DE69724212T2

DE69724212T2 - Ausgangstreiberschaltung für einen stabilisierten DC-Stromversorgungsschaltkreis

Info

Publication number: DE69724212T2
Application number: DE69724212T
Authority: DE
Inventors: Koichi Kashihara-shi Hanafusa; Akio Kitakatsuragi-gun Nakajima
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1996-10-08
Filing date: 1997-09-29
Publication date: 2004-06-09
Anticipated expiration: 2017-09-30
Also published as: KR100353381B1; US5859757A; JPH10111722A; EP0836130A3; KR19980032403A; EP0836130B1; DE69724212D1; JP3442942B2; CN1097214C; EP0836130A2; CN1180853A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft eine Ausgangstreiberschaltung für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine Ausgangstreiberschaltung dieser Art ist aus Franke M.: "Zero-Drop-Spannungsregler", Radio, Fernsehen, Elektronik, Band 40, Nr. 7, 01. Januar 1991, Seite 389, XP000235733 bekannt.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Stabilisierte Gleichspannungsversorgungen, die es erlauben, einer Last unabhängig von Schwankungen des Stromverbrauchs derselben oder einer Eingangsspannung der Last immer eine konstante Gleichspannung zuzuführen, werden auf einer Anzahl von Gebieten als Stromversorgungsschaltung für Computer usw. verwendet.
Wie es in der 6 dargestellt ist, liefert bei einer herkömmlichen stabilisierten Gleichspannungsversorgung 110 ein Ausgangstransistor 102 einen Strom entsprechend einem Treiberstrom Id an eine Last 105. Die Ausgangsspannung V_out zwischen den Ausgangsanschlüssen wird durch eine Spannungsteilerschaltung 103 geteilt, und an einen Abweichungsverstärker 111 wird eine Rückkopplungsspannung V_adj angelegt.
Wenn z. B. eine Ausgangsspannung V_out wegen eines Anstiegs des Stromverbrauchs (Laststrom) der Last 105 abzusenken ist, vergleicht der Abweichungsverstärker 111 die Rückkopplungsspannung V_adj mit einer konstanten Bezugsspannung V_ref, um die Differenz zu erfassen. In diesem Fall erhöht der Abweichungsverstärker 111 eine Ausgangsspannung VA und er weist eine Basistreiberschaltung 112 an, einen Treiberstrom Id zu erhöhen. Im Ergebnis nimmt ein Korrekturstrom des Ausgangstransistors 102, d. h. ein Ausgangsstrom I_out der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 zu, um die Ausgangsspannung V_out konstant zu halten. Andererseits senkt z. B. dann, wenn die Ausgangsspannung V_out wegen eines Anstiegs der Eingangsspannung V_IN zu erhöhen ist, der Abweichungsverstärker 111 die Ausgangsspannung VA ab, um die Basistreiberschaltung 112 anzuweisen, den Treiberstrom Id abzusenken. Im Ergebnis nimmt der Ausgangsstrom I_out der stabilisierten Gleichspannungsversorgung ab, um die Ausgangsspannung V_out konstant zu halten. Im Ergebnis kann die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 101 unabhängig von einer Änderung der Eingangsspannung V_IN oder des Stromverbrauchs der Last 105 eine konstante Spannung an die Last 105 anlegen.
Die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 101 mit der beschriebenen Anordnung liefert einen Strom entsprechend dem Laststrom, um die Ausgangsspannung V_out konstant zu halten. Daher kann an der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 ein Schaden auftreten, wenn der Laststrom zu groß wird. Daher ist es, um die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 101 gegen die Lieferung eines Überstroms zu schützen, erforderlich, in ihr einen Schaltkreis zum Begrenzen des Maximalwerts des Ausgangsstroms anzubringen. Selbst wenn die Ausgangsstrom-Schutzfunktion vorhanden ist, liefert die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 101 im Fall eines Kurzschlusses zwischen den Ausgangsanschlüssen soviel Strom wie möglich, um die Ausgangsspannung V_out zu erhöhen. Dies führt zu einem Überhitzungsproblem zwischen den Ausgangsanschlüssen, was zu einer Beschädigung der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 und auch von Peripherieeinrichtungen führen kann. Daher ist für die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 101, für die ein hoher Ausgangsstrom gilt, eine Kurzschluss-Verhinderungsfunktion unvermeidlich.
In der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 ist ein Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitt 113 vorhanden, um die beiden obigen beschriebenen Funktionen zu erzielen. Für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung 101 mit niedrigen Verlusten erfasst, im Fall des Verwendens eines Ausgangstransistors 102 und eines IC zu Steuerungszwecken in Form zweier Chips, der Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitt 113 einen Überstrom und einen Kurzschluss nicht auf Grundlage des Ausgangsstroms V_out sondern auf Grundlage des Treiberstroms Id.
Nun werden jeweilige Konstruktionen der Schaltungen 111 und 113 detailliert erläutert. Die Basistreiberschaltung 112 verfügt über einen npn-Transistor Q111 und einen npn-Transistor Q112 in Form einer Darlingtonschaltung. Der Transistor Q111 ist so angebracht, dass seine Basis mit dem Ausgang des Abweichungsverstärkers 111 verbunden ist und sein Kollektor mit demjenigen des Ausgangstransistors 102 verbunden ist. Daher absorbiert der Transistor Q112 einen Treiberstrom Id in einem Umfang, der der Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 111 entspricht.
Der Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitt 113 verfügt über einen npn-Transistor Q121 und einen Widerstand R121 zum Erkennen eines Kurzschlusses und eines Überstroms. Die Basis und der Kollektor des Transistor des Transistors Q121 sind miteinander verbunden, und sie sind mit dem Emitter des Transistors Q112 verbunden. Der Emitter des Transistors Q121 ist über den Widerstand R121 mit Masse verbunden. Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q121 ist der Widerstand R122 vorhanden, um den Transistor Q121 vorzuspannen.
In der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 121 mit der beschriebenen Anordnung liefert, ohne dass eine Last anliegt, der Ausgangstransistor 102 einen Strom nur an die Spannungsteilerschaltung 103. In diesem Zustand ist der Treiberstrom Id des Ausgangstransistors 102 extrem klein (ungefähr einige 10 μA). Daher ist der Transistor Q121 in der Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 113 nicht vorgespannt, und der Treiberstrom Id fließt über den Widerstand R102 nach Masse. Im Ergebnis ist, für den Abweichungsverstärker 111, die Ausgangsspannung VA1 ohne angelegte Last aus der folgenden Formel (1) zu ungefähr 1,0 V gegeben:
In der obigen Formel (1) sind VBE (Q111) und VBE (Q112) die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q111 bzw. die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q112, und VBE ist die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter, wenn die beiden obigen Spannungen gleich sind.
Andererseits erhöht, wenn der Stromverbrauch der Last 105 (Laststrom I_out) ansteigt, die Basistreiberschaltung 112 den Treiberstrom Id. Im Ergebnis liefert der Ausgangstransistor 102 den Laststrom I_out an die Last 105. In diesem Zustand ist der Transistor Q121 vorgespannt, und der Treiberstrom Id fließt über den Transistor Q112. Im Ergebnis ist die Ausgangsspannung VA2 des Abweichungsverstärkers 111 aus der folgenden Formel zu ungefähr 2,6 V gegeben:
Hierbei ist VR121 eine anschlussbezogene Spannung des Widerstands R121.
Wenn der Laststrom V_out groß wird, nimmt der Treiberstrom Id zu, und dies wiederum erhöht die anschlussbezogene Spannung VR121 des Widerstands R121. Die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 121 des Kurzschluss-Schutzabschnitts 113 beobachtet die anschlussbezogene Spannung VR121, um einen Überstrom zu erkennen. Wenn die Spannung VR121 einen vorbestimmten Wert überschreitet, senkt die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 121 die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 111 ab. Im Ergebnis wird der Treiberstrom Id begrenzt, und die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 101 kann gegen Überstrom geschützt werden.
Andererseits wird, wenn der Ausgangsanschluss kurzgeschlossen wird, die Rückkopplungsspannung V_adj abgesenkt, und der Abweichungsverstärker 111 legt eine hohe Ausgangsspannung VA an die Basis des Transistors Q111 an. Im Ergebnis fließt der Emitterstrom des Transistors Q111 über die Widerstände R112, R122 und R121, und die anschlussbezogene Spannung des Widerstands R121 wird höher als die im leitenden Zustand des Transistors Q121. Die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 121 beobachtet die anschlussbezogene Spannung des Widerstands 121 zum Erkennen des Kurzschlusses, und wenn die anschlussbezogene Spannung den vorbestimmten Wert überschreitet, senkt die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 121 die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 111 ab. Im Ergebnis wird der Treiberstrom Id begrenzt, und die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 110 kann gegen Kurzschlüsse geschützt werden.
Jedoch zeigt die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 111 mit der beschriebenen Anordnung einen Nachteil dahingehend, dass das Übergangsverhalten des Ausgangsstroms schlecht ist. Eine Verzögerung im Übergangsverhalten ergibt sich aus einer Änderung der Phasenkompensationskapazität C101 im Abweichungsverstärker 111 beim Anstieg von keiner Last auf eine große Last.
Genauer gesagt, variiert bei einem Anstieg von keiner Last auf große Last ein Ende der Phasenkompensationskapazität C101, d. h. die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 111, stark, wie es durch die Formeln (1) und (2) angegeben ist, um ungefähr 1,6 V von ungefähr 1,0 V auf ungefähr 2,6 V.
Das andere Ende der Phasenkompensationskapazität C101 ist im Wesentlichen konstant, und es ist mit der internen Schaltung eines Differenzverstärkers A121 verbunden. Daher ist bei einem Anstieg von ohne Last auf eine große Last Zeit erforderlich, um die Phasenkompensationskapazität C101 zu laden. Im Ergebnis tritt eine Verzögerung des Anstiegs auf, bevor die Basistreiberschaltung 111 den Treiberstrom Id einstellt, und die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Ausgangstransistors 102 steigt an. Im Ergebnis wird z. B. dann, wenn die Ausgangsspannung V_out auf 3,3 V eingestellt ist, diese Ausgangsspannung V_out in einer Periode von ungefähr 30 μs um ungefähr 0,5 V abgesenkt.
Als Last 105 der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 kann z. B. eine CPU (zentrale Verarbeitungseinheit) verwendet werden. Jedoch ist z. B. bei einer CPU zur Verwendung in jüngeren PCs, um eine hohe Betriebsgeschwindigkeit zu erzielen, die Taktfrequenz erhöht. Außerdem ist bei einem Anstieg der Taktfrequenz auch der Stromverbrauch erhöht. Z. B. erreicht bei einigen aktualisierten CPUs der maximale Stromverbrauch ungefähr 10 A. Im Allgemeinen variiert in einer digitalen Schaltung wie einer CPU usw. der Stromverbrauch abhängig vom Betriebszustand auf schnelle Weise; jedoch treten bei einer Erhöhung des maximalen Stromverbrauchs oder einer Erhöhung der Taktfrequenz größere Variationen des Stromverbrauchs abrupter auf.
Um der beschriebenen Last 105 zu genügen, wird bei jüngeren stabilisierten Gleichspannungsversorgungen 101 eine Regulierung der Charakteristik des Übergangsverhaltens zu einem Schlüsselfaktor. Jedoch ist es bei einer solchen herkömmlichen stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101, da das Übergangsverhalten schlecht ist, schwierig, den beschriebenen Anforderungen zu genügen.
Z. B. ist in der Veröffentlichung Nr. 12974/1993 (Tokukaihei 5-121974) zu einem ungeprüften japanischen Patent ein Verfahren zum Erhöhen eines an eine Last eines Operationsverstärkers zu liefernden Stroms entsprechend dem Energieverbrauch des Operationsverstärkers, in Anwendung auf eine Spannungsfolgerschaltung, offenbart. Genauer gesagt, ist zwischen dem Spannungsversorgungsanschluss und einer Spannungsversorgung des Operationsverstärkers, der eine Spannungsfolgerschaltung bildet, ein Widerstand vorhanden. Außerdem sind am Ausgang des Operationsverstärkers Transistoren zum Liefern von Strömen mit Stärken entsprechend der anschlussbezogenen Spannung des Widerstands parallel vorhanden. Gemäß der beschriebenen Anordnung erhöht der Transistor aufgrund von Variationen der Lastspannung des Opera tionsverstärkers und Variationen des Energieverbrauchs desselben einen an die Last zu liefernden Strom. Im Ergebnis erlaubt die Spannungsfolgerschaltung eine Antwort mit hoher Geschwindigkeit hinsichtlich Variationen der Lastspannung.
Jedoch ist die beschriebene Anordnung für eine Spannungsfolgerschaltung konzipiert, bei der ein Ausgangssignal einem Eingangssignal folgt, und so kann sie nicht dazu verwendet werden, ein Eingangssignal zu verstärken, abweichend vom in der 6 dargestellten Abweichungsverstärker 111. Außerdem variiert selbst dann, wenn das Treibervermögen des Abweichungsverstärkers 111 verbessert wird, der Vorspannungszustand des Transistors Q121, wenn ein Anstieg von keiner Last auf eine große Last erfolgt. Daher nehmen Variationen in der Ausgangsspannung VA zu, und es wurde das Problem noch nicht gelöst, dass das Übergangsverhalten verzögert ist.
Um das beschriebene Problem zu lösen, wurden verschiedene Verfahren vorgeschlagen, z. B. wie folgt: ein Verfahren (a), bei dem ein Widerstand R111 zwischen der Basis und dem Emitter des Ausgangstransistors 102 verkleinert wird. Gemäß diesem Verfahren (a) wird an den Transistor Q121 des Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitts 113 ein Ungültigkeitsstrom vom Eingangsanschluss V_in über den Widerstand R111 geliefert, der Transistor Q121 wird vorgespannt und die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 111 steigt entsprechend einer Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q121 an. Im Ergebnis können Variationen der Ausgangsspannung VA zwischen keiner Last und großer Last unterdrückt werden.
Jedoch tritt beim beschriebenen Verfahren, obwohl die Charakteristik des Übergangsverhaltens verbessert ist, ein neues Problem dahingehend auf, dass der Stromverbrauch der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 ohne angelegte Last erhöht ist. Im Ergebnis werden insbesondere bei einer Anordnung, bei der die Eingangsspannung V_in unter Verwendung von Batterien angelegt wird, wie bei tragbaren Geräten usw., die Batterien schnell aufgebraucht, was zu einer kürzeren Betriebszeit der Geräte führt.
Es wurde ein anderes Verfahren (b) vorgeschlagen, bei dem die Kapazität der Phasenkompensationskapazität C101 verringert wird. Im Ergebnis kann in der Phasenkompensationskapazität C101 selbst dann, wenn Variationen der anschlussbezogenen Spannung auftreten, die Ladezeit kurzgehalten werden, um dadurch eine verbesserte Charakteristik des Übergangsverhaltens der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 zu erzielen. Wenn jedoch das Ver fahren (b) beim Abweichungsverstärker 111 verwendet wird, kann dieser Abweichungsverstärker 111 schwingen, da die Phasentoleranz verringert ist, z. B. aufgrund von Variationen der Umgebungstemperatur, des Eingangssignals usw.
Beispielhaft wurde noch ein anderes Verfahren (c) durch die Veröffentlichung Nr. 122725/1986 (Tokukaisho 61-122725) zu einem ungeprüften japanischen Patent vorgeschlagen, gemäß dem eine Haupteinstellung und eine Feineinstellung ausgeführt werden. Genauer gesagt, verfügt eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung über eine potenzialfreie Stromversorgungsschaltung mit einem ersten und einem zweiten Anschluss, einer ersten Rückkopplungsschaltung zum Steuern des Potenzials am zweiten Anschluss auf Grundlage des Potenzials am ersten Anschluss, d. h. am Ausgangsanschluss der stabilisierten Gleichspannungsversorgung, und eine zweite Rückkopplungsschaltung zum Steuern der anschlussbezogenen Spannung der potenzialfreien Stromversorgungsschaltung. Gemäß der beschriebenen Anordnung stellt die potenzialfreie Stromversorgungsschaltung hauptsächlich die Ausgangsspannung der stabilisierten Gleichspannungsversorgung durch Steuern der anschlussbezogenen Spannung ein. Im Ergebnis kann dann, wenn die Ausgangsspannung aufgrund von Schwankungen der Last in einem großen Bereich variiert, eine Änderung der Ausgangsspannung kompensiert werden. Andererseits können, da die erste Rückkopplungsschaltung das Potenzial am zweiten Anschluss steuert, um eine Feineinstellung hinsichtlich der Ausgangsspannung der stabilisierten Gleichspannungsversorgung auszuführen, Änderungen der Ausgangsspannung selbst dann kompensiert werden, wenn eine feine vorübergehende Schwankung der Ausgangsspannung auftritt. Jedoch sind bei der beschriebenen Anordnung getrennte Schaltungen für die Haupt- und die Feineinstellung erforderlich, und so wird die Konstruktion der stabilisierten Gleichspannungsversorgung kompliziert.
Wie beschrieben, kann mit jedem der beschriebenen herkömmlichen Verfahren (a) bis (c) keine komplette Lösung der oben genannten Probleme erzielt werden, wobei jedoch eine verbesserte Charakteristik des Übergangsverhaltens erzielt werden kann, wobei jedoch neue Probleme auftreten.
Das Dokument Franke M.: "Zero-Drop-Spannungsregler", Radio, Fernsehen, Elektronik, Band 40, Nr. 7, 01. Januar 1991, Seite 389 XP000235733 offenbart eine bekannte stabilisierte Gleichspannungsversorgung mit einer Ausgangstreiberschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Die bekannte stabilisierte Gleichspannungsversorgung verfügt in ihrem Längspfad zwischen einem Eingangs- und einem Ausgangsanschluss über einen Leistungs-MOSFET, und um das Ausgangssignal dieses Leistungs-MOSFET zu steuern, verfügt seine Ausgangstreiberschaltung über einen Abweichungsverstärker zum Erfassen einer Differenz hinsichtlich des Ausgangssignals der stabilisierten Gleichspannungsversorgung sowie eine Phasenkompensationskapazität zum Kompensieren einer Phase des Ausgangssignals, wobei ein Ende der Phasenkompensationskapazität mit einem Ausgang des Abweichungsverstärkers verbunden ist.
US-A-5,408,173 offenbart eine Gleichspannungsversorgung mit gesteuerter Spannung und Strombegrenzung, die auf solche Weise konzipiert ist, dass sie von einer Handeinstellung befreit ist. Diese bekannte Gleichspannungsversorgung verfügt über eine Rückkopplungsschleife zur Spannungssteuerung mit einem Schaltungselement, das eine Bezugsgröße mit vergleichsweise hoher Genauigkeit bildet, einen Spannungserfassungs- und Einstellwiderstandsteiler sowie einen Operationsverstärker. Die Rückkopplungsschleife zur Spannungssteuerung ist so angeschlossen, dass sie die Ausgangsspannung der Gleichspannungsversorgung mit einer Nenn-Ausgangsspannung koppelt. Die Gleichspannungsversorgung verfügt ferner über eine Rückkopplungsschleife zur Strombegrenzung, die über einen Spannungsregler-Stromeinstell- und Einstellwiderstand sowie einen Komparator verfügt. Diese Rückkopplungsschleife zur Strombegrenzung arbeitet mit der Rückkopplungsschleife zur Spannungssteuerung zusammen, um die Maximalstärke des durch die Gleichspannungsversorgung gelieferten Stroms zu begrenzen und die Rückkopplungsschleife zur Spannungssteuerung immer dann außer Kraft zu setzen, wenn der von der Gleichspannungsversorgung abgezogene Strom den Maximalstrom überschreitet. Diese bekannte Gleichspannungsversorgung verfügt über keinen Ausgangstransistor zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsanschluss, sondern sie verfügt über einen billigen Spannungsregler zum Liefern der Nenn-Ausgangsspannung mit vergleichsweise niedriger Genauigkeit. Da sich der Schaltungsaufbau der bekannten Gleichspannungsversorgung stark von der bei der vorliegenden Anwendung verwendeten stabilisierten Gleichspannungsversorgung unterscheidet, ist auch das Schaltungsdesign der Ausgangstreiberschaltung derselben verschieden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Ausgangstreiberschaltung zur Verwendung in einer mit einer Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung versehenen stabilisierten Gleichspannungsversorgung zu schaffen, die für verbesserte Charakteristik des Übergangsverhaltens sorgt.
Um die obige Aufgabe zu lösen, ist eine Ausgangstreiberschaltung für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung zum Steuern eines Ausgangstransistors zwischen einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss der stabilisierten Gleichspannungsversorgung, mit Folgendem versehen: einem Abweichungsverstärker mit einem Differenzverstärker zum Erfassen einer Ausgangssignaldifferenz der stabilisierten Gleichspannungsversorgung sowie einem Phasenkompensationskondensator zum Kompensieren der Phase des Ausgangssignals, dessen eines Ende mit einem Ausgang des Abweichungsverstärkers verbunden ist; und sie ist dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner Folgendes aufweist: eine Steuereinrichtung zum Steuern eines Treiberstroms des Ausgangstransistors auf Grundlage eines Ausgangssignals des Abweichungsverstärkers zum Verringern der Ausgangssignaldifferenz; einen Treiberstrom-Erfassungswiderstand, durch den der Treiberstrom fließt; und eine Kurzschlussüberstrom-Schutzeinrichtung zum Begrenzen des Treiberstroms, wenn (a) ein übermäßig hoher Ausgangsstrom auf Grundlage einer anschlussbezogenen Spannung des Treiberstrom-Erfassungswiderstands erfasst wird, und (b) ein Kurzschluss der Ausgangsanschlüsse der stabilisierten Gleichspannungsversorgung auf Grundlage einer Rückkopplungsspannung erkannt wird, die abhängig vom Ausgangssignal der stabilisierten Gleichspannungsversorgung variiert.
Gemäß der beschriebenen Anordnung erfasst die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung einen Kurzschluss auf Grundlage einer Rückkopplungsspannung. Dies beseitigt das Erfordernis, einen Transistor zur Verwendung bei der Erkennung eines Kurzschlusses in Reihe zum Treiberstrom-Erfassungswiderstand zu schalten, um einen Kurzschluss ohne Probleme zu erkennen. Im Ergebnis kann aus der herkömmlichen Ausgangstreiberschaltung der stabilisierten Gleichspannungsversorgung ein Transistor zur Verwendung bei der Erkennung eines Kurzschlusses, in dem der Vorspannungswiderstand aufgrund von Variationen des Treiberstroms variiert, weggelassen werden. Im Ergebnis können, wenn eine Variation von keiner Last auf eine große Last auftritt, Variationen des Ausgangspotenzials des Abweichungsverstärkers im Vergleich zum Fall bei der herkömmlichen Anordnung verringert werden. Dies erlaubt eine kürzere Ladezeit der Phasenkompensationskapazität, und die Ausgangstreiberschaltung kann sogar abrupteren Variationen des Laststroms folgen, als dies bei der herkömmlichen Anordnung erzielbar war. Im Ergebnis können mit der Ausgangstreiberschaltung der stabilisierten Gleichspannungsversorgung, die den Ausgangstransistor gegen Kurzschlüsse und Überströme schützen kann, eine verbesserte Übergangscharakteristik erzielt werden.
Bei der beschriebenen Anordnung ist es bevorzugt, dass der Widerstandswert des Treiberstrom-Erfassungswiderstands in solcher Weise ausgewählt wird, dass die anschlussbezogene Spannung beim Erkennen eines Überstroms nicht mehr als 0,5 V beträgt. Die beschriebene Anordnung ermöglicht es, Variationen des Ausgangspotenzials des Abweichungsverstärkers aufgrund eines Anstiegs des Treiberstroms zu unterdrücken, um dadurch eine Ausgangstreiberschaltung der stabilisierten Gleichspannungsversorgung mit wünschenswerten Eigenschaften des Übergangsverhaltens zu ermöglichen.
Für die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung wurden verschiedene Strukturen vorgeschlagen. Z. B. kann sie einen ersten Komparator zum Erkennen eines Kurzschlusses durch Vergleichen der Rückkopplungsspannung mit der ersten Bezugsspannung zum Absenken des Treiberstroms sowie einen zweiten Komparator zum Erkennen eines Überstroms durch Vergleichen der anschlussbezogenen Spannung des Treiberstrom-Erfassungswiderstands und der zweiten Bezugsspannung, um den Treiberstrom abzusenken, aufweisen. Jedoch wird, da die beschriebene Anordnung den ersten und den zweiten Komparator sowie Spannungsquellen zum Erzeugen der ersten und der zweiten Bezugsspannung benötigt, der Schaltungsaufbau kompliziert, und es ist schwierig, den Stromverbrauch zu senken. Daher ist es, zusätzlich zu den beschriebenen Anordnungen, bevorzugt, dass die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung Folgendes aufweist: einen Kurzschlussdetektor zum Erkennen eines Kurzschlusses zwischen Ausgangsanschlüssen auf Grundlage der Rückkopplungsspannung, eine Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung zum Ausgeben verschiedener Vergleichsspannungen zwischen einer Kurzschlussperiode, in der der Kurzschlussdetektor einen Kurzschluss erkennt, und einer Nicht-Kurzschlussperiode, und einen Komparator zum Erkennen des Auftretens eines Kurzschlusses und eines Überstroms durch Vergleichen der anschlussbezogenen Spannung des Treiberstrom-Erfassungswiderstands mit der Vergleichsspannung.
Gemäß der beschriebenen Anordnung kann zum Erkennen eines Kurzschlusses und zum Erkennen eines Überstroms ein gemeinsamer Komparator verwendet werden. Im Allgemeine ist es erforderlich, dass der Komparator einen größeren Strom als andere Schaltungen steuert, um den Treiberstrom zu senken. Daher kann, unter Verwendung des Komparators, die Schaltungskonstruktion einer Ausgangstreiberschaltung wesentlich vereinfacht werden. Außerdem kann, da die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung eine der Bezugsspannungen ausgibt, wie es bei der obigen Anordnung beschrieben ist, der Energieverbrauch der Aus gangstreiberschaltung im Vergleich zu demjenigen Fall gesenkt werden, bei dem die jeweiligen Spannungsquellen zwei Bezugsspannungen erzeugen. Im Ergebnis kann eine Ausgangstreiberschaltung zur Verwendung in einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung mit einfachem Aufbau und kleinem Energieverbrauch erzielt werden.
Es ist auch bevorzugt, dass die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung mit der beschriebenen Anordnung Folgendes aufweist: einen ersten Widerstand, an dessen eines Ende eine vorbestimmte Bezugsspannung angelegt wird; einen zweiten Widerstand, der mit dem ersten Widerstand in Reihe zu schalten ist; einen Auswähltransistor, an den die Bezugsspannung über den ersten Widerstand und den zweiten Widerstand angelegt wird und der entsprechend einem Befehl vom Kurzschlussdetektor leitet oder abschaltet; und eine Erzeugungsschaltung zum Erzeugen der Vergleichsspannung auf Grundlage der Spannung an der Verbindungsstelle zwischen dem ersten Widerstand und dem zweiten Widerstand.
Gemäß der beschriebenen Anordnung leitet der Auswähltransistor, wenn der Kurzschlussdetektor einen Kurzschluss erkennt, und eine Spannung an der Verbindungsstelle zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand hat beinahe denselben Wert, der durch Teilen der Bezugsspannung durch den ersten und den zweiten Widerstand erhalten wird. Im Ergebnis gibt die Erzeugungsschaltung die durch das Spannungsteilungsverhältnis bestimmte erste Vergleichsspannung aus.
Andererseits schaltet der Auswähltransistor ab, wenn der Kurzschlussdetektor keinen Kurzschluss erkennt, und die Spannung an der Verbindungsstelle zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand wird auf der Bezugsspannung gehalten. Im Ergebnis gibt die Erzeugungsschaltung die zweite Vergleichsspannung aus, die von der ersten Vergleichsspannung verschieden ist, wenn kein Kurzschluss erkannt wird. In diesem Fall fließt, da der Auswähltransistor sperrt, kein Strom in den zweiten Widerstand. Im Ergebnis kann der Energieverbrauch der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung im Kurzschlussfall auf einen niedrigeren Wert heruntergedrückt werden als dann, wenn zwei Bezugsspannungen erzeugt werden, von denen nur eine auszuwählen ist.
Daher kann der Energieverbrauch der Bezugsspannung-Erzeugungsschaltung während einer Nicht-Kurzschlusserkennungsperiode gesenkt werden. Im Ergebnis kann eine Ausgangstreiberschaltung einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung erhalten werden, die eine Senkung des Energieverbrauchs erlaubt.
Die neuartigen Merkmale, die als für die Erfindung charakteristisch angesehen werden, sind insbesondere in den beigefügten Ansprüchen dargelegt. Das verbesserte Behandlungsverfahren sowie die Konstruktion und der Betriebsmodus der verbesserten Behandlungsvorrichtung werden jedoch am besten durch sorgfältige Lektüre der folgenden detaillierten Beschreibung bestimmter spezieller Ausführungsformen zu verstehen sein, wenn diese in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen gelesen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1, die eine Ausführungsform der Erfindung zeigt, ist ein Blockdiagramm, das wesentliche Strukturen einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung zeigt;
2 ist ein Kurvenbild, das eine Beziehung zwischen einem Ausgangsstrom und einer Ausgangsspannung bei der stabilisierten Gleichspannungsversorgung der 1 zeigt;
3(a) bis 3(c) sind Kurvenbilder, die Charakteristiken des Übergangsverhaltens in Reaktion auf Variationen des Laststroms bei der stabilisierten Gleichspannungsversorgung der 1 zeigen;
4 ist ein Schaltbild, das eine Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung in der stabilisierten Gleichspannungsversorgung detailliert zeigt;
5 ist ein Schaltbild, das eine Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung in der Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung der 4 detailliert zeigt; und
6, die Stand der Technik zeigt, ist ein Blockdiagramm, das eine wesentliche Struktur einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung zeigt.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die folgende Beschreibung erläutert eine Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die 1 bis 5. Eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird geeigneterweise zum Versorgen einer CPU (zentrale Verarbeitungseinheit) eines PC verwendet, die bei hoher Frequenz großen Schwankungen des Laststroms unterliegt.
Wie es in der 1 dargestellt ist, verfügt eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform über einen pnp-Ausgangstransistor 2, eine Spannungsteilerschaltung 3 und eine Ausgangstreiberschaltung 4. Der pnp-Ausgangstransistor 2 liefert einen Strom, wie er von einem Eingangsanschluss geliefert wird, auf Grundlage eines Treiberstroms Id an einen Ausgangsanschluss. Die Spannungsteilerschaltung 3 besteht aus Widerständen R1 und R2, und sie erzeugt durch Teilen einer Ausgangsspannung V_O eine Rückkopplungsschaltung V_adj. Die Ausgangstreiberschaltung 4 ist vorhanden, um den Treiberstrom Id des pnp-Ausgangstransistors 2 so zu steuern, dass eine Rückkopplungsspannung V_adf von vorbestimmten Wert erzielt wird. Im Ergebnis erlaubt es, wie es in der 2 dargestellt ist, die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1, die Ausgangsspannung V_out auf einem konstanten Wert V_c zu halten, ohne dass eine Beeinflussung durch Variationen der Eingangsspannung V_in und der Last 5 besteht.
Wie es in der 1 dargestellt ist, verfügt die Ausgangstreiberschaltung 4 über einen Abweichungsverstärker 11, eine Basistreiberschaltung 12 (Steuereinrichtung) und einen Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitt 13 (eine Kurzschlussüberstrom-Schutzeinrichtung). Der Abweichungsverstärker 11 ist vorhanden, um eine Spannung VA entsprechend einer Abweichung zwischen der Rückkopplungsspannung V_adj und einer vorbestimmten Bezugsspannung V_ref auszugeben. Die Basistreiberschaltung 12 ist vorhanden, um den Basistreiberstrom Id auf Grundlage der Spannung VA zu steuern. Der Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitt 13 ist vorhanden, um die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 und die Last 5 gegen einen Überstrom zu schützen, wie er durch eine Überlast hervorgerufen wird, wobei die Ausgangsanschlüsse kurzgeschlossen sind.
Der Abweichungsverstärker 11 verfügt über einen Differenzverstärker A11 und eine Phasenkompensationskapazität C11. An einen invertierenden Eingangsanschluss des Differenzverstärkers A11 wird eine von der Teilerschaltung 3 erzeugte Rückkopplungsspannung V_adj angelegt, während an den nichtinvertierenden Eingangsanschluss eine von der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung (nicht dargestellt) gelieferte Bezugsspannung V_ref angelegt wird. Die Phasenkompensationskapazität C11 ist zwischen einem Ausgang des Differenzverstärkers A11 und der Spannungsversorgung desselben vorhanden, und sie kompensiert eine Phasenverzögerung, um Schwingungen aufgrund einer solchen zu verhindern.
Andererseits verfügt die Basistreiberschaltung 12 über den npn-Transistor Q11 und den pnp-Transistor Q12 in Darlingtonschaltung. Der Transistor Q11 ist so angeordnet, dass seine Basis mit einem Ausgang des Abweichungsverstärkers 11 verbunden ist und eine Eingangsspannung V_in an den Emitter angelegt wird. Andererseits ist der Kollektor des Transistors Q12 mit der Basis des pnp-Ausgangstransistors 2 verbunden. Ferner ist, in der Basistreiberschaltung 12 gemäß der vorliegenden Ausführungsform, der Emitter des Transistors Q12 über einen Treiberstrom-Erfassungswiderstand R21 des Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitts 13 mit Masse verbunden. Zwischen der Basis und dem Emitter des pnp-Ausgangstransistors 2 ist ein Widerstand R11 vorhanden. Dieser ermöglicht es, dass die Basistreiberschaltung 12 den Treiberstrom Id des pnp-Ausgangstransistors 2 auf Grundlage der Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 steuert.
Ferner verfügt der Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitt 13 gemäß der vorliegenden Ausführungsform über den Treiberstrom-Erfassungswiderstand R21 und eine Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21. Der Treiberstrom-Erfassungswiderstand R21 ist so angeordnet, dass sein eines Ende mit dem Emitter des Transistors Q12 verbunden ist und sein anderes Ende mit Masse verbunden ist. Die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 ist vorhanden, um einen Kurzschluss oder einen Überstrom zwischen den Ausgangsanschlüssen auf Grundlage der anschlussbezogenen Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 und der Rückkopplungsspannung V_adj zu erkennen. Hierbei bezeichnet die anschlussbezogene Spannung eine zwischen Anschlüssen erzeugte Spannung. In der 1 ist die Bezugsspannung V_ref mit der Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 verbunden. Die Bezugsspannung V_ref wird dazu verwendet, den vorbestimmten Wert zu erzeugen, mit dem die anschlussbezogene Spannung VR21 zu vergleichen ist. Jedoch wird durch eine solche Anordnung, dass der vorbestimmte Wert selbsterzeugt wird oder die anschlussbezogene Spannung VR21 direkt mit der Rückkopplungsspannung V_adj verglichen wird, das Erfordernis des Zuführens der Bezugsspannung V_ref zur Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 beseitigt. D. h., dass jede Anordnung, die es erlaubt, dass die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 einen Kurzschluss und einen Überstrom zwischen den Ausgangsanschlüssen auf Grundlage der anschlussbezogenen Spannung VR21 und der Rückkopplungsspannung Vadj erkennt, dieselben Effekte bietet, wie sie durch die vorliegende Ausführungsform erzielt werden.
Die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 beobachtet die anschlussbezogene Spannung VR21 am Treiberstrom-Erfassungswiderstand R21 und sie senkt die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 ab, wenn die Spannung VR21 den vorbestimmten Wert überschreitet. Dies ermöglicht es der Basistreiberschaltung 12, den Treiberstrom Id des pnp-Ausgangstransistors 2 zu verringern. Im Ergebnis verhindert die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 durch Begrenzen des Treiberstroms Id, dass der pnp-Ausgangstransistor 2 einen Überstrom erzeugt.
Die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 beobachtet die Rückkopplungsspannung V_adj, und sie senkt die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 ab, wenn die Rückkopplungsspannung V_adj kleiner als der vorbestimmte Wert wird. Dies ermöglicht es der Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21, den Ausgangsstrom I_out des pnp-Ausgangstransistors 2 durch Begrenzen des Treiberstroms Id im Kurzschlussfall zu begrenzen. Im Ergebnis können die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 und die Last 5 gegen Kurzschlüsse geschützt werden.
Ohne dass Ereignis eines Kurzschlusses und eines Überstroms ist die Rückkopplungsspannung V_adj höher als der vorbestimmte Wert, und die anschlussbezogene Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 ist niedriger als der vorbestimmte Wert. Demgemäß führt die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 keine spezielle Steuerung der Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 aus. Im Ergebnis liefert die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 abhängig vom Stromverbrauch der Last 5 einen Strom mit der vorbestimmten Spannung V_c.
Im Ergebnis bildet in der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 1 die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung V_out und dem Ausgangsstrom I_out eine Kurve, wie sie in der 2 dargestellt ist. Genauer gesagt, legt die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 unabhängig vom Ausgangsstrom I_out immer eine konstante Spannung Vc an die Last 5 an. Andererseits wird, wenn der Energieverbrauch der Last 5 ansteigt und der Ausgangsstrom I_out einen vorbestimmten Wert Im überschreitet, die Versorgung des Stroms gestoppt, um die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 und die Last 5 gegen einen Überstrom zu schützen (in der Figur mit A gekennzeichnetes Gebiet). In diesem Fall nimmt die Ausgangsspannung V_out allmählich ab. Zusätzlich kann die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 den Treiberstrom Id auf einen vorbestimmten Kurzschlussstrom Is begrenzen, wenn die Ausgangsspannung V_out deutlich unter dem vorbestimmten Wert V_c liegt, was durch einen Kurzschluss zwischen den Ausgangsanschlüssen hervorgerufen wird, selbst wenn der Ausgangsstrom I_out niedriger als der vorbestimmte Wert Im ist. Im Ergebnis können die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 und die Last 5 gegen Kurzschlüsse geschützt werden (in der Figur mit B gekennzeichnetes Gebiet).
Als Nächstes wird die Charakteristik des Übergangsverhaltens der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 1 bei einem Anstieg von keiner Last auf eine große Last dadurch erläutert, dass ein Vergleich derselben mit der in der 6 dargestellten herkömmlichen stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 erfolgt.
Bei der herkömmlichen stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 ist ein Transistor Q121 zur Verwendung bei der Erfassung von Kurzschlüssen in Reihe mit dem Treiberstrom-Erfassungswiderstand R121 verbunden, und abhängig davon, ob eine Last vorhanden ist oder nicht, wird ermittelt, ob der Transistor Q121 vorzuspannen ist oder nicht. Daher ist es bei einem Anstieg von keiner Last auf eine große Last erforderlich, die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 111 um die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q121 zu erhöhen, wie es durch die Formeln (1) und (2) angegeben ist, zusätzlich zu Änderungen der beidendigen Spannung VR121 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R121. Ferner kann, da die Erkennung eines Kurzschlusses durch Leiten/Sperren des Transistors Q121 ausgeführt wird, eine Erkennungsspannung für den Kurzschluss auf nicht mehr als die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q121 eingestellt werden. Daher kann die Erkennungsspannung beim Erkennen eines Überstroms nicht auf die Spannung (ungefähr 0,7 V) zwischen der Basis und dem Emitter eines normalen Transistors eingestellt werden.
Demgegenüber erkennt der Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitt 13 gemäß der vorliegenden Ausführungsform einen Kurzschluss auf Grundlage der Rückkopplungsspannung V_adj. Dies beseitigt das Erfordernis des Anbringens eines Transistors zur Verwendung bei der Erkennung von Kurzschlüssen zwischen dem Treiberstrom-Erfassungswiderstand R21 und dem Transistor Q12 bei der herkömmlichen Anordnung. Daher ist die Potenzialdifferenz (VA – VR21) zwischen der anschlussbezogenen Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 und der Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 durch VBE (Q11) + VBE (Q12) gegeben, und zwar unabhängig davon, ob eine Last anliegt oder nicht. Im Ergebnis ist die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 durch die folgende Formel (3) gegeben:
In der Formel (3) sind VBE (Q11) und VBE (Q12) eine Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q11 bzw. eine Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q12, und VBE ist eine Spannung zwischen der Basis und dem Emitter, wenn die obigen beiden Spannungen gleich sind.
Daher wird bei der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 grob auf Grundlage von Änderungen von VR21 bestimmt. Im Ergebnis können, im Vergleich mit der herkömmlichen Anordnung, Variationen der Ausgangsspannung VA bei einem Anstieg unterdrückt werden. Ferner kann, da der Transistor zur Verwendung bei der Erkennung von Kurzschlüssen weggelassen ist, die Spannung (VR21) beim Erkennen eines Überstroms unter der Spannung zwischen der Basis und dem Emitter eines normalen Transistors eingestellt werden, z. B. auf 0,5 V oder darunter.
Im Ergebnis ist eine kürzere Zeit zum Laden des Phasenkompensationskapazitäts C11 möglich. Daher kann, wie es in der 3(a) dargestellt ist, selbst dann, wenn der Laststrom I_out der Last 5 schnell ansteigt, die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 den Lastvariationen prompt folgen. Wie es in der 3(b) dargestellt ist, erlaubt die Basistreiberschaltung 12 eine Hochgeschwindigkeitssteuerung des Basistreiberstroms Id des pnp-Ausgangstransistors 2 im Vergleich zum durch eine gestrichelte Linie dargestellten herkömmlichen Fall. Im Ergebnis erlaubt, wie es in der 3(c) dargestellt ist, die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 ein Hochgeschwindigkeits-Übergangsverhalten in Bezug auf eine Änderung von keiner Last auf eine hohe Last, und dadurch erlaubt sie es, die Ausgangsspannung V_O auf einem konstanten Wert V_c zu halten.
Wie beschrieben, wurden für die herkömmliche Anordnung als Verfahren, das es ermöglicht, in der in der 6 dargestellten stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 ein Ansprechverhalten hoher Geschwindigkeit zu erzielen, ein erstes Verfahren des Absenkens des Widerstandswerts des Widerstands R111 zwischen der Basis und dem Emitter des Ausgangstransistors 102 oder ein zweites Verfahren des Verringerns der Kapazität des Phasenkompensationskapazitäts C101 des Abweichungsverstärkers 111 vorgeschlagen. Jedoch tritt beim ersten Verfahren ein neues Problem dahingehend auf, dass der Stromverbrauch aufgrund eines nutzlosen Stroms ansteigt. Andererseits besteht, wenn das zweite Verfahren verwendet wird, die Wahrscheinlichkeit, dass der Abweichungsverstärker 111 aufgrund einer Verringerung der Phasentoleranz schwingt, wodurch es unmöglich sein kann, die Last 105 stabil zu versorgen. Daher ist es bei der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 101 mit geringen Verlusten schwierig, sowohl das erste als auch das zweite Verfahren zu verwenden.
Demgegenüber kann bei der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Ladezeit für die Phasenkompensationskapazität C11 verkürzt werden, während der Widerstand R1 und die Phasenkompensationskapazität C11 auf herkömmlichen Werten gehalten werden. Daher wird, wenn keine Last anliegt, im Treiberstrom Id kein überflüssiger Strom erzeugt, und der Stromverbrauch der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 1 kann auf dem herkömmlichen Niveau gehalten werden. Darüber hinaus kann, da die Phasentoleranz für den Abweichungsverstärker 11 auf dem herkömmlichen Wert gehalten werden kann, eine Schwingung desselben unterdrückt werden, ohne dass eine Beeinflussung durch Änderungen der Umgebungstemperatur und der Eingangsspannung V_in bestünde. Daher kann ein Hochgeschwindigkeits-Übergangsverhalten erzielt werden, während die Stabilität und der Stromverbrauch der stabilisierten Gleichspannungsversorgung auf herkömmlichen Werten gehalten werden.
Jedoch wird bei der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform, wie es durch die Formel (3) dargelegt ist, ein Anstieg des Potenzials VA ohne angelegte Last größtenteils durch einen Anstieg der anschlussbezogenen Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 hervorgerufen. Daher können durch Verringern des Widerstandswerts des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 Potenzialänderungen betreffend VA weiter unterdrückt werden. Genauer gesagt, ist es bevorzugt, den Widerstandswert des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 so einzustellen, dass er nicht größer als 0,5 V ergibt. Im Ergebnis ist die Ladezeit für die Phasenkompensationskapazität C11 verkürzt, wodurch ein Übergangsverhalten mit noch höherer Geschwindigkeit möglich ist.
Nun wird die Struktur der Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 unter Bezugnahme auf das Schaltbild der 4 detailliert erläutert. Der Zweckdienlichkeit der Erläuterung halber sind Elemente mit derselben Funktion wie der in der 1 dargestellten Elemente mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und so wird die zugehörige Beschreibung hier weggelassen.
D. h., dass die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 gemäß der vorliegen den Ausführungsform über einen Kurzschlussdetektor 31, eine Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung (Bezugsspannungs-Erzeugungseinrichtung) 32 und einen Komparator (Vergleichseinrichtung) 33 verfügt. Der Kurzschlussdetektor 31 ist vorhanden, um einen Kurzschluss zwischen den Ausgangsanschlüssen zu erkennen, was durch Beobachten der Rückkopplungsspannung V_adj erfolgt. Die Bezugsspannungs-Erzeugungsspannung 32 ist vorhanden, um eine Vergleichsspannung V_s zu erzeugen, die zwischen einem Zustand, in dem ein Kurzschluss auftritt, und einem Zustand, in dem kein Kurzschluss auftritt, variiert. Der Komparator 33 ist vorhanden, um die anschlussbezogene Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 mit der Bezugsspannung Vs zu vergleichen.
Der Kurzschlussdetektor 31 verfügt über einen pnp-Transistor Q31, der im Kurzschlussfall leidet. An die Basis des pnp-Transistors Q31 wird über einen npn-Transistor Q32 eine Rückkopplungsspannung V_adj angelegt. Genauer gesagt, ist der npn-Transistor Q32 so angeordnet, dass die Basis und der Kollektor mit der Basis des pnp-Transistors Q31 verbunden sind und der Emitter mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R1 und dem Widerstand R2 verbunden ist, die in der Spannungsteilerschaltung 3 vorhanden sind. Andererseits ist der Emitter des pnp-Transistors Q31 über den Widerstand R31 mit der Basis eines Transistors Q33 verbunden, der zwischen dem Transistor Q11 und dem Transistor Q12 der Basistreiberschaltung 12 vorhanden ist. Der npn-Transistor Q33 ist so angeordnet, dass die Basis und der Kollektor mit dem Emitter des Transistors Q11 verbunden sind und der Emitter mit der Basis des Transistors Q12 verbunden ist. Außerdem ist der Kollektor des pnp-Transistors Q31 über einen npn-Transistor Q34, bei dem die Basis und der Kollektor miteinander verbunden sind, mit Masse verbunden. Die Basis des Transistors Q34 ist mit der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 verbunden. Dies ermöglicht es dem Kurzschlussdetektor 31, das Auftreten eines Kurzschlusses an die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 in Form von Änderungen des Basispotenzials V_x des Transistors Q34 mitzuteilen.
Daher werden Funktionen jedes Teils der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 1 mit dem oben beschriebenen Aufbau erläutert. Wenn die Ausgangsanschlüsse der Gleichspannungsversorgung 1 kurzgeschlossen sind, ist die Ausgangsspannung V_out verringert, und es ist auch die Rückkopplungsspannung Vadj verringert, die die Ausgangsspannung V_out teilt und erzeugt. Hierbei leidet, innerhalb des Kurzschlussdetektors 31, der npn-Transistor Q32, wodurch wiederum der pnp-Transistor Q31 leidet. Im Ergebnis wird dem Transistor Q34 vom Emitter des Transistors Q11 über den Widerstand R11 und den pnp-Transistor Q31 ein Strom zugeführt. Im Ergebnis variiert das Basispotenzial Vx des Transistors Q34, um die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 über das Auftreten eines Kurzschlusses zu informieren.
Wenn die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 durch den Kurzschlussdetektor 31 über das Auftreten eines Kurzschlusses informiert wird, gibt sie als Bezugsspannung V_s einen ersten Wert V_s1 aus, der auf Grundlage des Ausgangsstroms Is im Kurzschlussfall eingestellt wird. Dieser Wert V_s1 wird auf die anschlussbezogene Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 im Kurzschlussfall eingestellt. Ferner absorbiert der Komparator 33 den Ausgangsstrom des Abweichungsverstärkers 11, wenn die anschlussbezogene Spannung VR21 größer als die Bezugsspannung V_s1 ist, was als Ergebnis eines Vergleichs zwischen diesen erfolgt.
In der Basistreiberschaltung 12 wird, wenn der Basisstrom des Transistors Q11 abnimmt, der Treiberstrom Id des pnp-Ausgangstransistors 2 herabgedrückt. Im Ergebnis kann, während der Kurzschlussdetektor 31 einen Kurzschluss erkennt (in der 2 durch B gekennzeichnetes Gebiet), die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 den Ausgangsstrom I_out auf I_s begrenzen.
Andererseits steuert, wenn die Ausgangsanschlüsse nicht kurzgeschlossen sind, die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 den Treiberstrom Id des ppn-Ausgangstransistors 2, um die Ausgangsspannung V_out auf den vorbestimmten Wert V_c einzustellen. Daher stimmt, unabhängig vom Stromverbrauch der Last 5, die Rückkopplungsspannung V_adj mit der Bezugsspannung V_ref überein. In diesem Zustand, da die Rückkopplungsspannung V_adj hoch ist, der npn-Transistor Q32 nicht leiten, und der pnp-Transistor Q31 sperrt. Im Ergebnis wird das Basispotenzial V_x des Transistors Q34 auf einem niedrigen Wert gehalten.
In diesem Zustand ist, da der pnp-Transistor Q31 sperrt, der vom Transistor Q11 über den Kurzschlussdetektor 31 fließende Strom extrem klein. Daher kann der Energieverbrauch des Kurzschlussdetektors 31 im Zustand, in dem kein Kurzschluss erfasst wird, auf einen extrem niedrigen Wert herabgedrückt werden.
Ferner ermittelt die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 auf Grundlage des Basispotenzials Vx des Transistors Q34, dass die Ausgangsanschlüsse nicht kurzgeschlossen sind. Daher gibt die Bezugsspannungs-Erzeugungsschal tung 32 die zweite Spannung V_s2 als Bezugsspannung V_s aus. Die zweite Spannung V_s2 wird auf Grundlage des Maximalwerts Im für den Ausgangsstrom I_out des pnp-Ausgangstransistors 2 bestimmt. Genauer gesagt, wird der zweite Wert V_s2 so eingestellt, dass er mit der anschlussbezogenen Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands 21 bei zugeführtem Maximalstrom übereinstimmt.
In diesem Zustand wird, da der pnp-Transistor Q31 sperrt, der Emitterstrom des Transistors Q11 über den Transistor Q33, um eine Darlingtonschaltung zu bilden, an die Basis des Transistors Q12 geliefert. Im Ergebnis steuert der Basistreiberstrom 12 den Treiberstrom Id des pnp-Ausgangstransistors 2 auf Grundlage der Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11.
Ferner absorbiert, wenn die Anschlussspannung VR21 als Ergebnis des Vergleichs mit der Bezugsspannung VR2 größer als diese ist, der Komparator 33 den Ausgangsstrom des Abweichungsverstärkers 11. Im Ergebnis wird in der Basistreiberschaltung 12, wenn der Basisstrom des Transistors Q11 abnimmt, der Treiberstrom Id des pnp-Ausgangstransistors 2 begrenzt. Im Ergebnis begrenzt, wenn kein Kurzschluss durch den Kurzschlussdetektor 31 erkannt wird, die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 den Ausgangsstrom I_out auf nicht mehr als Im (in der 2 durch A gekennzeichnetes Gebiet).
Im Kurzschlussdetektor 31 mit der beschriebenen Anordnung nimmt, da zwischen dem Transistor Q11 und dem Transistor Q12 der Basistreiberschaltung 12 der Transistor Q33 zum Liefern eines Kollektorstroms vorhanden ist, die Ausgangsspannung des Abweichungsverstärkers 11 gemäß der Formel (3) um den Wert VBE des Transistors Q33 zu. Jedoch ist der Transistor Q33, unabhängig von der Stärke des Treiberstroms Id immer vorgespannt. Daher variiert, wenn ein Anstieg von keiner Last auf eine große Last erfolgt, die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 nicht. Außerdem wird der Transistor Q33 durch den Transistor Q11 der Basistreiberschaltung 12 vorgespannt. Im Ergebnis kann eine Erzeugung eines überflüssigen Stroms verhindert werden, ohne dass der Treiberstrom Id zum Vorspannen des Transistors Q33 erhöht wird.
Die in der 4 dargestellte Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 ist lediglich ein Beispiel für die Struktur gemäß der Erfindung, und demgemäß ist die Erfindung nicht hierauf beschränkt. Z. B. können für die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 ein erster Komparator zum Vergleichen der Rückkopplungsspannung V_adj mit dem vorbestimmten Wert, eine erste Steu erschaltung zum Absenken der Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 auf Grundlage des Vergleichsergebnisses, ein zweiter Komparator zum Vergleichen der anschlussbezogenen Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 mit dem vorbestimmten Wert sowie eine zweite Steuerschaltung zum Steuern der Ausgangsspannung VA auf Grundlage des Vergleichsergebnisses usw. verwendet werden. D. h., dass jede beliebige Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung dieselben Effekte liefert, wie sie mit der Anordnung gemäß der vorliegenden Ausführungsform erzielt werden, wenn sie einen Kurzschluss und einen Überstrom auf Grundlage der anschlussbezogenen Spannung VR21 mittels der Rückkopplungsspannung V_adj erkennen kann.
Gemäß der beschriebenen Struktur sind jedoch jeweils mindestens zwei Steuerschaltungen und zwei Komparatoren erforderlich, und demgemäß besteht die Tendenz, dass die zugehörigen Strukturen kompliziert sind. Ferner sind die Schaltung zur Verwendung bei der Kurzschlusserfassung sowie die Schaltung zur Erkennung eines Überstroms voneinander unabhängig, und um einen Kurzschluss und einen Überstrom genau zu erkennen, ist es erforderlich, die jeweilige Schaltungsgenauigkeit zu verbessern.
Demgegenüber kann, gemäß der in der 4 dargestellten Struktur, der Komparator 33 gemeinsam zum Erkennen eines Kurzschlusses und zum Erkennen eines Überstroms verwendet werden. Im Ergebnis kann im Vergleich zum Fall des unabhängigen Anbringens der jeweiligen Schaltkreise eine vereinfachte Struktur erzielt werden. Ferner wird, wenn sowohl ein Kurzschluss als auch ein Überstrom erkannt werden, die Ermittlung, ob die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 abgesenkt ist, als Ergebnis eines Vergleichs zwischen der anschlussbezogenen Spannung VR21 und der Bezugsspannung Vs ausgeführt. Daher kann selbst dann, wenn ein Kurzschlussdetektor 31 mit geringer Genauigkeit verwendet wird, ein Kurzschluss mit verbesserter Genauigkeit erkannt werden, wenn die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 und der Komparator 33 über hohe Genauigkeit verfügen. Im Ergebnis kann verbesserte Genauigkeit auf einfache Weise im Vergleich zum Fall erzielt werden, bei dem eine Erkennungsschaltung zur Verwendung beim Erkennen eines Kurzschlusses und eine Erkennungsschaltung zur Verwendung beim Erkennen eines Überstroms getrennt vorhanden sind.
Bei der Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird, auf eine Anweisung vom Kurzschlussdetektor 31 hin, eine Bezugsspannung V_s, die als Schwellenwert dient, wenn eine Anormalität des Treiberstroms Id erkannt wird, geändert. Daher vergleicht die Kurz schlussüberstrom-Schutzschaltung 21, wenn ein Kurzschluss erkannt wird, die anschlussbezogene Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 nicht mit dem zweiten Wert V_s2 sondern dem ersten Wert V_s1 der Bezugsspannung. Da jedoch der erste Wert V_s1 niedriger als der zweite Wert V_s2 eingestellt ist, kann die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung 21 die stabilisierte Gleichspannungsversorgung 1 selbst dann schützen, wenn der Treiberstrom Id mit größerer Stärke fließt, als es durch den zweiten Wert V_s2 angegeben ist.
Als Strukturen zum Ändern des Betriebs der Schutzschaltung wurden die in der Veröffentlichung Nr. 88765/1993 (Tokukaihei 5-88765) zu einem ungeprüften japanischen Patent offenbarte stabilisierte Gleichspannungsversorgung sowie die in der Veröffentlichung Nr. 335163/1994 (Tokukeihei 6-335163) zu einem ungeprüften japanischen Patent offenbarte Hochfrequenz-Spannungsversorgung vorgeschlagen. Die erstere stabilisierte Kurzschlussüberstrom-Schutz stoppt den Betrieb der Überstrom-Schutzschaltung beim Ansteigen der Eingangsspannung, um bei einem solchen Ansteigen der Eingangsspannung einen stabilen Betrieb der stabilisierten Gleichspannungsversorgung zu erzielen. Andererseits stoppt die letztere Hochfrequenz-Spannungsversorgung den Betrieb der Schutzschaltung, wenn die Rate von Variationen des Überstroms einen vorbestimmten Wert überschreitet. Im Ergebnis ermittelt die Hochfrequenz-Spannungsversorgung, ob die Vorrichtung durch Variationen des Laststroms beschädigt wird, und sie aktiviert die Schutzschaltung nur dann, wenn die Vorrichtung beschädigt wird. Diese Spannungsversorgungen differieren hinsichtlich der Bedingungen zum Ändern des Betriebs der Schutzschaltung und dahingehend stark, dass der Betrieb der Schutzschaltung gestoppt wird, wenn die obige Bedingung erfüllt ist. Daher kann, wenn diese herkömmlichen Spannungsversorgungen verwendet werden, kein verbessertes Übergangsverhalten der stabilisierten Gleichspannungsversorgung 1 erzielt werden, wie es durch die Anordnung der vorliegenden Ausführungsform erzielt wird.
Nun werden die jeweiligen Strukturen der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 und des Komparators 33 unter Bezugnahme auf die 5 erläutet. Die 5 zeigt die jeweiligen Strukturen der Elemente 32 und 33, und andere Elemente haben dieselben Anordnungen, wie sie in der 4 dargestellt sind, mit der Ausnahme, dass zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q12 in der Basistreiberschaltung 12 ein Widerstand R12 vorhanden ist. Hierbei sind Elemente mit derselben Funktion, wie sie in der 1 oder der 4 dargestellt sind, mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und so werden die zugehörigen Beschreibungen hier weggelassen.
D. h., dass die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 den npn-Transistor Q41 aufweist, der dann leitet, wenn vom Kurzschlussdetektor ein Kurzschluss erkannt wird. Der Transistor Q41 ist so angeordnet, dass seine Basis mit der Basis des Transistors Q34 des Kurzschlussdetektors 31 verbunden ist und dass dem Kollektor über den Widerstand R41 und den Widerstand R42 ein Strom mit der Bezugsspannung V_ref zugeführt wird. Der Emitter ist mit Masse verbunden. Zusätzlich ist in der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 an der Verbindungsstellen zwischen den Widerständen R41 und R42 die Basis eines pnp-Transistors Q42 angeschlossen. Dem Emitter des Transistors Q42 wird von der Konstantstromversorgung I2 ein vorbestimmter Strom zugeführt, und der Kollektor ist mit Masse verbunden. Der Emitter des Transistors Q42 ist mit der Basis des npn-Transistors Q43 verbunden. An den Kollektor des Transistors Q43 wird die Eingangsspannung V_in angelegt und der Emitter ist über die in Reihe geschalteten Widerstände R43 und R44 mit Masse verbunden.
Hierbei entspricht der Transistor Q41 dem Auswähltransistor in den Ansprüchen, und die Widerstände R41 und R42 entsprechen dem ersten und dem zweiten Widerstand in den Ansprüchen. Die Widerstände R43 und R44, die Konstantstrom-Zuführeinrichtung I2 und die Transistoren Q42 und Q43 entsprechen der Erzeugungseinrichtung.
Bei der beschriebenen Anordnung nimmt, wenn durch den Kurzschlussdetektor 31 ein Kurzschluss erkannt wird, das Basispotenzial V_x des Transistors Q34 zu, und der Transistor Q41 leitet. Im Ergebnis erlangt die Kollektoranschlussspannung des Transistors Q41 beinahe eine Sättigungsspannung VCE_sat (Q41). So ist das Basispotenzial VB (Q42) des Transistors Q42 durch die Formel (4) gegeben: VB(Q42) = (Vref – VCEsat(Q41)) × (R42/(R41 + R42)) (4).
Die Ausgangsspannung V_s1 der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 ist, auf die Erkennung eines Kurzschlusses hin, durch die folgende Formel (5) gegeben:
Andererseits wird, während der Kurzschlussdetektor 31 keinen Kurzschluss erkennt, das Basispotenzial V_x des Transistors Q34 auf einem niedrigen Wert gehalten. Daher sperrt der Transistor Q41 und das Basispotenzial de Transistors Q42 wird als Bezugsspannung V_ref ausgewählt. Im Ergebnis ist die Ausgangsspannung V_s2 der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 durch die folgende Formel (6) gegeben: Vs2 – Vref × (R44/(R33 + R44)) (6),
Im Ergebnis gibt die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 mit der beschriebenen Anordnung dann eine Bezugsspannung V_s1 aus, wenn ein Kurzschluss auftritt, während sie eine Bezugsspannung V_s2 ausgibt, wenn kein Kurzschluss auftritt. Außerdem werden jeweilige Transistorswerte der Widerstände R41 bis R44 so ausgewählt, dass für die jeweiligen Bezugsspannungen V_s1 und V_s2 gewünschte Werte erzielt werden.
Der Komparator 33 weist die npn-Transistoren Q51 und Q52 auf, deren jeweilige Basisanschlüsse miteinander verbunden sind. Der Transistor Q41 ist so angeordnet, dass der Kollektor und die Basis verbunden sind, und dem Kollektor wird von einer Konstantstromversorgung I1 ein vorbestimmter Strom zugeführt. Ferner ist der Emitter des Transistors Q51 mit einem Ende des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 des Kurzschlussüberstrom-Schutzabschnitts 13 verbunden, dem die anschlussbezogene Spannung VR21 zugeführt wird. Außerdem wird von der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R43 und dem Widerstand R44 der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 eine Bezugsspannung V_s an den Emitter des Transistors Q52 gelegt. Ferner ist der Kollektor des Transistors Q52 mit dem Ausgang des Abweichungsverstärkers 11 verbunden. Im Ergebnis kann der Komparator 33 den der Differenz zwischen der Bezugsspannung Vs und der anschlussbezogenen Spannung VR21 entsprechenden Strom vom Abweichungsverstärker 11 absorbieren.
Die 5 zeigt lediglich Beispielsstrukturen für die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 und den Komparator 33, und die Erfindung ist nicht auf diese Anordnungen beschränkt. Z. B. erzeugt die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 gesondert die Bezugsspannung V_s1, wenn ein Kurzschluss auftritt, und die Bezugsspannung V_s2, wenn kein Kurzschluss auftritt. Jede Anordnung, durch die der Komparator 33 die Ausgangsspannung VA des Abweichungsverstärkers 11 absenkt, wenn die anschlussbezogene Spannung VR21 des Treiberstrom-Erfassungswiderstands R21 die Bezugsspannung V_s überschreitet, liefert denselben Effekt, wie er durch die vorliegende Ausführungsform erzielt wird.
In der in der 5 dargestellten Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 sind der Widerstand R41, der Widerstand R42 und der Transistor Q41, die auf eine Anweisung vom Kurzschlussdetektor 31 hin leiten/sperren, in Reihe geschaltet. Ferner gibt die Erzeugungseinrichtung, die aus der Konstantstromversorgung I2, den Widerständen R43 und R44 sowie den Transistor Q42 und Q43 besteht, eine Bezugsspannung V_s auf Grundlage der Spannung an der Verbindungsstelle zwischen den Widerständen R41 und R42 aus. Im Ergebnis erzeugt, wie es durch die Formel (5) und (6) angegeben ist, die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 verschiedene Spannungen V_s1 und V_s2 zwischen dem Zustand, in dem ein Kurzschluss auftritt, und dem Zustand, in dem dies nicht der Fall ist.
Gemäß der beschriebenen Anordnung fließt kein Strom durch den Widerstand R42, wenn kein Kurzschluss auftritt, da der Transistor Q41 nicht leitet. Daher kann im Vergleich zum Fall, in dem die Bezugsspannungen V_s1 und V_s2 gesondert erzeugt werden, der Energieverbrauch der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 32 herabgesetzt werden.
Wie beschrieben, ist die erst Ausgangstreiberschaltung (4) der Erfindung eine solche zur Verwendung in der stabilisierten Gleichspannungsversorgung (1), und sie verfügt über einen Abweichungsverstärker (11) zum Erfassen einer Differenz hinsichtlich der Ausgangsspannung, eine Phasenkompensationskapazität (C11) zum Kompensieren der Ausgangsphase, deren eines Ende mit einem Ausgang des Abweichungsverstärkers verbunden ist, eine Steuerschaltung (Basistreiberschaltung 12) zum Steuern des Treiberstroms des Ausgangstransistors (2), der zwischen den Eingangs/Ausgangs-Anschlüssen der stabilisierten Gleichspannungsversorgung vorhanden ist, auf Grundlage des Ausgangssignals des Abweichungsverstärkers, und eine Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung (21) zum Begrenzen des Treiberstroms, wenn der Ausgangstransistor einen Überstrom liefern soll und wenn die Ausgangsanschlüsse kurzgeschlossen sind. Die erste Ausgangstreiberschaltung (4) ist dadurch gekennzeichnet, dass ein Überstrom auf Grundlage der anschlussbezogenen Spannung des Treiberstrom-Erfassungswiderstands (R21), durch den ein Treiberstrom fließt, erkannt wird und dass ein Kurzschluss auf Grundlage der Rückkopplungsspannung erkannt wird, die auf die Ausgangsspannung hin variiert.
Gemäß der beschriebenen Anordnung steuert die Steuerschaltung im Normalbetrieb, in dem sowohl kein Kurzschluss als auch kein Überstrom auftritt, den Treiberstrom des Ausgangstransistors zum Verringern einer Abweichung der Ausgangsspannung. Wenn der Stromverbrauch der Last zunimmt, fällt die Ausgangsspannung. Der Abweichungsverstärker erkennt den Abfall der Ausgangsspannung, und die Steuerschaltung erhöht den Treiberstrom. Im Ergebnis kann die stabilisierte Gleichspannungsversorgung am Ausgangsanschluss eine konstante Gleichspannung abgeben, ohne durch die Lastvariationen beeinflusst zu sein.
Wenn der Stromverbrauch der Last ansteigt, erhöht die Steuerschaltung den Treiberstrom. Im Ergebnis nimmt die anschlussbezogene Spannung des Treiberstrom-Erfassungswiderstands zu. Wenn die anschlussbezogene Spannung zunimmt und einen vorbestimmten Wert überschreitet, verringert die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung den Treiberstrom, z. B. dadurch, dass sie eine Anweisung zum Absenken des Treiberstroms an die Steuerschaltung liefert. Im Ergebnis kann der Ausgangstransistors gegen einen Überstrom geschützt werden.
Die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung bestimmt z. B. durch Beobachten der durch Teilen der Ausgangsspannung erzeugten Rückkopplungsspannung, ob ein Kurzschluss auftritt. Wenn die Ausgangsanschlüsse kurzgeschlossen sind, fällt die Ausgangsspannung, und es fällt auch die Rückkopplungsspannung. In diesem Fall begrenzt die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung den Treiberstrom, wenn ein Überstrom erzeugt ist. Im Ergebnis kann der Ausgangsstrom selbst dann begrenzt werden, wenn die Ausgangsanschlüsse kurzgeschlossen sind.
Wie bei der herkömmlichen Anordnung wird, wenn der zur Erkennung von Kurzschlüssen verwendete Transistor angeschlossen wird, der mit dem Treiberstrom-Erfassungswiderstand in Reihe geschaltet ist, die Vorspannung dieses Transistors zum Erkennen eines Kurzschlusses abhängig vom Ausmaß des Treiberstroms (Ausmaß des Laststroms) variiert, was zu großen Schwankungen des Ausgangspotenzials des Abweichungsverstärkers führt. Im Ergebnis tritt bei der herkömmlichen Ausgangstreiberschaltung bei einem plötzlichen Erhöhen des Laststroms eine Verzögerung des Anstiegs des Treiberstroms durch Laden der Phasenkompensationskapazität auf. Diese Verzögerung im Anspruchsverhalten ruft einen Abfall der Ausgangsspannung in der stabilisierten Gleichspannungsversorgung hervor.
Demgegenüber erkennt, gemäß der Struktur der ersten Ausgangstreiberschaltung, die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung einen Kurzschluss auf Grund lage der Rückkopplungsspannung. Im Ergebnis kann ein Kurzschluss ohne Probleme erkannt werden, ohne dass ein Transistor zum Erkennen von Kurzschlüssen wie bei der herkömmlichen Anordnung mit dem Treiberstrom-Erfassungswiderstand in Reihe geschaltet würde. Dies erlaubt es, den zur Erkennung von Kurzschlüssen verwendeten Transistor, dessen Vorspannungszustand abhängig von Variationen des Treiberstroms variiert, aus der herkömmlichen Ausgangstreiberschaltung einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung wegzulassen. Im Ergebnis können, wenn eine Variation von keiner Last auf eine hohe Last vorliegt, Variationen des Ausgangspotenzials des Abweichungsverstärkers im Vergleich zu denen verringert werden, wie sie bei der herkömmlichen Anordnung auftreten. Da dies eine kürzere Ladezeit der Phasenkompensationskapazität erlaubt, kann die Ausgangstreiberschaltung noch abrupteren Variationen als die herkömmliche Anordnung folgen. Im Ergebnis kann in der Ausgangstreiberschaltung zur Verwendung in einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung, die es erlaubt, den Ausgangstransistor gegen Kurzschlüsse und Überströme zu schützen, eine verbesserte Charakteristik des Übergangsverhaltens erzielt werden.
Die zweite erfindungsgemäße Ausgangstreiberschaltung, die auf der ersten Ausgangstreiberschaltung beruht, ist dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswert des Treiberstrom-Erfassungswiderstands so ausgewählt wird, dass die anschlussbezogene Spannung beim Erkennen eines Überstroms nicht mehr als 0,5 V beträgt.
Gemäß der beschriebenen Anordnung können Variationen im Ausgangspotenzial des Abweichungsverstärkers aufgrund eines Anstiegs des Treiberstroms unterdrückt werden. Im Ergebnis können Variationen im Ausgangspotenzial des Abweichungsverstärkers bei einem Anstieg von keiner Last auf eine hohe Last weiter verringert werden, um dadurch eine Ausgangstreiberschaltung der stabilisierten Gleichspannungsversorgung mit noch wünschenswerterer Charakteristik des Übergangsverhaltens zu erzielen.
Für die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung wurden verschiedene Strukturen vorgeschlagen. Z. B. verfügt die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung über einen ersten Komparator zum Erkennen eines Kurzschlusses durch Vergleichen der Rückkopplungsspannung mit einer ersten Bezugsspannung und zum Absenken des Treiberstroms, und einen zweiten Komparator zum Erkennen eines Überstroms durch Vergleichen der anschlussbezogenen Spannung mit einer zweiten Bezugsspannung des Treiberstrom-Erfassungswiderstands. Da jedoch die beschriebene Anordnung den ersten und den zweiten Komparator sowie eine Span nungsversorgung zum Erzeugen der ersten und der zweiten Bezugsspannung benötigt, wird die Schaltungsstruktur kompliziert und es ist schwierig, den Stromverbrauch zu senken.
Demgegenüber ist die dritte erfindungsgemäße Ausgangstreiberschaltung, die auf der ersten oder der zweiten Ausgangstreiberschaltung beruht, dadurch gekennzeichnet, dass die Kurzschlussüberstrom-Schutzschaltung Folgendes aufweist: einen Kurzschlussdetektor (31) zum Erkennen eines Kurzschlusses zwischen den Ausgangsanschlüssen, eine Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung (32) zum Ausgeben einer Bezugsspannung mit verschiedenen Werten zwischen einer Kurzschlussperiode, in der der Kurzschlussdetektor einen Kurzschluss erkennt, und einer Nicht-Kurzschlussperiode, und einen Komparator (33) zum Vergleichen der anschlussbezogenen Spannung des Treiberstrom-Erfassungswiderstands mit der Bezugsspannung, um durch einen Vergleich einen Kurzschluss und einen Überstrom zu erkennen.
Gemäß der beschriebenen Anordnung kann zum Erkennen eines Kurzschlusses und zum Erkennen eines Überstroms ein gemeinsamer Komparator verwendet werden. Um den Treiberstrom zu senken, muss der Komparator einen größeren Strom als ein anderer Schaltkreis unterdrücken. Bei gemeinsamer Verwendung des Komparators kann die Schaltungsstruktur der Ausgangstreiberschaltung deutlich vereinfacht werden. Außerdem kann, da die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung eine der Bezugsspannungen ausgibt, wie bei der oben genannten Anordnung, der Energieverbrauch der Ausgangstreiberschaltung im Vergleich zum Fall, in dem verschiedene Bezugsspannungen von gesondert vorhandenen Spannungsversorgungen erzeugt werden, deutlich gesenkt werden. Im Ergebnis kann eine Ausgangstreiberschaltung einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung erhalten werden, die eine einfache Struktur und kleinen Energieverbrauch ermöglicht.
Die vierte erfindungsgemäße Ausgangstreiberschaltung, die auf der dritten Ausgangstreiberschaltung beruht, ist dadurch gekennzeichnet, dass die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung Folgendes aufweist: einen ersten Widerstand (R41), an dessen eines Ende eine vorbestimmte Bezugsspannung angelegt wird, einen zweiten Widerstand (R42), der mit dem ersten Widerstand in Reihe zu schalten ist, einen Auswähltransistor (Q41), an den die Bezugsspannung über den ersten und den zweiten Widerstand angelegt wird, um entsprechend einer Anweisung vom Kurzschlussdetektor zu leiten und zu sperren, und eine Erzeugungsschaltung (R43·R44) zum Erzeugen einer Bezugsspannung auf Grundlage einer Spannung an der Verbindungsstelle zwischen dem ersten Widerstand und dem zweiten Widerstand.
Gemäß der beschriebenen Anordnung leitet der Auswähltransistor, wenn der Kurzschlussdetektor einen Kurzschluss erkennt, und die Spannung an der Verbindungsstelle zwischen dem ersten und den zweitem Widerstand erhält Werte, wie sie dadurch erhalten werden, dass die Bezugsspannung durch den ersten und den zweiten Widerstand geteilt wird. Im Ergebnis gibt die Erzeugungsschaltung die erste Vergleichsspannung auf, die auf Grundlage des Spannungsteilungsverhältnisses bestimmt ist.
Andererseits sperrt der Auswähltransistor in der Periode, in der der Kurzschlussdetektor keinen Kurzschluss erkennt, und die Spannung an der Verbindungsstelle zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand wird auf der Bezugsspannung gehalten. Im Ergebnis gibt die Erzeugungsschaltung die zweite Bezugsspannung aus, die von der ersten Vergleichsspannung ohne Kurzschlussfall verschieden ist. In diesem Zustand fließt kein Strom durch den zweiten Widerstand, da der Auswähltransistor sperrt. Im Ergebnis kann der Energieverbrauch der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung bei fehlendem Kurzschluss auf einen niedrigeren Wert als dann herabgedrückt werden, wenn zwei Vergleichsspannungen erzeugt werden, von denen nur eine auszuwählen ist. Entsprechend der beschriebenen Anordnung kann der Energieverbrauch der Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung gesenkt werden, wenn kein Kurzschluss vorliegt. Im Ergebnis kann eine Ausgangstreiberschaltung zur Verwendung in einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung erzielt werden, die wenig Energie verbraucht.

Claims

Ausgangstreiberschaltung für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung zum Steuern eines Ausgangstransistors (2) zwischen einem Eingangsanschluss (V_in) und einem Ausgangsanschluss (V_out) der stabilisierten Gleichspannungsversorgung (1), mit: – einem Abweichungsverstärker (11) mit einem Differenzverstärker (A11) zum Erfassen einer Ausgangssignaldifferenz der stabilisierten Gleichspannungsversorgung (1) sowie einem Phasenkompensationskondensator (C11) zum Kompensieren der Phase des Ausgangssignals, dessen eines Ende mit einem Ausgang des Abweichungsverstärkers (11) verbunden ist; dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangstreiberschaltung ferner Folgendes aufweist: – eine Steuereinrichtung (Q11, Q12) zum Steuern eines Treiberstroms (Id) des Ausgangstransistors (2) auf Grundlage eines Ausgangssignals (VA) des Abweichungsverstärkers (11) zum Verringern der Ausgangssignaldifferenz; – einen Treiberstrom-Erfassungswiderstand (R21), durch den der Treiberstrom (Id) fließt; und – eine Kurzschlussüberstrom-Schutzeinrichtung (13) zum Begrenzen des Treiberstroms (Id), wenn (a) ein übermäßig hoher Ausgangsstrom auf Grundlage einer anschlussbezogenen Spannung (VR21) des Treiberstrom-Erfassungswiderstands (R21) erfasst wird, und (b) ein Kurzschluss der Ausgangsanschlüsse der stabilisierten Gleichspannungsversorgung (1) auf Grundlage einer Rückkopplungsspannung (Vadj) erkannt wird, die abhängig vom Ausgangssignal der stabilisierten Gleichspannungsversorgung (1) variiert.
Ausgangstreiberschaltung für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung nach Anspruch 1, bei der die Kurzschlussüberstrom-Schutzeinrichtung (13) den Treiberstrom (Id) begrenzt, wenn ein Kurzschluss auf Grundlage sowohl der Rückkopplungsspannung (V_adj) als auch der anschlussbezogenen Spannung (VR21) auftritt.
Ausgangstreiberschaltung für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung nach Anspruch 2, bei der die Kurzschlussüberstrom-Schutzeinrichtung (13) Folgendes aufweist: – einen Kurzschlussdetektor (31) zum Erkennen eines Kurzschlusses zwischen den Ausgangsanschlüssen (V_out, GND) auf Grundlage der Rückkopplungsspannung (V_adj); – eine Bezugsspannungs-Erzeugungseinrichtung (32) zum Ändern des Werts der Bezugsspannung (VS), wie sie zwischen einer Kurzschlussperiode, in der der Kurzschlussdetektor (31) die Erkennung eines Kurzschlusses ausführt, und einer Nichtkurzschluss-Erkennungsperiode zu erzeugen ist; und – eine Vergleichseinrichtung (33) zum Vergleichen der anschlussbezogenen Spannung (VR21) des Treiberstrom-Erfassungswiderstands (R21) mit der Bezugsspannung (VS), um das Auftreten eines Kurzschlusses und eines Überstroms zu erkennen und den Treiberstrom (Id) beim Erkennen des Kurzschlusses oder des Überstroms zu verringern.
Ausgangstreiberschaltung (1) für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung nach Anspruch 3, bei der die Bezugsspannungs-Erzeugungseinrichtung (32) Folgendes aufweist: – einen ersten Widerstand (R41), an dessen eines Ende eine vorbestimmte Bezugsspannung (Vref) angelegt wird; – einen zweiten Widerstand (R42), der mit dem ersten Widerstand (R41) in Reihe zu schalten ist; – einen Auswähltransistor (Q41), an den die Bezugsspannung über den ersten Widerstand (R41) und den zweiten Widerstand (R42) angelegt wird und der entsprechend einem Befehl vom Kurzschlussdetektor (31) leitet oder abschaltet; und – eine Erzeugungseinrichtung (Q43, R43, R44) zum Erzeugen der Vergleichsspannung (Vs) auf Grundlage der Spannung an der Verbindungsstelle zwischen dem ersten Widerstand (R41) und dem zweiten Widerstand (R42).
Ausgangstreiberschaltung (1) für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung nach Anspruch 4, bei der der Auswähltransistor (Q41) ein npn-Transistor ist.
Ausgangstreiberschaltung (1) für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung nach Anspruch 1, bei der der Widerstandswert des Treiberstrom-Erfassungswiderstands (R21) so ausgebildet ist, dass die anschlussbezogene Spannung (VR21) beim Erfassen des Überstroms nicht mehr als 0,5 V beträgt.
Ausgangstreiberschaltung (1) für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung nach Anspruch 5, bei der der Widerstandswert des Treiberstrom-Erfassungswiderstands (R21) so ausgebildet ist, dass die anschlussbezogene Spannung (VR21) beim Erfassen des Überstroms nicht mehr als 0,5 V beträgt.
Ausgangstreiberschaltung (1) für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung nach Anspruch 1, bei der: – die Steuereinrichtung (Q11, Q12) einen ersten Treibertransistor (Q12) zur Verwendung beim Steuern der Stärke des durch ihn fließenden Treiberstroms (Id) auf Grundlage eines Ausgangssignals (VA) des Abweichungsverstärkers (11) enthält; und – der Treiberstrom-Erfassungswiderstand (R21) und der erste Treibertransistor (Q12) direkt miteinander verbunden sind.
Ausgangstreiberschaltung für eine stabilisierte Gleichspannungsversorgung nach Anspruch 8, bei der: – die Steuereinrichtung (Q11, Q12) ferner einen zweiten Treibertransistor (Q11) zum Steuern des ersten Treibertransistors (Q12) auf Grundlage eines Ausgangssignals (VA) des Abweichungsverstärkers (11) aufweist und die Kurzschlussüberstrom-Schutzeinrichtung (13) Folgendes aufweist – einen ersten Transistor (Q33) zwischen dem ersten Treibertransistor (Q12) und dem zweiten Treibertransistor (Q11), der durch einen zwischen den beiden Treibertransistoren (Q12, Q11) fließenden Strom, wenn kein Kurzschluss erfasst wird, vorgespannt wird, um das Steuersignal von einem der beiden Treibertransistoren (Q11) zum anderen Treibertransistor (Q12) zu übertragen; – einen Erfassungswiderstand (Q31), der dann leitet, wenn die Rückkopplungsspannung (Vadj) aufgrund des Auftretens eines Kurzschlusses absinkt, und der für eine Vorspannung betreffend den Vorbelastungsstrom des ersten Transistors (Q33) sorgt; und – einen zweiten Transistor (Q32) zum Erhöhen der Impedanz des Erfassungstransistors (Q31), gesehen von derjenigen Seite her, an der eine Rückkopplungsspannung (V_adj) angelegt wird.
Stabilisierte Gleichspannungsversorgung zum Stabilisieren eines Eingangssignals und zum Ausgeben des so stabilisierten Eingangssignals, mit: – einem Ausgangstransistor (2) zum Steuern des über einen Eingangsanschluss (V_in) und einen Ausgangsanschluss (V_out) fließenden Stroms; und – der Ausgangstreiberschaltung nach einem der Ansprüche 1–9 zum Steuern des Ausgangstransistors (2).