CN1180853A

CN1180853A - 直流稳压电源电路的输出驱动电路

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Publication number: CN1180853A
Application number: CN97119247A
Authority: CN
Inventors: 花房孝一; 仲嶋明生
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1996-10-08
Filing date: 1997-09-30
Publication date: 1998-05-06
Anticipated expiration: 2017-09-30
Also published as: KR19980032403A; EP0836130A3; KR100353381B1; US5859757A; EP0836130A2; EP0836130B1; DE69724212T2; DE69724212D1; JP3442942B2; CN1097214C; JPH10111722A

Abstract

输出晶体管向负载提供基于驱动电流的电流。输出电压分压作为反馈电压,误差放大器输出与反馈电压误差相对应的电压。此外,基极驱动电路根据误差放大器输出电压控制输出晶体管驱动电流。该驱动电流仅通过驱动电流检测电阻流至接地端。短路过电流保护电路由驱动电流检测电阻两端电压检测过电流,监测反馈电压来检测短路。该构成中不需要随驱动电流偏置的短路检测晶体管,可抑制误差放大器输出电压变动,因此,具有短路过电流保护电路的直流稳压电源电路的驱动电路可改善过渡响应特性。

Description

直流稳压电源电路的输出驱动电路

本发明涉及具有短路保护和过电流保护功能的直流稳压电源电路的输出驱动电路，具体来说，涉及对于负载变动可高速响应的直流稳压电源电路的输出驱动电路。

与负载的消耗电流和输入电压的变动无关，始终可以将一定的直流电压加在负载上的直流稳压电源电路，以往广泛地用作例如计算机等的电源电路。

如图6所示，现有的直流稳压电源电路101中，输出晶体管102向负载105提供与驱动电流Id对应的电流。输出端子间的电压Vout经分压电路103分压，将反馈电压Vadj加给误差放大器111。

例如由于负载105消耗电流(负载电流)增加等原因，要使得输出电压Vout下降时，误差放大器111将上述反馈电压Vadj与一定的基准电压Vref比较，来检测输出电压的下降。这时，误差放大器111使输出电压VA增加，指令基极驱动电路112增加驱动电流Id。因此，输出晶体管102的集电极电流即直流稳压电源电路101的输出电流Iout增加，确保输出电压Vout一定。另一方面，例如由于输入电压Vin上升等原因，要使得输出电压Vout增加时，误差放大器111使输出电压VA下降，指令减少驱动电流Id。因此，直流稳压电源电路101的输出电流Iout减少，保持输出电压Vout不变。因此，直流稳压电源电路101可以独立于输入电压Vin和负载105消耗电流的变动，向负载105加不变的电压。

但上述构成的直流稳压电源电路101是提供与负载电流对应的电流来确保输出电压Vout不变的。因而，负载电流过大时，就有损坏直流稳压电源电路101的可能。因而，直流稳压电源电路101为了避免提供过剩电流加以保护，需要设置限制输出电流最大值的电路。而且，尽管有过电流保护功能，但在输出端子间短路时，为了使输出电压Vout上升，直流稳压电源电路101还是要提供尽可能多的电流。因此，有输出端子间过热损坏直流稳压电源电路101和周围器件的危险。因而，尤其是对于采取过大输出电流措施的直流稳压电源电路101等来说，短路保护功能也不可或缺。

上述直流稳压电源电路101为了实现两项功能，设有短路过电流保护部113。另外，低损耗型直流稳压电源电路101中输出晶体管102及其控制用IC为2片结构时，上述短路过电流保护部113是根据驱动电流Id来代替输出电流Iout检测过电流和短路的。

这里，简单说明上述各电路111至113的具体构成。上述基极驱动电路112包括达林顿连接的NPN型晶体管Q111和NPN型晶体管Q112。晶体管Q111的基极与误差放大器111的输出连接，晶体管Q112的集电极与输出晶体管102的集电极连接。因此，晶体管Q112可吸收与误差放大器111输出电压VA相应量的驱动电流Id。

短路过电流保护部113为了检出短路和过电流，具有NPN型晶体管Q121与电阻R121。晶体管Q121的基极和集电极互相连接，并与前述晶体管Q112的发射极连接。此外，晶体管Q121的发射极通过前述电阻R121接地。晶体管Q121的基极与发射极之间为了对晶体管Q121进行偏置，设有电阻R122。

上述构成的直流稳压电源电路101在无负载时候，输出晶体管102将电流仅仅提供给分压电路103。在此状态下，输出晶体管102的驱动电流Id极小，为几十μA左右。因而，短路过电流保护部113中晶体管Q121没有偏置，驱动电流Id通过电阻R122流至接地点GND。因此，误差放大器111中，无负载时的输出电压VA1由下面式(1)表示，

VA1＝VBE(Q112)+VBE(Q111)

＝2VBE …(1)

约为1.0V。上面式(1)中，VBE(Q111)、VBE(Q112)分别表示晶体管Q111或Q112的基极-发射极电压，VBE是两者大致相同时的基极-发射极电压。

而负载105的消耗电流(负载电流Iout)上升时，基极驱动电路112使驱动电流Id增加。因此，输出晶体管102将负载电流Iout提供给负载105。在此状态下，晶体管Q121加有偏置，驱动电流Id通过晶体管Q112流过。因此，误差放大器111的输出电压VA2如下所示，

VA2＝VR121+VBE(Q121)+VBE(Q112)+VBE(Q111)

＝3VBE+VR121 …(2)

例如达到约2.6V左右。另外，VR121为电阻R121两端间电压。

负载电流Iout变大时，驱动电流Id增加，电阻R121两端间电压VR121增加。短路过电流保护部113的短路过电流保护电路121为了检测过电流，故而监测两端间电压VR121，该电压VR121超过规定值时，便使误差放大器111的输出电压VA下降。由此，限制驱动电流Id，直流稳压电源电路101可免遭过电流的损坏。

而输出端子发生短路等场合，反馈电压Vadj变低，误差放大器111向晶体管Q111基极加较高输出电压VA。因此，晶体管Q111的发射极电流流过电阻R102·R122·R121，电阻R121两端间电压比晶体管Q121导通时高。短路过电流保护电路121监测电阻R121两端间电压以检测短路，两端间电压超过规定值时，便使误差放大器111的输出电压VA下降。由此，限制驱动电流Id，直流稳压电源电路101可免遭短路的损坏。

但上述构成的直流稳压电源电路101存在输出电流过渡响应特性较差这种问题。这种过渡响应延迟，是从无负载时起上升至有较大负载时这一过程中，由于向误差放大器111中设置的相位补偿电容C101充电而发生的。

具体来说，从无负载时起上升至有较大负载时，相位补偿用电容C101一端，即误差放大器111输出电压VA如上述式(1)、式(2)所述，有较大变动，从约1.0V变动为约2.6V左右，变化1.6V左右。另外，相位补偿电容C101的另一端与差分放大器A101的内部电路连接，基本上不变。因而，从无负载时起上升至有较大负载时，对相位补偿电容C101的充电需要时间。因此，基极驱动电路112调整驱动电流Id之前，上升发生延迟，输出晶体管102的集电极-发射极电压变大。因此，若以例如设定输出电压Vout＝3.3V的场合为例，输出电压Vout在约30μs左右时间将下降0.5V左右。

虽然可举出例如CPU(Central Processing Unit中央处理单元)作为直流稳压电源电路101的负载105，但最近面向个人计算机等的CPU，为了使动作高速，提高时钟频率。而且，随着时钟频率的上升，消耗电流也增大，例如最新的CPU还采用最大消耗电流为10A左右的器件。通常，CPU等数字电路消耗电流是响应工作状态急剧变化的，但随着最大消耗电流的增大和时钟频率的上升，消耗电流的变动更大，也更陡。

要适应这些负载105，最近的直流稳压电源电路101尤其是调节过渡响应特性显得较为重要。可是，上述现有直流稳压电源电路101由于过渡响应较差，因而难以满足这些要求。

另外，例如日本特开平5-121974号公报揭示了一种在电压跟随器电路中根据运算放大器的消耗功率使提供给运算放大器负载的电流增加的方法。具体来说，在构成电压跟随器电路的运算放大器的电源端子与电源间设有电阻。此外，运算放大器的输出并联有提供与上述电阻两端电压相应量电流的晶体管。上述构成中，运算放大器负载电压变动，从而运算放大器消耗功率变动时，晶体管使提供给负载的电流增加。由此，电压跟随器电路相对于负载电压的变动，能够高速响应。

但上述构成是使输出跟随输入的电压跟随器电路，无法象图6所示的误差放大器111那样，用于使输入放大的用途。另外，即便使图6所示的误差放大器111驱动能力提高，从无负载时上升至有较大负载时，晶体管Q121的偏置状态变化。因而，输出电压VA的变动变大，过渡响应变慢这种问题依然无法解决。

要解决这种问题，以往考虑有如下几种方法。例如，一种方法是使输出晶体管102的基极-发射极之间电阻R101减小的方法。由此，对于短路过电流保护部113的晶体管Q121来说，即便在无负载时输入电压Vin通过电阻R101提供的还是无效电流，晶体管Q121被加上偏置。因而，无负载时，误差放大器111的输出电压VA上升晶体管Q121基极-发射极电压量值。因此，可以抑制无负载时和有较大负载时之间输出电压VA的变动。

这种方法虽然过渡响应特性有所提高，但上述无效电流又带来无负载时直流稳压电源电路101消耗电流增加这种新问题。因此，尤其是便携式器材这种由电池提供输入电压Vin的场合，电池消耗变快，器材工作时间会缩短。

作为另一方法还可以考虑减小相位补偿电容C101电容的方法。由此，对于相位补偿电容C101来说，两端间电压变动即便较大，充电时间也变短。因而能够提高直流稳压电源电路101的过渡响应特性。但这种场合，误差放大器111由于相位余量减少，因而存在误差放大器111因例如环境温度、输入电压等的变化而发生振荡的可能。

作为其他方法，例如日本特开昭61-122725号公报还揭示了进行主调整和微调整的方法。具体来说，直流稳压电源电路包括：具有第一端子和第二端子的浮动电源电路；根据作为直流稳压电源电路输出端子的所述第一端子的电位，控制所述第二端子电位的第一反馈电路；根据所述第一端子电位，控制所述浮动电源电路两端子间电压的第二反馈电路。该构成中，浮动电源电路通过根据第二反馈电路的指令控制两端子间电压，对直流稳压电源电路的输出电压进行主调整。由此，即便是输出电压随负载变动在较宽范围变化的场合，也能够补偿输出电压的变化。另一方面，通过由第一反馈电路控制第二端子电位，对直流稳压电源电路的输出电压进行微调整。由此，即便是输出电压有微小过渡变动的场合，也能够补偿输出电压的变化。但这种构成，主调整和微调整需要分别的电路，带来直流稳压电源电路构成复杂这种新问题。

综上所述，现有方法不论哪一种要提高过渡响应特性都有新问题发生，因而达不到完全解决上述问题的要求。

本发明目的在于，在具有短路过电流保护电路的直流稳压电源电路的输出驱动电路中改善过渡响应特性。

本发明的直流稳压电源电路的输出驱动电路为了达到上述目的，其特征在于包括：检测所述直流稳压电源电路输出误差的误差放大器；一端与所述误差放大器输出连接，补偿该输出相位的相位补偿电容；根据所述误差放大器的输出，对设于直流稳压电源电路输入输出端子间的输出晶体管的驱动电流进行控制，使得所述输出误差减少的控制手段；流过所述驱动电流的驱动电流检测电阻；根据所述驱动电流检测电阻的两端电压，检测出所述输出电流的过电流时，和根据与所述直流稳压电源电路输出相应变化的反馈电压，检测出该直流稳压电源电路的输出端子间短路时，限制所述驱动电流的短路过电流保护手段。

按照上述构成，短路过电流保护电路根据反馈电压检测出短路。由此，即便象以往那样未在驱动电流检测电阻上串联连接有短路检测晶体管，也能够毫无故障地检测短路。因而，可以从现有的直流稳压电源电路的输出驱动电路当中省下偏置状态随驱动电流的变动而变化的短路检测晶体管。因此，从无负载时变化至有较大负载时的时候，与以往相比可以降低误差放大器输出电位的变动。因此，可缩短相位补偿电容的充电时间，输出驱动电路可以跟随比以往更加陡的负载电流的变动。因此，在可以保护输出晶体管免遭短路和过电流损坏的直流稳压电源电路的输出驱动电路中，能够改善过渡响应特性。

上述构成当中，较好是所述驱动电流检测电阻的电阻值设定成过电流检测时两端间电压低于0.5V。由此，可以抑制驱动电流增加造成的误差放大器输出电位的变动。因此，可以进一步减小从无负载时上升至有较大负载时的时候误差放大器输出电位的变动。因而，可以实现具有更好过渡响应特性的直流稳压电源电路的输出驱动电路。

但作为短路过电流保护电路的具体构成而言，可考虑有几种构成。例如可以包括：比较反馈电压与第一基准电压，检测短路，使驱动电流下降的第一比较器；比较驱动电流检测电阻两端间电压与第二基准电压，检测过电流，使驱动电流下降的第二比较器。但这种构成，需要第一和第二比较器，以及生成第一和第二基准电压的电源，电路构成容易变得复杂，消耗电流也难以降低。

因而，除了上述构成以外，上述短路过电流保护电路最好包括：根据所述反馈电压，检测输出端子间短路的短路检测器；在所述短路检测器检测出短路的短路期间和余下的非短路期间输出互不相同数值的比较电压的比较电压生成电路；比较所述驱动电流检测电阻两端电压与所述比较电压，检测短路和过电流发生的比较器。

上述构成中，短路检测和过电流检测两者可共享一个比较器。比较器为了使驱动电流下降，与其他电路相比，需要控制较大的电流。因而，通过共用比较器，输出驱动电路的电路构成可大幅度简化。比较电压生成电路输出2个基准电压中的一个，因而，按照上述构成，与各个电源生成各自基准电压的场合相比，可减少输出驱动电路消耗功率。因此，可以实现构成简单、消耗功率小的直流稳压电源电路的输出驱动电路。

此外，上述构成中，上述比较电压生成电路最好包括：一端加上规定基准电压的第一电阻；与所述第一电阻串联连接的第二电阻；通过所述第一和第二电阻加上所述基准电压，按照所述短路检测器的指令导通和截止的选择晶体管；以所述第一电阻与第二电阻的接点电压为基准，生成所述比较电压的生成电路。

上述构成当中，短路检测器检测出短路时，选择晶体管便导通，所述第一和第二电阻的接点电压大致为所述第一和第二电阻对所述基准电压进行分压的值。由此，生成电路输出由分压比确定的第一比较电压。

而短路检测器未检测出短路期间，选择晶体管便截止，上述第一和第二电阻的接点电压保持为所述基准电压。因此，生成电路在非短路时，输出与上述第一比较电压不同的第二比较电压。在此状态下，选择晶体管截止，因而没有电流流过第二电阻。因此，比较电压生成电路在非短路时的消耗功率，与生成两个比较电压再选择其中之一的场合相比，可抑制得较低。

因此，非短路时，可削减比较电压生成电路的消耗功率。因此，可以实现消耗功率小的直流稳压电源电路的输出驱动电路。

本发明的其他目的、特征和优点按照如下所述会足够清楚，本发明的优点通过以下参照附图的说明会变得明了。

图1示出的是本发明一实施例，是直流稳压电源电路主要构成的框图。

图2是示意上述直流稳压电源电路输出电流与输出电压关系的曲线图。

图3(a)～图3(c)是示意上述直流稳压电源电路负载电流变动时过渡响应特性的曲线图。

图4是详细示意上述直流稳压电源电路短路过电流保护电路的电路图。

图5是进一步详细示意上述短路过电流保护电路中比较电压发生电路的电路图。

图6示出的是现有例，是示意直流稳压电源电路主要构成的框图。

根据图1至图5对本发明一实施例说明如下。具体来说，本实施例直流稳压电源电路适合用于个人计算机CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)等的驱动，和负载电流以较高频率有较大变动的用途。

如图1所示，本实施例的直流稳压电源电路1包括：根据驱动电流Id将输入端子提供的电流提供给输出端子的PNP型输出晶体管2；由电阻R1和R2构成，对输出电压Vout分压，生成反馈电压Vadj的分压电路3；控制输出晶体管2驱动电流Id，以便反馈电压Vadj为规定值的输出驱动电路4。由此，直流稳压电源电路1如图2所示，不论输入电压Vin如何变动，负载5如何变动，可以确保输出电压Vout为一定值Vc。

上述输出驱动电路4如图1所示设有：输出与反馈电压Vadj和规定的基准电压Vref的误差相对应的电压VA的误差放大器11；根据电压VA，控制基极驱动电流Id的基极驱动电路(控制手段)12；输出端子间短路场合或检测出过负载造成的过电流场合，保护直流稳压电源电路1和负载5的短路过电流保护部(短路过电流保护手段)13。

上述误差放大器11，具体来说，包括差分放大器A11和相位补偿电容C11。差动放大器A11的反相输入端子加有上述分压电路3生成的反馈电压Vadj，正相输入端子由未图示的基准电压生成电路加有基准电压Vref。而且，相位补偿电容C11设于差动放大器A11输出与差动放大器A11电源之间，可补偿相位滞后，防止相位滞后造成的振荡。

而基极驱动电路12包括达林顿连接的NPN型晶体管Q11和NPN型晶体管Q12。晶体管Q11的基极与上述误差放大器11的输出连接，发射极加有输入电压Vin。而且，晶体管Q12的集电极与输出晶体管2的基极连接。本实施例的基极驱动电路12中，晶体管Q12的发射极通过短路过电流保护部13的驱动电流检测电阻R21接地。另外，输出晶体管2基极-发射极间设有电阻R11。由此，基极驱动电路12可根据误差放大器11的输出电压VA控制输出晶体管2的驱动电流Id。

本实施例的短路过电流保护部13还包括：一端与上述晶体管Q12的发射极连接，另一端接地的驱动电流检测电阻R21；根据该驱动电流检测电阻R21两端间电压VR21和上述反馈电压Vadj，检测输出端子间短路和过电流的短路过电流保护电路21。另外，图1中，短路过电流保护电路21连接有基准电压Vref，该基准电压Vref用于例如比较上述两端间电压VR21与规定值时生成该规定值。但例如自行生成规定值，或直接比较两端间电压VR21与上述反馈电压Vadj的话，就不需要向短路过电流保护电路21提供基准电压Vref。即便是这种构成的某一种，只要短路过电流保护电路21可根据两端间电压VR21和上述反馈电压Vadj检测输出端子间短路和过电流，可获得与本实施例相同的效果。

上述短路过电流保护电路21监视驱动电流检出电阻R21两端间电压VR21，超过规定值时，可以使误差放大器11的输出电压VA下降。因此，基极驱动电路12使输出晶体管2的驱动电流Id减少。因而短路过电流保护电路21可以限制驱动电流Id加以保护，避免输出晶体管2输出过剩电流。

而短路过电流保护电路21监视反馈电压Vadj，比规定值小时，可以使误差放大器11的输出电压VA下降。因此，短路过电流保护电路21可以在短路时限制驱动电流Id，从而限制输出晶体管2的输出电流Iout。因此，可使直流稳压电源电路1和负载5免遭短路损坏。

而未发生短路和过电流时，反馈电压Vadj比规定值高，驱动电流检测电阻R21两端间电压VR21比规定值低。因而，短路过电流保护电路21不对误差放大器11输出电压VA作专门控制。因此，直流稳压电源电路1可以提供规定电压Vc、与负载5消耗电流相对应的电流。

因此，直流稳压电源电路1中输出电压Vout相对于输出电流Iout的特性如图2所示，呈フ字特性。具体来说，直流稳压电源电路1通常不论输出电流Iout，总将一定电压Vc加在负载5上。而负载5消耗功率增大，输出电流Iout超过规定值Im时，便可以不提供超过它的电流，使直流稳压电源电路1和负载5免遭过电流损坏(图中A所示区域)。这时，输出电压Vout慢慢下降。而直流稳压电源电路1因输出端子间短路等，输出电压Vout比目标值Vc低许多时，即便输出电流Iout比上述规定值Im低，也可以将驱动电流Id限制为规定短路电流Is。因此，直流稳压电源电路1和负载5可免遭短路损坏(图中B所示区域)。

以下与图6所示的现有的直流稳压电源电路101相比较，说明无负载时上升至有较大负载时的时候直流稳压电源电路1的过渡响应特性。

首先，现有直流稳压电源电路101中，设有与驱动电流检测电阻R121串联连接短路检测晶体管Q121，无负载时和有较大负载时，在是否使上述晶体管Q121偏置方面有所不同。因而，无负载时上升至有较大负载时的时候，误差放大器111的输出电压VA如上述式(1)和式(2)所示，除了驱动电流检测电阻R121两端电压VR121的变化以外，还必须增加晶体管Q121基极-发射极间电压的量值。接下来，通过晶体管Q121的导通/截止检测短路，因而短路时的检测电压不可以设定为低于晶体管Q121基极-发射极间电压。因而，过电流检测时的检测电压也无法设定为通常晶体管基极-发射极间电压(约0.7V)。

反之，本实施例的短路过电流保护部13根据反馈电压Vadj检测短路。因此，不需要象以往那样在驱动电流检测电阻R21与晶体管Q12之间设置短路检测晶体管。因而，驱动电流检测电阻R21两端电压VR21与误差放大器11输出电压VA之间的电位差(VA-VR21)，不论是否是无负载时，都为VBE(Q11)+VBE(Q12)，基本上一定。因此，误差放大器11的输出电压VA如下面式(3)所示，

VA＝VBE(Q11)+VBE(Q12)+VR21

＝2VBE+VR21 …(3)

另外，式(3)中，VBE(Q11)、VBE(Q12)分别为晶体管Q11或Q12的基极-发射极电压，VBE为两者大致相同时的基极-发射极电压。

因而，本实施例的直流稳压电源电路1中误差放大器11的输出电压VA仅仅由VR21的变化大致确定。因此，与以往相比，可以抑制上升时上述输出电压VA的变动。此外，取消了短路检测晶体管，因而，可以将过电流检测时的电压(VR21)设定为比通常晶体管基极-发射极电压低的值，例如设定为0.5V以下。

因此，可缩短相位补偿电容C11的充电时间。因而，如图3(a)所示，即便是负载5的负载电流Iout急剧增加时，误差放大器11的输出电压VA也可以随即跟随负载变动。因此，如图3(b)所示，基极驱动电路12与图中虚线所示的现有情况相比，可以高速控制输出晶体管2的基极驱动电流Id。因此，如图3(c)所示，直流稳压电源电路1可相对于无负载时至有较大负载时的变化，进行高速的过渡响应，可确保输出电压Vout为一定值Vc。

如上所述，以往就高速响应的实现方法而言，可以考虑在图6所示的直流稳压电源电路101中使输出晶体管102的基极-发射极电阻R101电阻值下降的第一方法或减小误差放大器111相位补偿电容C101电容的第二方法等。但第一方法因无效电流而造成消耗电流增大这种新问题。而第二方法则因相位余量减少，误差放大器111容易振荡，而无法向负载105提供稳定的电压。因而，低损耗型直流稳压电源电路101难以采用上述任何一种方法。

反之，本实施例的直流稳压电源电路1，尽管与以往同样设定电阻R11和相位补偿电容C11的大小为原先值，却可以缩短相位补偿电容C11充电时间。因而，无负载时，驱动电流Id中没有无效电流发生，可以确保直流稳压电源电路1的消耗电流为以往相同大小。而且，误差放大器11的相位余量可以保持为原来大小，因而，即便环境温度、输入电压Vin变动，误差放大器11也不易变动，可确保与原先相同程度的稳定性。因而，保持直流稳压电源电路1稳定性和消耗电流与原先一样，照样可以实现高速过渡响应。

不过，本实施例的直流稳压电源电路1如上述式(3)所示，有较大负载时电位VA的上升几乎依赖于驱动电流检测电阻R21两端电压VR21的增加。因而，可以通过使驱动电流检测电阻R21电阻值的减少，进一步抑制VA电位变化。至于具体数值，最好设定电阻R21的电阻值使得过电流检测时两端电压VR21为0.5V以下。因此，相位补偿电容C11的充电时间可以更加短，具有更为高速的过渡响应。

以下根据图4电路图说明短路过电流保护电路21的具体构成例。另外，为便于说明，对于具有与图1相同功能的部件，加相同标号，省略说明。

具体来说，本实施例的短路过电流保护电路21包括：监测反馈电压Vadj，检测输出端子间短路的短路检测器31；按照短路检测器31的指令，生成短路时与非短路时互不相同的比较电压Vs的比较电压发生电路(比较电压生成手段)32；比较上述驱动电流检测电阻R21两端电压VR21和比较电压Vs的比较器(比较手段)33。

上述短路检测器31包括短路时导通的PNP型晶体管Q31。晶体管Q31的基极通过NPN型晶体管Q32加上反馈电压Vadj。具体来说，晶体管Q32基极和集电极均与晶体管Q31基极连接，发射极与分压电路3所设的电阻R1和电阻R2的接点连接。而晶体管Q31的发射极通过电阻R31与基极驱动电路12的晶体管Q11与晶体管Q12之间设置的晶体管Q33的基极连接。NPN型晶体管Q33基极和集电极均与晶体管Q11的发射极连接，发射极与晶体管Q12的基极连接。而晶体管Q31的集电极通过基极与集电极互相连接的NPN型晶体管Q34接地。该晶体管Q34的基极与比较电压发生电路32连接。由此，短路检测器31可以按晶体管Q34基极电位Vx的变化，可以向比较电压发生电路32传递短路的发生。

接着说明上述构成直流稳压电源电路1各部分的动作。直流稳压电源电路1输出端子间短路时，输出电压Vout下降，对此分压生成的反馈电压Vadj也下降。这时，短路检测器31中，晶体管Q32导通，使晶体管Q31导通。由此，晶体管Q11的发射极可通过电阻R31和晶体管Q31，向晶体管Q34提供电流。因此，晶体管Q34基极电位Vx变化，可以通知比较电压发生电路32发生短路。

比较电压发生电路32当短路检测器31传来发生短路时，将依据短路时输出电流Is预先设定的第一值Vs1输出作为比较电压Vs。此Vs1值设定为与短路时驱动电流检测电阻R21两端电压VR21一致。接下来，比较器33比较两端电压VR21与比较电压Vs1，两端电压VR21较大时，吸收误差放大器11的输出电流。

由此，基极驱动电路12中晶体管Q11基极电流减少，因而可抑制输出晶体管2的驱动电流Id。因此，短路检测器31检测短路期间(图2所示B区域)，直流稳压电源电路1可以限制输出电流Iout为Is。

而输出端子间未发生短路时，直流稳压电源电路1对输出晶体管2的驱动电流Id进行控制，使得输出电压Vout为规定值Vc。因而，不论负载5消耗电流如何，反馈电压Vadj与基准电压Vref基本一致。在此状态下，反馈电压Vadj较高，因而晶体管Q32无法导通，晶体管Q31截止。因此，晶体管Q34基极电位Vx较低。

另外，在此状态下，晶体管Q31截止，因而从晶体管Q11通过短路检测器31流过的电流极少。因而，处于未检测短路状态的短路检测器31其消耗功率可抑制得极低。

比较电压发生电路32根据晶体管Q34的基极电位Vx，判定输出端子间未发生短路。因而，比较电压发生电路32将第二值Vs2输出作为比较电压Vs、此第二值Vs2依据输出晶体管2输出电流Iout最大值Im预先设定，具体来说，设定使得与最大供给时驱动电流检测电阻R21两端电压VR21一致。

在此状态下，晶体管Q31截止，因而晶体管Q11的发射极电流通过晶体管Q33，传送至晶体管Q12基极形成达林顿连接。由此，基极驱动电路12可以根据误差放大器11的输出电压VA来控制输出晶体管2的驱动电流Id。

接下来，比较器33比较两端电压VR21与比较电压Vs2，两端电压VR21较大时，吸收误差放大器11的输出电流。由此，基极驱动电路12中晶体管Q11的基极电流减少，因而可抑制输出晶体管2的驱动电流Id。因此，短路检测器31未检测出短路时，直流稳压电源电路1可以限制输出电流Iout低于Im(图2所示A区域)。

这里，上述构成的短路检测器31，由于在基极驱动电路12的晶体管Q11与晶体管Q12之间设有集电极电流供给晶体管Q33，因而误差放大器11的输出电压与上述式(3)相比，增加了晶体管Q33的VBE部分。但晶体管Q33不论驱动电流Id多少，总是存在偏置。因而，从无负载时上升至有较大负载时的时候，使误差放大器11的输出电压VA不变。而且，晶体管Q33由基极驱动电路12的晶体管Q11加上偏置。因此，没有因晶体管Q33的偏置而增加驱动电流，可以防止无效电流的发生。

另外，图4所示短路过电流保护电路21为构成具体例，并非仅仅限于这种构成。例如，短路过电流保护电路21可以由比较反馈电压Vadj与规定值的第一比较器；以及根据该比较结果使误差放大器11输出电压VA下降的第一控制电路，和比较驱动电流检测电阻R21两端电压VR21与规定值的第二比较器；以及根据该比较结果控制输出电压VA的第二控制电路等来实现。短路过电流保护电路21只要是通过两端电压VR21和反馈电压Vadj检测短路和过电流的，便可以获得与本实施例相同的效果。

但上述构成中，控制电路和比较器分别需要2组，构成方面容易变得复杂。此外，短路检测电路与过电流检测电路互相独立，因而要正确检测短路和过电流，需要提高各个电路的精度。

反之，图4所示构成，短路检测时和过电流检测时，可以共享同一比较器33。因此，与独立设置各个电路的场合相比，可以使电路构成简化。此外，不论是短路检测时还是过电流检测时，最终都是通过两端电压VR21与比较电压Vs的比较，判定是否使误差放大器11输出电压VA下降。因而，即便短路检测器31的精度降低，但只要比较电压发生电路32和比较器33的精度提高，就可以提高短路检测时的精度。因此，与分别设置短路检测电路和过电流检测电路的时候相比，精度提高较为容易。

但本实施例的短路过电流保护电路21，根据短路检测器31的指令，改变作为检测驱动电流Id异常时阈值的比较电压Vs。因而，短路检测时，短路过电流保护电路21将驱动电流检测电阻R21的两端电压VR21与比较电压第一值Vs1相比较，而不与第二值Vs2比较。但第一值Vs1设定得比第二值低，因而，即便流过的是比第二值Vs2所示数值大的驱动电流Id的场合，短路过电流保护电路21也能保护直流稳压电源电路1。

这里，根据情况，对于修改保护电路动作的构成，可以举出例如日本特开平5-88765号公报记载的直流稳压电源和特开平6-335163号公报记载的高频电源等。但前者直流稳压电源在输入电压上升时通过停止过电流保护电路动作，使得输入电压上升时直流稳压电源的动作稳定。而后者高频电源在过电流变动速度比规定值快时，停止保护电路动作。由此，高频电源便可以判定过电流是因为负载电流变动还是机器故障，仅当机器故障时才使保护电路动作。这些电源在保护电路停止动作方面，与本实施例有很大的不同。因而，这些现有电源与本实施例不同，无法提高直流稳压电源电路1的过渡响应。

接下来，根据图5说明上述比较电压发生电路32和比较器33的具体构成例。另外，图5所示的是两部件32和33的构成例，余下的部件除了基极驱动电路12中在晶体管Q12基极与发射极之间设有电阻R12以外，与图4构成基本上一样。因而，对于与图1或图4相同功能的部件，加上相同标号，省略说明。

具体来说，比较电压发生电路32包括短路检测器31检测出短路时导通的NPN型晶体管Q41。该晶体管Q41基极与短路检测器31的晶体管Q34的基极连接，由基准电压Vref通过电阻R41和电阻R42向集电极提供电流，发射极接地。另外，比较电压发生电路32中，上述电阻R41和R42的接点与PNP型晶体管Q42的基极连接。由恒流源I2向该晶体管Q42的发射极提供规定电流，集电极接地。晶体管Q42的发射极与NPN型晶体管Q43的基极连接。晶体管Q43的集电极上加有输入电压Vin，发射极通过互相串联接的电阻R43和R44接地。

另外，上述晶体管Q41对应于权利要求中记载的选择晶体管，电阻R41和电阻R42分别对应于第一和第二电阻。而电阻R43和R44、恒流源I2以及晶体管Q42和Q43对应于生成手段。

上述构成中，短路检测器31检测出短路时，晶体管Q34基极电位Vx上升，上述晶体管Q41导通。因此，晶体管Q41集电极端子电压成为大致饱和电压VCEsat(Q41)。因而，晶体管Q42的基极电位VB(Q42)如下面式(4)所示，

VB(Q42)＝(Vref-VCEsat(Q41))×(R42/(R41+R42)) …(4)

短路检测时比较电压发生电路32的输出电压Vs1如下面式(5)所示，

Vs1＝(Vref-VCEsat(Q41))×(R42/(R41+R42))

×(R44/(R43+R44)) …(5)

短路检测器31未检测出短路期间，晶体管Q34基极电位Vx保持较低值。因而，晶体管Q41截止，晶体管Q42的基极电位为基准电压Vref。因此，比较电压发生电路32的输出电压Vs2如下面式(6)所示，

Vs2＝Vref×(R44/(R43+R44)) …(6)

由此，上述构成的比较电压发生电路32可根据短路检测器31的指令，在短路时输出比较电压Vs1，未短路时输出比较电压Vs2。另外，各电阻R41至R44的电阻值设定成使比较电路电压Vs1和Vs2为所需值。

而比较器33包括基极互相连接的NPN型晶体管Q51和Q52。晶体管Q51集电极与基极互相连接，由恒流源I1向集电极提供规定电流。晶体管Q51的发射极与短路过电流保护部13的驱动电流检测电阻R21的一端连接，加上两端电压VR21。由比较电压发生电路32的电阻R43和电阻R44的接点在晶体管Q52的发射极加上比较电压Vs。晶体管Q52的集电极与误差放大器11的输出连接。由此，比较器33可以由误差放大器11吸收比较电压Vs与两端电压VR21之差相对应的电流。

另外，图5所示构成为比较电压发生电路32和比较器33的构成例，但并非限于此。例如也可以构成为，比较电压发生电路32分别生成短路时的比较电压Vs1和非短路时的比较电压Vs2，按照短路检测器31的指令，选择其中一种电压输出。比较电压发生电路32输出短路时和非短路时不同值的比较电压Vs，而且驱动电流检测电阻R21两端电压VR21超过该比较电压Vs时，只要比较器33是使误差放大器11输出电压VA下降的构成，就可以获得与本实施例相同效果。

但图5所示比较电压发生电路32，电阻R41和电阻R42与根据短路检测器31的指令导通/截止的晶体管Q41串联连接。恒流源I2、电阻R43和R44以及晶体管Q42和Q43组成的生成手段根据两电阻R41和R42的接点电压，输出比较电压Vs。由此，如上述式(5)和(6)所示，比较电压发生电路32可生成短路时和非短路时互不相同的比较电压Vs1和Vs2。

上述构成中，非短路时由于晶体管Q41未导通，电阻R42没有电流流过。因而，与分别生成两比较电压Vs1和Vs2的场合相比，可抵制比较电压发生电路32的消耗功率。

如上所述，本发明第一输出驱动电路(4)为一种直流稳压电源电路(1)的输出驱动电路，包括：检测输出电压误差的误差放大器(11)；一端与上述误差放大器输出连接，补偿输出相位的相位补偿电容(C11)；根据上述误差放大器的输出，对直流稳压电源电路输入输出端子间设置的输出晶体管(2)的驱动电流进行控制，使得输出电压误差减少的控制电路(基极驱动电路12)；在上述输出晶体管要提供过电流场合和输出端子间发生短路场合限制上述驱动电流的短路过电流保护电路(21)，所述输出驱动电路其特征在于，上述短路过电流保护电路根据驱动电流流过的驱动电流检测电阻(R21)的两端电压检测过电流，同时根据与输出电压相对应变化的反馈电压检测短路。

上述构成中，不发生短路和过电流，正常使用时，控制电路对输出晶体管驱动电流进行控制，使得输出电压误差减少。负载消耗电流变大时便要使输出电压降低。误差放大器检测该输出电压的降低，控制电路使驱动电流增加。因此，直流稳压电流电路可以不论负载如何变动，都可以由输出端子输出一定的直流电压。

控制电路随着负载消耗电流的增大，使驱动电流增加。因此，驱动电流检测电阻的两端电压也增加。两端电压增加超过规定值时，短路过电流保护电路例如便向控制电路指令驱动电路下降等，使驱动电流下降。因此，输出晶体管可免遭过电流的损坏。

另一方面，短路过电流保护电路例如监测对输出电压进行分压等所生成的反馈电压，判定是否发生短路。若输出端子间短路，输出电压便降低，与此同时反馈电压也降低。这时，与过电流发生时一样，短路过电流保护电路限制驱动电流。因此，输出端子间即便短路，也可以限制输出电流。

但象以往那样设有与驱动电流检测电阻串联连接的短路检测晶体管时，该短路检测晶体管的偏置状态随驱动电流的多少(负载电流的大小)有所变化，使误差放大器输出电位有较大变动。因此，现有输出驱动电路负载电流急剧上升时，由于对相位补偿电容的充电，使驱动电流的上升发生延迟。这种过渡响应延迟在直流稳压电源电路中造成输出电压降低。

反之，上述第一输出驱动电路构成中，短路过电流保护电路根据反馈电压检测短路。因此，即便没有设置象以往那样与驱动电流检测电阻串联的短路检测用晶体管，也可以顺利地检测短路。因而，可以从以往的直流稳压电源电路的输出驱动电路去掉偏置状态随驱动电流的变动而变化的短路检测用晶体管。因此，从无负载时起变化至有效大负载时的时候，可以比以往减小误差放大器输出电位的变动。因此，可缩短相位补偿电容的充电时间，输出驱动电路可以跟随比以往更加陡的负载电流的变动。因此，在能够保护输出晶体管免遭短路和过电流损坏的直流稳压电源电路的输出驱动电路中可以改善过渡响应特性。

本发明的第二输出驱动电路以上述第一输出驱动电路构成为基础，其特征在于，上述驱动电流检测电阻的电阻值设定为使过电流检测时两端电压低于0.5V。

上述构成可以抑制驱动电流增加所造成的误差放大器输出电位的变动。因此，可以进一步减小从无负载时起上升至有较大负载时时候误差放大器输出电压的变动。因而，可以实现具有更好的过渡响应特性的直流稳压电源电路的输出驱动电路。

不过，对于短路过电流保护电路的具体构成，可以考虑有几种构成。例如，还可以包括：比较反馈电压与第一基准电压来检测短路，使驱动电流下降的第一比较器；和比较驱动电流检测电阻两端电压与第二基准电压来检测过电流，使驱动电流下降的第二比较器。但，这种构成还需要第一和第二比较器和生成第一和第二基准电压的电源，电路构成容易复杂，消耗电流也难以减少。

反之，本发明第三输出驱动电路以上述第一或第二输出驱动电路构成为基础，其特征在于，上述短路过电流保护电路包括：根据上述反馈电压检测输出端子间短路的短路检测器(31)；上述短路检测器检测出短路的短路期间和余下的非短路期间输出互不相同数值的比较电压的比较电压生成电路(32)；比较上述驱动电流检测电阻两端电压与上述比较电压，来检测短路和过电流发生的比较器(33)。

上述构成可以由短路检测和过电流检测两者共享一个比较器。比较器要使驱动电流下降，需要限制比其他电路大的电流。因而，通过比较器的共用，输出驱动电路的电路构成幅度简化。而且，比较电压生成电路输出两种比较电压中的一种，因而与如前述构成那样各个电源生成各自基准电压场合相比，可以减小输出驱动电路的消耗功率。因此，可以实现构成简单、消耗功率小的直流稳压电源电路的输出驱动电路。

此外，本发明第四输出驱动电路以上述第三输出驱动电路构成为基础，其特征在于，上述比较电压生成电路包括：一端加上规定基准电压的第一电阻(R41)；与上述第一电阻串联连接的第二电阻(R42)；通过上述第一和第二电阻加有上述基准电压，按照上述短路检测器的指令导通和截止的选择晶体管(Q41)；以上述第一电阻与第二电阻的接点电压为基准，生成上述比较电压的生成电路(R43和R44)。

上述构成中，短路检测器检测出短路时，选择晶体管导通，上述第一和第二电阻的接点电压大致为上述基准电压在上述第一和第二电阻上的分压值。因此，生成电路输出由分压比确定的第一比较电压。

而短路检测器未检测出短路期间，选择晶体管截止，上述第一和第二电阻的接点电压可保持为上述基准电压。因此，生成电路在非短路时输出与上述第一比较电压不同的第二比较电压。在此状态下，由于选择晶体管截止，因而没有电流流至第二电阻。因此，非短路时的比较电压生成电路的消耗功率，与生成两种比较电压再选择其中一种的场合相比，可以抑制得更低。

因此，在非短路时，可以减少比较电压生成电路的消耗功率。因此，可以实现消耗功率小的直流稳压电源电路的输出驱动电路。

发明的详细说明中涉及的具体实施例毕竞是用来理解本发明技术内容的，所以不应仅限于这种具体例和狭义地解释，可以在本发明实质和权利要求书范围内作种种修改加以实施。

Claims

1.一种直流稳压电源电路的输出驱动电路，对直流稳压电源电路输入输出端子间设有的输出晶体管进行控制，其特征在于包括：

检测所述直流稳压电源电路输出误差的误差放大器；

一端与所述误差放大器的输出连接，补偿该输出相位的相位补偿电容；

根据所述误差放大器的输出，控制所述输出晶体管驱动电流，以使所述输出误差减少的控制手段；

有所述驱动电流流过的驱动电流检测电阻；

根据所述驱动电流检测电阻两端电压检测出所述输出电流过电流时，以及根据与所述直流稳压电源电路输出相对应变化的反馈电压检测出该直流稳压电源电路输出端子间短路时，限制所述驱动电流的短路过电流保护手段。

2.如权利要求1所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路，其特征在于，所述短路电流保护手段根据所述反馈电压和所述两端电压两者限制短路时所述驱动电流。

3.如权利要求2所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路，其特征在于，所述短路过电流保护手段包括：

根据所述反馈电压检测输出端子间短路的短路检测器；

所述短路检测器检测出短路的短路期间和余下的非短路期间变更所生成的比较电压值的比较电压生成手段；

比较所述驱动电流检测电阻两端与所述比较电压，检测短路和过电流发生，使驱动电流下降的比较手段。

4.如权利要求3所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路，其特征在于，所述比较电压生成手段包括：

一端加上规定基准电压的第一电阻；

与所述第一电阻串联连接的第二电阻；

通过所述第一和第二电阻加上所述基准电压，按照所述短路检测器的指令，异通和截止的选择晶体管；

以所述第一电阻与第二电阻的接点电压为基准，生成所述比较电压的生成手段。

5.如权利要求4所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路，其特征在于，

所述选择晶体管为NPN型晶体管。

6.如权利要求1所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路，其特征在于，

所述驱动电流检测电阻的电阻值设定成使过电流检测时两端电压低于0.5V。

7.如权利要求5所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路，其特征在于，

8.如权利要求1所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路，其特征在于，

所述控制手段具有根据所述误差放大器的输出，控制内部流过的驱动电流量的第一驱动晶体管，

所述驱动电流检测电阻与所述第一驱动晶体管直接连接。

9.如权利要求8所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路，其特征在于，

所述控制手段还包括根据所述误差放大器输出，控制所述第一驱动晶体管的第二驱动晶体管，

所述短路过电流保护手段设有：

配置于所述第一驱动晶体管与第二驱动晶体管之间，未检测到短路时，由所述两驱动晶体管之间流过的控制电流加上偏置，从所述两驱动晶体管中的某一个传送所述控制电流至另一个的第一晶体管；

因发生短路致使所述反馈电压下降时导通，对所述第一晶体管的偏置电流构成旁路的检测晶体管；

使得从施加所述反馈电压一侧看去的所述检测晶体管的阻抗增大的第二晶体管。

10.一种使输入稳定输出的直流稳压电源电路，其特征在于包括：

控制输入输出端子间所流过电流的输出晶体管；

控制该输出晶体管的权利要求1所述的直流稳压电源电路的输出驱动电路。