JP2001292036A - 電流−電圧変換回路 - Google Patents
電流−電圧変換回路Info
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- JP2001292036A JP2001292036A JP2000103892A JP2000103892A JP2001292036A JP 2001292036 A JP2001292036 A JP 2001292036A JP 2000103892 A JP2000103892 A JP 2000103892A JP 2000103892 A JP2000103892 A JP 2000103892A JP 2001292036 A JP2001292036 A JP 2001292036A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 応答性に優れ、温度変動および駆動電源変動
に対して安定な出力が得られる電流−電圧変換回路を提
供する。 【解決手段】 電流−電圧変換部２の温度補償をバイア
ス電圧部７で行うとともに、カレントミラー部５の温度
補償をレベルシフト部４で行う電流−電圧変換回路１。
に対して安定な出力が得られる電流−電圧変換回路を提
供する。 【解決手段】 電流−電圧変換部２の温度補償をバイア
ス電圧部７で行うとともに、カレントミラー部５の温度
補償をレベルシフト部４で行う電流−電圧変換回路１。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、加入者線光伝送
の光送信系に用いられるレーザダイオードの出力変動を
安定にする自動電力制御回路（ＡＰＣ）の電流−電圧変
換回路に係り、特に温度変動に対して安定した電流−電
圧変換が実現できる電流−電圧変換回路に関する。
の光送信系に用いられるレーザダイオードの出力変動を
安定にする自動電力制御回路（ＡＰＣ）の電流−電圧変
換回路に係り、特に温度変動に対して安定した電流−電
圧変換が実現できる電流−電圧変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、加入者線光伝送方式は、ＰＤＳ
（Ｐａｓｓｉｖｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｔａｒ）構成のよ
うに、信号マーク率が幅広く変化するバースト性信号を
送受信する光伝送方式が実用化されている。このような
ＰＤＳ構成の光インタフェースには、発光素子として通
常レーザダイオード（ＬＤ）が用いられている。しか
し、レーザダイオード（ＬＤ）は、周囲温度の変化に対
して特性変動が大きいため、この特性変動を補償して一
定の光送信レベルに保つために自動電力制御回路（ＡＰ
Ｃ）が用いられる。図２に従来の自動電力制御回路（Ａ
ＰＣ）の要部ブロック構成図を示す。図２において、レ
ーザダイオード（ＬＤ）から発生するレーザ光出力ＬZ
の背面光ＬB は、フォトダイオード（ＰＤ）にて受光さ
れ、入力電流（検出電流）Ｉｉに変換されてＡＰＣ（自
動電力制御回路）５０に入力される。ＬＤ駆動回路５４
は、電気入力信号ＳI により駆動され、電気入力信号Ｓ
I に対応した電流ＩD をレーザダイオード（ＬＤ）に流
し、レーザダイオード（ＬＤ）を駆動する。ＡＰＣ（自
動電力制御回路）５０は、電流−電圧変換回路５１、ピ
ークホールド回路５２、差動増幅器５３を備える。電流
−電圧変換回路５１は、フォトダイオード（ＰＤ）で変
換された入力電流（検出電流）Ｉｉを電圧に変換し、変
換した電圧を出力電圧ＶO として出力する。ピークホー
ルド回路５２は、電流−電圧変換回路５１から供給され
る出力電圧ＶO のピーク値（最大値）をホールドし、ピ
ーク電圧ＶP を発生する。差動増幅器５３は、ピークホ
ールド回路５２から供給されるピーク電圧ＶP と基準電
圧ＶF の偏差（＝ＶP −ＶF ）を増幅し、ＡＰＣ出力Ｖ
APC をＬＤ駆動回路５４に供給する。例えば、レーザダ
イオード（ＬＤ）が周囲温度の変化によりレーザ光出力
ＬZのレベルが変動すると、フォトダイオード（ＰＤ）
が受光する背面光ＬB も変動し、入力電流（検出電流）
Ｉｉが変動する。入力電流Ｉｉの変動に伴い、出力電圧
ＶO ならびにピーク電圧ＶP も変動するため、ＡＰＣ出
力ＶAPC がＬＤ駆動回路５４の駆動を制御して電流ＩD
がレーザ光出力ＬZ のレベル変動を抑えるようにする。
このように、ＡＰＣ（自動電力制御回路）５０は、レー
ザ光出力ＬZ のレベル変動を抑制して一定レベルとなる
よう負帰還（ＮＦＢ）制御系を構成する。従来の電流−
電圧変換回路として、例えば特開平１１−６８６７７号
公報に開示されているものが知られている。
（Ｐａｓｓｉｖｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｔａｒ）構成のよ
うに、信号マーク率が幅広く変化するバースト性信号を
送受信する光伝送方式が実用化されている。このような
ＰＤＳ構成の光インタフェースには、発光素子として通
常レーザダイオード（ＬＤ）が用いられている。しか
し、レーザダイオード（ＬＤ）は、周囲温度の変化に対
して特性変動が大きいため、この特性変動を補償して一
定の光送信レベルに保つために自動電力制御回路（ＡＰ
Ｃ）が用いられる。図２に従来の自動電力制御回路（Ａ
ＰＣ）の要部ブロック構成図を示す。図２において、レ
ーザダイオード（ＬＤ）から発生するレーザ光出力ＬZ
の背面光ＬB は、フォトダイオード（ＰＤ）にて受光さ
れ、入力電流（検出電流）Ｉｉに変換されてＡＰＣ（自
動電力制御回路）５０に入力される。ＬＤ駆動回路５４
は、電気入力信号ＳI により駆動され、電気入力信号Ｓ
I に対応した電流ＩD をレーザダイオード（ＬＤ）に流
し、レーザダイオード（ＬＤ）を駆動する。ＡＰＣ（自
動電力制御回路）５０は、電流−電圧変換回路５１、ピ
ークホールド回路５２、差動増幅器５３を備える。電流
−電圧変換回路５１は、フォトダイオード（ＰＤ）で変
換された入力電流（検出電流）Ｉｉを電圧に変換し、変
換した電圧を出力電圧ＶO として出力する。ピークホー
ルド回路５２は、電流−電圧変換回路５１から供給され
る出力電圧ＶO のピーク値（最大値）をホールドし、ピ
ーク電圧ＶP を発生する。差動増幅器５３は、ピークホ
ールド回路５２から供給されるピーク電圧ＶP と基準電
圧ＶF の偏差（＝ＶP −ＶF ）を増幅し、ＡＰＣ出力Ｖ
APC をＬＤ駆動回路５４に供給する。例えば、レーザダ
イオード（ＬＤ）が周囲温度の変化によりレーザ光出力
ＬZのレベルが変動すると、フォトダイオード（ＰＤ）
が受光する背面光ＬB も変動し、入力電流（検出電流）
Ｉｉが変動する。入力電流Ｉｉの変動に伴い、出力電圧
ＶO ならびにピーク電圧ＶP も変動するため、ＡＰＣ出
力ＶAPC がＬＤ駆動回路５４の駆動を制御して電流ＩD
がレーザ光出力ＬZ のレベル変動を抑えるようにする。
このように、ＡＰＣ（自動電力制御回路）５０は、レー
ザ光出力ＬZ のレベル変動を抑制して一定レベルとなる
よう負帰還（ＮＦＢ）制御系を構成する。従来の電流−
電圧変換回路として、例えば特開平１１−６８６７７号
公報に開示されているものが知られている。
【０００３】図３に従来の電流−電圧変換回路図を示
す。電流−電圧変換回路５１においては、ベース接地の
トランジスタＱ55のエミッタにはフォトダイオードＰＤ
が接続され、図２に示すレーザダイオードＬＤの背光Ｌ
B を入力電流（検出電流）Ｉｉに変換している。入力電
流（検出電流）Ｉｉは、抵抗Ｒ61で電圧（＝Ｒ61＊Ｉ
ｉ）に変換され、エミッタホロア（トランジスタＱ56と
抵抗Ｒ62で構成）を介してトランジスタＱ57の負荷抵抗
Ｒ64で出力電圧ＶO として出力される。なお、ＶB はト
ランジスタＱ55のベースバイアス電圧となる。フォトダ
イオードＰＤの結合容量ＣPDは、電流−電圧変換回路５
１の入力インピーダンスが高い場合には、レーザダイオ
ードＬＤの背光ＬB のビットレートが高くなるに伴い、
パルス信号の応答に遅れを発生する原因となるため、入
力トランジスタＱ55をベース接地として入力インピーダ
ンスの低下を実現している。このように、従来の電流−
電圧変換回路５０は、周囲温度が常温の条件では、３０
Ｍｂ／ｓまでの伝送速度に対応できる。図４に図２の各
部の波形図を示す。図４において、周囲温度が常温の場
合には、入力電流Ｉｉ、出力電圧ＶO のそれぞれは、レ
ーザ光出力ＬZ の各ビット波形と同じとなり、ピーク電
圧ＶP も一定のレベルを保つ。
す。電流−電圧変換回路５１においては、ベース接地の
トランジスタＱ55のエミッタにはフォトダイオードＰＤ
が接続され、図２に示すレーザダイオードＬＤの背光Ｌ
B を入力電流（検出電流）Ｉｉに変換している。入力電
流（検出電流）Ｉｉは、抵抗Ｒ61で電圧（＝Ｒ61＊Ｉ
ｉ）に変換され、エミッタホロア（トランジスタＱ56と
抵抗Ｒ62で構成）を介してトランジスタＱ57の負荷抵抗
Ｒ64で出力電圧ＶO として出力される。なお、ＶB はト
ランジスタＱ55のベースバイアス電圧となる。フォトダ
イオードＰＤの結合容量ＣPDは、電流−電圧変換回路５
１の入力インピーダンスが高い場合には、レーザダイオ
ードＬＤの背光ＬB のビットレートが高くなるに伴い、
パルス信号の応答に遅れを発生する原因となるため、入
力トランジスタＱ55をベース接地として入力インピーダ
ンスの低下を実現している。このように、従来の電流−
電圧変換回路５０は、周囲温度が常温の条件では、３０
Ｍｂ／ｓまでの伝送速度に対応できる。図４に図２の各
部の波形図を示す。図４において、周囲温度が常温の場
合には、入力電流Ｉｉ、出力電圧ＶO のそれぞれは、レ
ーザ光出力ＬZ の各ビット波形と同じとなり、ピーク電
圧ＶP も一定のレベルを保つ。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の電流−電圧変換
回路５１は、周囲温度の変化に伴い、トランジスタＱ5
5，Ｑ56，Ｑ57のベース−エミッタ間電圧ＶBEが−２ｍ
Ｖ／℃の割合で変化して各トランジスタを流れる電流が
変化し、電流−電圧変換される出力電圧ＶO が変動（例
えば、図４でＶO1がＶO2に変化）し、この変動によって
ピーク電圧ＶP も変動（例えば、図４のＶP1がＶP2に変
化）してしまい所望のピーク電圧ＶP （例えば、図４の
ＶP1）が得られないという欠点がある。従って、ピーク
電圧ＶP の変動により、光送信系にとってレーザダイオ
ードＬＤのレーザ光出力ＬZ がレベル変動を発生すると
いう問題が生じる。また、従来の電流−電圧変換回路５
１は、駆動電源ＶCCの変動により出力電圧ＶO が変動
（図４でＶO1がＶO2）し、所望のピーク電圧ＶP （図３
のＶP1）が得られないという問題も生じる。この発明は
このような問題を解決するためなされたもので、その目
的は高周波の応答性に優れ、周囲温度変化ならびに駆動
電源変動に対して安定な電流−電圧変換回路を提供する
ことにある。
回路５１は、周囲温度の変化に伴い、トランジスタＱ5
5，Ｑ56，Ｑ57のベース−エミッタ間電圧ＶBEが−２ｍ
Ｖ／℃の割合で変化して各トランジスタを流れる電流が
変化し、電流−電圧変換される出力電圧ＶO が変動（例
えば、図４でＶO1がＶO2に変化）し、この変動によって
ピーク電圧ＶP も変動（例えば、図４のＶP1がＶP2に変
化）してしまい所望のピーク電圧ＶP （例えば、図４の
ＶP1）が得られないという欠点がある。従って、ピーク
電圧ＶP の変動により、光送信系にとってレーザダイオ
ードＬＤのレーザ光出力ＬZ がレベル変動を発生すると
いう問題が生じる。また、従来の電流−電圧変換回路５
１は、駆動電源ＶCCの変動により出力電圧ＶO が変動
（図４でＶO1がＶO2）し、所望のピーク電圧ＶP （図３
のＶP1）が得られないという問題も生じる。この発明は
このような問題を解決するためなされたもので、その目
的は高周波の応答性に優れ、周囲温度変化ならびに駆動
電源変動に対して安定な電流−電圧変換回路を提供する
ことにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
この発明に係る電流−電圧変換回路は、検出電流を対応
した変換電圧に変換する帰還型の電流−電圧変換部と、
変換電圧を増幅して増幅電圧を出力する差動増幅部、こ
の差動増幅部に電流バイアスを供給するカレントミラー
増幅部、差動増幅部に電圧バイアスを供給するバイアス
電圧部を有する増幅部と、増幅電圧をレベルシフトして
出力電圧を発生するレベルシフト部とを備え、電流−電
圧変換部の温度補償をバイアス電圧部で行うとともに、
カレントミラー部の温度補償をレベルシフト部で行い、
レベルシフト部から出力される出力電圧の温度補償を行
うことを特徴とする。この発明に係る電流−電圧変換回
路は、帰還型の電流−電圧変換部を備えたので、入力イ
ンピーダンスを充分低い値に設定することができる。次
に、この発明に係る電流−電圧変換回路は、電流−電圧
変換部の温度補償をバイアス電圧部で行うとともに、カ
レントミラー部の温度補償をレベルシフト部で行ので、
出力電圧の温度補償を行うことができる。また、この発
明に係る電流−電圧変換回路は、電流−電圧変換部のト
ランジスタ数（ｎ1 個）およびベース−エミッタ間電圧
（ＶBE1 ）、前記バイアス電圧部のトランジスタ数（ｎ
2 個）およびベース−エミッタ間電圧（ＶBE3 ）、前記
カレントミラー部のトランジスタ数（ｋ1 個）およびベ
ース−エミッタ間電圧（ＶBE2 ）、前記レベルシフト部
のトランジスタ数（ｋ2 ）およびベース−エミッタ間電
圧（ＶBE4 ）とした場合に、カレントミラー部の電流設
定用抵抗と差動増幅部の負荷抵抗との比をＰとし、ｎ1
＊ＶBE1 ＝ｎ2 ＊ＶBE3 で、かつ（ｋ1 ＊ＶBE2 ）／
（２＊Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 を満足することを特徴とす
る。この発明に係る電流−電圧変換回路は、数式ｎ1 ＊
ＶBE1 ＝ｎ2 ＊ＶBE3 を満足することにより、電流−電
圧変換部とバイアス電圧部の温度補償をするとともに、
カレントミラー部の電流設定用抵抗と差動増幅部の負荷
抵抗との比をＰとし、数式（ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊
Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 を満足することにより、カレントミ
ラー部とレベルシフト部の温度補償をするので、比Ｐを
パラメータとして自由度の広い温度補償をすることがで
きる。さらに、この発明に係る電流−電圧変換回路は、
カレントミラー部の電流設定用抵抗と差動増幅部の負荷
抵抗との比（Ｐ）を１／２に設定したことを特徴とす
る。この発明に係る電流−電圧変換回路は、電流設定用
抵抗と負荷抵抗との比（Ｐ）を１／２に設定したので、
最適な温度補償をすることができる。また、電流設定用
抵抗と負荷抵抗との比（Ｐ）を１／２に設定して出力電
圧に対する駆動電圧の変動も補償することができる。
この発明に係る電流−電圧変換回路は、検出電流を対応
した変換電圧に変換する帰還型の電流−電圧変換部と、
変換電圧を増幅して増幅電圧を出力する差動増幅部、こ
の差動増幅部に電流バイアスを供給するカレントミラー
増幅部、差動増幅部に電圧バイアスを供給するバイアス
電圧部を有する増幅部と、増幅電圧をレベルシフトして
出力電圧を発生するレベルシフト部とを備え、電流−電
圧変換部の温度補償をバイアス電圧部で行うとともに、
カレントミラー部の温度補償をレベルシフト部で行い、
レベルシフト部から出力される出力電圧の温度補償を行
うことを特徴とする。この発明に係る電流−電圧変換回
路は、帰還型の電流−電圧変換部を備えたので、入力イ
ンピーダンスを充分低い値に設定することができる。次
に、この発明に係る電流−電圧変換回路は、電流−電圧
変換部の温度補償をバイアス電圧部で行うとともに、カ
レントミラー部の温度補償をレベルシフト部で行ので、
出力電圧の温度補償を行うことができる。また、この発
明に係る電流−電圧変換回路は、電流−電圧変換部のト
ランジスタ数（ｎ1 個）およびベース−エミッタ間電圧
（ＶBE1 ）、前記バイアス電圧部のトランジスタ数（ｎ
2 個）およびベース−エミッタ間電圧（ＶBE3 ）、前記
カレントミラー部のトランジスタ数（ｋ1 個）およびベ
ース−エミッタ間電圧（ＶBE2 ）、前記レベルシフト部
のトランジスタ数（ｋ2 ）およびベース−エミッタ間電
圧（ＶBE4 ）とした場合に、カレントミラー部の電流設
定用抵抗と差動増幅部の負荷抵抗との比をＰとし、ｎ1
＊ＶBE1 ＝ｎ2 ＊ＶBE3 で、かつ（ｋ1 ＊ＶBE2 ）／
（２＊Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 を満足することを特徴とす
る。この発明に係る電流−電圧変換回路は、数式ｎ1 ＊
ＶBE1 ＝ｎ2 ＊ＶBE3 を満足することにより、電流−電
圧変換部とバイアス電圧部の温度補償をするとともに、
カレントミラー部の電流設定用抵抗と差動増幅部の負荷
抵抗との比をＰとし、数式（ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊
Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 を満足することにより、カレントミ
ラー部とレベルシフト部の温度補償をするので、比Ｐを
パラメータとして自由度の広い温度補償をすることがで
きる。さらに、この発明に係る電流−電圧変換回路は、
カレントミラー部の電流設定用抵抗と差動増幅部の負荷
抵抗との比（Ｐ）を１／２に設定したことを特徴とす
る。この発明に係る電流−電圧変換回路は、電流設定用
抵抗と負荷抵抗との比（Ｐ）を１／２に設定したので、
最適な温度補償をすることができる。また、電流設定用
抵抗と負荷抵抗との比（Ｐ）を１／２に設定して出力電
圧に対する駆動電圧の変動も補償することができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を添
付図面に基づいて説明する。図１はこの発明に係る電流
−電圧変換回路の実施の形態回路図である。なお、電流
−電圧変換回路を除く電力出力制御回路、ＬＤ駆動回
路、レーザダイオードＬＤ、フォトダイオードＰＤは、
図２に示す従来のものと同じなので、説明を省略する。
図１において、電流−電圧変換回路１は、電流−電圧変
換部２、増幅部３、レベルシフト部４を備える。電流−
電圧変換部２は、前段のエミッタと次段のベースが接続
されたｎ1 個のトランジスタＱ11〜Ｑ1n1 、最終段のト
ランジスタＱ1n1 のコレクタに接続された電圧変換用抵
抗Ｒ1 、最終段のトランジスタＱ1n1 のコレクタと初段
のトランジスタＱ11のベース（電流Ｉｉ入力端）間に接
続された帰還用抵抗Ｒ2 、帰還用抵抗Ｒ2 と並列接続さ
れたコンデンサＣ1 、トランジスタＱ11〜Ｑ1n1-1 のそ
れぞれエミッタに接続されたエミッタ抵抗を備える。電
流−電圧変換部２は、入力電流（検出電流）Ｉｉをｎ1
個のトランジスタＱ11〜Ｑ1n1 によって電流増幅し、電
圧変換用抵抗Ｒ1 で入力電流Ｉｉに対応した変換電圧Ｖ
ａに変換するとともに、変換電圧Ｖａを帰還抵抗Ｒ2 を
介して電流Ｉｉ入力端に帰還する。最終段トランジスタ
Ｑ1n1 に流れるコレクタ電流（ＩC とする）と、トラン
ジスタＱ11のベースに流れるベース電流（ＩB とする）
の比である電流増幅率をβ（＝ＩC ／ＩB ）とし、電流
増幅率βと変換用抵抗Ｒ1 の積（β＊Ｒ1 ）を帰還用抵
抗Ｒ2 よりも充分大きな値に設定すると、変換電圧Ｖａ
は入力電流Ｉｉを用いて数１で表される。 （数１） Ｖａ＝−Ｒ2 ＊Ｉｉ＋ｎ1 ＊ＶBE1 数１から明らかなように、この構成により入力電流Ｉｉ
を変換電圧Ｖａに電流−電圧変換することができる。た
だし、ベース−エミッタ間電圧ＶBE1 がトランジスタＱ
11〜Ｑ1n1 で全て等しくなるよう、トランジスタＱ11〜
Ｑ1n1-1 の各エミッタに接続されたエミッタ抵抗を調整
する。なお、コンデンサＣ1 と帰還用抵抗Ｒ2 とを並列
に接続した回路を挿入することにより、帰還ループ利得
の調整および位相特性の調整を行うことができる。ま
た、変換電圧Ｖａを帰還用抵抗Ｒ2 を介して帰還するこ
とによって電流−電圧変換部２の入力インピーダンスを
充分低く設定することができる。
付図面に基づいて説明する。図１はこの発明に係る電流
−電圧変換回路の実施の形態回路図である。なお、電流
−電圧変換回路を除く電力出力制御回路、ＬＤ駆動回
路、レーザダイオードＬＤ、フォトダイオードＰＤは、
図２に示す従来のものと同じなので、説明を省略する。
図１において、電流−電圧変換回路１は、電流−電圧変
換部２、増幅部３、レベルシフト部４を備える。電流−
電圧変換部２は、前段のエミッタと次段のベースが接続
されたｎ1 個のトランジスタＱ11〜Ｑ1n1 、最終段のト
ランジスタＱ1n1 のコレクタに接続された電圧変換用抵
抗Ｒ1 、最終段のトランジスタＱ1n1 のコレクタと初段
のトランジスタＱ11のベース（電流Ｉｉ入力端）間に接
続された帰還用抵抗Ｒ2 、帰還用抵抗Ｒ2 と並列接続さ
れたコンデンサＣ1 、トランジスタＱ11〜Ｑ1n1-1 のそ
れぞれエミッタに接続されたエミッタ抵抗を備える。電
流−電圧変換部２は、入力電流（検出電流）Ｉｉをｎ1
個のトランジスタＱ11〜Ｑ1n1 によって電流増幅し、電
圧変換用抵抗Ｒ1 で入力電流Ｉｉに対応した変換電圧Ｖ
ａに変換するとともに、変換電圧Ｖａを帰還抵抗Ｒ2 を
介して電流Ｉｉ入力端に帰還する。最終段トランジスタ
Ｑ1n1 に流れるコレクタ電流（ＩC とする）と、トラン
ジスタＱ11のベースに流れるベース電流（ＩB とする）
の比である電流増幅率をβ（＝ＩC ／ＩB ）とし、電流
増幅率βと変換用抵抗Ｒ1 の積（β＊Ｒ1 ）を帰還用抵
抗Ｒ2 よりも充分大きな値に設定すると、変換電圧Ｖａ
は入力電流Ｉｉを用いて数１で表される。 （数１） Ｖａ＝−Ｒ2 ＊Ｉｉ＋ｎ1 ＊ＶBE1 数１から明らかなように、この構成により入力電流Ｉｉ
を変換電圧Ｖａに電流−電圧変換することができる。た
だし、ベース−エミッタ間電圧ＶBE1 がトランジスタＱ
11〜Ｑ1n1 で全て等しくなるよう、トランジスタＱ11〜
Ｑ1n1-1 の各エミッタに接続されたエミッタ抵抗を調整
する。なお、コンデンサＣ1 と帰還用抵抗Ｒ2 とを並列
に接続した回路を挿入することにより、帰還ループ利得
の調整および位相特性の調整を行うことができる。ま
た、変換電圧Ｖａを帰還用抵抗Ｒ2 を介して帰還するこ
とによって電流−電圧変換部２の入力インピーダンスを
充分低く設定することができる。
【０００７】次に、増幅部３は、カレントミラー部５、
差動増幅部６、バイアス電圧部７を備える。カレントミ
ラー部５は、定電流ＩO を設定する電流設定用抵抗Ｒ3
、電流設定用抵抗Ｒ3 と直列に接続されたダイオード
構成（コレクタとベースを接続してアノード、エミッタ
をカソードとする）のｋ1 個のトランジスタＱ21〜Ｑ2K
1 、エミッタが接地されたトランジスタＱ2K1 とそれぞ
れベースおよびエミッタが共通に接続され、コレクタに
定電流のバイアス電流ＩO を流すトランジスタＱA を備
える。直列に接続されたダイオード構成のｋ1 個のトラ
ンジスタＱ21〜Ｑ2K1 のベース−エミッタ間電圧をそれ
ぞれＶBE2 とすると、定電流ＩO は、電流設定用抵抗Ｒ
3 、駆動電源ＶCCを用いて数２で表される。 （数２） ＩO ＝（ＶCC−ｋ1 ＊ＶBE2 ）／Ｒ3 即ち、トランジスタＱA とｋ1 個のトランジスタＱ21〜
Ｑ2K1 とを同じ特性（ペア性）を有するもので構成する
ことにより、トランジスタＱA に定電流ＩO を流すこと
ができ、この定電流ＩO を差動増幅部６のバイアス電流
として用いる。差動増幅部６は、差動増幅器を構成する
一対のトランジスタＱB 、ＱC 、一対のコレクタ抵抗Ｒ
4 、Ｒ6 および一対のエミッタ抵抗Ｒ5 、Ｒ7 から成
り、一方のトランジスタＱB のベースに電流−電圧変換
部２からの変換電圧Ｖａを入力するとともに、他方のト
ランジスタＱC のベースに固定バイアス電圧Ｖｂを印加
し、一対のエミッタ抵抗Ｒ5 、Ｒ7 の共通接続点をカレ
ントミラー部５のバイアス電流ＩO を流すトランジスタ
ＱA のコレクタに接続する。一方のトランジスタＱB の
コレクタに接続された負荷抵抗（Ｒ4 ）を形成するコレ
クタ抵抗Ｒ4 から差動増幅された増幅電圧Ｖｃを出力す
る。一対のコレクタ抵抗Ｒ4 、Ｒ6 および一対のエミッ
タ抵抗Ｒ5 、Ｒ7 をそれぞれＲ6 ＝Ｒ4 、Ｒ7 ＝Ｒ5 と
すると、負荷抵抗Ｒ4 の増幅電圧Ｖｃは数３で表され
る。 （数３） Ｖｃ＝ＶCC−（ＩO ／２）＊Ｒ4 −Ｒ4 ／（２＊Ｒ5 ）
＊（Ｖａ−Ｖｂ） バイアス電圧部７は、ｎ2 個のトランジスタＱ31〜Ｑ3n
2 のベース−エミッタ間電圧（ＶBE3 ）の和の電圧（ｎ
2 ＊ＶBE3 ）で固定バイアス電圧Ｖｂを発生する。
差動増幅部６、バイアス電圧部７を備える。カレントミ
ラー部５は、定電流ＩO を設定する電流設定用抵抗Ｒ3
、電流設定用抵抗Ｒ3 と直列に接続されたダイオード
構成（コレクタとベースを接続してアノード、エミッタ
をカソードとする）のｋ1 個のトランジスタＱ21〜Ｑ2K
1 、エミッタが接地されたトランジスタＱ2K1 とそれぞ
れベースおよびエミッタが共通に接続され、コレクタに
定電流のバイアス電流ＩO を流すトランジスタＱA を備
える。直列に接続されたダイオード構成のｋ1 個のトラ
ンジスタＱ21〜Ｑ2K1 のベース−エミッタ間電圧をそれ
ぞれＶBE2 とすると、定電流ＩO は、電流設定用抵抗Ｒ
3 、駆動電源ＶCCを用いて数２で表される。 （数２） ＩO ＝（ＶCC−ｋ1 ＊ＶBE2 ）／Ｒ3 即ち、トランジスタＱA とｋ1 個のトランジスタＱ21〜
Ｑ2K1 とを同じ特性（ペア性）を有するもので構成する
ことにより、トランジスタＱA に定電流ＩO を流すこと
ができ、この定電流ＩO を差動増幅部６のバイアス電流
として用いる。差動増幅部６は、差動増幅器を構成する
一対のトランジスタＱB 、ＱC 、一対のコレクタ抵抗Ｒ
4 、Ｒ6 および一対のエミッタ抵抗Ｒ5 、Ｒ7 から成
り、一方のトランジスタＱB のベースに電流−電圧変換
部２からの変換電圧Ｖａを入力するとともに、他方のト
ランジスタＱC のベースに固定バイアス電圧Ｖｂを印加
し、一対のエミッタ抵抗Ｒ5 、Ｒ7 の共通接続点をカレ
ントミラー部５のバイアス電流ＩO を流すトランジスタ
ＱA のコレクタに接続する。一方のトランジスタＱB の
コレクタに接続された負荷抵抗（Ｒ4 ）を形成するコレ
クタ抵抗Ｒ4 から差動増幅された増幅電圧Ｖｃを出力す
る。一対のコレクタ抵抗Ｒ4 、Ｒ6 および一対のエミッ
タ抵抗Ｒ5 、Ｒ7 をそれぞれＲ6 ＝Ｒ4 、Ｒ7 ＝Ｒ5 と
すると、負荷抵抗Ｒ4 の増幅電圧Ｖｃは数３で表され
る。 （数３） Ｖｃ＝ＶCC−（ＩO ／２）＊Ｒ4 −Ｒ4 ／（２＊Ｒ5 ）
＊（Ｖａ−Ｖｂ） バイアス電圧部７は、ｎ2 個のトランジスタＱ31〜Ｑ3n
2 のベース−エミッタ間電圧（ＶBE3 ）の和の電圧（ｎ
2 ＊ＶBE3 ）で固定バイアス電圧Ｖｂを発生する。
【０００８】固定バイアス電圧Ｖｂは、数４で表され
る。 （数４） Ｖｂ＝ｎ2 ＊ＶBE3 レベルシフト部７は、前段のエミッタが次段のベースに
接続されたｋ2 個のトランジスタＱ41〜Ｑ4k2 を有する
エミッタホロア回路で構成し、初段のトランジスタＱ41
のベースに増幅部３からの増幅電圧Ｖｃを入力し、最終
段のトランジスタＱ4k2 のエミッタから低インピーダン
スの出力電圧ＶO を出力する。出力電圧ＶO は、増幅部
３からの増幅電圧Ｖｃをｋ2 個のベース−エミッタ間電
圧（＝ｋ2 ＊ＶBE4 ）でレベルシフトしたものであるか
ら、数５で表される。 （数５） ＶO ＝Ｖｃ−ｋ2 ＊ＶBE4 次に、この発明に係る電流−電圧変換回路１の温度補償
について説明する。一般に、回路の温度変化に起因する
特性の温度変動は、温度変化に伴う回路を構成する素子
（例えば、トランジスタ等の能動素子、抵抗等の受動素
子）特性の変動に因る。電流−電圧変換回路１の抵抗に
関する特性の温度変動は、温度特性の良い抵抗を使用す
ることによって解消することができる。一方、トランジ
スタのベース−エミッタ間の電圧ＶBEの温度特性は、周
知の通り周囲の温度変化により、大きく変化する。一般
に、シリコントランジスタのベース−エミッタ間の電圧
ＶBEは、常温で０. ６Ｖの電圧であり、−２ｍＶ／℃の
温度係数を有する。例えば、回路の動作温度範囲を２０
℃±５０℃とすると、温度に対応する電圧ＶBEの値は
０. ５Ｖ〜０. ７Ｖに亘って変化することとなる。従っ
て、回路の温度補償は、必要とされる回路出力にベース
−エミッタ間の電圧ＶBEの項が含まれないようにする、
即ち複数のベース−エミッタ間の電圧ＶBEを相殺するよ
うに構成すればよいことになる。
る。 （数４） Ｖｂ＝ｎ2 ＊ＶBE3 レベルシフト部７は、前段のエミッタが次段のベースに
接続されたｋ2 個のトランジスタＱ41〜Ｑ4k2 を有する
エミッタホロア回路で構成し、初段のトランジスタＱ41
のベースに増幅部３からの増幅電圧Ｖｃを入力し、最終
段のトランジスタＱ4k2 のエミッタから低インピーダン
スの出力電圧ＶO を出力する。出力電圧ＶO は、増幅部
３からの増幅電圧Ｖｃをｋ2 個のベース−エミッタ間電
圧（＝ｋ2 ＊ＶBE4 ）でレベルシフトしたものであるか
ら、数５で表される。 （数５） ＶO ＝Ｖｃ−ｋ2 ＊ＶBE4 次に、この発明に係る電流−電圧変換回路１の温度補償
について説明する。一般に、回路の温度変化に起因する
特性の温度変動は、温度変化に伴う回路を構成する素子
（例えば、トランジスタ等の能動素子、抵抗等の受動素
子）特性の変動に因る。電流−電圧変換回路１の抵抗に
関する特性の温度変動は、温度特性の良い抵抗を使用す
ることによって解消することができる。一方、トランジ
スタのベース−エミッタ間の電圧ＶBEの温度特性は、周
知の通り周囲の温度変化により、大きく変化する。一般
に、シリコントランジスタのベース−エミッタ間の電圧
ＶBEは、常温で０. ６Ｖの電圧であり、−２ｍＶ／℃の
温度係数を有する。例えば、回路の動作温度範囲を２０
℃±５０℃とすると、温度に対応する電圧ＶBEの値は
０. ５Ｖ〜０. ７Ｖに亘って変化することとなる。従っ
て、回路の温度補償は、必要とされる回路出力にベース
−エミッタ間の電圧ＶBEの項が含まれないようにする、
即ち複数のベース−エミッタ間の電圧ＶBEを相殺するよ
うに構成すればよいことになる。
【０００９】以下、数１〜数５を用いて本発明の電流−
電圧変換回路１の出力電圧ＶO の温度補償について説明
する。数３の第２項に数１および数４を用いると、数６
のように変形できる。 （数６） −Ｒ4 ／（２＊Ｒ5 ）＊（−Ｒ2 ＊Ｉｉ＋ｎ1 ＊ＶBE1
−ｎ2 ＊ＶBE3 ） 数６において、温度変動によって影響を受ける部分は
（ｎ1 ＊ＶBE1 −ｎ2 ＊ＶBE3 ）であるため、これが０
となるようにｎ1 ＊ＶBE1 ＝ｎ2 ＊ＶBE3 に設定すると
温度補償が実現できることになる。例えば、トランジス
タの個数ｎ1 とｎ2 を等しく（ｎ1 ＝ｎ2 ）し、ベース
−エミッタ間の電圧ＶBE1 とＶBE3 を同じ特性（ペア
性）にする（ＶBE1 ＝ＶBE3）と、温度変動に起因する
（ｎ1 ＊ＶBE1 −ｎ2 ＊ＶBE3 ）は０となって、この部
分の温度補償を実現することができる。なお、ベース−
エミッタ電圧ＶBE1 とＶBE3 とを同じにするには、対象
となる電流−電圧変換部２のトランジスタＱ11〜Ｑ1n1
およびバイアス電圧部７のトランジスタＱ31〜Ｑ3n2 を
同一のチップ上に同一形状で近接して配置することによ
って実現できる。また、電流−電圧変換部２のトランジ
スタの個数ｎ1 とバイアス電圧部７のトランジスタの個
数ｎ2 は、同数であれば任意の数量でよいが、電流−電
圧変換回路１の構成によって最適な数量を選択する。こ
のように構成することによって、電流−電圧変換部２の
温度変動をバイアス電圧部７の温度変動で温度補償する
ことができる。以上の処理により、数６は数７で表され
る。 （数７） Ｒ4 ／（２＊Ｒ5 ）＊（Ｒ2 ＊Ｉｉ） 次に、数３の第１項に数２を用いると、数８が得られ
る。 （数８） ＶCC−（ＶCC−ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｒ3 ）＊Ｒ4 ここで、カレントミラー部５の電流設定用抵抗Ｒ3 と差
動増幅部６の負荷抵抗Ｒ4 との比をＰ（＝Ｒ3 ／Ｒ4 ）
と置くと、数８は数９のように変形できる。 （数９） ｛１−１／（２＊Ｐ）｝＊ＶCC＋（ｋ1 ＊ＶBE2 ）／
（２＊Ｐ）
電圧変換回路１の出力電圧ＶO の温度補償について説明
する。数３の第２項に数１および数４を用いると、数６
のように変形できる。 （数６） −Ｒ4 ／（２＊Ｒ5 ）＊（−Ｒ2 ＊Ｉｉ＋ｎ1 ＊ＶBE1
−ｎ2 ＊ＶBE3 ） 数６において、温度変動によって影響を受ける部分は
（ｎ1 ＊ＶBE1 −ｎ2 ＊ＶBE3 ）であるため、これが０
となるようにｎ1 ＊ＶBE1 ＝ｎ2 ＊ＶBE3 に設定すると
温度補償が実現できることになる。例えば、トランジス
タの個数ｎ1 とｎ2 を等しく（ｎ1 ＝ｎ2 ）し、ベース
−エミッタ間の電圧ＶBE1 とＶBE3 を同じ特性（ペア
性）にする（ＶBE1 ＝ＶBE3）と、温度変動に起因する
（ｎ1 ＊ＶBE1 −ｎ2 ＊ＶBE3 ）は０となって、この部
分の温度補償を実現することができる。なお、ベース−
エミッタ電圧ＶBE1 とＶBE3 とを同じにするには、対象
となる電流−電圧変換部２のトランジスタＱ11〜Ｑ1n1
およびバイアス電圧部７のトランジスタＱ31〜Ｑ3n2 を
同一のチップ上に同一形状で近接して配置することによ
って実現できる。また、電流−電圧変換部２のトランジ
スタの個数ｎ1 とバイアス電圧部７のトランジスタの個
数ｎ2 は、同数であれば任意の数量でよいが、電流−電
圧変換回路１の構成によって最適な数量を選択する。こ
のように構成することによって、電流−電圧変換部２の
温度変動をバイアス電圧部７の温度変動で温度補償する
ことができる。以上の処理により、数６は数７で表され
る。 （数７） Ｒ4 ／（２＊Ｒ5 ）＊（Ｒ2 ＊Ｉｉ） 次に、数３の第１項に数２を用いると、数８が得られ
る。 （数８） ＶCC−（ＶCC−ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｒ3 ）＊Ｒ4 ここで、カレントミラー部５の電流設定用抵抗Ｒ3 と差
動増幅部６の負荷抵抗Ｒ4 との比をＰ（＝Ｒ3 ／Ｒ4 ）
と置くと、数８は数９のように変形できる。 （数９） ｛１−１／（２＊Ｐ）｝＊ＶCC＋（ｋ1 ＊ＶBE2 ）／
（２＊Ｐ）
【００１０】数５に数３の第１項である数９と第２項で
ある数７を用いると、出力電圧ＶOは数１０で表され
る。 （数１０） ＶO ＝Ｖｃ−ｋ2 ＊ＶBE4 ＝｛１−１／（２＊Ｐ）｝＊ＶCC＋Ｒ4 ＊（Ｒ2 ＊Ｉｉ）／（２＊Ｒ5 ） ＋（ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｐ）−ｋ2 ＊ＶBE4 数１０において、温度変動に影響する項は、第２項と第
３項であるから、温度補償の条件は数１１で表される。 （数１１） （ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 数１１において、カレントミラー部５を構成するトラン
ジスタＱ21〜Ｑ2k1 のベース−エミッタ電圧ＶBE2 と、
レベルシフト部４を構成するトランジスタＱ41〜Ｑ4K2
のベース−エミッタ電圧ＶBE4 とがＶBE2 ＝ＶBE4 であ
れば、数１１から数１２が得られる。 （数１２） ｋ1 ＝（２＊Ｐ）＊ｋ2 数１２から、電流設定用抵抗Ｒ3 と負荷抵抗Ｒ4 との比
Ｐ（＝Ｒ3 ／Ｒ4 ）をパラメータとしてカレントミラー
部５を構成するトランジスタの数量ｋ1 とレベルシフト
部４を構成するトランジスタの数量ｋ2 を設定し、カレ
ントミラー部５の温度変動をレベルシフト部４の温度変
動で温度補償することができる。例えば、Ｐ（Ｒ3 ／Ｒ
4 ）＝１に設定すると、ｋ1 ＝２＊ｋ2 となり、カレン
トミラー部５を構成するトランジスタの数をレベルシフ
ト部４を構成するトランジスタの数の２倍にすること
で、温度補償を実現することができる。また、Ｐ＝１の
場合、数１０の出力電圧ＶO は、数１３で表される。 （数１３） ＶO ＝ＶCC／２＋Ｒ4 ＊（Ｒ2 ＊Ｉｉ）／（２＊Ｒ5 ）
ある数７を用いると、出力電圧ＶOは数１０で表され
る。 （数１０） ＶO ＝Ｖｃ−ｋ2 ＊ＶBE4 ＝｛１−１／（２＊Ｐ）｝＊ＶCC＋Ｒ4 ＊（Ｒ2 ＊Ｉｉ）／（２＊Ｒ5 ） ＋（ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｐ）−ｋ2 ＊ＶBE4 数１０において、温度変動に影響する項は、第２項と第
３項であるから、温度補償の条件は数１１で表される。 （数１１） （ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 数１１において、カレントミラー部５を構成するトラン
ジスタＱ21〜Ｑ2k1 のベース−エミッタ電圧ＶBE2 と、
レベルシフト部４を構成するトランジスタＱ41〜Ｑ4K2
のベース−エミッタ電圧ＶBE4 とがＶBE2 ＝ＶBE4 であ
れば、数１１から数１２が得られる。 （数１２） ｋ1 ＝（２＊Ｐ）＊ｋ2 数１２から、電流設定用抵抗Ｒ3 と負荷抵抗Ｒ4 との比
Ｐ（＝Ｒ3 ／Ｒ4 ）をパラメータとしてカレントミラー
部５を構成するトランジスタの数量ｋ1 とレベルシフト
部４を構成するトランジスタの数量ｋ2 を設定し、カレ
ントミラー部５の温度変動をレベルシフト部４の温度変
動で温度補償することができる。例えば、Ｐ（Ｒ3 ／Ｒ
4 ）＝１に設定すると、ｋ1 ＝２＊ｋ2 となり、カレン
トミラー部５を構成するトランジスタの数をレベルシフ
ト部４を構成するトランジスタの数の２倍にすること
で、温度補償を実現することができる。また、Ｐ＝１の
場合、数１０の出力電圧ＶO は、数１３で表される。 （数１３） ＶO ＝ＶCC／２＋Ｒ4 ＊（Ｒ2 ＊Ｉｉ）／（２＊Ｒ5 ）
【００１１】次に、Ｐ（Ｒ3 ／Ｒ4 ）＝１／２に設定す
ると、数１２からｋ1 ＝ｋ2 となり、カレントミラー部
５を構成するトランジスタとレベルシフト部４を構成す
るトランジスタを同数にすることで、温度補償をするこ
とができる。また、Ｐ＝１／２の場合、数１０の出力電
圧ＶO は、数１４で表される。 （数１４） ＶO ＝Ｒ4 ＊（Ｒ2 ＊Ｉｉ）／（２＊Ｒ5 ） 数１４には、数１３に含まれていた駆動電源ＶCCの項が
なくなっており、このことから出力電圧ＶO は駆動電源
ＶCCの変動も補償することができる。また、いずれの場
合もトランジスタの数量ｋ2 は、１，２，…，の任意の
数でよいが、電流−電圧変換回路１の回路構成で最適な
数量に設定すればよい。なお、Ｐは他にも様々な値が設
定でき、それぞれのＰに対してｋ1 、ｋ2 を決定してカ
レントミラー部５の温度変動をレベルシフト部４の温度
変動で温度補償することができる。本発明の実施の形態
では、電流−電圧変換部２のトランジスタとバイアス電
圧部７のトランジスタとを同じ特性を有するもので構成
し、カレントミラー部５のトランジスタとレベルシフト
部４のトランジスタとを同じ特性を有するもので構成し
たが、これら全てのトランジスタを同じ特性を有するも
ので構成にしてもよい。なお、本発明を適用した電流−
電圧変換回路のシミュレーションでは、５０Ｍビットま
での応答性と、−３０℃〜＋８０℃の温度範囲で安定し
た出力特性が得られることを確認している。
ると、数１２からｋ1 ＝ｋ2 となり、カレントミラー部
５を構成するトランジスタとレベルシフト部４を構成す
るトランジスタを同数にすることで、温度補償をするこ
とができる。また、Ｐ＝１／２の場合、数１０の出力電
圧ＶO は、数１４で表される。 （数１４） ＶO ＝Ｒ4 ＊（Ｒ2 ＊Ｉｉ）／（２＊Ｒ5 ） 数１４には、数１３に含まれていた駆動電源ＶCCの項が
なくなっており、このことから出力電圧ＶO は駆動電源
ＶCCの変動も補償することができる。また、いずれの場
合もトランジスタの数量ｋ2 は、１，２，…，の任意の
数でよいが、電流−電圧変換回路１の回路構成で最適な
数量に設定すればよい。なお、Ｐは他にも様々な値が設
定でき、それぞれのＰに対してｋ1 、ｋ2 を決定してカ
レントミラー部５の温度変動をレベルシフト部４の温度
変動で温度補償することができる。本発明の実施の形態
では、電流−電圧変換部２のトランジスタとバイアス電
圧部７のトランジスタとを同じ特性を有するもので構成
し、カレントミラー部５のトランジスタとレベルシフト
部４のトランジスタとを同じ特性を有するもので構成し
たが、これら全てのトランジスタを同じ特性を有するも
ので構成にしてもよい。なお、本発明を適用した電流−
電圧変換回路のシミュレーションでは、５０Ｍビットま
での応答性と、−３０℃〜＋８０℃の温度範囲で安定し
た出力特性が得られることを確認している。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように、この発明に係る電
流−電圧変換回路は、入力インピーダンスを充分低い値
に設定することができるので、フォトダイオード（Ｐ
Ｄ）の結合容量の影響を解消して高速な応答性を実現す
ることができる。また、この発明に係る電流−電圧変換
回路は、電流−電圧変換部の温度補償をバイアス電圧部
で行うとともに、カレントミラー部の温度補償をレベル
シフト部で行う構成としたので、温度変化に対して安定
な出力電圧を得ることができる。さらに、この発明に係
る電流−電圧変換回路は、数式ｎ1 ＊ＶBE1 ＝ｎ2 ＊Ｖ
BE3 を満足し、電流−電圧変換部とバイアス電圧部の温
度補償をするとともに、カレントミラー部の電流設定用
抵抗と差動増幅部の負荷抵抗との比をＰとし、数式（ｋ
1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 を満足してカ
レントミラー部とレベルシフト部の温度補償をするの
で、比Ｐをパラメータとして自由度の広い温度補償をす
ることができる。特に、カレントミラー部の電流設定用
抵抗と差動増幅部の負荷抵抗との比（Ｐ）を１／２に設
定することにより、最適な温度補償を実現することがで
きる。また、出力電圧への駆動電源の変動も補償するこ
とができる。よって、応答性に優れ、温度変動および駆
動電源変動に対して安定な出力が得られる電流−電圧変
換回路を提供することができる。
流−電圧変換回路は、入力インピーダンスを充分低い値
に設定することができるので、フォトダイオード（Ｐ
Ｄ）の結合容量の影響を解消して高速な応答性を実現す
ることができる。また、この発明に係る電流−電圧変換
回路は、電流−電圧変換部の温度補償をバイアス電圧部
で行うとともに、カレントミラー部の温度補償をレベル
シフト部で行う構成としたので、温度変化に対して安定
な出力電圧を得ることができる。さらに、この発明に係
る電流−電圧変換回路は、数式ｎ1 ＊ＶBE1 ＝ｎ2 ＊Ｖ
BE3 を満足し、電流−電圧変換部とバイアス電圧部の温
度補償をするとともに、カレントミラー部の電流設定用
抵抗と差動増幅部の負荷抵抗との比をＰとし、数式（ｋ
1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 を満足してカ
レントミラー部とレベルシフト部の温度補償をするの
で、比Ｐをパラメータとして自由度の広い温度補償をす
ることができる。特に、カレントミラー部の電流設定用
抵抗と差動増幅部の負荷抵抗との比（Ｐ）を１／２に設
定することにより、最適な温度補償を実現することがで
きる。また、出力電圧への駆動電源の変動も補償するこ
とができる。よって、応答性に優れ、温度変動および駆
動電源変動に対して安定な出力が得られる電流−電圧変
換回路を提供することができる。
【図１】この発明に係る電流−電圧変換回路の実施の形
態回路図。
態回路図。
【図２】従来の自動電力制御回路（ＡＰＣ）の要部ブロ
ック構成図。
ック構成図。
【図３】従来の電流−電圧変換回路図。
【図４】図２の各部の波形図。
１…電流−電圧変換回路、２…電流−電圧変換部、３…
増幅部、４…レベルシフト部、５…カレントミラー部、
６…差動増幅部、７…バイアス電圧部。
増幅部、４…レベルシフト部、５…カレントミラー部、
６…差動増幅部、７…バイアス電圧部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０３Ｆ 3/343 Ｈ０３Ｆ 3/45 Ｚ ５Ｋ００２ 3/45 Ｈ０１Ｌ 31/10 Ｇ Ｈ０４Ｂ 10/14 Ｈ０４Ｂ 9/00 Ｓ 10/06 10/04 Ｆターム(参考） 5F049 NA17 UA06 UA12 UA20 5F073 BA01 EA29 GA03 GA38 5J066 AA01 AA12 CA02 CA04 CA65 FA10 FA12 HA08 HA19 HA25 HA29 HA44 KA02 KA09 KA12 KA18 KA19 KA28 MA01 MA11 MA21 ND01 ND11 ND25 PD01 TA01 TA06 5J090 AA01 AA12 CA02 CA04 CA65 CN01 FA10 FA12 FN06 FN10 HA08 HA19 HA25 HA29 HA44 KA02 KA09 KA12 KA18 KA19 KA28 MA01 MA11 MA21 MN01 MN02 TA01 TA06 5J091 AA01 AA12 CA02 CA04 CA65 FA10 FA12 HA08 HA19 HA25 HA29 HA44 KA02 KA09 KA12 KA18 KA19 KA28 MA01 MA11 MA21 TA01 TA06 5K002 AA01 BA13 BA15 CA09 CA11
Claims (3)
- 【請求項１】 バースト性光信号を発生するレーザダイ
オードを安定に駆動するため、前記レーザダイオードの
背光を受光するフォトダイオードの検出電流に基づいて
前記レーザダイオードを駆動する駆動回路をフィードバ
ック制御する自動電力制御回路（ＡＰＣ）の電流−電圧
変換回路であって、 検出電流を対応した変換電圧に変換する帰還型の電流−
電圧変換部と、変換電圧を増幅して増幅電圧を出力する
差動増幅部、この差動増幅部に電流バイアスを供給する
カレントミラー増幅部、前記差動増幅部に電圧バイアス
を供給するバイアス電圧部を有する増幅部と、増幅電圧
をレベルシフトして出力電圧を発生するレベルシフト部
と、を備え、 前記電流−電圧変換部の温度補償を前記バイアス電圧部
で行うとともに、前記カレントミラー部の温度補償を前
記レベルシフト部で行い、前記レベルシフト部から出力
される出力電圧の温度補償を行うことを特徴とする電流
−電圧変換回路。 - 【請求項２】 前記電流−電圧変換部のトランジスタ数
（ｎ1 個）およびベース−エミッタ間電圧（ＶBE1 ）、
前記バイアス電圧部のトランジスタ数（ｎ2個）および
ベース−エミッタ間電圧（ＶBE3 ）、前記カレントミラ
ー部のトランジスタ数（ｋ1 個）およびベース−エミッ
タ間電圧（ＶBE2 ）、前記レベルシフト部のトランジス
タ数（ｋ2 ）およびベース−エミッタ間電圧（ＶBE4 ）
とした場合に、下記の式を満足することを特徴とする請
求項１記載の電流−電圧変換回路。 ｎ1 ＊ＶBE1 ＝ｎ2 ＊ＶBE3 で、かつ （ｋ1 ＊ＶBE2 ）／（２＊Ｐ）＝ｋ2 ＊ＶBE4 ただし、Ｐはカレントミラー部の電流設定用抵抗と差動
増幅部の負荷抵抗との比である。 - 【請求項３】 前記カレントミラー部の電流設定用抵抗
と前記差動増幅部の負荷抵抗との比（Ｐ）を１／２に設
定したことを特徴とする請求項２記載の電流−電圧変換
回路。
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|---|---|---|---|
| JP2000103892A JP2001292036A (ja) | 2000-04-05 | 2000-04-05 | 電流−電圧変換回路 |
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ID=18617523
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|---|---|---|---|
| JP2000103892A Pending JP2001292036A (ja) | 2000-04-05 | 2000-04-05 | 電流−電圧変換回路 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005064001A (ja) * | 2003-08-08 | 2005-03-10 | Fuji Xerox Co Ltd | 光量制御装置及びこれを用いた画像形成装置 |
| JP2006287295A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-19 | Sanyo Electric Co Ltd | 受光増幅回路及びそれを備えた表示装置 |
-
2000
- 2000-04-05 JP JP2000103892A patent/JP2001292036A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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