JP2017028043A - レーザ駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】レーザ駆動回路を線形増幅動作させる必要がある場合であっても、光信号の波形の劣化を抑えることができるレーザ駆動回路を提供する。
【解決手段】レーザ駆動回路２２は、差動回路３３及び駆動回路３５を備える。差動回路３３は、一方の直列回路のトランジスタ３３ａ及び電流源３３ｅの間のノードＮ３と、他方の直列回路のトランジスタ３３ｂ及び電流源３３ｆの間のノードＮ４との間において互いに並列に接続された可変抵抗素子３３ｈ及び可変容量素子３３ｋを有し、正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮをトランジスタ３３ａ，３３ｂの各制御端子に受け、抵抗３３ｄにおける電圧降下から生成される駆動信号Ｖｍｏｄを出力する。駆動回路３５は、レーザダイオード２３のカソード側に直列接続され、駆動信号Ｖｍｏｄを駆動電流に変換し、レーザダイオード２３に駆動電流を流す。
【選択図】図２

Description

本発明は、レーザ駆動回路に関するものである。

特許文献１には、レーザ駆動回路を内蔵した光送信モジュールが記載されている。この文献に記載されたレーザ駆動回路は、相補的な差動信号を受けて動作する一対のトランジスタを有し、該一対のトランジスタの一方を流れる電流を抵抗素子により電圧に変換して、駆動信号を生成する。半導体レーザ素子のカソード側に別のトランジスタが直列接続されており、このトランジスタは、エミッタフォロワを介して上記駆動信号を制御端子に受ける。

米国特許出願公開第２０１０／００９２１８４号明細書

光通信システムに用いられる光送信器は、例えば、信号再生回路（クロックデータリカバリ、ＣＤＲ）を搭載するプリント基板（ＰＣＢ）と、半導体レーザ素子及びレーザ駆動回路を含む光送信用サブアセンブリ（ＴＯＳＡ）と、プリント基板及びＴＯＳＡを相互に接続するフレキシブルプリント基板（ＦＰＣ）とを備える。ＣＤＲは、光送信器の外部から与えられた差動信号（正相信号、逆相信号）に含まれる伝送信号波形を再生する。波形再生後の差動信号は、ＰＣＢ及びＦＰＣを経て、ＴＯＳＡのレーザ駆動回路に到達する。レーザ駆動回路は、この差動信号に基づいて、半導体レーザ素子を流れる電流を変調する。これにより、伝送信号波形に応じて変調された光信号が半導体レーザ素子から出力される。

近年、光通信の高速化に伴い、半導体レーザ素子の変調レートは例えば２８Ｇｂ／ｓといった速度にまで高速化されている。従って、レーザ駆動回路に提供される差動信号も高速化される。しかし、差動信号を伝送するＰＣＢやＦＰＣでは導体損や誘電体損等による高周波損失が生じるので、外部から光送信器に与えられる差動信号は、光送信器の外部だけでなくその内部でレーザ駆動回路に到達するまでの間にも波形が劣化する場合が増えている。ＣＤＲはそのような劣化した波形を受けて、劣化する前の差動信号の波形を再生する。しかしながら、例えば従来の１０Ｇｂ／ｓよりも高速な２８Ｇ／ｓ以上の高速な差動信号の場合には、ＣＤＲにて再生された伝送信号波形は、レーザ駆動回路に到達するまでに再び劣化し、この伝送信号波形に基づく光信号の波形も劣化してしまう。

入力される差動信号がＨｉｇｈレベル及びＬｏｗレベルの二値のみを含む信号である場合には、例えば、レーザ駆動回路の線形増幅範囲を超えるように差動信号の振幅を設定することにより、伝送信号波形のＨｉｇｈレベル及びＬｏレベルが各々一定値に制限されるので、伝送信号波形を改善することができる。しかしながら、例えば入力される差動信号が多値振幅変調信号（ＰＡＭ：Pulse Amplitude Modulation）である場合など、レーザ駆動回路を線形増幅範囲内で動作させる必要がある場合には、そのような方式を適用することはできない。そのような場合、高周波損失の影響が累積し、光信号の波形が著しく劣化してしまうおそれがある。

なお、特許文献１に記載された光送信モジュールは、レーザ駆動回路の前段にプリアンプを搭載し、このプリアンプを線形動作させることにより、利得を高めている。しかしながら、高周波における利得が低周波における利得とほぼ等しいので、高周波損失による伝送信号波形の劣化を改善することは困難である。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、レーザ駆動回路を線形増幅範囲内で動作させる必要がある場合であっても、光信号の波形の劣化を抑えることができるレーザ駆動回路を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明の一実施形態に係るレーザ駆動回路は、差動信号を受けて半導体レーザ素子の駆動電流を生成するレーザ駆動回路であって、互いに直列に接続された抵抗、トランジスタ、及び電流源をそれぞれ含む一対の直列回路と、一対の直列回路のトランジスタの他方の電流端子間にて互いに並列に接続された可変抵抗素子及び可変容量素子と、を有し、一対の直列回路それぞれのトランジスタの制御端子で差動信号を受け、トランジスタの一方の電流端子から駆動信号を出力する差動回路と、半導体レーザ素子のカソードに直列に接続されており、駆動信号を駆動電流に変換し、半導体レーザ素子に駆動電流を流す駆動回路と、を備える。

本発明によるレーザ駆動回路によれば、レーザ駆動回路を線形増幅範囲内で動作させる必要がある場合であっても、光信号の波形の劣化を抑えることができる。

図１は、本発明の一実施形態に係る光送信器の内部構成の概略を示す。 図２は、レーザ駆動回路の回路図を示す。 図３は、レーザ電流の大きさとレーザダイオードの光出力パワーとの関係、及び、入力される差動信号がＰＡＭ−４信号である場合の光出力波形の例を示す。 図４は、差動信号電圧とトランジスタのコレクタ電流との関係を示すグラフである。 図５は、差動回路の電圧利得の周波数特性を表すグラフである。 図６は、本発明の一実施形態による効果を視覚的に説明するために、周波数−利得特性を示すグラフである。 図７は、第１比較例の周波数−利得特性を示すグラフである。 図８は、第２比較例の周波数−利得特性を示すグラフである。 図９は、本発明の一実施形態のレーザ駆動回路による信号波形（アイパターン）を示す。 図１０は、第１比較例による信号波形（アイパターン）を示す。 図１１は、第２比較例による信号波形（アイパターン）を示す。

［本願発明の実施形態の説明］
最初に、本発明の実施形態の内容を列記して説明する。本発明の一実施形態に係るレーザ駆動回路は、差動信号を受けて半導体レーザ素子の駆動電流を生成するレーザ駆動回路であって、互いに直列に接続された抵抗、トランジスタ、及び電流源をそれぞれ含む一対の直列回路と、一対の直列回路のトランジスタの他方の電流端子間にて互いに並列に接続された可変抵抗素子及び可変容量素子と、を有し、一対の直列回路それぞれのトランジスタの制御端子で差動信号を受け、トランジスタの一方の電流端子から駆動信号を出力する差動回路と、半導体レーザ素子のカソードに直列に接続されており、駆動信号を駆動電流に変換し、半導体レーザ素子に駆動電流を流す駆動回路と、を備える。

このレーザ駆動回路において、差動信号（正相信号、逆相信号）が差動回路に入力されると、この差動信号は一対の直列回路それぞれに含まれるトランジスタを動作させる。そして、直列回路の抵抗に生じる電圧降下により、差動回路から駆動信号が出力される。これにより、差動信号に基づいて半導体レーザ素子を好適に駆動することができる。

また、このレーザ駆動回路では、差動回路に設けられた可変抵抗素子の抵抗値と電流源の電流値との積が大きくなるほど、トランジスタのトランスコンダクタンス利得が低下し、増幅率が小さくなる。逆に、上記積が小さくなるほど、トランジスタのトランスコンダクタンス利得が増加し、増幅率が大きくなる。このように、可変抵抗素子の抵抗値と電流源の電流値との積を変化させることにより、差動回路の増幅率を、差動信号の振幅に応じた適切な大きさに調整することができる。

また、このレーザ駆動回路では、差動信号の周波数が高くなるほど、可変容量素子の作用により、一方の直列回路のトランジスタの他方の電流端子と、他方の直列回路のトランジスタの他方の電流端子との間のインピーダンスが低下する。従って、差動回路の周波数特性は、或る周波数ω_p1までは利得が一定若しくは増加し、或る周波数ω_p2を境に利得が減少に転じるような特性となる。そして、周波数ω_p2は、直列回路におけるトランジスタのトランスコンダクタンスが大きいほど大きくなる。例えば、差動信号がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに立ち下がるとき、逆相信号はＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへの立ち上がりとなるので、逆相信号を入力する直列回路のトランジスタを流れる電流が大きくなり、トランスコンダクタンスが大きくなる。従って、上記周波数ω_p2が大きくなり、利得の帯域が広くなるので、駆動電圧の立ち下がり時間を短くする作用が生じる。逆に、差動信号がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに立ち上がるとき、逆相信号はＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへの立ち下がりとなるので、逆相信号を入力する直列回路のトランジスタを流れる電流が小さくなり、トランスコンダクタンスが小さくなる。従って、上記周波数ω_p2が小さくなり、利得の帯域が狭くなるので、駆動電圧の立ち上がり時間を長くする作用が生じる。

ここで、上記のレーザ駆動回路では、駆動回路が、半導体レーザ素子のカソードに直列に接続されている。このような場合、順方向電流が小さいほど半導体レーザ素子における緩和振動周波数が減少し、利得の帯域が狭くなる。このことは、半導体レーザ素子を流れる電流の立ち上がり時間が長くなり、立ち下がり時間が短くなるように作用する。従って、上述した差動回路の特性と半導体レーザ素子の特性とを互いに相殺させ、光信号の立ち上がり速度と立ち下がり速度とを適切にバランスさせて、光信号の波形の劣化を抑えることができる。

上記のレーザ駆動回路では、可変抵抗素子がＦＥＴであり、該ＦＥＴの電流端子間の抵抗値が、該ＦＥＴの制御端子に与えられる第１の電圧によって設定され、可変容量素子がそれぞれの一端が互いに接続された２つのバラクタダイオードを有し、該２つのバラクタダイオードの他端間の静電容量が、該２つのバラクタダイオードの互いに接続された一端に与えられる第２の電圧によって設定されてもよい。これにより、可変抵抗素子及び可変容量素子を簡易に構成できる。

上記のレーザ駆動回路において、差動回路は、差動信号を線形増幅した信号を駆動信号として出力してもよい。これにより、例えば差動信号が多値振幅変調信号である場合など、レーザ駆動回路を線形動作範囲内で動作させる必要がある場合であっても、そのような差動信号に基づいて半導体レーザ素子を好適に駆動することができる。

上記のレーザ駆動回路において、駆動回路は、駆動信号を制御端子に受け、駆動信号に応じて半導体レーザ素子から一方の電流端子に駆動電流を引き込む駆動トランジスタを有してもよい。これにより、駆動回路を好適に構成できる。

上記のレーザ駆動回路において、差動信号に対する駆動信号の利得の周波数特性は、駆動信号がボトム値であるときの帯域が、駆動信号がピーク値であるときの帯域よりも広くてもよい。

上記のレーザ駆動回路は、参照電位を生成する参照電位回路と、一対の直列回路に直列に接続された別の可変抵抗素子、及び駆動信号の中間電位を検出する検出回路を有し、該別の可変抵抗素子によって中間電位を参照電位に一致させる調整回路とを更に備えてもよい。この場合、調整回路が、駆動信号の中間電位（駆動信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの中間の電位。コモン電位ともいう）と参照電位との差が小さくなるように、別の可変抵抗素子の抵抗値を制御する。これにより、中間電位を一定値（参照電位）に保持できるので、駆動回路において多値振幅変調信号を好適に増幅することができる。この場合、参照電位は、駆動信号のボトム値が駆動トランジスタのベース・エミッタ間電圧よりも高くなるように設定されてもよい。

上記のレーザ駆動回路は、駆動回路に並列に接続され、駆動回路と共に半導体レーザ素子のカソードに接続されるバイアス電流源を更に備えてもよい。これにより、駆動回路を流れる電流量を低減し、駆動回路を高速に動作させることができる。

上記のレーザ駆動回路において、一対の直列回路は、ぞれぞれのトランジスタの制御端子で差動信号を受け、差動信号に応じて抵抗を流れる差動電流を増減させ、該差動電流によって抵抗に生じる電圧降下を駆動信号として出力してもよい。

［本願発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係るレーザ駆動回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。以下の説明では、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の一実施形態に係る光送信器１Ａの内部構成の概略を示す。図１に示されるように、本実施形態の光送信器１Ａは、筐体１１と、それぞれ筐体１１内に収容されたプリント基板１２、フレキシブルプリント基板１３、及び光送信用サブアセンブリ（Transmitter Optical SubAssembly；ＴＯＳＡ）１４を備える。筐体１１内において、プリント基板１２とフレキシブルプリント基板１３の一端側とは、端子１７ａ〜１７ｄを介して互いに電気的に接続されている。また、フレキシブルプリント基板１３の他端側と光送信用サブアセンブリ１４とは、端子１８ａ〜１８ｄを介して互いに電気的に接続されている。フレキシブルプリント基板１３の内部において、端子１７ａ〜１７ｄと端子１８ａ〜１８ｄとは、配線１９ａ〜１９ｄを介してそれぞれ電気的に接続されている。

プリント基板１２は、ＣＤＲ１５、カップリングコンデンサ１６ａ及び１６ｂを有する。ＣＤＲ１５は、光送信器１Ａの外部から入力された差動信号対である正相側送信信号（以下、正相信号という）ＩＮＰ及び逆相側送信信号（以下、逆相信号という）ＩＮＮを、一対の入力端子１５ａ，１５ｂより入力する。ＣＤＲ１５は、これら正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮの波形整形を行い、整形後の正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮを一対の出力端子１５ｃ，１５ｄから出力する。ＣＤＲ１５の出力端子１５ｃ，１５ｄは、カップリングコンデンサ１６ａ及び１６ｂの一方の電極にそれぞれ電気的に接続されている。カップリングコンデンサ１６ａ及び１６ｂの他方の電極は、端子１７ｂ，１７ｃにそれぞれ電気的に接続されている。整形後の正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮは、端子１７ｂ，１７ｃ、配線１９ｂ，１９ｃ、及び端子１８ｂ，１８ｃを介して、光送信用サブアセンブリ１４のレーザ駆動回路２２（後述）に提供される。なお、ＣＤＲ１５とレーザ駆動回路２２とを結ぶ配線要素は、高周波信号を伝送するための伝送線路２１を構成している。

端子１７ａは、プリント基板１２に含まれる電源配線に接続されている。端子１７ａ、配線１９ａ及び端子１８ａを介して、光送信用サブアセンブリ１４のレーザ駆動回路２２に電源電圧が供給される。端子１７ｄは、プリント基板１２に含まれる基準電位線（ＧＮＤ線）に接続されている。端子１７ｄ、配線１９ｄ及び端子１８ｄを介して、光送信用サブアセンブリ１４のレーザ駆動回路２２に基準電位が供給される。

光送信用サブアセンブリ１４は、レーザ駆動回路２２及びレーザダイオード（半導体レーザ素子）２３を有する。レーザ駆動回路２２は、レーザダイオード２３を駆動する。具体的には、レーザ駆動回路２２は、差動回路３３、駆動回路３５、調整回路３８、及び参照電位回路３７を含む。差動回路３３は、例えばリニア・イコライザ（Continuous Time Linear Equalizer；ＣＴＬＥ）によって構成されており、端子１８ｂ，１８ｃから正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮを受け、逆相信号ＩＮＮに基づく駆動信号を生成する。駆動回路３５は、レーザダイオード２３に対して直列に接続されており、差動回路３３からの駆動信号を受け、レーザダイオード２３を駆動するための出力電流を駆動信号に基づいて生成する。調整回路３８は、差動回路３３から出力される駆動信号の中間電位（コモン電位）を、参照電位回路３７により生成される参照電位に近づけることにより一定に保つ。なお、前述したように、レーザ駆動回路２２は、端子１８ａ，１８ｄを介して電源電圧及びＧＮＤ電位の提供を受ける。

レーザダイオード２３は、レーザ駆動回路２２の電源配線に電気的に接続されたアノードと、駆動回路３５の出力端に電気的に接続されたカソードとを有する。そして、駆動回路３５の出力端を流れる電流によって、レーザダイオード２３において光信号Ｌｓが生成される。生成された光信号Ｌｓは、光送信用サブアセンブリ１４に接続された光ファイバを通じて、光送信器１Ａの外部へ出力される。

図２は、レーザ駆動回路２２の回路図を示す。図２に示されるように、レーザ駆動回路２２は、一対の終端抵抗３１ａ，３１ｂと、一対の入力側エミッタフォロワ回路３２ａ，３２ｂと、差動回路３３と、出力側エミッタフォロワ回路３４と、駆動回路３５と、フィルタ回路３６と、参照電位回路３７と、調整回路３８と、バイアス電流源３９と、コンデンサ４０とを有する。

終端抵抗３１ａは、端子１８ａから延びる電源配線３０ａと、端子１８ｂから延びる正相信号ＩＮＰの配線３０ｂとの間に接続されている。終端抵抗３１ｂは、電源配線３０ａと、端子１８ｃから延びる逆相信号ＩＮＮの配線３０ｃとの間に接続されている。終端抵抗３１ａ及び３１ｂそれぞれは、正相信号配線３０ｂ及び逆相信号配線３０ｃを介して到達した正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮのエネルギーを消費して各信号に含まれる高周波成分が反射するのを抑制するために設けられる。また、終端抵抗３１ａ及び３１ｂは、プリント基板１２及びフレキシブルプリント基板１３の伝送線路の特性インピーダンスと整合する為に、一例では５０Ωといった抵抗値を有する。

入力側エミッタフォロワ回路３２ａ，３２ｂは、次段の差動回路３３の入力容量負荷を正相信号配線３０ｂ及び逆相信号配線３０ｃから分離して、正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮの電気的な反射を抑制するために設けられる。一例では、入力側エミッタフォロワ回路３２ａはトランジスタ３２ａ１及び定電流源３２ａ２を含む。トランジスタ３２ａ１は、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ３２ａ１の制御端子（ベース）は正相信号配線３０ｂに接続され、一方の電流端子（コレクタ）は電源配線３０ａに接続され、他方の電流端子（エミッタ）は定電流源３２ａ２の一端に接続されている。定電流源３２ａ２の他端は、端子１８ｄから延びる基準電位線３０ｄに接続されている。入力側エミッタフォロワ回路３２ｂもまた同様に、トランジスタ３２ｂ１及び定電流源３２ｂ２を含む。トランジスタ３２ｂ１は、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ３２ｂ１の制御端子（ベース）は逆相信号配線３０ｃに接続され、一方の電流端子（コレクタ）は電源配線３０ａに接続され、他方の電流端子（エミッタ）は定電流源３２ｂ２の一端に接続されている。定電流源３２ｂ２の他端は基準電位線３０ｄに接続されている。

差動回路３３は、入力側エミッタフォロワ回路３２ａ，３２ｂから差動信号（正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮ）を受けて、該差動信号を線形増幅した信号（駆動信号Ｖｍｏｄ）を出力する。そのために、差動回路３３は、互いに直列に接続された抵抗３３ｃ、トランジスタ３３ａ、及び電流源３３ｅを含む直列回路と、抵抗３３ｄ、トランジスタ３３ｂ、及び電流源３３ｆを含む直列回路とが互いに並列接続されてなる並列回路を有する。電流源３３ｅ，３３ｆは、それぞれが属する各直列回路を流れる電流量を規定する。一例では、電流源３３ｅ，３３ｆによって規定される各電流量は互いに等しい。トランジスタ３３ａ，３３ｂは、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。

具体的には、トランジスタ３３ａの制御端子（ベース）は、入力側エミッタフォロワ回路３２ａの出力端、すなわちトランジスタ３２ａ１の他方の電流端子（エミッタ）と定電流源３２ａ２との間のノードに接続されており、入力側エミッタフォロワ回路３２ａを経た正相信号ＩＮＰを受ける。また、トランジスタ３３ｂの制御端子（ベース）は、入力側エミッタフォロワ回路３２ｂの出力端、すなわちトランジスタ３２ｂ１の他方の電流端子（エミッタ）と定電流源３２ｂ２との間のノードに接続されており、入力側エミッタフォロワ回路３２ｂを経た逆相信号ＩＮＮを受ける。トランジスタ３３ａ，３３ｂの一方の電流端子（コレクタ）は、それぞれ抵抗３３ｃ，３３ｄの各一端に接続されている。抵抗３３ｃ，３３ｄの他端は互いに短絡されており、後述する調整回路３８の可変抵抗素子（トランジスタ３８ａ）を介して電源配線３０ａに接続されている。なお、一例では、抵抗３３ｃ、３３ｄの抵抗値は互いに等しい。また、抵抗３３ｃ，３３ｄの他端と電源配線３０ａとの間には、トランジスタ３８ａと並列に、バイパスコンデンサ３３ｍが更に接続されている。これにより、抵抗３３ｃ，３３ｄの他端は、交流的に電源配線３０ａに接地される。トランジスタ３３ａ，３３ｂの他方の電流端子（エミッタ）は、それぞれ電流源３３ｅ，３３ｆの各一端に接続されるとともに、固定抵抗３３ｇを介して互いに接続されている。電流源３３ｅ，３３ｆの各他端は、基準電位線３０ｄに接続されている。

差動回路３３は、抵抗３３ｄにおける電圧降下から生成される駆動信号Ｖｍｏｄを出力する。そのため、差動回路３３の出力端は、トランジスタ３３ｂの一方の電流端子（コレクタ）と抵抗３３ｄとの間のノードＮ２に設定されている。なお、抵抗３３ｃにおける電圧降下から、駆動信号Ｖｍｏｄと位相が１８０°異なる相補信号が生成される。

差動回路３３は、互いに並列に接続された可変抵抗素子３３ｈ及び可変容量素子３３ｋを更に有する。可変抵抗素子３３ｈ及び可変容量素子３３ｋの一端は、一方の直列回路のトランジスタ３３ａ及び電流源３３ｅの間のノードＮ３に接続されており、他端は、他方の直列回路のトランジスタ３３ａ及び電流源３３ｅの間のノードＮ４に接続されている。可変抵抗素子３３ｈは、例えばＦＥＴによって好適に構成され得る。その場合、ＦＥＴの電流端子間の抵抗値は、ＦＥＴの制御端子に与えられる電圧（第１の電圧）によって任意に設定される。本実施形態では、ＦＥＴの制御端子は可変電圧源４１ａに接続されている。なお、ＦＥＴのソースがノードＮ３に、ドレインがノードＮ４にそれぞれ接続されてもよく、その逆でもよい。

可変容量素子３３ｋは、ノードＮ３とノードＮ４との間において、可変抵抗素子３３ｈに対して並列に接続されている。可変容量素子３３ｋは、例えばバラクタダイオードによって好適に構成され得る。例えば、可変容量素子３３ｋは、それぞれの一端が互いに接続された２つのバラクタダイオードを有してもよい。その場合、該２つのバラクタダイオードの他端間の静電容量が、該２つのバラクタダイオードの互いに接続された一端に与えられる電圧（第２の電圧）によって設定される。

本実施形態の可変容量素子３３ｋは、２つのＦＥＴ３３ｉ，３３ｊがバラクタダイオードを構成するように接続されて成る。具体的には、ＦＥＴ３３ｉのゲートがノードＮ３に接続され、ＦＥＴ３３ｉのソース及びドレインが、互いに短絡されるとともに可変電圧源４１ｂに接続されている。同様に、ＦＥＴ３３ｊのゲートがノードＮ４に接続され、ＦＥＴ３３ｊのソース及びドレインが、互いに短絡されるとともに可変電圧源４１ｂに接続されている。可変電圧源４１ｂの電圧（第２の電圧）を制御することにより、ノードＮ３とノードＮ４との間の容量値を変更できる。

出力側エミッタフォロワ回路３４は、次段の駆動回路３５の入力容量負荷を差動回路３３の出力端から分離する。一例では、出力側エミッタフォロワ回路３４はトランジスタ３４ａ及び定電流源３４ｂを含む。トランジスタ３４ａは、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。トランジスタ３４ａの制御端子（ベース）は、差動回路３３の出力端すなわちノードＮ２に接続されている。トランジスタ３４ａの一方の電流端子（コレクタ）は電源配線３０ａに接続され、他方の電流端子（エミッタ）は定電流源３４ｂの一端に接続されている。定電流源３４ｂの他端は基準電位線３０ｄに接続されている。

駆動回路３５は、レーザダイオード２３のカソード側においてレーザダイオード２３と直列に接続され、駆動信号Ｖｍｏｄを駆動電流に変換し、レーザダイオード２３に駆動電流を流す。一例では、駆動回路３５は、駆動信号Ｖｍｏｄを制御端子に受け、駆動信号Ｖｍｏｄに応じてレーザダイオード２３から一方の電流端子に駆動電流を引き込む駆動トランジスタ３５ａと、駆動トランジスタ３５ａに対して直列に接続された負帰還のための抵抗３５ｂとを含む。駆動トランジスタ３５ａは、例えばｎｐｎ型のバイポーラトランジスタである。駆動トランジスタ３５ａの制御端子（ベース）はトランジスタ３４ａの他方の電流端子（エミッタ）と定電流源３４ｂとの間のノードに接続され、駆動トランジスタ３５ａの一方の電流端子（コレクタ）すなわち駆動回路３５の出力端子はレーザダイオード２３のカソードに接続され、他方の電流端子（エミッタ）は抵抗３５ｂを介して基準電位線３０ｄに接続されている。抵抗３５ｂは、駆動トランジスタ３５ａの入出力特性を線形化する。

フィルタ回路３６は、レーザダイオード２３に対して並列に、且つ駆動回路３５に対して直列に接続されている。一例では、フィルタ回路３６は抵抗３６ａ及びコンデンサ３６ｂを含む。抵抗３６ａの一端は電源配線３０ａに接続され、他端はコンデンサ３６ｂの一方の電極に接続されている。コンデンサ３６ｂの他方の電極は、レーザダイオード２３のカソードと駆動トランジスタ３５ａとの間のノードに接続されている。なお、フィルタ回路３６は、上述の抵抗３６ａとコンデンサ３６ｂとの位置を互いに入れ替えて構成されてもよい。

バイアス電流源３９は、レーザダイオード２３のカソード側においてレーザダイオード２３と直列に接続されるとともに、駆動回路３５と並列に接続されている。バイアス電流源３９は、レーザダイオード２３に対し、直流のバイアス電流を供給する。このバイアス電流の大きさをＩｂｉａｓとし、駆動回路３５の出力電流の大きさをＩｏｕｔとしたとき、レーザダイオード２３を流れる電流の大きさはＩｂｉａｓ＋Ｉｏｕｔとなる。

コンデンサ４０の一方の電極は電源配線３０ａに接続され、他方の電極は基準電位線３０ｄに接続されている。コンデンサ４０は、駆動回路３５およびレーザダイオード２３を流れる電流の高周波成分が基準電位線３０ｄへ戻るための経路を構成する。

参照電位回路３７は、参照電位Ｖｔｇｔを生成する。一例では、参照電位回路３７は、可変電流源３７ａと、駆動トランジスタ３５ａ及びトランジスタ３４ａをそれぞれ模擬するダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃと、抵抗３５ｂを模擬する抵抗３７ｄとを有する。可変電流源３７ａ、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃ、並びに抵抗３７ｄは、電源配線３０ａと基準電位線３０ｄとの間において互いに直列に接続されている。参照電位Ｖｔｇｔは、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ及び３７ｃ、並びに抵抗３７ｄにおける降下電圧を含んで生成され、可変電流源３７ａとトランジスタ３７ｂとの間のノードから出力される。ダイオード接続トランジスタ３７ｂとしてはトランジスタ３４ａと同一の電気的特性を有するものが用いられ、ダイオード接続トランジスタ３７ｃとしては駆動トランジスタ３５ａと同一の電気的特性を有するものが用いられる。ここでいう電気的特性とは、ベース電圧（ベース−エミッタ間電圧）に対するベース電流（ベース−エミッタ間電流）や、特定のベース電流（ベース−エミッタ間電流）のときのコレクタ電圧に対するコレクタ電流といった、特にバイポーラトランジスタとしての基本的な電気的特性を意味する。なお、例えば、ダイオード接続トランジスタ３７ｂとトランジスタ３４ａとは、サイズが互いに等しい場合にほぼ同じ電気的特性を有することが好ましいが、後述するように、実際に使用されるときのそれぞれのトランジスタのサイズは、可変電流源３７ａによって供給される電流の大きさに応じて決定される。或るトランジスタが或るトランジスタを模擬するとは、それら２つのトランジスタの間において、それぞれの特性にそのような同一性あるいは類似性があることを意味する。

調整回路３８は、可変抵抗素子（トランジスタ）３８ａ、オペアンプ３８ｂ、抵抗３８ｃ及び３８ｄを含む。トランジスタ３８ａは、差動回路３３を構成する並列回路と直列に接続された可変抵抗の一例である。トランジスタ３８ａは、例えばｐＭＯＳ型のＦＥＴである。これにより、可変抵抗を簡易な構成により実現できる。トランジスタ３８ａの制御端子（ゲート）はオペアンプ３８ｂの出力端に接続され、一方の電流端子（ドレイン）は電源配線３０ａに接続され、他方の電流端子（ソース）は差動回路３３の一対の抵抗３３ｃ，３３ｄの他端に接続されている。このトランジスタ３８ａの一方の電流端子（ドレイン）と他方の電流端子（ソース）との間の抵抗値は、オペアンプ３８ｂからの出力電圧に応じて変化する。

抵抗３８ｃ及び３８ｄは、トランジスタ３３ａのコレクタ電位と、トランジスタ３３ｂのコレクタ電位との中間電位を検出する検出回路を構成する。２つの抵抗３８ｃ及び３８ｄの各一端は互いに短絡されており、これら一端間のノードはオペアンプ３８ｂの非反転入力端に接続されている。そして、抵抗３８ｃの他端は、トランジスタ３３ａと抵抗３３ｃとの間のノードＮ１に接続されており、トランジスタ３３ａの一方の電流端子（コレクタ）と同電位となる。また、抵抗３８ｄの他端は、トランジスタ３３ｂと抵抗３３ｄとの間のノードＮ２に接続されており、トランジスタ３３ｂの一方の電流端子（コレクタ）と同電位となる。抵抗３８ｃ，３８ｄの抵抗値が互いに等しい場合、オペアンプ３８ｂの非反転入力端には、トランジスタ３３ａのコレクタ電位と、トランジスタ３３ｂのコレクタ電位との中間の電位（すなわち駆動信号ＶｍｏｄのＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの中間の電位Ｖｃｏｍ）が入力される。この中間の電位ＶｃｏｍはノードＮ１とノードＮ２とに出力される差動信号の平均値と一致し、時間に対して常に一定であり、コモン電位と呼ばれる。なお、差動信号がＰＡＭ−４信号の場合でも、それぞれの隣接するシンボル（論理レベル）間が均等であり、各シンボルの発生割合が等しい場合には、中間電位（コモン電位）はピーク値（最大シンボル）とボトム値（最小シンボル）との平均値となる。抵抗３８ｃ，３８ｄの値は、例えば１０ｋΩである。また、オペアンプ３８ｂの反転入力端には、参照電位Ｖｔｇｔが入力される。このような回路構成により、調整回路３８は、オペアンプ３８ｂに入力される中間電位Ｖｃｏｍと参照電位Ｖｔｇｔとが一致するように、トランジスタ３８ａの両電流端子間の抵抗値を制御する。一般的にオペアンプのオープンループ利得は１０^５以上であり、実施において、中間電位Ｖｃｏｍが参照電位Ｖｔｇｔにほぼ等しくなるように調整回路を構成することができる。なお、参照電位Ｖｔｇｔは、駆動信号Ｖｍｏｄのボトム値が駆動トランジスタ３５ａのベース・エミッタ間電圧よりも高くなるように設定されることが好ましい。

以上に説明した、本実施形態のレーザ駆動回路２２の動作を説明する。多値信号（例えばＰＡＭ−４信号）を含む差動信号（正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮ）は、ＣＤＲ１５及びカップリングコンデンサ１６ａ，１６ｂを通過したのち、レーザ駆動回路２２の入力側エミッタフォロワ回路３２ａ，３２ｂにそれぞれ入力される。これらの電流増幅率は、定電流源３２ａ２，３２ｂ２により設定される電流の大きさによって定まり、電圧増幅率はほぼ１倍となる。従って、正相信号ＩＮＰおよび逆相信号ＩＮＮは、振幅はそのままでトランジスタ３２ａ１、３２ｂ１のベース−エミッタ間電圧分だけレベルシフトされ、それぞれの入力側エミッタフォロワ回路から出力される。

レベルシフト後の正相信号ＩＮＰは、トランジスタ３３ａのオン／オフを切り替える。また、増幅後の逆相信号ＩＮＮは、トランジスタ３３ａに対して相補的なタイミングでトランジスタ３３ｂのオン／オフを切り替える。トランジスタ３３ａがオフ状態且つトランジスタ３３ｂがオン状態になると、電流源３３ｅ、３３ｆによって規定される電流が抵抗３３ｄ及びトランジスタ３３ｂを流れ、抵抗３３ｄにおいて電圧降下が生じ、ノードＮ２の電位が低下する。逆に、トランジスタ３３ａがオン状態且つトランジスタ３３ｂがオフ状態になると、電流源３３ｅ、３３ｆによって規定される電流が抵抗３３ｃ及びトランジスタ３３ａを流れ、抵抗３３ｃにおいて電圧降下が生じ、ノードＮ１の電位が低下するとともに、ノードＮ２の電位は上昇する。このように、ノードＮ２の電位は、トランジスタ３３ａ，３３ｂの動作に応じて上昇と下降とを繰り返し、その信号論理は、正相信号ＩＮＰの論理と同じとなる。このようなノードＮ２の電位が、駆動信号Ｖｍｏｄとして差動回路３３から出力される。

なお、トランジスタ３３ａ及び３３ｂは、一方がオンするときには他方がオフし、一方がオフするときには他方がオンするというように互いに相補的に動作する。その相補動作は、正相信号ＩＮＰおよび逆相信号ＩＮＮのそれぞれの電位の大小関係によって決まる。すなわち、正相信号ＩＮＰの電位が逆相信号ＩＮＮの電位よりも高いときにはトランジスタ３３ａがオンするとともにトランジスタ３３ｂはオフし、逆に、正相信号ＩＮＰの電位が逆相信号ＩＮＮの電位よりも低いときにはトランジスタ３３ａがオフするとともにトランジスタ３３ｂはオンする。

本実施形態では、差動信号（正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮ）は線形増幅範囲内の振幅を有するので、駆動信号Ｖｍｏｄの振幅は、差動信号の振幅に比例する大きさとなる。なお、差動信号がＰＡＭ−４の場合、振幅方向に４つの論理レベル（シンボル）を有するために、振幅の大きさは3種類となる。すなわち、最小シンボル（ボトム値）と最大シンボル（ピーク値）との間を信号が遷移するときの振幅（これが振幅の最大値となる）、隣接する２つのシンボル間を信号が遷移するときの振幅（これが振幅の最小値となる）、および或るシンボルとそのシンボルから２つ離れたシンボルとの間を信号が遷移するときの振幅（これは、振幅の最大値と振幅の最小値との間の中間の値となる）が存在する。線形増幅動作において、それぞれの大きさの振幅が同じ値（増幅率）で互いの相対的な比率を保ったまま増幅されて駆動電圧として出力される。

差動回路３３から出力された駆動信号Ｖｍｏｄは、出力側エミッタフォロワ回路３４に入力される。これにより、出力側エミッタフォロワ回路３４からは増幅（レベルシフト）された駆動信号Ｖｍｏｄが出力される。その電流増幅率は、定電流源３４ｂにより設定される電流の大きさによって定まり、電圧増幅率はほぼ１倍となる。従って、駆動信号Ｖｍｏｄは、振幅はそのままでトランジスタ３４ａのベース−エミッタ間電圧分だけレベルシフトされて出力側エミッタフォロワ回路３４から出力される。

増幅された駆動信号Ｖｍｏｄは、駆動回路３５の駆動トランジスタ３５ａのオン／オフを切り替える。駆動トランジスタ３５ａがオン状態になると、出力電流Ｉｏｕｔが増えてＨｉｇｈレベルとなり、レーザダイオード２３を流れる電流量が増加し、レーザダイオード２３の発光量（光出力パワー）はＨｉｇｈレベルとなる。また、駆動トランジスタ３５ａがオフ状態になると、出力電流Ｉｏｕｔが減ってＬｏｗレベルとなり、レーザダイオード２３を流れる電流量が減少し、レーザダイオード２３の発光量はＬｏｗレベルとなる。このような変調動作により、レーザダイオード２３から差動信号に対応する光信号Ｌｓが出力される。なお、駆動トランジスタ３５ａの制御端子に入力される駆動信号Ｖｍｏｄは、多値信号が歪まないように、多値信号の最大振幅の１／２以上の電圧を直流バイアス成分（すなわち中間電位Ｖｃｏｍ）として含む。この直流バイアス成分は、前述したように参照電位Ｖｔｇｔにより調整され得る。参照電位Ｖｔｇｔは、駆動信号Ｖｍｏｄのボトム値が駆動トランジスタ３５ａのベース・エミッタ間電圧よりも高くなるように設定されることが好ましい。

また、上記の動作の際、フィルタ回路３６は、レーザダイオード２３を流れる電流に対し、高周波且つ交流的なダンピングを付与する。すなわち、フィルタ回路３６は、高周波成分をバイパスし、レーザダイオード２３を流れる電流の周波数特性を補正し、最適な光波形を得るために用いられる。フィルタ回路３６の構成や、フィルタ回路３６のキャパシタ及び抵抗等の回路定数は、レーザダイオード２３が有する緩和振動周波数等の動的な特性を考慮して決められる。

図３のグラフＧ１１は、レーザダイオード２３を流れる電流（レーザ電流）の大きさと、レーザダイオード２３の発光量（光出力パワー）との関係を示す。また、図３のグラフＧ１２は、入力される差動信号がＰＡＭ−４信号である場合の、光出力波形の例を示す。図３に示されるように、レーザ電流の大きさが或る閾値を超えるまでは、レーザダイオード２３の発光量は僅かである。そして、レーザ電流の大きさが或る閾値電流Ｉｔｈを超えると、レーザ発振が生じ、レーザダイオード２３の発光量はレーザ電流の大きさに比例して増大する。なお、図３は駆動回路によるレーザダイオード２３の駆動動作を説明するための模式的な図であって、実際には発光量とレーザ電流とは比例しない場合がある。

また、図３には、３本の矢印Ａ１〜Ａ３が示されている。矢印Ａ１はバイアス電流Ｉｂｉａｓの大きさを表す。矢印Ａ２は出力電流Ｉｏｕｔの直流成分Ｉｏｕｔ（ＤＣ）の大きさを示しており、矢印Ａ３は出力電流Ｉｏｕｔの変調成分Ｉｏｕｔ（ｍｏｄ）の変動範囲を示している。すなわち、駆動回路３５を流れる出力電流Ｉｏｕｔは、Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ（ＤＣ）＋Ｉｏｕｔ（ｍｏｄ）と表され、変調成分Ｉｏｕｔ（ｍｏｄ）の振幅（ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ値）をＩｍｏｄとすると、変調成分Ｉｏｕｔ（ｍｏｄ）の変動範囲は、次の数式によって表される。
−Ｉｍｏｄ／２ ≦ Ｉｏｕｔ（ｍｏｄ） ≦ Ｉｍｏｄ／２
従って、光出力波形の歪みを抑えるためには、直流成分Ｉｏｕｔ（ＤＣ）及び振幅Ｉｍｏｄは次式を満たす必要がある。
Ｉｏｕｔ（ＤＣ） ≧ Ｉｍｏｄ／２
なお、レーザ電流ＩＬＤ及び平均光出力パワーＰａｖｅは、それぞれ下記の式によって表される。以下の式において、ＳＬＤはグラフＧ１１の比例係数（傾き）である。
ＩＬＤ＝Ｉｂｉａｓ＋Ｉｏｕｔ＝Ｉｂｉａｓ＋Ｉｏｕｔ（ＤＣ）＋Ｉｏｕｔ（ｍｏｄ）
Ｐａｖｅ＝ＳＬＤ（Ｉｂｉａｓ＋Ｉｏｕｔ（ＤＣ）−Ｉｔｈ）

ここで、本実施形態の差動回路３３の動作について詳細に説明する。前述したように、差動回路３３に入力される差動信号（正相信号ＩＮＰ及び逆相信号ＩＮＮ）の信号振幅は、差動回路３３の線形増幅範囲内に設定される。図４は、差動信号電圧（正相信号ＩＮＰの電圧と逆相信号ＩＮＮの電圧との差）と、トランジスタ３３ａ，３３ｂのコレクタ電流（規格化値）との関係を示すグラフである。ここで、固定抵抗３３ｇ及び可変抵抗素子３３ｈの合成抵抗値をＲＥＸとし、電流源３３ｅの電流値をＩｄとしたとき、図中に示されるグラフＧ２１〜Ｇ２６は、ＲＥＸとＩｄとの積ＶＲＥＸがそれぞれ０ｍＶ，５０ｍＶ，１００ｍＶ，１５０ｍＶ，２００ｍＶ，及び２５０ｍＶである場合の、トランジスタ３３ａのコレクタ電流と差動信号電圧との関係を表す。また、グラフＧ３１〜Ｇ３６は、積ＶＲＥＸがそれぞれ０ｍＶ，５０ｍＶ，１００ｍＶ，１５０ｍＶ，２００ｍＶ，及び２５０ｍＶである場合の、トランジスタ３３ａのコレクタ電流と差動信号電圧との関係を表す。

図４に示されるように、積ＶＲＥＸが大きくなると、トランスコンダクタンス利得の減少とともに比例定数が低下する。言い換えれば、積ＶＲＥＸが大きいほど増幅率が小さく、積ＶＲＥＸが小さいほど増幅率が大きい。例えば、差動信号電圧の振幅を６００ｍＶｐｐｄ以下と設定した場合、１５０ｍＶ以上のＶＲＥＸを確保すれば、所定の線形性（完全スイッチング状態から２０％バックオフ）を保つことができる。

ここで、差動回路３３の利得（ゲイン）の周波数特性について説明する。差動回路３３のゲインＡ（ｓ）は、次の数式によって表される。但し、ｇｍはトランジスタ３３ａ，３３ｂのトランスコンダクタンス、Ｃ_CはノードＮ２に寄生する寄生容量値、Ｒ_Cは抵抗３３ｃの抵抗値、Ｒ_Eは固定抵抗３３ｇの抵抗値、Ｒ_EXは固定抵抗３３ｇ及び可変抵抗素子３３ｈの合成抵抗値、Ｃ_EX＝Ｃ_E／２（Ｃ_Eはバラクタダイオード３３ｉ，３３ｊそれぞれの容量値）である。

また、図５は、上の数式によって表される差動回路３３の利得（ゲイン）の周波数特性を表すグラフである。図５において、横軸は周波数、縦軸は差動回路３３の利得を示している。図５に示されるように、差動回路３３のゲインは、ゼロ点周波数ω_zまでは一定であり、ゼロ点周波数ω_zを超えると上昇し、第１の極周波数ω_p1（＞ω_z1）から第２の極周波数ω_p2（＞ω_p1）までの区間では再び一定となる。そして、第２の極周波数ω_p2を超えると、周波数の増加に従ってゲインは次第に減少する。これは、低周波領域ではノードＮ３とノードＮ４との間のインピーダンスは固定抵抗３３ｇ及び可変抵抗素子３３ｈの合成抵抗によって定まるが、高周波領域では、可変容量素子３３ｋによって該インピーダンスが低下することに因る。上の数式から、ゼロ点周波数ω_z、第１の極周波数ω_p1、及び第２の極周波数ω_p2の値は以下の数式によってそれぞれ求められる。

なお、一例では、Ｒ_C＝Ｒ_EX＝７５Ω、Ｒ_E＝８Ω、ｇｍ＝０．１２５、Ｃ_EX＝８０ｆＦ、Ｃ_C＝４５ｆＦとして、ω_z＝２６．５ＧＨｚ、ω_p1＝４７ＧＨｚ、ω_p2＝１５０ＧＨｚとなる。

上の数式から明らかなように、第２の極周波数ω_p2の値は、トランジスタ３３ａ，３３ｂのトランスコンダクタンスｇｍにほぼ比例する。従って、トランジスタ３３ａ，３３ｂを流れる電流量が増すと、トランスコンダクタンスｇｍが増大するので、第２の極周波数ω_p2が大きくなり、差動回路３３の利得の帯域が広がる。逆に、トランジスタ３３ａ，３３ｂを流れる電流量が減ると、トランスコンダクタンスｇｍが減少するので、第２の極周波数ω_p2が小さくなりゼロ点周波数ω_zに近づく。故に、差動回路３３の利得の帯域が狭くなる。

以下の説明において、主に差動信号がＨｉｇｈレベルあるいはＬｏｗレベルの場合について説明するが、これは差動信号を二値信号としてのみ考えている訳では無く、例えば、差動信号がＰＡＭ−４信号の場合にＨｉｇｈレベルを最大シンボル（ピーク値）、Ｌｏｗレベルを最小シンボル（ボトム値）としても、本実施形態のレーザ駆動回路の動作は基本的に同じとなる。

差動回路３３を構成するトランジスタ３３ｂのコレクタ電流は、差動信号がＨｉｇｈレベル（すなわち逆相信号ＩＮＮがＬｏｗレベル）のときに小さくなり、差動信号がＬｏｗレベル（すなわち逆相信号ＩＮＮがＨｉｇｈレベル）のときに大きくなる。従って、トランジスタ３３ｂのコレクタ側に位置するノードＮ２の電位が入力されるトランジスタ３４ａでは、差動信号がＨｉｇｈレベルのときにベース電位が大きくなり、差動信号がＬｏｗレベルのときにベース電位が小さくなる。

このことから、トランジスタ３４ａのベース電位がＨｉｇｈレベルに変動する際（すなわち発光時）には、トランジスタ３３ｂのコレクタ電流が減少するので、トランジスタ３３ｂのトランスコンダクタンスｇｍが小さくなる。従って、差動回路３３の利得Ａ（ｓ）の帯域が狭くなり、トランジスタ３４ａのベース電位は緩やかに変動する。また、トランジスタ３４ａのベース電位がＬｏｗレベルに変動する際（すなわち消光時）には、トランジスタ３３ｂのコレクタ電流が大きくなるので、トランジスタ３３ｂのトランスコンダクタンスｇｍが大きくなる。従って、差動回路３３の利得Ａ（ｓ）の帯域が広くなり、トランジスタ３４ａのベース電位は急速に変動する。更に、ピーキング量も大きくなるため、オーバーシュートが生じ易くなる。

差動回路３３が上記のような特性を有するのに対し、レーザダイオード２３は、以下に説明するような特性を有する。すなわち、本実施形態の駆動回路３５は、レーザダイオード２３のカソード側に直列に接続されている。従って、レーザダイオード２３のアノードが電源配線３０ａに接続される。そして、レーザダイオード２３においては、順方向電流が小さいほど緩和振動周波数が減少する。言い換えれば、出力電流ＩｏｕｔがＬｏｗレベルに変動する際には緩和振動周波数が小さくなり、利得の帯域が狭くなる。また、出力電流ＩｏｕｔがＨｉｇｈレベルに変動する際には緩和振動周波数が大きくなり、利得の帯域が広くなる。

このように、本実施形態では、差動信号がＨｉｇｈレベルに変動する際（すなわち出力電流ＩｏｕｔがＨｉｇｈレベルに変動する際）に、差動回路３３の利得の帯域が狭くなり、その一方でレーザダイオード２３の利得の帯域が広くなる。また、差動信号がＬｏｗレベルに変動する際（すなわち出力電流ＩｏｕｔがＬｏｗレベルに変動する際）に、差動回路３３の利得の帯域が広くなり、その一方でレーザダイオード２３の利得の帯域が狭くなる。従って、差動回路３３の利得特性とレーザダイオード２３の利得特性とが互いに相殺し合い、Ｈｉｇｈレベル変動時の利得特性と、Ｌｏｗレベル変動時の利得特性とを互いにバランスさせることができる。故に、光信号Ｌｓの立ち上がり速度と立ち下がり速度とを適切にバランスさせて、光信号Ｌｓの波形の劣化を抑えることができる。

図６〜図８は、上述した本実施形態の効果を視覚的に説明するためのグラフである。図６は、本実施形態のレーザ駆動回路２２における（ａ）差動回路３３単独での周波数−利得特性、（ｂ）レーザダイオード２３単独での周波数−利得特性、及び（ｃ）差動回路３３とレーザダイオード２３とを組み合わせた周波数−利得特性、をそれぞれ示す。また、図７は、第１の比較例として、差動回路３３に固定抵抗３３ｇ、可変抵抗素子３３ｈ、及び可変容量素子３３ｋを備えない場合の（ａ）差動回路単独での周波数−利得特性、（ｂ）レーザダイオード２３単独での周波数−利得特性、及び（ｃ）差動回路とレーザダイオード２３とを組み合わせた周波数−利得特性、をそれぞれ示す。また、図８は、第２の比較例として、駆動回路の出力端がレーザダイオード２３のアノード側に接続された（すなわち、駆動回路がレーザダイオード２３と並列に接続された）場合の（ａ）差動回路３３単独での周波数−利得特性、（ｂ）レーザダイオード２３単独での周波数−利得特性、及び（ｃ）差動回路３３とレーザダイオード２３とを組み合わせた周波数−利得特性、をそれぞれ示す。なお、これらの各図において、実線はＨｉｇｈレベルへの遷移時（発光時）の特性を示し、破線はＬｏｗレベルへの遷移時（消光時）の特性を示す。

本実施形態のレーザ駆動回路２２では、差動回路３３に固定抵抗３３ｇ、可変抵抗素子３３ｈ、及び可変容量素子３３ｋが設けられたことにより、図６（ａ）に示されるように、発光時、消光時共に高周波領域においてピーキングが生じ、利得の帯域が広くなる。そして、特に消光時において大きなピーキング及び広帯域特性が得られる。また、レーザダイオード２３の特性としては、前述したように、レーザ電流が大きいほど緩和振動周波数が大きくなり、ピーキング量が減少する。従って、レーザダイオード２３のカソード側に駆動回路３５が直列に接続された場合、図６（ｂ）に示されるように、発光時の方が消光時よりも広帯域となり、ピーキングが小さくなる。従って、レーザ駆動回路２２とレーザダイオード２３とを組み合わせた場合、その総合的な周波数特性としては、図６（ｃ）に示されるように、発光時及び消光時の双方において、差動回路３３の特性とレーザダイオード２３の特性が互いに相殺され、バランスされる。これにより、発光時と消光時とで帯域差が小さく抑えられる。なお、実際には、消光時には発光時と較べて僅かに狭帯域となる。

これに対し、第１の比較例のように固定抵抗３３ｇ、可変抵抗素子３３ｈ、及び可変容量素子３３ｋを備えない場合には、高周波領域においてピーキングが生じない。このため、トランジスタ３３ｂでは電流が多く流れるほど帯域が広くなるので、図７（ａ）に示されるように、消光時に広帯域となり、発光時に狭帯域となるが、図６（ａ）と比較すると、発光時、消光時共に帯域は狭い。また、図７（ｂ）に示されるレーザダイオード２３の特性は、図６（ｂ）に示された特性と同一である。従って、このレーザ駆動回路とレーザダイオード２３とを組み合わせた場合、その総合的な周波数特性としては、図７（ｃ）に示されるように、発光時及び消光時の双方において、図６（ｃ）に示された特性よりも狭帯域となる。

また、第２の比較例のように駆動回路がレーザダイオード２３のアノード側に接続されている場合、図８（ａ）に示されるように、発光時、消光時共に高周波領域においてピーキングが生じ、利得の帯域が広くなる。そして、特に発光時において大きなピーキング及び広帯域特性が得られる。また、図８（ｂ）に示されるレーザダイオード２３の特性は、図６（ｂ）に示された特性と同一である。従って、レーザ駆動回路２２とレーザダイオード２３とを組み合わせた場合、その総合的な周波数特性としては、図８（ｃ）に示されるように、発光時において非常に広帯域となり、消光時には狭帯域となる。従って、本実施形態の場合（図６（ｃ））と比較して、発光時と消光時とで帯域差が極めて大きくなってしまう。すなわち、バランスが悪くなり、悪い方の特性に制限されて光信号の信号波形が劣化してしまう。

続いて、上述した本実施形態の効果を、図９〜図１１に示された信号波形を参照しながら説明する。図９は本実施形態のレーザ駆動回路２２、図１０は前述した第１の比較例、図１１は前述した第２の比較例による、信号波形（アイパターン）をそれぞれ示す。各図において、（ａ）は入力差動信号（ＰＡＭ−４信号）、（ｂ）は差動回路３３から出力される駆動信号Ｖｍｏｄ、（ｃ）は駆動トランジスタ３５ａのベース電圧、（ｄ）はレーザ電流ＩＬＤ、及び（ｅ）は光信号（但し縦軸は光信号強度に対応する電圧値）、のアイパターンをそれぞれ示す。

前述したように、レーザ駆動回路２２に入力される差動信号のアイ開口は、プリント基板１２、フレキシブルプリント基板１３、カップリングコンデンサ１６ａ，１６ｂ等において生じる高周波損失の影響を受けて劣化する。第１の比較例では固定抵抗３３ｇ、可変抵抗素子３３ｈ、及び可変容量素子３３ｋが設けられないので、図１０（ｂ）に示されるように、差動回路からの出力（駆動信号Ｖｍｏｄ）は、入力差動信号とほぼ同じ形となる。更に、図１０（ｃ）に示されるように、駆動トランジスタ３５ａのベース電圧も入力差動信号とほぼ同じ形となる。このため、図１０（ｄ）に示されるレーザ電流ＩＬＤは、レーザダイオード２３の電気帯域の影響を受けてフィルタリングされ、アイ開口が潰れてしまう。なお、このレーザ電流ＩＬＤがレーザダイオード２３を流れた際に生じる光信号の強度波形（図１０（ｅ））では、辛うじてＰＡＭ−４信号のアイ開口が得られている。このアイ開口は、レーザダイオード２３自体が有する緩和振動によるピーキングによって形成される。

また、第２の比較例では、差動回路３３に固定抵抗３３ｇ、可変抵抗素子３３ｈ、及び可変容量素子３３ｋが設けられることにより、図１１（ｂ）に示されるように、差動回路３３からの出力（駆動信号Ｖｍｏｄ）におけるＰＡＭ−４信号波形は大きく改善する。図１１（ｃ）に示されるように、駆動トランジスタ３５ａのベース電圧においても、駆動信号Ｖｍｏｄとほぼ同じ形が得られる。しかしながら、駆動回路がレーザダイオード２３のアノード側に接続されているので、図１１（ｄ）に示されるように、レーザ電流ＩＬＤの波形は、発光側への立ち上がりが速く、消光側への立ち下がりが遅い波形となる。その結果、図１１（ｅ）に示されるように、光信号波形は、立ち上がりが速く、立ち下がりが遅い非対称なＰＡＭ−４信号波形となる。

通常、ＰＡＭ４光波形を受信回路で判別する場合、各シンボル毎に最適な位相で判別するようなことはしない。そのため、全シンボルで同一位相（同一時刻）で判定しなければならず、アイ開口が非対称になっている波形では、特定のシンボルで誤り率が最良となるように調整しても、他のシンボルで誤り率が劣化してしまう結果、総合誤り率が低下してしまう問題がある。これは、それぞれのシンボルのアイ開口が横軸（時間）方向に揃っていないために生じる。

以上の比較例に対し、本実施形態のレーザ駆動回路２２では、第２の比較例と同様に駆動信号ＶｍｏｄにおけるＰＡＭ−４信号波形が大きく改善するが（図９（ｂ））、駆動回路３５がレーザダイオード２３のカソード側に直列に接続されているので、図９（ｄ）に示されるように、レーザ電流ＩＬＤの発光側への立ち上がりの速さ、及び消光側への立ち下がりの遅さがそれぞれ緩和される。その結果、図９（ｅ）に示されるように、光信号波形の立ち上がりの速さと立ち下がりの速さとのバランスが改善され、ＰＡＭ−４信号波形の対称性が大きく改善される。また、アイ開口も改善し、図１０（ｅ）及び図１１（ｅ）と比べてＳ／Ｎ比の良い光波形が得られる。

以上に説明したように、本実施形態のレーザ駆動回路２２によれば、差動回路３３の特性とレーザダイオード２３の特性とを互いに相殺させ、光信号Ｌｓの立ち上がり速度と立ち下がり速度とを適切にバランスさせることにより、プリント基板１２、フレキシブルプリント基板１３、カップリングコンデンサ１６ａ，１６ｂ等において生じる高周波損失の影響を抑制し、光信号Ｌｓの波形の劣化を抑えることができる。

また、前述したように、本実施形態のレーザ駆動回路２２では、駆動信号Ｖｍｏｄの振幅が、トランジスタ３３ａ，３３ｂの線形増幅動作によって、差動信号の振幅にほぼ比例する。これにより、例えば差動信号が多値信号（一例ではＰＡＭ−４信号）である場合など、レーザ駆動回路２２を線形増幅範囲内で動作させる必要がある場合であっても、そのような差動信号に基づいてレーザダイオード２３を好適に駆動することができる。

また、前述したように、本実施形態のレーザ駆動回路２２では、差動回路３３に設けられた可変抵抗素子３３ｈのインピーダンスと電流源３３ｅ，３３ｆの電流値との積ＶＲＥＸが大きくなるほど、トランジスタ３３ａ，３３ｂのトランスコンダクタンス利得が低下し、増幅率が小さくなる。逆に、積ＶＲＥＸが小さくなるほど、トランジスタ３３ａ，３３ｂのトランスコンダクタンス利得が増加し、増幅率が大きくなる。このように、積ＶＲＥＸを変化させることにより、差動回路３３の増幅率を、差動信号の振幅に応じた適切な大きさに調整することができる。

また、本実施形態のように、可変容量素子３３ｋはバラクタダイオード３３ｉ，３３ｊによって構成されてもよい。これにより、容量値の制御が容易な可変容量素子３３ｋを好適に実現することができる。

また、本実施形態のように、可変抵抗素子３３ｈはＦＥＴによって構成されてもよい。これにより、抵抗値の制御が容易な可変抵抗素子３３ｈを好適に実現することができる。

また、本実施形態のように、レーザ駆動回路２２は、レーザダイオード２３のカソード側においてレーザダイオード２３と直列に接続されるとともに、駆動回路３５と並列に接続されたバイアス電流源３９を備えてもよい。これにより、駆動回路３５を流れる電流量を低減し、駆動回路３５を高速に動作させることができる。

ここで、駆動信号Ｖｍｏｄの中間電位（コモン電位）の安定化について説明する。ＰＡＭ−４信号の入力に対して駆動トランジスタ３５ａを線形増幅させる為には、適切なバイアス電位を駆動トランジスタ３５ａのベースに与えることが望まれる。つまり、駆動トランジスタ３５ａのベース電位の平均値を保持するために、駆動信号Ｖｍｏｄの中間電位を適切な大きさに制御することが望まれる。また、駆動信号Ｖｍｏｄの中間電位は、電源配線３０ａの電圧変動の影響を受けないように制御されることが望まれる。そこで、本実施形態では、レーザ駆動回路２２に参照電位回路３７及び調整回路３８が設けられている。調整回路３８は、駆動信号Ｖｍｏｄの中間電位Ｖｃｏｍが参照電位Ｖｔｇｔに一致するように、可変抵抗（トランジスタ３８ａ）の抵抗値を制御する。

本実施形態の参照電位回路３７は、可変電流源３７ａと、トランジスタ３４ａを模擬するダイオード接続トランジスタ３７ｂと、駆動トランジスタ３５ａを模擬するダイオード接続トランジスタ３７ｃと、抵抗３５ｂを模擬する抵抗３７ｄとが、電源配線３０ａと基準電位線３０ｄとの間において互いに直列に接続されて成る。そして、参照電位Ｖｔｇｔは、少なくともダイオード接続トランジスタ３７ｂ、３７ｃ及び抵抗３７ｄにおける降下電圧を含んで生成される。このような参照電位回路３７の構成によれば、駆動回路３５の動作特性に合致した参照電位Ｖｔｇｔを簡易な構成により発生させることができる。

一例では、参照電位回路３７の可変電流源３７ａによって規定される電流量は、出力電流Ｉｏｕｔの直流電流成分Ｉｏｕｔ（ＤＣ）の１／ｍ倍（ｍは実数。好ましくは、ｍは１より大きい）とされる。この場合、抵抗３７ｄの抵抗値は抵抗３５ｂのｍ倍とされる。これにより、ダイオード接続トランジスタ３７ｃと抵抗３７ｄとの間の電位Ｖｅ２を、駆動トランジスタ３５ａと抵抗３５ｂとの間の電位Ｖｅ１に近づける（好ましくは、略等しくする）ことができる。

また、ダイオード接続トランジスタ３７ｂ，３７ｃの電圧降下は、それぞれ対応するトランジスタ３４ａ，３５ａの電圧降下と同程度となるが、厳密には僅かに異なる。その場合、可変電流源３７ａにより規定される電流量を微調整することにより、参照電位Ｖｔｇｔを精度良く得ることができる。なお、トランジスタ３４ａ，３５ａ，３７ｂ，及び３７ｃのベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅがおおよそ一致しているとすると、参照電位Ｖｔｇｔは、以下の数式（１）によって与えられる。
Ｖｔｇｔ≒２×Ｖｂｅ＋Ｉｏｕｔ（ＤＣ）／ＲＥ
≒２×Ｖｂｅ＋Ｉｏｕｔ（ＤＣ）／ｍ’×ｍ×ＲＥ ・・・（１）

調整回路３８において、駆動信号Ｖｍｏｄの中間電位Ｖｃｏｍがオペアンプ３８ｂの非反転入力端子に入力され、上記の参照電位Ｖｔｇｔがオペアンプ３８ｂの反転入力端子に入力されると、オペアンプ３８ｂは、これらの差電圧を増幅して出力する。この増幅された差電圧はトランジスタ３８ａの制御端子に入力される。ｐＭＯＳ型ＦＥＴであるトランジスタ３８ａは、可変抵抗として３極管領域で動作する。すなわち、制御端子の電位（ゲート電位）が他方の電流端子（ソース）の電位に対して下がると、両電流端子間（ドレイン−ソース間）の抵抗値が低下し、駆動信号Ｖｍｏｄの中間電位Ｖｃｏｍが上昇する。逆に、制御端子の電位（ゲート電位）が他方の電流端子（ソース）の電位に対して上昇すると、両電流端子間（ドレイン−ソース間）の抵抗値が増加し、駆動信号Ｖｍｏｄの中間電位Ｖｃｏｍが低下する。このような中間電位Ｖｃｏｍの増減を利用することにより、中間電位Ｖｃｏｍを一定値（参照電位）に保つことができるので、駆動回路３５において多値信号を歪ませること無く好適に増幅することができる。

本発明によるレーザ駆動回路は、上述した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上記実施形態において、ＣＤＲ１５に代えて、ＮＲＺ（Non Return to Zero）信号から多値信号を生成する信号処理ＩＣが設けられてもよい。また、上述した実施形態ではトランジスタ３２ａ１，３２ｂ１，３３ａ，３３ｂ，３４ａ，３５ａ，３７ｂ，３７ｃとしてバイポーラトランジスタを例示しているが、これらのトランジスタは必要に応じて適宜ＦＥＴに置き換えられてもよい。その場合、制御端子はゲート、一方の電流端子はドレイン、他方の電流端子はソースとなる。

１Ａ…光送信器、１１…筐体、１２…プリント基板、１３…フレキシブルプリント基板、１４…光送信用サブアセンブリ、２１…伝送線路、２２…レーザ駆動回路、２３…レーザダイオード、３０ａ…電源配線、３０ｂ…正相信号配線、３０ｃ…逆相信号配線、３０ｄ…基準電位線、３１ａ，３１ｂ…終端抵抗、３２ａ，３２ｂ…入力側エミッタフォロワ回路、３３…差動回路、３３ｈ…可変抵抗素子、３３ｉ，３３ｊ…バラクタダイオード、３３ｋ…可変容量素子、３４…出力側エミッタフォロワ回路、３５…駆動回路、３６…フィルタ回路、３７…参照電位回路、３８…調整回路、３９…バイアス電流源、４０…コンデンサ、Ｉｂｉａｓ…バイアス電流、Ｉｏｕｔ…出力電流、Ｌｓ…光信号、Ｎ１〜Ｎ４…ノード、Ｖｃｏｍ…中間電位、Ｖｍｏｄ…駆動信号、Ｖｔｇｔ…参照電位。

Claims (9)

1. 差動信号を受けて半導体レーザ素子の駆動電流を生成するレーザ駆動回路であって、
   互いに直列に接続された抵抗、トランジスタ、及び電流源をそれぞれ含む一対の直列回路と、前記一対の直列回路の前記トランジスタの他方の電流端子間にて互いに並列に接続された可変抵抗素子及び可変容量素子と、を有し、前記一対の直列回路それぞれの前記トランジスタの制御端子で前記差動信号を受け、前記トランジスタの一方の電流端子から駆動信号を出力する差動回路と、
   前記半導体レーザ素子のカソードに直列に接続されており、前記駆動信号を前記駆動電流に変換し、前記半導体レーザ素子に前記駆動電流を流す駆動回路と、
   を備えるレーザ駆動回路。
2. 前記可変抵抗素子はＦＥＴであり、該ＦＥＴの電流端子間の抵抗値は、該ＦＥＴの制御端子に与えられる第１の電圧によって設定され、
   前記可変容量素子はそれぞれの一端が互いに接続された２つのバラクタダイオードを有し、該２つのバラクタダイオードの他端間の静電容量は、該２つのバラクタダイオードの互いに接続された前記一端に与えられる第２の電圧によって設定される、請求項１に記載のレーザ駆動回路。
3. 前記差動回路は、前記差動信号を線形増幅した信号を前記駆動信号として出力する、請求項１または２に記載のレーザ駆動回路。
4. 前記駆動回路は、前記駆動信号を制御端子に受け、前記駆動信号に応じて前記半導体レーザ素子から一方の電流端子に前記駆動電流を引き込む駆動トランジスタを有する、請求項１〜３のいずれか一項に記載のレーザ駆動回路。
5. 前記差動信号に対する前記駆動信号の利得の周波数特性は、前記駆動信号がボトム値であるときの帯域が、前記駆動信号がピーク値であるときの帯域よりも広い、請求項１〜４のいずれか一項に記載のレーザ駆動回路。
6. 参照電位を生成する参照電位回路と、
   前記一対の直列回路に直列に接続された別の可変抵抗素子、及び前記駆動信号の中間電位を検出する検出回路を有し、該別の可変抵抗素子によって前記中間電位を前記参照電位に一致させる調整回路と、
   を更に備える、請求項１〜５のいずれか一項に記載のレーザ駆動回路。
7. 参照電位を生成する参照電位回路と、
   前記一対の直列回路に直列に接続された別の可変抵抗素子、及び前記駆動信号の中間電位を検出する検出回路を有し、該別の可変抵抗素子によって前記中間電位を前記参照電位に一致させる調整回路と、を更に備え、
   前記参照電位は、前記駆動信号のボトム値が前記駆動トランジスタのベース・エミッタ間電圧よりも高くなるように設定される、請求項４に記載のレーザ駆動回路。
8. 前記駆動回路に並列に接続され、前記駆動回路と共に前記半導体レーザ素子のカソードに接続されるバイアス電流源を更に備える、請求項１〜７のいずれか一項に記載のレーザ駆動回路。
9. 前記一対の直列回路は、ぞれぞれの前記トランジスタの制御端子で前記差動信号を受け、前記差動信号に応じて前記抵抗を流れる差動電流を増減させ、該差動電流によって前記抵抗に生じる電圧降下を前記駆動信号として出力する、請求項１〜８のいずれか一項に記載のレーザ駆動回路。

Images