量）
Ｒｌ 負荷抵抗（第１の抵抗）
Ｒｆ 信号分割抵抗（第２の抵抗）
Ｒｂ 信号分割抵抗（第３の抵抗）
Ｒｅ 電流帰還抵抗（第４の抵抗）
Ｒｒｅｆ 基準抵抗
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｖｅｅ 接地
Ｖｂｂ バイアス電圧
Ｖｄｃ ＤＣバイアス電流源制御電圧
Ｖｉｃ 定電流制御電圧
Ｖｔｃ レベルシフト制御用定電流源制御電圧
Ｖｃｅ コレクタ・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ ベース・エミッタ間電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｉｃｄ 定電流
Ｉｃ コレクタ電流
１ 光半導体駆動回路ＩＣ
２ 光半導体素子
３ 光検出器
４ プリント基板、またはＳｉマイクロマシン加工基板
５ 光コネクタ
６ リード端子
７ プラスチック・モールド・パッケージ
８ 受信回路ＩＣ
９ 容量
１０ 抵抗
１００ プリドライパー回路
２００ 出力回路
Claims (8)
- 増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミッタ手段と、を有し、リミッタ型増幅器として動作することにより入力信号を増幅し整形して電圧パルスを生成するプリドライバー回路と、
前記プリドライバー回路から出力される前記電圧パルスに基づき、外部負荷としての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、
を備えた光半導体素子駆動回路であって、
前記出力回路は、
共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、前記第１のトランジスタのコレクタと電源電圧との間に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に並列に接続された第１の容量及び第２の抵抗と、前記第２のトランジスタのベースから接地接続された第３の抵抗と、前記共通結節点に接地接続された第４の抵抗と、を有し、
前記プリドライバー回路から出力された前記電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベースに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、前記駆動パルス電流として出力されるものとして構成されたことを特徴とする光半導体素子駆動回路。 - 増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミッタ手段と、を有し、リミッタ型増幅器として動作することにより入力信号を増幅し整形して電圧パルスを生成するプリドライバー回路と、
前記プリドライバー回路から出力される前記電圧パルスに基づき、外部負荷と
しての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、
を備えた光半導体素子駆動回路であって、
前記出力回路は、
共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、前記第１のトランジスタのコレクタと電源電圧との間に接続された第１の抵抗と、前記第１のトランジスタのコレクタと前記第２のトランジスタのベースとの間に並列に接続された第１の容量及び第２の抵抗と、前記第２のトランジスタのベースから接地接続された第３の抵抗と、前記共通結節点に接地接続された第４の抵抗と、を有し、
前記プリドライバー回路から出力された前記電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベースに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、前記駆動パルス電流として出力され、前記第１のトランジスタのベースに入力された前記電圧パルスの瞬時レベルが低い時には、前記第１のトランジスタは遮断状態で前記第２のトランジスタは飽和状態にあり、前記電圧パルスの入力レベルが所定の値以上に上昇した時には、前記第１のトランジスタは飽和状態で前記第２のトランジスタは遮断状態になり、前記遮断状態と前記飽和状態との中間の過渡状態では正帰還が働いて前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタは急激にスイッチ反転するものとして構成されたことを特徴とする光半導体素子駆動回路。 - 前記出力回路は、前記第２のトランジスタの前記コレクタに接続され、前記駆動パルス電流に一定値の直流バイアス電流を付加する作用を有する定電流発生回路をさらに有することを特徴とする請求項１または２記載の光半導体素子駆動回路。
- 前記出力回路は、前記第４の抵抗と並列に接地接続された第２の容量をさらに有し、前記第２の容量は、前記第４の抵抗とのＲＣ時定数が１ナノ秒以下となる容量値を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の光半導体素子駆動回路。
- 前記プリドライバー回路は、前記増幅手段の出力電圧レベルを調節するレベルシフト手段をさらに有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の光半導体素子駆動回路。
- 前記レベルシフト手段は、レベルシフト抵抗と温度依存型定電流発生回路とを有し、前記増幅手段のスイッチ電圧レベルの温度変動を補償するものとして構成されたことを特徴とする請求項５記載の光半導体素子駆動回路。
- 前記出力回路の前記可変定電流電源は、
前記共通結節点と接地との間に並列接続されたエミッタ接地型のサイズｎのトランジスタと、
前記共通結節点に接続されたコレクタと、前記サイズｎのトランジスタのベース接続されたベースとを有し、前記共通結節点にバイアスされる電流値の１／（ｎ＋１）の一定電流が流れる、サイズ１の単位トランジスタと、
前記単位トランジスタのエミッタと接地との間の電圧差が常に零となるように前記サイズｎのトランジスタのベースと前記単位トランジスタのベースとに帰還信号を供給する誤差増幅・帰還回路網と、
を有することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の光半導体素子駆動回路。 - 基板上に、請求項１〜７のいずれか１つに記載の光半導体素子駆動回路を有するＩＣと、光半導体素子と、が実装されてなるサブモジュールと、
前記サブモジュールの前記光半導体素子と光学的に結合するための光コネクタと、
前記サブモジュールの前記光半導体素子または前記ＩＣと電気的に結合するためのリードと、
前記サブモジュールと前記光コネクタと前記リードとを収容するパッケージと、
を備えたことを特徴とする光送受信モジュール。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP18308498A JP3668612B2 (ja) | 1998-06-29 | 1998-06-29 | 光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュール |
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