JP2008243875A - 発光素子駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】トランジスタの特性のばらつきによる発光素子の発光信号波形の劣化を防止可能な発光素子駆動回路を提供する。
【解決手段】 発光素子駆動回路１００は、光を発光する半導体レーザ１１と、差動増幅器１３１を有し、前記半導体レーザ１１に駆動電流を流すレーザ駆動回路１２と、前記レーザ駆動回路１２に供給するベースバンド信号Ｓ＿ｉｎを差動増幅する前置増幅回路１３と、前記前置増幅回路１３が出力する差動信号が入力され、前記レーザ駆動回路１２が出力する信号波形と相似な波形の信号を出力するレプリカ駆動回路１９と、前記レプリカ駆動回路１９が出力する出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比を検出し、当該デューティ比に応じたデューティ比検出信号Ｖｋを出力するデューティ比検出回路２０と、前記デューティ比検出回路２０が出力するデューティ比検出信号Ｖｋに基づいて、前記前置増幅回路１３に入力されるベースバンド信号Ｓ＿ｉｎの信号レベルを制御するデューティ補償回路２１とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体レーザなどの発光素子を駆動する発光素子駆動回路に関し、特に比較的近距離の高速光データ伝送に適用される発光素子駆動回路に関する。

近年、高速なブロードバンド通信の普及、放送やＤＶＤ等の映像コンテンツのデジタル化、ハイビジョン化が急速に進められている。これに伴い、ネットワーク通信機器や映像コンテンツを扱うデジタル家電においては、処理すべきデータ量が飛躍的に増加し、装置内におけるデータ伝送速度の益々の高速化が要求されている。
一般には、装置内の回路基板間あるいは回路基板上の素子（例えば、ＬＳＩ）間での通信伝送経路に電気信号線が広く用いられているが、信号劣化やＥＭＣなどの影響により高速伝送には限界があり、電気信号線を介した伝送に代わる新たな技術が求められている。
そこで、長距離高速データ伝送と同様に、このような近距離のデータ伝送においても光伝送による高速データ伝送が提案されている。

一般に、光伝送に使用される半導体レーザでは、周囲温度の変化に伴ってスロープ効率が変動し平均パワー（平均電力）及び消光比が変動する。半導体レーザを光伝送に使用する場合には、周囲温度の変化にかかわらず平均パワー及び消光比が一定になるようにしないと、通信などに支障をきたす原因となる。このため、その不都合を解消するための従来回路として、図７に示すように、周囲温度の変化にかわらず半導体レーザの光出力を一定に維持するＡＰＣ（Automatic Power Control）回路を備えたのものが知られている。

この従来回路は、半導体レーザ１、レーザ駆動回路２、前置増幅回路３、バイアス電流回路４、受光素子５を含むモニタ回路６、基準電圧発生回路７、比較回路１０を備えている。このような構成からなる従来回路では、半導体レーザ１が発生する光を受光素子５が受けて光−電気変換を行い、この光−電気変換に応じた信号がモニタ回路６から出力される。比較回路１０は、モニタ回路６の出力を基準電圧発生回路７から出力される基準値と比較し、その比較結果に応じた信号を生成し、この生成信号によりバイアス電流回路４のバイアス電流Ｉｐが制御され、これにより、半導体レーザ１のしきい値電流が制御される。
また、比較回路１０は、モニタ回路６の出力を基準電圧発生回路７から出力される基準値と比較し、その比較結果に応じた信号を生成し、この生成信号によりレーザ駆動回路２の駆動電流（パルス電流）Ｉｏが制御される。
このような動作により、半導体レーザ１の周囲温度が変化してその特性が変化しても、その変化に応じて半導体レーザ１の駆動電流Ｉｏおよびバイアス電流（しきい値電流）Ｉｐが制御され、その光出力が一定に制御される。

さらに、この従来回路においては、半導体レーザ１を発光させている期間の出力デューティの変動及びリンギングの防止を図るために、比較回路１０の出力信号をレーザ駆動回路２の前段に設けた前置増幅回路３に供給するようにしている。
図７に示す前置増幅回路３は、具体的には図８に示すような構成からなる。すなわち、前置増幅回路３は、図８に示すように、入力用の差動対のＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２と、可変電流源用のＭＯＳトランジスタＭ３と、負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２と、出力用のＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ５と、負荷抵抗Ｒ３、Ｒ４とからなる。
このような構成からなる従来回路では、図７のレーザ駆動回路２の前段に設けた前置増幅回路３の駆動電流Ｉｑを比較回路１０の出力信号、すなわちレーザ駆動回路２の駆動電流Ｉｏの大きさに応じて変更することができ、半導体レーザの発光信号のデューティ比やリンギングの改善を図ることができる。
特開平１１−２０４８７０号公報

ところで、近距離の光伝送においては、送信のために使用する半導体レーザの光出力パワ−を大きくする必要がなく、むしろ低電力で光出力を行うことにより、低消費電力化を実現できる。
しかしながら、従来回路では、レーザ駆動回路２の駆動電流Ｉｏが微小になった際には前置増幅回路３の駆動電流Ｉｑも小さくなる。駆動電流Ｉｏが微小な領域においては、レーザ駆動回路２を構成するＭＯＳトランジスタの特性のばらつきや該ＭＯＳトランジスタの温度変動特性の影響が大きくなるため、レーザ駆動回路２の出力波形のクロスポイントに歪みが生じ易くなり、結果として、送信光波形の劣化を招き、通信に支障をきたす恐れがある。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、トランジスタの特性のばらつきによる発光素子の発光信号波形の劣化を防止可能な発光素子駆動回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、光を発光する発光素子と、差動増幅器を有し、前記発光素子に駆動電流を流す駆動回路と、前記駆動回路に供給する差動信号を差動増幅する前置増幅回路と、前記駆動回路が出力する信号のデューティ比を検出し、当該デューティ比に応じた検出信号を出力するデューティ比検出回路と、前記デューティ比検出回路が出力する検出信号に基づいて、前記前置増幅回路に入力される差動信号の信号レベルを制御するデューティ補償回路とを備えていることを特徴とする発光素子駆動回路を提供する。

この構成によれば、駆動回路が出力する信号のデューティ比がデューティ比検出回路により検出され、そして、そのデューティ比に基づいて、前置増幅回路に入力される差動信号の信号レベルがデューティ補償回路によって制御される。
この結果、駆動回路に含まれるトランジスタの特性にばらつき等の影響により、当該駆動回路から出力される信号波形のクロスポイントに歪みが生じデューティ比に変動が生じる場合であっても、デューティ補償回路の制御によって、デューティ比の変動が補償され、クロスポイントの歪みが抑制される。これにより、クロスポイントに歪みのない駆動電流により発光素子が駆動されるため、発光素子を正確に駆動し劣化の無い発光信号波形が得られる。

また本発明は、上記発明において、前記前置増幅回路が出力する差動信号が入力され、前記駆動回路が出力する信号波形を前記デューティ比検出回路に出力するレプリカ駆動回路を備えたことを特徴とする。
この構成によれば、駆動回路が出力する信号波形がレプリカ駆動回路から出力され、その信号のデューティ比がデューティ比検出回路により検出され、そして、そのデューティ比に基づいて、前置増幅回路に入力される差動信号の信号レベルがデューティ補償回路によって制御される。
さらに、上記の構成によれば、レプリカ駆動回路の出力信号をデューティ比検出回路に入力する構成としているため、次のような効果を奏する。すなわち、駆動回路の出力信号を配線によりデューティ比検出回路に引き出す構成とすると、駆動回路からデューティ比検出回路への引き出し配線に容量が寄生し、駆動回路と発光素子との間にインピーダンス不整合が生じる。これにより発光素子に流れる駆動電流の波形が歪み発光素子の発光信号波形が崩れる恐れがある。また、デューティ比検出回路に入力される信号波形にも、引き出し配線に寄生した容量によって歪みが生じデューティ比の検出値が不正確となる。
これに対して、本発明では、レプリカ駆動回路の出力信号をデューティ比検出回路に入力する構成としているため、デューティ比を正確に検出することが可能となり、また、駆動電流の波形に影響を与えることもない。

本発明は、上記発明において、前記レプリカ駆動回路が有する差動増幅器の差動対を構成するトランジスタのゲートサイズを、前記駆動回路が有する差動増幅の差動対を構成するトランジスタのゲートサイズよりも小さくしたことを特徴とする。
この構成によれば、レプリカ駆動回路の差動増幅器が、駆動回路の差動増幅器よりも少ない電力で駆動されるため、発光素子駆動回路の省電力化が可能となる。

本発明は、上記発明において、前記デューティ比検出回路は、前記レプリカ駆動回路が出力する信号のデューティ比が大きいほど高い電位の検出信号を出力するローパスフィルタを有し、前記デューティ補償回路は、前記検出信号の電位が高いほど、前記前置増幅器に入力する差動信号のレベルを下げることを特徴とする。
この構成によれば、レプリカ駆動回路の出力信号のデューティ比をローパスフィルタにより簡易な構成で検出することができ、また、前置増幅器に入力する差動信号のレベル調整により簡単にデューティ比を補償することができる。

本発明は、上記発明において、前記駆動回路及び前記前置増幅回路は、自己の駆動電流を制御可能に構成され、前記発光素子にバイアス電流を供給するバイアス電流回路と、前記発光素子の発光状態を検出し、当該検出に応じた電気信号を生成するモニタ回路と、前記モニタ回路が生成する電気信号の大きさを基準値と比較し、当該比較結果に応じた信号を前記駆動回路、前記レプリカ駆動回路、前記前置増幅回路、及び、前記バイアス電流回路のそれぞれに、各々の駆動電流を制御する信号として供給する比較回路と、前記前置増幅回路の駆動電流を電流補償回路とを備え、前記前置増幅回路は、差動信号を入力する差動対のトランジスタと、前記差動対のトランジスタに直列に接続され、前記比較回路からの信号にしたがって前記差動対のトランジスタに流れる電流を制御する可変電流源とを有し、前記電流補償回路は、前記可変電流源に並列に接続され、前記差動対のトランジスタに所定の補償電流を供給することを特徴とする。

この構成によれば、比較回路からの信号にしたがって前置増幅回路の駆動電流が低下する場合であっても、電流補償回路によって所定の補償電流が供給されているため、駆動電流の下限値が低くなり過ぎて、後段の駆動回路などのトランジスタをスイッチングさせるのに十分な電流が流れなくなる、といった弊害が防止される。また、これにより、発光素子の発光信号のデューティ比やリンギングの改善を図りつつ、発光素子の高速動作が可能になる。

本発明は、上記発明において、前記発光素子は、データ伝送用の半導体レーザであることを特徴とする。
この構成によれば、発光素子駆動回路を低電力で駆動する場合でも、トランジスタの特性ばらつきの影響などによる駆動信号のクロスポイントの歪みが抑制されデューティ比の変動が抑制されるため、データ伝送用の発光信号の劣化を防止し、低電力で信頼性の高いデータ伝送が実現可能になる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の発光素子駆動回路１００の実施形態の構成を示すブロック図であり、図２は、図１に示す発光素子駆動回路１００をＭＯＳトランジスタを用いて具体化した回路図である。これらの図に示すように、発光素子駆動回路１００は、半導体レーザ（レーザダイオード）１１と、レーザ駆動回路１２と、前置増幅回路１３と、電流補償回路１４と、バイアス電流回路１５と、受光素子（フォトダイオード）１６１を有するモニタ回路１６と、基準電圧発生回路１７と、比較回路１８と、レプリカレーザ駆動回路１９と、デューティ比検出回路２０と、デューティ補償回路２１とを備えている。

半導体レーザ１１は、光信号を発生する発光素子であって、例えば通信などに使用される発光素子である。この半導体レーザ１１は、その一端側が正の電源に接続され、その他端側がバイアス電流回路１５に直接接続されるとともに、容量Ｃ１１（図２参照）を介してレーザ駆動回路１２の出力端子と接続されている。この容量Ｃ１１はレーザ駆動回路１２と半導体レーザ１１とを接続する配線に寄生した容量である。
レーザ駆動回路１２は、差動増幅器から構成され、上位の回路から発光素子駆動回路１００に入力されたベースバンド信号Ｓ＿ｉｎに基づいて変調された駆動電流（例えば、パルス電流）を半導体レーザ１１に流すとともに、その駆動電流の大きさが制御可能に構成されている。

具体的には、レーザ駆動回路１２は、図２に示すように、差動対からなるＮ型のＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２と、可変電流源としてのＮ型のＭＯＳトランジスタＭ１３と、ＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２の負荷となる負荷抵抗Ｒ１１、Ｒ１２とからなり、これらが差動増幅器を形成している。
さらに詳述すると、ＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２は、その各ゲートに前段の前置増幅回路１３からの非反転出力信号および反転出力信号が入力される。ＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２の各ソースは共通接続され、その共通接続部がＭＯＳトランジスタＭ１３を介して接地されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２の各ドレインは、対応する負荷抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を介して正の電源に接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタＭ１３のゲートは、比較回路１８の出力信号が供給されるように比較回路１８の出力端子に接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインに流れる電流が半導体レーザ１１の駆動電流となる。

前置増幅回路１３は、レーザ駆動回路１２に供給すべき差動信号を増幅するとともに、自己の駆動電流を制御できるようになっている。すなわち、前置増幅回路１３は、図３に示すように、外部から自己の駆動電流が制御可能な差動増幅回路１３１と、ソースフォロワからなるバッファ回路１３２、１３３とから構成される。
差動増幅回路１３１は、図３に示すように、差動対からなるＮ型のＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２と、可変電流源としてのＮ型のＭＯＳトランジスタＭ１５と、ＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２の負荷となる負荷抵抗Ｒ２１、Ｒ２２とからなる。

さらに詳述すると、ＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２は、その各ゲートに所定の非反転入力信号および反転入力信号が入力されるようになっている。非反転入力信号は上記ベースバンド信号Ｓ＿ｉｎであり、反転入力信号は該ベースバンド信号Ｓ＿ｉｎの反転信号（−）Ｓ＿ｉｎである。すなわち、発光素子駆動回路１００には、ベースバンド信号Ｓ＿ｉｎが差動入力されノイズに対する耐性が高められている。

ＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２の各ソースは共通接続され、その共通接続部がＭＯＳトランジスタＭ１５を介して接地されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２の各ドレインは、対応する負荷抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を介して正の電源に接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートは、比較回路１８の出力信号Ｖｊが供給されるようにその出力端子に接続されている。

電流補償回路１４は、前置増幅回路１３の駆動電流（動作電流）を補償するために、前置増幅回路１３の動作中に所定の補償電流を供給する回路である。すなわち、電流補償回路１４は、図２および図３に示すような定電流回路からなり、可変定電流源であるＭＯＳトランジスタＭ１５に並列に接続されている。
さらに詳述すると、電流補償回路１４は、図３に示すように、ＭＯＳトランジスタＭ１５に並列に接続されるＮ型のＭＯＳトランジスタＭ１６と、このＭＯＳトランジスタＭ１６のゲートに固定のバイアス電圧を供給する定電圧源１４１とからなり、これらが定電流源回路を構成している。

ここで、定電圧源１４１は、生成するバイアス電圧に温度依存性がないものが好ましく、また、そのバイアス電圧が可変できる上に任意の値に設定できる可変型の定電圧源に代えるようにしても良い。
バッファ回路１３２は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＭ２３と負荷抵抗Ｒ２３とからなり、これらでソースフォロワを構成している。また、バッファ回路１３３は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＭ２４と負荷抵抗Ｒ２４とからなり、これらでソースフォロワを構成している。

さらに詳述すると、図３に示すように、ＭＯＳトランジスタＭ２３と負荷抵抗Ｒ２３とが直列に接続され、その一端側が正の電源に接続され、その他端側が接地され、その共通接続部がレーザ駆動回路１２のＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ２３のゲートは、ＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインに接続されている。
ＭＯＳトランジスタＭ２４と負荷抵抗Ｒ２４とは直列に接続され、その一端側が正の電源に接続され、その他端側が接地され、その共通接続部がレーザ駆動回路１２のＭＯＳトランジスタＭ１２のゲートに接続されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ２４のゲートは、ＭＯＳトランジスタＭ２２のドレインに接続されている。

図１及び図２のバイアス電流回路１５は、半導体レーザ１１に供給するバイアス電流を生成するとともに、そのバイアス電流が制御可能な回路である。このため、バイアス電流回路１５は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＭ１４から構成され、そのゲート電圧が比較回路１８の出力信号Ｖｊによって制御されるようになっている。さらに詳述すると、ＭＯＳトランジスタＭ１４は、ゲートが比較回路１８の出力端子に接続され、ドレインが半導体レーザ１１に接続され、ソースが接地されている。

モニタ回路１６は、半導体レーザ１の発光状態を監視し、その発光量に応じた電気信号を生成するための回路である。このため、モニタ回路１６は、半導体レーザ１が発生する光信号を受け、この受けた光信号に応じた電流を生成する受光素子１６１と、この受光素子１６１により生成される電流に応じた電圧を生成する抵抗Ｒ１３とからなる。
さらに詳述すると、受光素子１６１と抵抗Ｒ１３とが直列に接続され、その一端側が正の電源に接続され、その他端側が接地され、かつその共通接続部が比較回路１８の（−）入力端子に接続されている。

基準電圧発生回路１７は、比較回路１８に供給するための基準電圧Ｖｒｅｆを発生する回路であり、温度変化にかかわらず所定の電圧を発生するようになっている。
比較回路１８は、モニタ回路１６で得られる電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、その比較結果に応じた出力信号を生成して出力する回路である。この比較回路１８の出力信号Ｖｊは、図２に示すように、前置増幅回路１３のＭＯＳトランジスタＭ１５、レーザ駆動回路１２のＭＯＳトランジスタＭ１３、およびバイアス電流回路１５のＭＯＳトランジスタＭ１４の各ゲートに供給されるようになっている。

レプリカレーザ駆動回路１９は、レーザ駆動回路１２の出力波形と相似な波形を出力する回路であり、レーザ駆動回路１２に並列に設けられており、その回路構成はレーザ駆動回路１２と略同一に構成されている。すなわち、レプリカレーザ駆動回路１９は、図２に示すように、差動対からなるＮ型のＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２と、可変電流源としてのＮ型のＭＯＳトランジスタＭ３３と、ＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２の負荷となる負荷抵抗Ｒ３１、Ｒ３２とからなり、これらが差動増幅器を形成している。

ＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２は、その各ゲートに前段の前置増幅回路１３からの非反転出力信号および反転出力信号が入力される。ＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２の各ソースは共通接続され、その共通接続部がＭＯＳトランジスタＭ３３を介して接地されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２の各ドレインは、対応する負荷抵抗Ｒ３１、Ｒ３２を介して正の電源に接続されている。さらに、ＭＯＳトランジスタＭ３３のゲートは、比較回路１８の出力信号が供給されるように比較回路１８の出力端子に接続されている。
このレプリカレーザ駆動回路１９は、少なくともレーザ駆動回路１２と同一チップ上に形成されており、レプリカレーザ駆動回路１９のＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２、Ｍ３３の特性は、レーザ駆動回路１２のＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１３の特性と同等とみなすことができる。

ここで、レプリカレーザ駆動回路１９のＭＯＳトランジスタＭ３１、３２、３３は、いずれも、レーザ駆動回路１２のＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１３に比して、ゲートサイズが１／１０に設定されており、ＭＯＳトランジスタＭ３１、３２、３３に流れるバイアス電流がレーザ駆動回路１２よりも小さくされている。これにより、レプリカレーザ駆動回路１９の消費電力をレーザ駆動回路１２より低くし省電力化が図られる。

ただし、レーザ駆動回路１２の出力と略等価な出力をレプリカレーザ駆動回路１９から得るために、ＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２の負荷抵抗Ｒ３１、Ｒ３２の抵抗値は、レーザ駆動回路１２のＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２の負荷抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値に比して、約１０倍に設定されている。
なお、上述したＭＯＳトランジスタＭ３１、３２、３３のゲートサイズはあくまでも一例であり、レプリカレーザ駆動回路１９の後段に接続された回路が駆動可能な範囲で任意に設定可能である。

デューティ比検出回路２０は、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比に応じたデューティ比検出信号Ｖｋを出力するものであり、差動増幅器４０と、ローパスフィルタ４１とを有している。
さらに詳述すると、レプリカレーザ駆動回路１９のＭＯＳトランジスタＭ３２のドレインに流れる電流、すなわち、レーザ駆動回路１２が生成する駆動電流と等価な電流が出力信号Ｖｏｕｔとして差動増幅器４０に非反転入力信号として入力される。一方、レプリカレーザ駆動回路１９においてはＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２が差動対を構成し、各ソースが可変電流源たるＭＯＳトランジスタＭ３３に共通接続されているため、ＭＯＳトランジスタＭ３１のドレインに流れる電流は、ＭＯＳトランジスタＭ３２のドレインに流れる出力信号Ｖｏｕｔの反転信号となる。この反転信号（−）Ｖｏｕｔが差動増幅器４０に反転入力信号として入力される。

差動増幅器４０は、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔ、その反転信号（−）Ｖｏｕｔから同相成分のノイズを除去し、それぞれをローパスフィルタ４１に出力する。
ローパスフィルタ４１は、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔ、その反転信号（−）Ｖｏｕｔの各々について、デューティ比に応じた電位のデューティ比検出信号Ｖｋをデューティ補償回路２１に出力する。
さらに詳述すると、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔの交流成分がローパスフィルタ４１を通過することで除去され、直流成分の信号が出力される。このとき、デューティ比が大きいほど、すなわち、出力信号Ｖｏｕｔの１周期の中でハイレベルとなる期間が長いほど、出力信号Ｖｏｕｔの平均電位が高くなるため、ローパスフィルタ４１からは高い電位の直流成分信号が出力される。また、出力信号Ｖｏｕｔの反転信号（−）Ｖｏｕｔについても同様である。

デューティ補償回路２１は、デューティ比検出回路２０が出力するデューティ比検出信号Ｖｋに基づいて、発光素子駆動回路１００に入力されるベースバンド信号Ｓ＿ｉｎと、その反転信号（−）Ｓ＿ｉｎの信号レベルを可変して、レプリカレーザ駆動回路１９が出力する出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比を可変する。

さらに詳述すると、デューティ補償回路２１は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＭ４０、４１、４２から構成されている。ＭＯＳトランジスタＭ４０は、発光素子駆動回路１００へのベースバンド信号Ｓ＿ｉｎの入力ラインにドレインが接続され、ゲートにはデューティ比検出信号Ｖｋが入力されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ４１は、発光素子駆動回路１００へのベースバンド信号Ｓ＿ｉｎの反転信号（−）Ｓ＿ｉｎの入力ラインにドレインが接続され、ゲートにはデューティ比検出信号Ｖｋが入力されている。
ＭＯＳトランジスタＭ４２はソースが接地電位に維持されると共に、ゲート電位が図示しない電圧源（例えば、）により一定電位に保持されて定電流源を構成する。
このＭＯＳトランジスタＭ４２のドレインには、ＭＯＳトランジスタＭ４０、Ｍ４１の各ソースが共通接続されており、ＭＯＳトランジスタＭ４０、Ｍ４１のそれぞれのドレイン−ソース間に流れる電流（バイアス電流）の総和は常に一定に維持される。

次に、このような構成からなる実施形態の動作について説明する。
いま、半導体レーザ１１が発光しているものとすると、モニタ回路１６は、半導体レーザ１１の発光状態を監視し、その発光量に応じた電圧を抵抗Ｒ１３の両端に発生させる。比較回路１８は、モニタ回路１６で得られる電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、その比較結果に応じた出力信号を生成する。

この比較回路１８の出力信号Ｖｊは、前置増幅回路１３のＭＯＳトランジスタＭ１５、レーザ駆動回路１２のＭＯＳトランジスタＭ１３、およびバイアス電流回路１５のＭＯＳトランジスタＭ１４の各ゲートに供給される。
この結果、比較回路１８の出力信号Ｖｊの大小に応じて、前置増幅回路１３の動作電流（駆動電流）、レーザ駆動回路１２の駆動電流、およびバイアス電流回路１５のバイアス電流がそれぞれ変化するので、半導体レーザ１１からの光出力は、その周囲温度が変化しても一定に制御される。
このような制御により、前置増幅回路１３の駆動電流の大小にかかわらず、その前置増幅回路１３からの出力信号のデューティ比やリンギングを改善することができる。

次に、図３に示す前置増幅回路１３の動作について説明する。
まず、図３において、電流補償回路１４を備えていない場合を想定して説明する。この場合に、前置増幅回路１３の駆動電流、すなわち差動増幅回路１３１の駆動電流Ｉは、上記のようにＭＯＳトランジスタＭ１５のゲートに印加されるバイアス電圧で制御される。しかし、その駆動電流が小さくなりすぎると、差動対を構成するＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２には、バッファ回路１３２、１３３を構成するＭＯＳトランジスタＭ２３，Ｍ２４をスイッチングさせるための十分な駆動電流が与えられなくなる。

ここで、ＭＯＳトランジスタＭ２１、Ｍ２２のゲートを容量成分とみなしたときに、その容量値をＣｐとすると、ＭＯＳトランジスタＭ２３、Ｍ２４のスイッチング速度を決める差動増幅回路１３１（前置増幅回路１３）のスルーレートＳＲは、次の（１）式のようになる。
ＳＲ＝Ｉ／Ｃｐ・・・（１）
（１）式によれば、前置増幅回路１３のスルーレートＳＲは、差動増幅回路１３１の駆動電流Ｉが小さくなるとそれに応じて小さくなるため、電流補償回路１４を備えていない回路を、通信に使用する場合には、十分な高速性を保つことができなくなる。
これに対して、本実施形態では、図１及び図２に示すように、ＭＯＳトランジスタＭ１５に並列に接続される電流補償回路１４を備えている。そして、電流補償回路１４は、半導体レーザ１１の発光強度の有無にかかわらず、補償電流ＩＡを前置増幅回路１３に供給するようにしているので、前置増幅回路１３は、高速通信ができるようにするために必要なスルーレートを実現できる。

次にデューティ比検出回路２０及びデューティ補償回路２１の動作について説明する。
レーザ駆動回路１２の駆動電流が小さくなると、一般に、レーザ駆動回路１２を構成するＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２の特性のばらつきや該ＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２の温度変動特性の影響が大きくなり、レーザ駆動回路１２の出力波形のクロスポイントに歪みが生じ、結果として、出力波形のデューティ比が所定の値に対して上下動する。このようなクロスポイントの歪みによるデューティ比変動は、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔにも同様に現れる。

図４は、出力信号Ｖｏｕｔのシミュレーション結果の一例を示す図であり、図４（Ａ）はデューティ補償回路２１による補償がない場合のアイパターンを示し、図４（Ｂ）はデューティ補償回路２１による補償がある場合のアイパターンを示す。
図４（Ａ）に示すように、デューティ補償回路２１によるデューティ比の補償がない場合、一般に、レーザ駆動回路１２においては、出力信号ＶｏｕｔのクロスポイントＸｐがハイレベル側にシフトしてデューティ比が大きくなる傾向が見られる。

かかる出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比はデューティ比検出回路２０により検出され、出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比が大きくなるほど高い電位のデューティ比検出信号Ｖｋがデューティ補償回路２１に出力される。そして、このデューティ比検出信号Ｖｋの電位がデューティ補償回路２１のＭＯＳトランジスタＭ４０、Ｍ４１に印加され、出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比の大小によって、ＭＯＳトランジスタＭ４０、Ｍ４１のドレイン−ソース間を流れるバイアス電流が制御される。

したがって、出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比が大きくなると、ＭＯＳトランジスタＭ４０、Ｍ４１のバイアス電流が大きくなるため、ドレイン側に接続されている入力ラインのベースバンド信号Ｓ＿ｉｎ、及び、その反転信号（−）Ｓ＿ｉｎの信号レベルが低下する。
これにより、図５に示すように、ベースバンド信号Ｓ＿ｉｎの信号レベルが低下するにしたがって、ベースバンド信号Ｓ＿ｉｎのハイレベルの期間ｔが短縮されるため、出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比を下げる補正が働くこととなる。

この結果、図４（Ｂ）に示すように、図４（Ａ）の出力信号Ｖｏｕｔの波形に対し、デューティ補償回路２１による出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比補償を行うことによって、クロスポイントＸｐのハイレベル側へのシフトが解消され、デューティ比が改善されている。

以上説明したように、本実施形態によれば、レーザ駆動回路１２に含まれるＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２の特性にばらつき等の影響により、当該レーザ駆動回路１２から出力される信号波形のクロスポイントＸｐに歪みが生じ、信号波形のデューティ比に変動が生じる場合であっても、デューティ補償回路２１の制御によって、デューティ比の変動が補償され、クロスポイントＸｐの歪みが抑制される。これにより、半導体レーザ１１の発光信号の劣化を防止し、低電力駆動でも信頼性の高いデータ伝送が実現可能になる。

また、本実施形態によれば、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔをデューティ比検出回路２０に入力する構成としているため、次のような効果を奏する。
すなわち、図６に示すように、レーザ駆動回路１２の出力信号をデューティ比検出回路２０に入力する構成の発光素子駆動回路２００においては、レーザ駆動回路１２のＭＯＳトランジスタＭ１２及びＭＯＳトランジスタＭ１１のそれぞれのドレイン側から配線が引き出されてデューティ比検出回路２０に入力される。しかしながら、レーザ駆動回路１２から配線を引き出してデューティ比検出回路２０に信号を入力すると、引き出した配線に容量Ｃ２１、Ｃ２２が寄生する。この結果、これらの容量Ｃ２１、Ｃ２２によって、レーザ駆動回路１２と半導体レーザ１１との間にインピーダンス不整合が生じ、半導体レーザ１１に流れる駆動電流の波形が歪み、半導体レーザ１１の発光信号波形に崩れが生じる可能性がある。また容量Ｃ１１、Ｃ１２によって、レーザ駆動回路１２の出力信号波形に歪みが生じデューティ比の検出値が不正確になる。

これに対して、本実施形態では、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔをデューティ比検出回路２０に入力する構成としているため、デューティ比を正確に検出することが可能となり、また、半導体レーザ１１を駆動する駆動電流の波形に影響を与えることもない。

また、本実施形態によれば、レプリカレーザ駆動回路１９において差動対を構成するＭＯＳトランジスタＭ３１、Ｍ３２のゲートサイズを、レーザ駆動回路１２において差動対を構成するＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２のゲートサイズよりも小さくしたため、レプリカレーザ駆動回路１９が、レーザ駆動回路１２よりも少ない電力で動作するため、発光素子駆動回路１００の省電力化が図られる。

また、本実施形態によれば、デューティ比検出回路２０は、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比が大きいほど高い電位のデューティ比検出信号Ｖｋを出力するローパスフィルタ４１により構成されているため、レプリカレーザ駆動回路１９の出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比をローパスフィルタ４１により簡易な構成で検出することができる。
また、デューティ補償回路２１は、デューティ比検出信号Ｖｋの電位が高いほど、前置増幅回路１３に入力する差動信号たるベースバンド信号Ｓ＿ｉｎ、及び、その反転信号（−）Ｓ＿ｉｎのそれぞれの信号レベルを下げることで、出力信号Ｖｏｕｔのデューティ比を補償するため、ベースバンド信号Ｓ＿ｉｎのレベル調整により簡単にデューティ比が補償される。

また本実施形態によれば、前置増幅回路１３に電流補償回路１４を設け、比較回路１８からの出力信号Ｖｊにしたがって前置増幅回路１３の駆動電流が低下する場合であっても、電流補償回路１４によって所定の補償電流が供給されているため、駆動電流の下限値が低くなり過ぎて、後段の駆動回路などのトランジスタをスイッチングさせるのに十分な電流が流れなくなる、といった弊害が防止される。また、これにより、半導体レーザ１１の発光信号のデューティ比やリンギングの改善を図りつつ、半導体レーザ１１の高速動作が可能になる。

なお、上述した実施の形態は、あくまでも本発明の一態様を示すものであり、本発明の範囲内で任意に変形および応用が可能であることは勿論である。

本発明の実施形態に係る発光素子駆動回路のブロック図である。 同発光素子駆動回路の具体的な構成例を示す回路図である。 前置増幅回路と電流補償回路との具体的な構成例を示す回路図である。 シミュレーションによるレーザ駆動回路の出力波形を示す図であり、（Ａ）はデューティ補償がない場合、（Ｂ）はデューティ補償がある場合を示す。 ベースバンド信号の信号レベルとデューティとの関係を説明するための図である。 本発明の実施形態に対する参考回路の一例を示す回路図である。 従来の半導体レーザ駆動回路の具体的な構成を示す回路図である。 従来の前置増幅回路を示す回路図である。

符号の説明

１１…半導体レーザ（発光素子）、１２…レーザ駆動回路、１３…前置増幅回路、１４…電流補償回路、１５…バイアス電流回路、１６…モニタ回路、１７…基準電圧発生回路、１８…比較回路、１９…レプリカレーザ駆動回路、２０…デューティ比検出回路、２１…デューティ補償回路、４０…差動増幅器、４１…ローパスフィルタ、１００…発光素子駆動回路、１３１…差動増幅回路、１４１…定電圧源、ＩＡ…補償電流、Ｓ＿ｉｎ…ベースバンド信号、Ｖｋ…デューティ比検出信号、Ｖｏｕｔ…出力信号、Ｘｐ…クロスポイント、ｔ…ハイレベル期間。

Claims (6)

1. 光を発光する発光素子と、
   差動増幅器を有し、前記発光素子に駆動電流を流す駆動回路と、
   前記駆動回路に供給する差動信号を差動増幅する前置増幅回路と、
   前記駆動回路が出力する信号のデューティ比を検出し、当該デューティ比に応じた検出信号を出力するデューティ比検出回路と、
   前記デューティ比検出回路が出力する検出信号に基づいて、前記前置増幅回路に入力される差動信号の信号レベルを制御するデューティ補償回路と
   を備えていることを特徴とする発光素子駆動回路。
2. 請求項１に記載の発光素子駆動回路において、
   前記前置増幅回路が出力する差動信号が入力され、前記駆動回路が出力する信号波形を前記デューティ比検出回路に出力するレプリカ駆動回路を備えたことを特徴とする発光素子駆動回路。
3. 請求項２に記載の発光素子駆動回路において、
   前記レプリカ駆動回路が有する差動増幅器の差動対を構成するトランジスタのゲートサイズを、前記駆動回路が有する差動増幅の差動対を構成するトランジスタのゲートサイズよりも小さくしたことを特徴とする発光素子駆動回路。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の発光素子駆動回路において、
   前記デューティ比検出回路は、前記レプリカ駆動回路が出力する信号のデューティ比が大きいほど高い電位の検出信号を出力するローパスフィルタを有し、
   前記デューティ補償回路は、前記検出信号の電位が高いほど前記前置増幅器に入力する差動信号のレベルを下げることを特徴とする発光素子駆動回路。
5. 請求項２乃至４のいずれかに記載の発光素子駆動回路において、
   前記駆動回路及び前記前置増幅回路は、自己の駆動電流を制御可能に構成され、
   前記発光素子にバイアス電流を供給するバイアス電流回路と、
   前記発光素子の発光状態を検出し、当該検出に応じた電気信号を生成するモニタ回路と、
   前記モニタ回路が生成する電気信号の大きさを基準値と比較し、当該比較結果に応じた信号を前記駆動回路、前記レプリカ駆動回路、前記前置増幅回路、及び、前記バイアス電流回路のそれぞれに、各々の駆動電流を制御する信号として供給する比較回路と、
   前記前置増幅回路の駆動電流を電流補償回路とを備え、
   前記前置増幅回路は、差動信号を入力する差動対のトランジスタと、前記差動対のトランジスタに直列に接続され、前記比較回路からの信号にしたがって前記差動対のトランジスタに流れる電流を制御する可変電流源とを有し、
   前記電流補償回路は、前記可変電流源に並列に接続され、前記差動対のトランジスタに所定の補償電流を供給する
   ことを特徴とする発光素子駆動回路。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の発光素子駆動回路において、
   前記発光素子は、データ伝送用の半導体レーザであることを特徴とする発光素子駆動回路。

Images