JP2003318670A

JP2003318670A - 比較回路および光通信受信装置

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Publication number: JP2003318670A
Application number: JP2002125584A
Authority: JP
Inventors: Daisuke Murakami; 大助村上
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-04-26
Filing date: 2002-04-26
Publication date: 2003-11-07

Abstract

(57)【要約】【課題】増幅後の大きなレベルの信号に対してオフセ
ットを付与する構成を採った場合、オフセット量が抵抗
値などのばらつきに依存することになるため、特に小信
号の場合に最適な閾値を設定するのが難しい。【解決手段】エミッタサイズの異なる２組の差動アン
プ回路１１，１２を用意し、これら差動アンプ回路１
１，１２の対応するトランジスタ間でベース同士および
コレクタ同士を接続し、各エミッタに流れる電流を電流
制御回路１３によって制御することにより、エミッタサ
イズｎで決まる±Ｖ_Tｌｎ（ｎ）の範囲内で任意の入力
オフセット量を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、比較回路および光
通信受信装置に関し、特に閾値が可変な比較回路および
これを光受信した信号の論理の増幅を行う論理増幅回路
として用いた光通信受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】光通信ＷＤＭ(Wavelength Division Mul
tiplex;波長分割多重)は、光ファイバーケーブルの伝送
容量を大幅に拡大する伝送技術の一つである。この伝送
技術を用いた受光信号を電気信号に変換した場合、図１
２に示すように、波長多重の特異性によってアイパター
ンの片側だけがノイズ量増大になるため、光受信した信
号、例えばＮＲＺ(non-return-to-zero)信号の論理、即
ち“１”／“０”を判定する論理判定回路の判定閾値
（以下、単に閾値と記す）を当該ＮＲＺ信号のセンター
値に対して多少ずらす必要がある（オフセット閾値）。
そのため、比較回路としては、閾値が可変な構成のもの
が用いられる。

【０００３】閾値が可変な比較回路として、従来、図１
３に示す回路構成のものが一般的に知られている。この
従来例に係る比較回路は、差動アンプ回路１０１を基本
回路とし、この基本回路の他にオフセット付与回路１０
２を持つ構成となっている。差動アンプ回路１０１は、
エミッタが共通に接続され、各ベース間に信号Ｖｉｎが
入力される差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２と、
これら差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２の各コレ
クタと電源Ｖｃｃとの間に接続された負荷抵抗Ｒ１０
１，Ｒ１０２と、差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０
２のエミッタ共通接続点とグランドとの間に接続された
電流源Ｉ１０１とから構成されている。

【０００４】オフセット付与回路１０２は、差動アンプ
回路１０１の差動対トランジスタＱ１０１，Ｑ１０２と
各コレクタがそれぞれ接続され、各ベース間にバイアス
電圧Ｖｂｉａｓが印加されるトランジスタＱ１０３，Ｑ
１０４と、これらトランジスタＱ１０３，Ｑ１０４の各
エミッタに各一端がそれぞれ接続され、かつ各他端が共
通に接続されたエミッタ抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４と、こ
れらエミッタ抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４の共通接続点（各
他端）とグランドとの間に接続された電流源Ｉ１０２と
から構成されている。

【０００５】このオフセット付与回路１０２において
は、バイアス電圧Ｖｂｉａｓの電圧値およびエミッタ抵
抗Ｒ１０３，Ｒ１０４の各抵抗値によって決まる電流が
差動アンプ回路１０１の負荷抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２に
流れる各電流に加算されることによって差動アンプ回路
１０１に対してオフセットが付与され、このオフセット
付与によって比較回路の閾値が変化することになる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の従来例に係る比較回路では、差動アンプ回路１０１
の出力端、即ち増幅後の大きなレベルの信号に対してオ
フセットを付与する構成を採っているため、ゲインのな
い入力端でオフセットを付与する場合よりもオフセット
量を大きく設定する必要があるとともに、オフセット量
がバイアス電圧Ｖｂｉａｓの電圧値およびエミッタ抵抗
Ｒ１０３，Ｒ１０４の各抵抗値によって決まり、当該オ
フセット量がこれら抵抗値などのばらつきに依存するこ
とになるため、特に入力信号が小信号の場合に最適な閾
値を設定するのが難しいという課題があった。

【０００７】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
であり、その目的とするところは、特に信号レベルが小
さくかつ高速の信号においてＤＣオフセット処理に最適
な比較回路およびこれを用いた光通信受信装置を提供す
ることにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明による比較回路
は、エミッタサイズがｎ：ｍ（ｎ＞ｍ）で各エミッタが
共通に接続されてなる第１の差動対トランジスタと、エ
ミッタサイズがｍ：ｎで各エミッタが共通に接続され、
前記第１の差動対トランジスタと対応するトランジスタ
間でベース同士およびコレクタ同士が接続されてなる第
２の差動対トランジスタと、前記第１，第２の差動対ト
ランジスタの各エミッタに流れる電流を制御する電流制
御手段とを備えた構成となっている。この比較回路は、
例えば光通信受信装置において、光受信した信号の論理
の増幅を行う論理増幅回路として用いられる。

【０００９】上記構成の比較回路またはこれを論理判定
回路として用いた光通信受信装置において、対応するト
ランジスタ間でベース同士およびコレクタ同士が接続さ
れてなる第１，第２の差動対トランジスタの各エミッタ
に流れる電流を制御することで、エミッタサイズｍ，ｎ
で決まる範囲内で任意の入力オフセット量を、ゲインの
ない入力端で持たせることができる。その際、その可変
幅がトランジスタの物性で決まり、ばらつきがないた
め、任意のオフセット量を高精度にて設定できる。した
がって、特に信号レベルが小さくかつ高速の信号におい
てＤＣオフセット処理に最適となる。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の一
実施形態に係る比較回路の構成例を示す回路図である。
図１から明らかなように、本実施形態に係る比較回路
は、２組の差動アンプ回路１１，１２および電流制御回
路１３を有する構成となっている。

【００１１】差動アンプ回路１１は、エミッタサイズが
異なる、即ちエミッタサイズがｎ：１（ｎ＞１）、本例
では４：１の差動対トランジスタＱ１１，Ｑ１２と、ト
ランジスタＱ１１のコレクタと電源Ｖｃｃとの間に接続
された負荷抵抗Ｒ１１とを有する構成となっている。こ
の差動アンプ回路１１において、差動対トランジスタＱ
１１，Ｑ１２の各エミッタが共通に接続されており、ト
ランジスタＱ１１のベースには入力信号Ｖｉｎが、トラ
ンジスタＱ１２には入力信号Ｖｉｎと逆相の入力信号Ｖ
ｉｎｂがそれぞれ入力される。

【００１２】差動アンプ回路１２は、エミッタサイズが
１：ｎ、本例では１：４の差動対トランジスタＱ１３，
Ｑ１４と、トランジスタＱ１４のコレクタと電源Ｖｃｃ
との間に接続された負荷抵抗Ｒ１２とを有する構成とな
っている。この差動アンプ回路１２において、差動対ト
ランジスタＱ１３，Ｑ１４の各エミッタが共通に接続さ
れており、トランジスタＱ１３は差動アンプ回路１１の
トランジスタＱ１１とベース同士およびコレクタ同士が
それぞれ共通に接続され、トランジスタＱ１４は差動ア
ンプ回路１１のトランジスタＱ１２とベース同士および
コレクタ同士がそれぞれ共通に接続されている。

【００１３】そして、負荷抵抗Ｒ１２とトランジスタＱ
１２，Ｑ１４の各コレクタとの共通接続点から出力信号
Ｖｏｕｔが、負荷抵抗Ｒ１１とトランジスタＱ１１，Ｑ
１３の各コレクタとの共通接続点から出力信号Ｖｏｕｔ
と逆相の出力信号Ｖｏｕｔｂがそれぞれ導出される。

【００１４】電流制御回路１３は、差動アンプ回路１１
側の差動対トランジスタＱ１１，Ｑ１２および差動アン
プ回路１２側の差動対トランジスタＱ１３，Ｑ１４の各
エミッタ共通接続点にコレクタがそれぞれ接続された差
動対トランジスタＱ１５，Ｑ１６と、これら差動対トラ
ンジスタＱ１５，Ｑ１６の各エミッタ間に接続された抵
抗Ｒ１３と、トランジスタＱ１５，Ｑ１６の各エミッタ
とグランド（ＧＮＤ）との間に接続された電流源Ｉ１
１，Ｉ１２とから構成されている。

【００１５】この電流制御回路１３において、トランジ
スタＱ１５のベースにはコントロール信号、即ちコント
ロール電圧Ｖｃｏｎｔが外部から入力され、トランジス
タＱ１６のベースには基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。
そして、電流制御回路１３は、コントロール電圧Ｖｃｏ
ｎｔの基準電圧Ｖｒｅｆに対する電位差に応じて、差動
対トランジスタＱ１１，Ｑ１２の各エミッタに流れる電
流と差動対トランジスタＱ１３，Ｑ１４の各エミッタに
流れる電流とを制御する。

【００１６】次に、上記構成の比較回路における回路動
作について説明する。２組の差動アンプ回路１１，１２
の回路動作は基本的に同じであることから、ここでは簡
単のために、一方の差動アンプ回路１１に全電流２Ｉｅ
が流れた場合を例にとって説明するものとする。

【００１７】差動アンプ回路１１において、トランジス
タＱ１１，Ｑ１２のエミッタ共通接続点に流れる電流は
２Ｉｅであるから、トランジスタＱ１１、Ｑ１２各エミ
ッタに流れる電流が等しい場合、即ちトランジスタＱ１
１、Ｑ１２各エミッタに電流Ｉｅが流れるときのトラン
ジスタＱ１１、Ｑ１２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ
１、Ｖｂｅ２は、Ｖｂｅ１＝Ｖ_Tｌｎ｛（Ｉｅ／４）／Ｉｓ｝Ｖｂｅ２＝Ｖ_Tｌｎ（Ｉｅ／Ｉｓ）で表される。ここで、Ｖ_T＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボル
ツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷（素電荷）
である。また、Ｉｓは逆飽和電流である。

【００１８】したがって、入力ＤＣ電圧差ΔＶ（Ｖｉｎ
−Ｖｉｎｂ）は、 ΔＶ＝Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ２＝−Ｖ_Tｌｎ４となる。ここで、Ｖ_T＝２６ｍＶであるため、差動対ト
ランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタサイズｎ：１が
４：１である本回路例の場合には、ΔＶ（Ｖｉｎ−Ｖｉ
ｎｂ）が−３６ｍＶとなる。因みに、ｎ＝２の場合はΔ
Ｖ＝−１８ｍＶ、ｎ＝１０の場合はΔＶ＝−６０ｍＶと
なる。このことは、エミッタサイズ（トランジスタ数）
ｎで入力ＤＣ電圧差ΔＶが決まることを意味している。

【００１９】本実施形態に係る比較回路においては、こ
のような回路動作を行う２組の差動アンプ回路１１，１
２を用い、これら差動アンプ回路１１，１２について、
対応するトランジスタ間、即ちエミッタサイズｎのトラ
ンジスタＱ１１とエミッタサイズ１のトランジスタＱ１
３との間およびエミッタサイズ１のトランジスタＱ１２
とエミッタサイズｎのトランジスタＱ１４との間でベー
ス同士およびコレクタ同士を接続して各エミッタに流れ
る電流を電流制御回路１３によって制御する構成を採っ
ている。したがって、本実施形態に係る比較回路におい
ては、入力ＤＣ電圧差ΔＶ（Ｖｉｎ−Ｖｉｎｂ）が、±
Ｖ_Tｌｎ（ｎ）の範囲でコンパレート可能となる。

【００２０】図２に、最大入力ＤＣ電圧差ΔＶ（Ｖｉｎ
−Ｖｉｎｂ）に対する出力電流Ｉｏｕｔ（Ｉｏｕｔ１，
Ｉｏｕｔ２）の特性を示す。同図において、実線で示す
特性は、コントロール電圧Ｖｃｏｎｔを基準電圧Ｖｒｅ
ｆに対して低く設定した場合（Ｖｃｏｎｔ＝“Ｌ”）を
示し、点線で示す特性は、コントロール電圧Ｖｃｏｎｔ
を基準電圧Ｖｒｅｆに対して高く設定した場合（Ｖｃｏ
ｎｔ＝“Ｈ”）を示している。また、図３には、ｎ＝１
０、Ｖｃｏｎｔ＝“Ｈ”、電流制御回路１３の電流源Ｉ
１１，Ｉ１２の各電流値Ｉ＝１００μＡの場合における
ΔＶ−Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２の特性を示している。

【００２１】上述したように、エミッタサイズの異なる
２組の差動アンプ回路１１，１２を用いて比較回路を構
成し、これら差動アンプ回路１１，１２の対応するトラ
ンジスタ間でベース同士およびコレクタ同士を接続して
各エミッタに流れる電流を制御することにより、エミッ
タサイズｎで決まる±Ｖ_Tｌｎ（ｎ）の範囲内で任意の
入力オフセット量を得ることができる。特に、ゲインの
ない比較回路の入力端でオフセットを持たせる構成を採
っており、しかも±Ｖ_Tｌｎ（ｎ）の可変幅がトランジ
スタの物性で決まり、ばらつきがないため、任意のオフ
セット量を高精度にて設定できる。したがって、特に信
号レベルが例えば±６０ｍＶ以下と小さくかつ数ＧＨｚ
〜１０ＧＨｚ程度の高速の信号においてＤＣオフセット
処理に最適な比較回路を実現できる。

【００２２】ここで、トランジスタのコレクタに寄生容
量が付くのは避けられなく、これら寄生容量の容量値が
差動対トランジスタ間で異なり、寄生容量の容量値と負
荷抵抗の抵抗値とで決まる時定数が変わると、比較回路
において、特に数ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ程度とデータレー
トが高い光通信の場合のように、高速の信号を扱う場合
には周波数特性が変化する。その結果、出力信号Ｖｏｕ
ｔ，Ｖｏｕｔｂの振幅が、周波数特性が変化することに
よって変動してしまう。

【００２３】これに対して、本実施形態に係る比較回路
では、差動アンプ回路１１，１２のエミッタサイズを同
じに設定する一方、エミッタサイズｎのトランジスタＱ
１１とエミッタサイズ１のトランジスタＱ１３との間お
よびエミッタサイズ１のトランジスタＱ１２とエミッタ
サイズｎのトランジスタＱ１４との間でベース同士およ
びコレクタ同士を接続し、負荷抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に対
して同じトランジスタ数が接続されるようにしているこ
とで、コレクタに付く寄生容量が差動アンプ回路１１，
１２間でほぼ等しくなるため、扱う信号が特に高速の信
号の場合でも周波数特性が変化することはなく、したが
って出力信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂの振幅が安定するこ
とになる。

【００２４】なお、本実施形態においては、差動アンプ
回路１１，１２のエミッタサイズをｎ：１に設定すると
したが、これに限られるものではなく、ｎ：ｍ（ｎ＞
ｍ）のエミッタサイズであれば良い。エミッタサイズが
ｎ：ｍの比較回路の場合には、入力ＤＣ電圧差ΔＶ（Ｖ
ｉｎ−Ｖｉｎｂ）が、±Ｖ_Tｌｎ（ｍ／ｎ）の範囲でコ
ンパレート可能となる。

【００２５】このとき、負荷抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に流れ
る電流Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２は、

【数１】で表される。ここで、ΔＶ＝Ｖｉｎ−Ｖｉｎｂ、Ｘ＝
（Ｖｃｏｎｔ−Ｖｒｅｆ）／（Ｉ・Ｒｃ）である。な
お、Ｉは電流制御回路１３の電流源Ｉ１１，Ｉ１２の各
電流値、Ｒｃは抵抗Ｒ１３の抵抗値である。

【００２６】図４〜図６に、電源電圧Ｖｃｃが３．３
Ｖ、基準電圧Ｖｒｅｆが１．５Ｖ、入力信号Ｖｉｎｂが
２．５Ｖ（固定）の条件下でのシミュレーション結果を
示す。図４は、Ｖｉｎｂ＝２．５Ｖに対して入力信号Ｖ
ｉｎのセンター値がＤＣ的に−３４ｍＶずれた場合のシ
ミュレーション結果を示している。この場合には、コン
トロール電圧Ｖｃｏｎｔを基準電圧Ｖｒｅｆに対して高
く、具体的にはＶｃｏｎｔ＝１．８Ｖに設定することに
なる。

【００２７】図５は、Ｖｉｎｂ＝２．５Ｖに対して入力
信号Ｖｉｎのセンター値が一致している場合のシミュレ
ーション結果を示している。この場合には、Ｖｃｏｎｔ
＝Ｖｒｅｆに設定することになる。図６は、Ｖｉｎｂ＝
２．５Ｖに対して入力信号Ｖｉｎのセンター値がＤＣ的
に＋３４ｍＶずれた場合のシミュレーション結果を示し
ている。この場合には、コントロール電圧Ｖｃｏｎｔを
基準電圧Ｖｒｅｆに対して低く、具体的にはＶｃｏｎｔ
＝１．２Ｖに設定することになる。

【００２８】図７には、基準電圧Ｖｉｎｂを２．５Ｖに
固定した場合において、入力信号Ｖｉｎを２．０Ｖから
３．０Ｖへスイープさせたときに、コントロール電圧Ｖ
ｃｏｎｔを１．２Ｖから１．８Ｖに変えることで、出力
の交わるポイントが変化する様子を示している。

【００２９】これらのシミュレーション結果から明らか
なように、比較回路の閾値に対してセンター値がずれた
信号Ｖｉｎが入力される場合に、コントロール電圧Ｖｃ
ｏｎｔによって差動アンプ回路１１，１２の各エミッタ
に流れる電流を制御し、エミッタサイズｎで決まる±Ｖ
_Tｌｎ（ｎ）の範囲内で任意の入力オフセット量を設定
して信号Ｖｉｎのセンター値に対して閾値を一致させる
ことで、元々一致している場合（図５）とほぼ同じ振幅
の出力信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを得ることができる。

【００３０】次に、本実施形態に係る比較回路の実用回
路例を示し、これら実用回路例について説明する。

【００３１】（第１実用回路例）図８は、第１実用回路
例に係る構成を示す回路図であり、図中、図１と同等部
分には同一符号を付して示している。本実用回路例にお
いては、比較回路１０の出力信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂ
を例えば２段構成のアンプ回路２１を通して導出する一
方、コントロール電圧Ｖｃｏｎｔの入力端子２２と基準
電圧Ｖｒｅｆの入力端子２３との間に可変電圧源２４を
接続し、出力信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを監視しながら
可変電圧源２４によるコントロール電圧ΔＶｃｏｎｔを
最適な電圧値に設定する構成を採っている。このコント
ロール電圧ΔＶｃｏｎｔを制御することにより、入力信
号Ｖｉｎに対して最適なオフセット量（閾値）を設定す
ることが可能となる。

【００３２】（第２実用回路例）図９は、第２実用回路
例に係る構成を示す回路図であり、図中、図８と同等部
分には同一符号を付して示している。本実用回路例で
は、比較回路１０の出力信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを例
えば２段構成のアンプ回路２１を通して導出する一方、
当該アンプ回路２１の中段から出力信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏ
ｕｔｂを取り出して抵抗Ｒ２１，Ｒ２２およびコンデン
サＣ２１からなる積分回路２５で積分し、その積分結果
をコントロール電圧Ｖｃｏｎｔの入力端子２２と基準電
圧Ｖｒｅｆの入力端子２３との間にコントロール電圧Δ
Ｖｃｏｎｔとしてフィードバックする構成を採ってい
る。

【００３３】この第２実用回路例においては、入力信号
Ｖｉｎが入力信号Ｖｉｎｂよりも高く、コントロール電
圧Ｖｃｏｎｔが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合には、
出力信号Ｖｏｕｔが出力信号Ｖｏｕｔｂよりも高くな
る。この大小関係にある出力信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂ
が積分回路２５で積分され、その積分結果が入力端子２
２，２３間にコントロール電圧ΔＶｃｏｎｔとしてフィ
ードバックされることにより、基準電圧Ｖｒｅｆがコン
トロール電圧Ｖｃｏｎｔよりも高くなり、Ｖｏｕｔ＝Ｖ
ｏｕｔｂのところで安定する。

【００３４】（第３実用回路例）図１０は、第３実用回
路例に係る構成を示す回路図であり、図中、図１と同等
部分には同一符号を付して示している。本実用回路例で
は、２組の差動アンプ回路１１Ａ，１２Ａの各々におい
て、差動対トランジスタを複数段、本例では２段縦積み
にした構成を採っている。

【００３５】具体的には、エミッタサイズ４のトランジ
スタＱ１１のエミッタにエミッタサイズ４のトランジス
タＱ２１の各ベース・コレクタが接続され、エミッタサ
イズ１のトランジスタＱ１２のエミッタにエミッタサイ
ズ１のトランジスタＱ２２のベース・コレクタが接続さ
れ、これらトランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタが共
通に接続されている。また、エミッタサイズ１のトラン
ジスタＱ１３のエミッタにエミッタサイズ１のトランジ
スタＱ２３のベース・コレクタが接続され、エミッタサ
イズ４のトランジスタＱ１４のエミッタにエミッタサイ
ズ４のトランジスタＱ２４の各ベース・コレクタが接続
され、これらトランジスタＱ２３，Ｑ２４のエミッタが
共通に接続されている。

【００３６】一方、電流制御回路１３Ａは、差動対トラ
ンジスタ（ＰＮＰ）Ｑ１５Ａ，Ｑ１６Ａとこれらトラン
ジスタＱ１５Ａ，Ｑ１６Ａの各エミッタ間に接続された
抵抗Ｒ１３からなる差動回路に加えて、当該差動回路で
生成された電流を差動アンプ回路１１Ａ，１２Ａの各エ
ミッタに伝達するカレントミラー回路を有する構成とな
っている。

【００３７】カレントミラー回路は、トランジスタＱ２
１，Ｑ２２のエミッタ共通接続点とグランドとの間に接
続されたトランジスタＱ２５およびこのトランジスタＱ
２５とベースが共通接続され、トランジスタＱ１５Ａの
コレクタとグランドとの間に接続されたダイオード接続
構成のトランジスタＱ２６と、トランジスタＱ２３，Ｑ
２４のエミッタ共通接続点とグランドとの間に接続され
たトランジスタＱ２７およびこのトランジスタＱ２７と
ベースが共通接続され、トランジスタＱ１６Ａのコレク
タとグランドとの間に接続されたダイオード接続構成の
トランジスタＱ２８とから構成されている。

【００３８】この第３実用回路例では、２組の差動アン
プ回路１１Ａ，１２Ａの各々において、差動対トランジ
スタを複数段縦積みにしたことで、最大入力ＤＣ電圧差
ΔＶを縦積み段数に対応して大きく設定することができ
る。ここで、縦積み段数をａとした場合、最大入力ＤＣ
電圧差ΔＶは、 ΔＶ＝±ａＶ_T・ｌｎ（ｎ）で表される。

【００３９】また、電流制御回路１３Ａにおいて、差動
対トランジスタＱ１５Ａ，Ｑ１６Ａおよび抵抗Ｒ１３か
らなる差動回路で生成された電流を、カレントミラー回
路によって差動アンプ回路１１Ａ，１２Ａの各エミッタ
に伝達する構成を採ったことで、特に電源電圧Ｖｃｃが
低い場合に、差動アンプ回路１１Ａ，１２Ａの差動対ト
ランジスタを複数段縦積みしても、差動アンプ回路１１
Ａ，１２Ａの各エミッタと基準電位点であるグランドと
の間にトランジスタが１個ずつ介在するだけであるた
め、ダイナミックレンジを十分に確保できる。

【００４０】以上説明した本発明の実施形態あるいはそ
の実用回路例に係る比較回路は、一例として、光通信受
信装置において、光受信したＮＲＺ信号の論理、即ち
“１”／“０”を判定する論理判定回路として用いるこ
とができる。

【００４１】図１１は、本発明に係る光通信受信装置の
構成例を示すブロック図である。図１１において、光信
号が光検出器（ＰＤ）３１で受光され、ここで電気信号
に変換されて信号電流（ＮＲＺ信号）として出力され
る。この信号電流はトランスインピーダンスアンプ３２
でＩ（電流）−Ｖ（電圧）変換された後、ＮＲＺ信号の
“１”／“０”を増幅する論理増幅回路３３に供給され
る。

【００４２】この論理増幅回路３３の出力は、リタイミ
ング回路３４およびクロックリカバリ回路３５に供給さ
れる。クロックリカバリ回路３５は、受信データからそ
れに含まれるクロック成分を抽出し、このクロック成分
に位相同期した新たなクロック信号を生成してリタイミ
ング回路３４に供給する。リタイミング回路３４は、ク
ロックリカバリ回路３５から与えられるクロック信号に
基づいて、論理増幅回路３３の出力である受信データを
リタイミング（一種の波形整形）して次段の信号処理系
に供給する。

【００４３】このように、例えばＮＲＺのデジタルデー
タを用いる光通信において、その受信装置の入力部でＮ
ＲＺ信号の論理（“１”／“０”）の増幅を行う論理増
幅回路３３として、先述した実施形態あるいはその実用
回路例に係る比較回路が用いられる。

【００４４】これによれば、当該比較回路は特に信号レ
ベルが例えば±６０ｍＶ以下と小さくかつ数ＧＨｚ〜１
０ＧＨｚ程度の高速の信号においてＤＣオフセット処理
に最適であるため、光通信ＷＤＭ技術を用いた受光信号
を電気信号に変換した際に、波長多重の特異性によって
アイパターンの片側だけがノイズ量増大になったとして
も、ＮＲＺ信号のセンター値に対して最適な閾値を設定
できる。その結果、論理増幅回路３３での確実な論理判
定、ひいては本光通信受信装置の確実な受信動作が行え
ることになる。

【００４５】なお、本適用例では、先述した実施形態あ
るいはその実用回路例に係る比較回路を光通信受信装置
の論理判定回路として用いた場合を例に挙げたが、この
適用例に限られるものではなく、閾値が可変な比較回路
全般に適用可能である。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
エミッタサイズの異なる２組の差動アンプ回路を用意
し、これら差動アンプ回路の対応するトランジスタ間で
ベース同士およびコレクタ同士を接続して各エミッタに
流れる電流を制御する構成としたことにより、エミッタ
サイズで決まる範囲内で任意の入力オフセット量を、ゲ
インのない入力端で持たせることができ、しかもその可
変幅がトランジスタの物性で決まり、ばらつきがないた
め、任意のオフセット量を高精度にて設定できることに
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係る比較回路の構成例を
示す回路図である。

【図２】最大入力ＤＣ電圧差に対する出力電流の特性を
示す特性図である。

【図３】ｎ＝１０、Ｖｃｏｎｔ＝“Ｈ”、Ｉ＝１００μ
ＡのΔＶ−Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２の特性を示す特性図
である。

【図４】Ｖｉｎｂ＝２．５Ｖに対して入力信号Ｖｉｎの
センター値がＤＣ的に−３４ｍＶずれた場合のシミュレ
ーション結果を示す図である。

【図５】Ｖｉｎｂ＝２．５Ｖに対して入力信号Ｖｉｎの
センター値が一致している場合のシミュレーション結果
を示す図である。

【図６】Ｖｉｎｂ＝２．５Ｖに対して入力信号Ｖｉｎの
センター値がＤＣ的に＋３４ｍＶずれた場合のシミュレ
ーション結果を示す図である。

【図７】基準電圧Ｖｉｎｂを２．５Ｖに固定した場合に
おいて、入力信号Ｖｉｎを２．０Ｖから３．０Ｖへスイ
ープさせ、コントロール電圧Ｖｃｏｎｔを１．２Ｖから
１．８Ｖに変えたときの様子を示す図である。

【図８】第１実用回路例に係る構成を示す回路図であ
る。

【図９】第２実用回路例に係る構成を示す回路図であ
る。

【図１０】第３実用回路例に係る構成を示す回路図であ
る。

【図１１】本発明に係る光通信受信装置の構成例を示す
ブロック図である。

【図１２】光通信ＷＤＭ技術を用いた受光信号を電気信
号に変換した際に、波長多重の特異性によってアイパタ
ーンの片側だけがノイズ量増大になる様子を示す波形図
である。

【図１３】閾値が可変な比較回路の従来例を示す回路図
である。

【符号の説明】１１，１１Ａ，１２，１２Ａ…差動アンプ回路、１３，
１３Ａ…電流制御回路、２１…アンプ、２４…可変電圧
源、２５…積分回路、３１…光検出器、３２…トランス
インピーダンスアンプ、３３…論理増幅回路、３４…リ
タイミング回路、３５…クロックリカバリ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｂ 10/26 10/28 Ｆターム(参考） 5J039 DA04 DC05 KK16 KK18 MM16 NN01 5J066 AA01 AA12 CA13 FA10 HA02 HA08 HA25 HA29 HA44 KA00 KA02 KA05 KA09 KA31 MA11 MA21 ND03 ND07 ND22 ND23 ND24 PD02 SA13 TA01 TA02 TA06 5J500 AA01 AA12 AC13 AF10 AH02 AH08 AH25 AH29 AH44 AK00 AK02 AK05 AK09 AK31 AM11 AM21 AS13 AT01 AT02 AT06 DN03 DN07 DN22 DN23 DN24 DP02 5K102 AA01 AA52 AD01 AH22 KA28 KA39 MA02 MB14 MB15 MC23 MC30 MD01 MH03 MH14 MH22 MH23 PH31 RD01 RD02 RD15

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】エミッタサイズがｎ：ｍ（ｎ＞ｍ）で各
エミッタが共通に接続されてなる第１の差動対トランジ
スタと、エミッタサイズがｍ：ｎ（ｎ＞ｍ）で各エミッタが共通
に接続され、前記第１の差動対トランジスタと対応する
トランジスタ間でベース同士およびコレクタ同士が接続
されてなる第２の差動対トランジスタと、前記第１，第２の差動対トランジスタの各エミッタに流
れる電流を制御する電流制御手段とを備えたことを特徴
とする比較回路。
【請求項２】前記電流制御手段は、外部から与えられ
るコントロール信号に応じて前記第１，第２の差動対ト
ランジスタの各エミッタに流れる電流を制御することを
特徴とする請求項１記載の比較回路。
【請求項３】前記第１，第２の差動対トランジスタの
コレクタから導出される出力信号を積分し、その積分結
果を前記電流制御手段にそのコントロール信号としてフ
ィードバックする手段を有することを特徴とする請求項
１記載の比較回路。
【請求項４】前記第１，第２の差動対トランジスタが
複数段縦積みとなっていることを特徴とする請求項１記
載の比較回路。
【請求項５】光信号を受光し、この光信号を電気信号
に変換して出力する光検出器と、前記光検出器の出力信
号の論理の増幅を行う論理増幅回路とを具備する光通信
受信装置であって、前記論理増幅回路は、エミッタサイズがｎ：ｍ（ｎ＞ｍ）で各エミッタが共通
に接続されてなる第１の差動対トランジスタと、エミッタサイズがｍ：ｎ（ｎ＞ｍ）で各エミッタが共通
に接続され、前記第１の差動対トランジスタと対応する
トランジスタ間でエミッタ同士およびコレクタ同士が接
続されてなる第２の差動対トランジスタと、前記第１，第２の差動対トランジスタの各エミッタに流
れる電流を制御する電流制御手段とを有することを特徴
とする光通信受信装置。